JP2020533944A - クロックされたパワーエレクトロニクス機器の歪スペクトルを適合させるためのキャリア変調型のパルス幅変調 - Google Patents

クロックされたパワーエレクトロニクス機器の歪スペクトルを適合させるためのキャリア変調型のパルス幅変調 Download PDF

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Abstract

クロックされたパワーエレクトロニクス機器の歪スペクトルを適合させるためのキャリア変調型のパルス幅変調を提供する。【解決手段】 本発明は、パワーエレクトロニクス機器（２００）を制御するための方法であって、パワーエレクトロニクス機器（２００）が、少なくとも２つのパワー半導体スイッチ（２４３、２４４）を含み、パルス幅変調に従って第１の制御ユニット（２３０）によって制御され、パルス幅変調が、動的に変更されるクロック信号（２３６）に従って行われ、ある時点で、それぞれのクロック信号が、第２の制御ユニット（２１０）によって、所与のターゲットスペクトルを使用して計算される方法に関する。さらに、本発明は、対応するシステムに関する。

Description

本発明は、電動機の作動時にクロックされたパワーエレクトロニクス機器の歪スペクトルを適合させるためのキャリア変調型のパルス幅変調のための方法及びシステムに関する。
一部電気駆動又は純電気駆動機構を備える自動車では、ＤＣ−ＤＣコンバータが、異なる電圧レベル間で、例えば１２Ｖのバッテリ電圧と、駆動に使用される電圧（マイルドハイブリッドの場合は例えば約４８Ｖ、大型駆動機構では２５０Ｖ〜９００Ｖ）との間でエネルギーを伝達するのに重要な役割を果たす。
米国特許出願公開第２０１３／０１４７４０４Ａ１号明細書に、電気自動車に設置されたＤＣ−ＤＣコンバータに関する例が示されている。ＤＣ−ＤＣコンバータは、直流源として機能するバッテリと、電動機又は発電機として選択的に働く第１及び第２のモータとの間に配置されている。変換器は、第１及び第２のインバータを含み、第１及び第２のインバータは、第１若しくは第２のモータにエネルギーを供給する、又は第１若しくは第２のモータからエネルギーを受け取るように設計されている。ＤＣコンバータは、バッテリからの直流電圧をブーストし、ブーストされたバッテリ電圧を第１及び第２のインバータに供給し、第１及び第２のインバータの直流電圧をブーストし、ブーストされた電圧をバッテリに供給する。制御ユニットは、トルクコマンド及び電流コマンドマッピングテーブルに基づく電圧コマンドの生成後にＤＣ−ＤＣコンバータを切り替えることによって、第１及び第２のインバータに印加される出力電圧を制御するように設計することができる。
ＤＣ−ＤＣコンバータに特有のスイッチング原理によって、ＤＣ−ＤＣコンバータは、例えば制御バスやカーラジオなどの敏感な電子デバイスにとって重大な電磁干渉発生源となる。さらに、例えば窒化ガリウム（ＧａＮ）や炭化ケイ素（ＳｉＣ）など大きなバンドギャップを有する半導体材料を用いた電子デバイスは、従来のシリコンと比較して、電界効果トランジスタ（ＦＥＴと略される）で１０〜１０００倍高速のスイッチングを有することができるが、その際に放射される電磁干渉（ＥＭＩと略される）によって繊細な領域に悪影響を及ぼす。これは、例えば、Ｄ． Ｈａｎ， Ｓ． Ｌｉ， Ｙ． Ｗｕ， Ｗ． Ｃｈｏｉ， ｕｎｄ Ｂ． Ｓａｒｌｉｏｇｌｕ， “Ｃｏｍｐａｒａｔｉｖｅ Ａｎａｌｙｓｉｓ ｏｎ Ｃｏｎｄｕｃｔｅｄ ＣＭ ＥＭＩ Ｅｍｉｓｓｉｏｎ ｏｆ Ｍｏｔｏｒ Ｄｒｉｖｅｓ： ＷＢＧ ｖｅｒｓｕｓ Ｓｉ Ｄｅｖｉｃｅｓ，” ＩＥＥＥ ＴＲＡＮＳＡＣＴＩＯＮＳ ＯＮ ＩＮＤＵＳＴＲＩＡＬ ＥＬＥＣＴＲＯＮＩＣＳ， ｖｏｌ． ６４， ｎｏ． １０， ｐｐ． ８３５３−８３６３， ＤＯＩ： １０．１１０９／ＴＩＥ．２０１７．２６８１９６８ （２０１７）に記載されている。
