JP2020507293A - ダブル出力ポート充電回路及びその制御方法 - Google Patents

ダブル出力ポート充電回路及びその制御方法 Download PDF

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Abstract

ダブル出力ポート充電回路及びその制御方法を提供することを課題とする。本発明は、ダブル出力ポート充電回路及び制御方法を開示する。前記ダブル出力ポート充電回路は、一次側変換回路と二次側第１変換回路と二次側第２変換回路とこれら３つの回路に接続された変圧器とコントローラと、を含む。前記コントローラは、収集した二次側第２変換回路の出力電圧及び出力電流を受信すると共に基準値と比較及び補償し、最終的に一次側変換回路中のスイッチの導通及び遮断時間の制御を実現する。前記コントローラは、収集した一次側変換回路出力電流を受信し、ゼロクロス検出を通じてゼロクロス遅延を算出することで、二次側第２変換回路内の整流スイッチの導通及び遮断時間を制御する。本発明は１つのコントローラを用いると、２つの直流出力ポートの電圧を柔軟的に制御でき、調圧が正確で、耐干渉性も高く、同時に構造簡単、設置に便利、コンパクト、低コスト、軽量という利点を持っている。

Description

本発明は、電気自動車の充電技術分野に関し、特に、ダブル出力ポートを備えた車載充電器回路及びその制御方法に関する。
省エネ・二酸化炭素排出削減及び大気汚染制御のニーズに伴い、新エネルギー車が徐々に市場においてプロモーションや運用が図られ、このうち電気自動車が更に新エネルギー車の主力車種となってきた。電気自動車の車載充電器は、電気自動車内でも重要な構成部分であり、一般的に２個の出力ポートを備え、１個が電池充電用で、もう１つが車内電気機器給電用である。従来の技術において、この２ポートの電圧／電流に対して、調整制御を別々に行うため、設置が煩雑で、調整制御が不便であるという欠陥が存在している。
よって、業界内において１個のコントローラを使用するだけで、簡単に両側の出力電圧を制御できる充電回路及びその制御方法の開発が急務となっている。
本発明は、従来技術の上記課題を解決するため、ダブル出力ポート充電回路及びその制御方法を提供することを目的とする。
上記技術的課題を解決するため、本発明で提供する技術的手段としては、ダブル出力ポート充電回路を設計することであり、ダブル出力ポート充電回路は一次側変換回路と二次側第１変換回路と二次側第２変換回路とこれら３つの回路に接続された変圧器とを含み、一次側変換回路内が第１組電力スイッチと第２組電力スイッチとを備え、これら２組の電力スイッチの導通及び遮断動作が相反し、二次側第２変換回路が第１整流スイッチと第２整流スイッチとを備え、２個の整流スイッチの導通及び遮断動作が相反し、ダブル出力ポート充電回路は、二次側第１変換回路のパラメータを収集するための二次側第１カレントコレクタ及び二次側第１ボルテージコレクタと、二次側第２変換回路のパラメータを収集するための二次側第２カレントコレクタ及び二次側第２ボルテージコレクタと、一次側変換回路の出力電流を収集するための一次側カレントコレクタと、各コレクタ及び各スイッチに接続されたコントローラとを更に含み、前記コントローラが収集した二次側第１変換回路の出力電流及び出力電圧を基準値と比較及び補償し、得られた補償値で変調波タイミングのレイアウトを行い、正変調波タイミング及び負変調波タイミングを生成し、正、負変調波タイミングが各々第１組電力スイッチ及び第２組電力スイッチの導通及び遮断を制御するために用いられ、前記コントローラは、正変調波に基づき１つの正方向ゼロクロス遅延及び１つの負方向ゼロクロス遅延を算出し、前記正変調波に前記正方向ゼロクロス遅延を加算して前記第１整流スイッチの導通及び遮断を制御し、前記負変調波に前記負方向ゼロクロス遅延を加算して前記第２整流スイッチの導通及び遮断を制御する。