回路内の高スイッチングレートに関する研究において、通常、従来のパルス幅変調法（ＰＷＭと略される）が使用され、ここで、生じたスイッチングレートに起因する高いＥＭＩ、及び一次高調波振動での高いパワー密度が様々な通信及び測位アプリケーション用に確保される長波及び中波領域に影響を与えるという問題は注視されていない。これに関連して影響を受けやすい環境（例えば車両や飛行機において見ることができる）では、様々な通信バスがこれらの領域で情報を交換し、それにより、多くの回路で高いスイッチングレートの使用が制限される。
ＥＭＩフィルタとコンバータの位相数との組合せで、それぞれの変調法は、ＥＭＩの問題に主要な影響を及ぼす。ここで、コンバータ電流中のスペクトル成分のパワー密度を低減するためにいくつかの方法が開発されており、しばしばスペクトル整形又は拡大法と呼ばれる。よく知られているスペクトル整形法は、周波数変調ＰＷＭ、ランダムＰＷＭ、カオスＰＷＭ、及びシグマデルタ変調である。これらの方法は、スイッチング周波数及びその調波でのスペクトルピークを広げるためにスイッチングレートを変化させ、干渉パワーの分散によって歪スペクトルでの最大パワー密度を低減する。
例えば、Ｋ． Ｋ． Ｔｓｅ， Ｈ． Ｓ．−Ｈ． Ｃｈｕｎｇ， Ｓ． Ｙ． Ｒｏｎ Ｈｕｉ， ａｎｄ Ｈ． Ｃ． Ｓｏ， “Ａ ｃｏｍｐａｒａｔｉｖｅ ｓｔｕｄｙ ｏｆ ｃａｒｒｉｅｒ−ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ ｔｅｃｈｎｉｑｕｅｓ ｆｏｒ ｃｏｎｄｕｃｔｅｄ ＥＭＩ ｓｕｐｐｒｅｓｓｉｏｎ ｉｎ ＰＷＭ ｃｏｎｖｅｒｔｅｒｓ，” ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓａｃｔｉｏｎｓ ｏｎ Ｉｎｄｕｓｔｒｉａｌ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ， ｖｏｌ． ４９， ｐｐ． ６１８−６２７， ２００２に述べられている従来の方法は、出力のパワー密度を低減するが、一般に主制御サイクルでのクロックレート又は変調が変わるため、制御を複雑にする。その結果、明確な制御ダイナミクスを備えた高出力コンバータの実装は非常に要求が高く、さらに、動作中に達成可能な制御帯域幅を変える。さらに、スペクトル拡大はその場限りのもの（ａｄ−ｈｏｃ）にすぎず、所定の参照スペクトルに従って調整することはできない。
この背景を元に、本発明の課題は、例えばＤＣ−ＤＣコンバータ及び／又はインバータなどのパワーエレクトロニクス機器を制御するための方法であって、パワー半導体スイッチのスイッチングによって引き起こされる歪スペクトルを制御し、それにより電磁適合性（ＥＭＣ）を改良する方法を提供することである。既知のスペクトル拡大法とは対照的に、歪スペクトルのスペクトルプロファイルにおいて、いつでもギャップ又は特別な形状をもたらすことができる。いずれにせよ、最大スペクトルパワー密度は、それぞれのスペクトル範囲にわたる分散により、従来のＰＷＭ法におけるよりも低くなる。さらに、本発明の課題は、そのような方法を行うための対応するシステムを提供することである。
上述した課題を解決するために、パワーエレクトロニクス機器を制御するための方法であって、パワーエレクトロニクス機器が、少なくとも２つのパワー半導体スイッチを含み、パルス幅変調に従って第１の制御ユニットによって制御され、パルス幅変調が、動的に変更されるクロック信号に従って行われ、ある時点で、それぞれのクロック信号が、第２の制御ユニットによって、所与のターゲットスペクトルを使用して計算される方法が特許請求される。また、第１の制御ユニットと第２の制御ユニットとは、それぞれの機能に関して、単一の制御ユニットに組み合わせることもできる。しかし、好ましくは、少なくとも２つの制御ユニットが提供される。
ここで、第１の制御ユニットは、パワー半導体スイッチを制御するためにパルス幅変調を行い、入力信号としての参照電圧のそれぞれ要求される連続的な参照プロファイルを、出力電圧を供給するパワー半導体スイッチの量子化スイッチング状態に適合させる。パルス幅変調は、さらなる入力信号として、第１の制御ユニットに利用可能なそれぞれのクロック信号に基づく。本発明によれば、それぞれのクロックは、パワーエレクトロニクス機器の参照電圧と出力電圧との偏差からなる歪スペクトルが所与のターゲットスペクトルに対応するように、第２の制御ユニットによって計算される。
この目的のために、例えばマイクロコントローラによって実現されている第２の制御ユニットは、例えば所与の統計分布関数ｆ（ｘ）に従って、すなわちここで述べるケースでは一様に間隔［０，１］内で、乱数ｘを生成する。しかし、間隔の別の可能な選択肢を限定しない。様々な規準に従って調整されるターゲットスペクトルＺ（ω）は、スイッチング周波数ωの関数であり、その逆関数は、パルス幅変調に関するクロック信号を表す。ここで、第２の制御ユニットは、方程式
Figure 2020533944
 によって、各乱数ｘにスイッチング周波数ωを一意に割り当て、これを、第１の制御ユニットがパルス幅変調のために使用可能である。
本発明による方法の一実施形態では、第１の制御ユニット用の可変クロック信号を生成するために、電圧制御型発振器（ＶＣＯと略される）が選択される。ここで、入力電圧Ｖと出力クロック信号との間の伝達関数ＴVCO（Ｖ）がよく知られている。
ω＝ＴVCO（Ｖ） （２）
第２の制御ユニットは、式（２）の逆関数から、それぞれのクロック信号を生成するのに必要な電圧Ｖを計算する。この電圧Ｖで、ＶＣＯが第２の制御ユニットによって制御される。
Figure 2020533944
側波帯、低調波、及びスペクトル拡大のための従来の方法から知られているさらなるサンプリングアーチファクトの生成を抑制するために、第２の制御ユニットにおいて、例えば対数正規分布τ〜ｌｎＮから抽出された可変時間間隔τ後のＶＣＯ電圧の更新が行われ、ここで、その経過後、２つの乱数の新たな対（ｘ，τ）がそれぞれの分布から引き出される。したがって、各時点に、歪スペクトルのスペクトル特性の時間的なアップデートが決定される。第１の制御ユニットは、可変クロック信号から、例えば比例積分制御（当業者によってＰＩと略される）に従って直流電圧コンバータの電流及び／又は電圧調整を行うことができ、これは、同時の電流及び電圧調整においてカスケード式に実施することもできる。可変クロックの各クロックエッジで、それに対応して調整ループが少なくとも１回実行され、新たな「デューティサイクル」、したがって、パワー半導体スイッチがアクティブ化又は非アクティブ化されるクロックの持続時間の割合が決定される。
本発明による方法の一実施形態では、電動機の位相を制御するためのそれぞれ１つのハーフブリッジとして、各場合に２つのパワー半導体スイッチが選択される。本発明による方法は、望みに応じて、複数のハーフブリッジ又は複数の位相の制御に拡張可能である。このとき、より多数の出力位相があるにもかかわらず、出力信号のスペクトルを計算して最適化することができる。
本発明による方法の一実施形態では、第２の制御ユニットが動作又は実施される際のクロックは、第１の制御ユニットのクロック信号とは無関係に選択される。
本発明による方法の一実施形態では、パルス幅変調のクロック信号を生成するために使用されるＶＣＯの制御は、アナログ電圧を介して式（３）に従って第２の制御ユニットによって行われる。
本発明による方法のさらなる実施形態では、パルス幅変調のクロック信号を生成するために使用されるＶＣＯの制御は、デジタル信号及び下流に接続されたローパスフィルタによって行われる。
本発明による方法のさらなる実施形態では、パルス幅変調のそれぞれのクロック信号の変化は、本発明による式（１）に従うスイッチング周波数の計算によって行われ、ここで、間隔［０，１］からの数が、擬似ランダムアルゴリズムによって、又は所与の数列に基づいて決定される。しかし、アーチファクトを抑制するために、所与の数列は、時間的な相関を除外する最小の長さを有さなければならない。
本発明による方法の一実施形態では、所与のターゲットスペクトルは、例えばＣＩＳＰＲ規格、工業規格又は開発規格で規定される電磁適合性に関する規格からの限界値を考慮する。