前記比較及び補償は、二次側第１変換回路の出力電流と第１基準値との差を演算し、両者の差に対しループ補償を行い、得られた補償値とあらかじめ設定された電圧ループデフォルト値を比較して小さい方の値を取得して電圧ループ基準値とすることと、二次側第１変換回路の出力電圧と前記電圧ループ基準値との差を演算し、両者の差に対しループ補償を行い、得られた補償値で変調波タイミングのレイアウトを行うことで前記正変調波及び負変調波を生成することと、を含む。
前記二次側第２変換回路は、出力スイッチを更に備え、前記コントローラが収集した二次側第２変換回路の出力電圧及び二次側第２変換回路の出力電流を基準値と比較及び補償し、得られた補償値を裁断波遅延時間とし、前記正変調波に前記正方向ゼロクロス遅延を加算してから更に裁断波遅延時間を加算して前記出力スイッチの導通及び遮断を制御し、前記出力スイッチが第１整流スイッチと同時に遮断される。
前記コントローラは、二次側第２変換回路の出力電圧と第２基準値との差を演算し、両者の差に対しループ補償を行い、得られた補償値とあらかじめ設定された電流ループデフォルト値を比較して小さい方の値を取得して電流ループ基準値とし、収集した二次側第２変換回路の出力電流と電圧ループ基準値との差を演算し、両者の差に対しループ補償を行い、得られた補償値を裁断波遅延時間とする。
前記ループ補償としては、２Ｐ２Ｚ電源ループ補償アルゴリズムを用いる。
前記コントローラは、収集した一次側変換回路の出力電流により一次側変換回路のゼロクロス時刻を判定し、前記変調波の立ち上がりエッジからゼロクロス時刻までを前記正方向ゼロクロス遅延及び負方向ゼロクロス遅延として算出する。
前記コントローラ内には比較図を保存し、一次側変換回路の出力電力を多段に分け、各段に１本の比較曲線を描き、前記正変調波の動作周波数を確定し、動作周波数に基づき対応の正方向ゼロクロス遅延及び負方向ゼロクロス遅延を見つけ出す。
本発明は、ダブル出力ポート充電回路の制御方法を更に提供し、
収集した二次側第１変換回路の出力電流及び出力電圧を基準値と比較及び補償し、得られた補償値で変調波タイミングのレイアウトを行い、正変調波及び負変調波を生成し、正、負変調波が各々一次側変換回路内の第１組電力スイッチ及び第２組電力スイッチの導通及び遮断を制御するために用いられ、前記第１組電力スイッチと第２組電力スイッチの導通及び遮断動作が相反するステップと、
正変調波に基づき１つの正方向ゼロクロス遅延及び１つの負方向ゼロクロス遅延を算出し、前記正変調波に前記正方向ゼロクロス遅延を加算して二次側第２変換回路の第１整流スイッチの導通及び遮断を制御し、前記負変調波に前記負方向ゼロクロス遅延を加算して二次側第２変換回路の第２整流スイッチの導通及び遮断を制御し、前記第１整流スイッチと第２整流スイッチの導通及び遮断動作が相反するステップと、
を含む。
前記比較及び補償は、二次側第１変換回路の出力電流と第１基準値との差を演算し、両者の差に対しループ補償を行い、得られた補償値とあらかじめ設定された電圧ループデフォルト値を比較して小さい方の値を取得して電圧ループ基準値とすることと、二次側第１変換回路の出力電圧と前記電圧ループ基準値との差を演算し、両者の差に対しループ補償を行い、得られた補償値で変調波タイミングのレイアウトを行うことで前記正変調波及び負変調波を生成することと、を含む。