本発明による方法のさらなる実施形態では、所与のターゲットスペクトル内の少なくとも１つのギャップによって、影響領域に存在するさらなる電子機器の故障のない動作が保証される。それぞれのギャップは、例えば、現在の無線受信周波数、移動無線周波数、又
は内蔵通信バスなどのさらなる敏感な周波数領域、又はそれぞれ関連の高調波振動の倍数に基づくこともある。式（１）によるクロック信号の動的な変化によって、ターゲットスペクトルを必要に応じて適応的に変えることができ、例えばラジオの送信元検索プロセスにおける付随するギャップによって変えることができる。
パルス幅変調のスイッチング周波数は、式（１）に従ってターゲットスペクトルから決定され、したがって、最も単純なケースでは、それぞれのスイッチング周波数の時間成分も、それぞれの周波数に対応するターゲットスペクトルにおける信号エネルギーの最終的にはただ１つの提示から直接抽出される。しかし、そのような処置では、パルス幅変調が、パワー半導体スイッチのオン又はオフの切替え状態に起因する矩形制御をもたらし、したがって矩形プロファイルから、パルス幅変調の各スイッチング周波数に対する高調波振動が生じることを考慮する必要がある。歪スペクトルへの各ＰＷＭスイッチング周波数のモノクロ変換を仮定すると、各ＰＷＭスイッチング周波数の倍数で、初期ターゲットスペクトルと比較して高いエネルギー密度が生じる。これを回避するために、各周波数の倍数での電力をターゲットスペクトルに対して低減させなければならず、すなわち高調波振動の次数の値を用いた分周器による矩形関数の周波数変換に従って低減しなければならない。したがって、規準に基づいて決定されたターゲットスペクトルＺ（ω）を使用する代わりに、本発明による方法の一実施形態では、ターゲットスペクトルは、それぞれのクロック信号に対応する周波数の倍数の選択のそれぞれの倍数ｊで低減され、
Figure 2020533944
 に従って、変調されたターゲットスペクトルＺ’（ω）を得る。
本発明による方法のさらなる実施形態では、ターゲットスペクトルは、パワー半導体スイッチのスイッチング機能の周波数変換を用いた逆畳み込みを受ける。スイッチング機能は、パワー半導体スイッチのオン及びオフ状態に対応する矩形関数からの実際の偏差をさらに考慮する。これらの偏差は、２つのスイッチング状態及び／又はスイッチング過電圧間の不完全な矩形遷移からなる。
さらに、特にＤＣコンバータの場合、出力パラメータ、例えば出力電圧又は出力電流でのＰＷＭスイッチング周波数を認識できなくする周波数応答が生じる可能性がある。典型的な直流電圧コンバータでは、通常、磁気メモリの充電が制御される。一方、出力の周波数応答は、ＰＷＭスイッチング信号の線形フィルタリングによって、例えばローパスフィルタリングによって、又は一般にＦＩＲフィルタ、すなわち有限インパルス応答を有するフィルタ、又はＩＩＲフィルタ、すなわち無限インパルス応答を有するフィルタによって、一次近似で推定可能であることが多い。それに対応して、信号パスのそのようなフィルタ応答も、信号パスを通して変調された信号の逆数をターゲットスペクトルに近似的に適用することによって補償することができる。例えば、信号パスの終端で、出力、例えば出力電圧又は出力電流の周波数応答がターゲットスペクトルにほぼ追従するように、対応するフィルタの逆数を、比較のためにターゲットスペクトルに適用することができる。
最後に、パワー半導体スイッチを動作させるための本発明による方法の一実施形態では、大きなバンドギャップを有する半導体材料が選択される。これは、例えば、ＧａＮ又はＳｉＣからなることがある。大きいバンドギャップを有するそのような材料は、有利には、パワー半導体スイッチの動作時に高いスイッチング周波数を可能にし、その結果生じる歪スペクトルの欠点は、本明細書で提示される本発明による方法の実施形態によって補償することができる。