二次側第２変換回路の出力電圧及び二次側第２変換回路の出力電流を収集すると共に基準値と比較及び補償し、得られた補償値を裁断波遅延時間とし、前記正変調波に前記正方向ゼロクロス遅延を加算してから更に裁断波遅延時間を加算して前記出力スイッチの導通及び遮断を制御し、前記出力スイッチが第１整流スイッチと同時に遮断される。
二次側第２変換回路の出力電圧を収集して第２基準値との差を演算し、両者の差に対しループ補償を行い、得られた補償値とあらかじめ設定された電流ループデフォルト値を比較して小さい方の値を取得して電流ループ基準値とし、収集した二次側第２変換回路の出力電流と電圧ループ基準値との差を演算し、両者の差に対しループ補償を行い、得られた補償値を裁断波遅延時間とする。
前記ループ補償としては、２Ｐ２Ｚ電源ループ補償アルゴリズムを用いる。
一次側変換回路の出力電流を収集して一次側変換回路のゼロクロス時刻を判定し、前記変調波の立ち上がりエッジからゼロクロス時刻までを前記正方向ゼロクロス遅延及び負方向ゼロクロス遅延として算出する。
比較図を描き、一次側変換回路の出力電力を多段に分け、各段に１本の比較曲線を描き、前記正変調波の動作周波数を確定し、動作周波数に基づき対応の正方向ゼロクロス遅延及び負方向ゼロクロス遅延を見つけ出す。
従来技術に比べると、本発明は１つのコントローラを用いると、２つの直流出力ポートの電圧を柔軟的に制御でき、調圧が正確で、耐干渉性も高く、同時に構造簡単、設置に便利、コンパクト、低コスト、軽量という利点を持っている。
本発明の好ましい実施例に係るハードウェア回路図である。 本発明の好ましい実施例に係る回路原理図である。 本発明の好ましい実施例に係る変調波タイミング図である。 本発明の好ましい実施例に係るシミュレーション後の波形図である。 本発明の好ましい実施例に係るゼロクロス遅延比較図である。
本発明の目的、技術的手段及び利点をより一層、明確で明白にさせるため、添付図面を基に実施例を組み合わせて本発明を詳細に説明する。ここで記述する具体的実施例は、あくまでも本発明の技術内容を明らかにするものであって、本発明を限定するものではないことを理解すべきである。
図１を参照すると、本発明は、一次側変換回路１と二次側第１変換回路２と二次側第２変換回路３とこれら３つの回路に接続された変圧器４（図内のＴ１）とコントローラ５と、を含むダブル出力ポート充電回路を開示する。前記充電回路は、車載充電器とすることができ、一次側変換回路が前段力率改善（Ｐｏｗｅｒ Ｆａｃｔｏｒ Ｃｏｒｒｅｃｔｉｏｎ、PFC）変換回路に接続され、二次側第１変換回路が車載電池に充電し、二次側第２変換回路が車内その他の電気機器に給電する。一次側変換回路内は、第１組電力スイッチＱ１、Ｑ４と第２組電力スイッチＱ２、Ｑ３とを備え、２組の電力スイッチの導通及び遮断動作が相反する。二次側第２変換回路は、第１整流スイッチＱ１０と第２整流スイッチＱ９とを備え、これら２個の整流スイッチの導通及び遮断動作が相反する。二次側第１変換回路は、二次側第１変換回路の出力電流及び出力電圧を収集するための二次側第１カレントコレクタ７及び二次側第１ボルテージコレクタ６と、二次側第２変換回路の出力電流及び出力電圧を収集するための二次側第２カレントコレクタ９及び二次側第２ボルテージコレクタ８と、一次側変換回路の出力電流を収集するための一次側カレントコレクタ１０と、を含む。コントローラ（ＣＯＮＴＲＯＬ）５は、各コレクタ及び各スイッチに接続される。図１内のＱ５、Ｑ６、Ｑ７、Ｑ８は、二次側第１変換回路内のスイッチ管であり、Ｃ１、Ｌ１が一次側変換回路内の共振用コンデンサ、共振用インダクタで、Ｃ２が二次側第１変換回路内のフィルタ用コンデンサ、Ｌ２、Ｃ３が二次側第２変換回路内のインダクタ及びコンデンサであり、Ｃ４が二次側第１変換回路内の共振用コンデンサ、Ｔ１が変圧器であり、Ｗ１が一次側変換回路側の巻線であり、Ｗ２が二次側第１変換回路側の巻線であり、Ｗ３及びＷ４が二次側第２変換回路側の巻線であり、図１内のＬ１がＴ１の漏れインダクタンスとすることができる。Ｖｉｎは、一次側変換回路の電圧である。