さらに、少なくとも２つのパワー半導体スイッチと、パルス幅変調によって少なくとも２つのパワー半導体スイッチを制御するための第１の制御ユニットと、クロック発生器と、パルス幅変調が行われる際のクロックを計算するための第２の制御ユニットとを備えるパワーエレクトロニクス機器を制御するためのシステムであって、前記請求項のいずれか一項に記載の方法を行うように構成されたシステムが特許請求される。
本発明によるシステムのさらなる実施形態では、クロック発生器は電圧制御型発振器（ＶＣＯと略される）である。ＶＣＯは、入力電圧をクロック信号に変換する。変換の伝達関数は一般に知られている。
本発明によるシステムのさらなる実施形態では、制御ユニットはマイクロコントローラである。特に、マイクロコントローラは、パルス幅変調を制御するために使用され、本発明による方法の実施形態を実施することによって、例えば式（３）の計算によって、ＧＰＩＯ出力（汎用Ｉ／Ｏ出力の略）を介してデジタル信号を生成し、デジタル信号は、ローパスを介して、ＶＣＯの入力電圧、したがってパルス幅変調のためのスイッチング周波数を表す。さらに、マイクロコントローラは、例えば、ＧＰＩＯ出力でデジタル信号としてマイクロコントローラによって提供される、ローパスを介して送られる参照信号によって、参照電圧をパルス幅変調に供給することができる。さらに、マイクロコントローラにさらなるタスクを課すことができ、例えば、車両側の低電圧マスタ信号との通信、ＣＡＮバスを介した車両無線との通信、様々な参照信号の提供、又はスタートアップ制御時、モニタリング時、温度監視時、電力損失時などのデータの提供などを課すことができる。
本発明による方法の記載ではほぼ電圧についてのみ述べたが、電流制御システム又は電流調整システムにおいても同様に実施することができる。
本発明のさらなる利点及び形態は、本明細書及び添付図面から得られる。
上記の特徴及び以下でさらに説明する特徴は、各場合に提示される組合せだけでなく、本発明の範囲から逸脱することなく、他の組合せでも、又は単独でも使用することができることを理解されたい。
図は一貫して包括的に述べられており、同じ構成要素には同じ参照符号が割り当てられている。
本発明によるパワー半導体スイッチの制御の可能な実施形態の概略図である。 本発明による方法によって制御されるハーフブリッジの例示的な回路の概略図である。 本発明による方法によって制御される２つのハーフブリッジの例示的な回路の概略図である。 例示的な歪スペクトルを示す図であって、２つの歪スペクトルが従来技術から生成され、２つの歪スペクトルが本発明による方法の実施によって生成されている図である。
図１に、本発明によるパワー半導体スイッチ１２０の制御１００の可能な実施形態が概略図で示されている。ターゲットスペクトル１０２は、任意選択で、高調波振動に対する補償１０４を受け、高調波振動は、例えばパルス波変調の最終的に矩形の制御信号の様々な発生源から生じ得る。結果として得られるスペクトルの分布密度に従って、例えば式（１）の計算１０６によって、例えばランダム又は決定論的な数列（ここで、有利には、この数列の統計的分布は既知である）から生成される数１１４が、スイッチング周波数に変換され、クロック生成１１０に使用される。クロック生成１１０は、例えば、電圧制御型発振器（ＶＣＯと略される）によって行うことができる。変化する持続時間又は音声速度の生成１０８によって、それぞれのクロックが持続される時間長が決定される。生成１０８は、ランダム又は決定論的な数列に基づいて任意選択で行うことができる。各クロックは、パワー半導体スイッチ１２０を制御するためのスイッチング周波数として、パルス幅変調１１２（ＰＷＭと略される）に使用される。さらに、「デューティサイクル」又は変調度１１８もＰＷＭに含まれる。代替として、静的な持続時間を省いて、ωの完全に動的な適合を行うこともできる。
図２に、本発明による方法によって制御されるハーフブリッジ２４３、２４４の例示的な回路が概略図で示される。単相ＤＣコンバータ２００に関する回路が示されている。マイクロコントローラ２１０は、２つの出力２１２及び２１４によってＰＷＭジェネレータ２３０を制御する。２つの出力２１２及び２１４は、デジタル汎用Ｉ／Ｏ出力（ＧＰＩＯと略される）である。出力２１２は、ローパスフィルタを介して、ＰＷＭジェネレータ２３０に入力２３１で参照電圧２０８を提供する。同様に、出力２１４は、ローパスフィルタを介してＶＣＯ２２０を制御し、ＶＣＯ２２０は、ＰＷＭジェネレータ２３０の入力２３６にクロック信号を転送する。ここで、ＶＣＯ自体は、非常に高く、例えば１ＭＨｚでクロックされる。ＰＷＭジェネレータ２３０は、出力２３３を介してハイサイドパワー半導体スイッチ２４３を制御し、出力２３４によってハーフブリッジ２４３、２４４のローサイドパワー半導体スイッチ２４４を制御する。ＤＣコンバータ２００は、より高い電圧、例えば４８Ｖを有する入力２０１と、より低い電圧２０２、例えば１２Ｖを有する入力２０２とを有する。ＰＷＭジェネレータ２３０で、入力２３２と同時に電圧測定２０４が行われ、入力２３５と同時に電流測定２０６が行われる。
図３に、本発明による方法によって制御される２つのハーフブリッジ２４３、２４４及び３４３、３４４の例示的な回路が概略図で示されている。二相ＤＣコンバータ３００に関する回路が示されている。ＰＷＭジェネレータ２３０は、ここではさらに、出力３３３を介してハイサイドパワー半導体スイッチ３４３を制御し、出力３３４によってハーフブリッジ３４３、３４４のローサイドパワー半導体スイッチ３４４を制御する。例えば、ＤＣコンバータ３００での第２の位相を使用して、例えば低出力で位相がオフにされることによって、より良い部分負荷応答及びより良い部分負荷効率を達成することができる。さらに、２つの位相は、電流リップルを低減するために、時間的に互いにずらして切り替えることができる。代替として、各位相は、独自のＰＷＭを受けることもでき、このＰＷＭはまた、全体の放出スペクトルをターゲットスペクトルにより良く適合させるために独自のスイッチング周波数を有する。
図４に、例示的な歪スペクトル４１０、４２０、４３０、４４０が示されており、歪スペクトル４１０及び４２０は、従来技術から生じ、歪スペクトル４３０及び４４０は、本発明による方法の実施によって生じている。各場合において、上に向かって、任意であるが、４つの歪スペクトルすべてに関して同じである単位で振幅４０４がプロットされており、右に向かって、ｋＨｚ単位で周波数４０２がプロットされている。歪スペクトル４１０は、従来のパルス幅変調で生じる３つの高調波振動４１２を示す。任意の単位でプロットされているそれらの振幅４０４は、約２００の数値まで示されている。歪スペクトル４２０では、歪スペクトル４１０で示される高調波振動の従来のスペクトル正規分布がエミュレートされた。ここで留意すべきことに、ここでの及びさらなる歪スペクトル４３０及び４４０では、すべての規格（例えばＣＩＳＰＲ）に関して及びまた高感度システムに関して、最大パワー密度の中心パラメータは、歪スペクトル４１０で示される固定クロックを用いた従来のＰＷＭと比較して明らかに小さく、１５未満の数値を有し、これは、近似的に、帯域幅が大きくなればなるほどパワー密度のピークが低くなることに起因する。歪スペクトル４３０では、ターゲットスペクトル４３２として、複雑なプロファイルに関する例として、異なる幅を有する２つの重なる正規曲線が提示された。本発明による方法の実施形態によって得られるスペクトル４３４は、所与のターゲットスペクトルを非常によく再現することができる。４００ｋＨｚから見える、ターゲットスペクトルから逸脱して生じた高周波成分は、わずか５未満の振幅値を有する。歪スペクトル４４０での所与のターゲットスペクトル４４２も、本発明による方法の実施形態によってもたらされるスペクトル４４４によって非常によく再現される。

Claims (15)

  1. パワーエレクトロニクス機器（１００、２００、３００）を制御するための方法であって、前記パワーエレクトロニクス機器（１００、２００、３００）が、少なくとも２つのパワー半導体スイッチ（１２０、２４３、２４４、３４３、３４４）を含み、パルス幅変調に従って第１の制御ユニット（１１０、２３０）によって制御され、前記パルス幅変調が、動的に変更されるクロック信号（２３６）に従って行われ、ある時点で、それぞれのクロック信号が、第２の制御ユニット（２１０）によって、所与のターゲットスペクトル（１０２）を使用して計算され、前記パワー半導体スイッチの量子化スイッチ状態に投影される連続的な参照プロファイルから生じる前記パワーエレクトロニクス機器の参照電圧と、前記パワーエレクトロニクス機器の出力電圧との間の偏差から生じる歪スペクトルが、前記所与のターゲットスペクトルに対応する方法。
  2. 電動機の位相を制御するためのそれぞれ１つのハーフブリッジとして、各場合に、前記パワーエレクトロニクス機器（２００、３００）の２つのパワー半導体スイッチ（２４３、２４４、３４３、３４４）が選択される、請求項１に記載の方法。
  3. 前記第２の制御ユニット（２１０）のクロックが、前記第１の制御ユニット（２３０）の前記クロック信号（２３６）とは無関係に選択される、請求項１又は２に記載の方法。
  4. 前記パルス幅変調のための前記クロック信号（２３６）を生成するためのクロック発生器として、電圧制御型発振器（１１０、２２０）が選択される、請求項１〜３のいずれか一項に記載の方法。
  5. 前記パルス幅変調の前記クロック信号を生成するために使用される前記電圧制御型発振器（１１０、２２０）が、アナログで生成される電圧によって駆動される、請求項４に記載の方法。
  6. 前記パルス幅変調の前記クロック信号を生成するために使用される前記電圧制御型発振器（１１０、２２０）が、デジタル信号（２１４）及びローパスフィルタによって制御される、請求項４に記載の方法。
  7. 前記パルス幅変調の前記それぞれのクロック信号（２３６）の変化が、ランダム原理で、擬似ランダム原理で、又は所与の数列（１１４）に基づいて行われる、請求項１〜６のいずれか一項に記載の方法。
  8. 前記所与のターゲットスペクトル（１０２）が、電磁適合性に関する規格からの限界値に従って選択される、請求項１〜７のいずれか一項に記載の方法。
  9. 前記所与のターゲットスペクトルでの少なくとも１つのギャップによって、前記パワーエレクトロニクス機器の影響領域に存在するさらなる電気機器の故障のない動作が保証される、請求項１〜８のいずれか一項に記載の方法。
  10. 前記ターゲットスペクトル（１０２）が、それぞれのクロック信号に対応する周波数の倍数の選択のそれぞれの倍数で低減される、請求項１〜９のいずれか一項に記載の方法。
  11. 前記ターゲットスペクトル（１０２）が、前記パワー半導体スイッチ（１２０、２４３、２４４、３４３、３４４）のスイッチング関数の周波数変換を用いた逆畳み込みを受ける、請求項１〜１０のいずれか一項に記載の方法。
  12. 前記パワー半導体スイッチ（１２０、２４３、２４４、３４３、３４４）の前記動作のために、大きなバンドギャップを有する半導体材料が選択される、請求項１〜１１のいずれか一項に記載の方法。
  13. 少なくとも２つのパワー半導体スイッチ（１２０、２４３、２４４、３４３、３４４）と、パルス幅変調によって前記少なくとも２つのパワー半導体スイッチ（１２０、２４３、２４４、３４３、３４４）を制御するための第１の制御ユニット（１１０、２３０）と、クロック発生器（１１０）と、前記パルス幅変調が行われる際のクロック（２３６）を計算するための第２の制御ユニット（２１０）とを備えるパワーエレクトロニクス機器（１００、２００、３００）を制御するためのシステムであって、請求項１〜１２のいずれか一項に記載の方法を行うように構成されたシステム。
  14. 前記クロック発生器（１１０）が電圧制御型発振器（２２０）である、請求項１３に記載のシステム。
  15. 前記第２の制御ユニット（２１０）がマイクロコントローラである、請求項１３又は１４に記載のシステム。
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