図２に示す好ましい実施例の回路原理図を参照すると、前記コントローラは、収集した二次側第１変換回路の出力電流Ｉｏ１及び出力電圧Ｖｏ１を基準値と比較及び補償し、得られた補償値で変調波タイミングのレイアウトを行い、正変調波及び負変調波を生成する。正、負変調波は、各々第１組電力スイッチＱ１、Ｑ４及び第２組電力スイッチＱ２、Ｑ３の導通及び遮断を制御するために用いられる。正変調波は、第１組電力スイッチＱ１、Ｑ４の導通及び遮断を制御するために用いられ、負変調波が第２組電力スイッチＱ２、Ｑ３の導通及び遮断を制御するために用いられる。図３に示す変調波タイミング図を参照すると、第１組と第２組の電力スイッチの導通及び遮断動作は、相反する。前記コントローラは、正変調波に基づき１つの正方向ゼロクロス遅延Ｔｏｎ＿ｄｅｌａｙ及び１つの負方向ゼロクロス遅延Ｔｏｆｆ＿ｄｅｌａｙを算出し、前記正変調波に前記正方向ゼロクロス遅延を加算して前記第１整流スイッチＱ１０の導通及び遮断を制御し、前記負変調波に前記負方向ゼロクロス遅延を加算して前記第２整流スイッチＱ９の導通及び遮断を制御する。図３に示す変調波タイミング図を参照すると、第１と第２の整流スイッチの導通及び遮断動作は、相反する。
好ましい実施例において、前記比較及び補償は、二次側第１変換回路の出力電流Ｉｏ１と第１基準値Ｉｒｅｆ１との差を演算（Ｉｒｅｆ１−Ｉｏ１）し、両者の差に対しループ補償を行い、得られた補償値とあらかじめ設定された電圧ループデフォルト値Ｖｓｅｔ１を比較して小さい方の値を取得して電圧ループ基準値Ｖｒｅｆ１とすることと、二次側第１変換回路の出力電圧Ｖｏ１と前記電圧ループ基準値との差を演算（Ｖｒｅｆ１−Ｖｏ１）し、両者の差に対しループ補償を行い、得られた補償値で変調波タイミングのレイアウトを行なうことで前記正変調波及び負変調波を生成することと、を含む。
好ましい実施例において、前記二次側第２変換回路は、出力スイッチＱ１１を更に備える。前記コントローラは、収集した二次側第２変換回路の出力電圧Ｖｏ２及び二次側第２変換回路の出力電流Ｉｏ２を基準値と比較及び補償し、得られた補償値を裁断波遅延時間Ｔ（ＰＩ）とし、前記正変調波に前記正方向ゼロクロス遅延を加算してから更に裁断波遅延時間を加算して前記出力スイッチＱ１１の導通及び遮断を制御し、前記出力スイッチが第１整流スイッチＱ１０と同時に遮断される。
好ましい実施例において、前記コントローラは、二次側第２変換回路の出力電圧Ｖｏ２と第２基準値Ｖｒｅｆ２との差を演算（Ｖｒｅｆ２−Ｖｏ２）して得た両者の差に対しループ補償を行い、得られた補償値とあらかじめ設定された電流ループデフォルト値Ｉｓｅｔ２を比較して小さい方の値を取得して電流ループ基準値Ｉｒｅｆ２とし、収集した二次側第２変換回路の出力電流Ｉｏ２と前記電圧ループ基準値Ｉｒｅｆ２との差を演算（Ｉｒｅｆ２−Ｉｏ２）して得た両者の差に対しループ補償を行い、得られた補償値を裁断波遅延時間Ｔ（ＰＩ）とする。
好ましい実施例において、前記ループ補償としては、２Ｐ２Ｚ電源ループ補償アルゴリズムを用いる。
異なる実施例において、ゼロクロス遅延を得る２つの方法があり、一つ目は、前記コントローラが収集した一次側変換回路の出力電流により一次側変換回路のゼロクロス時刻を判定し、前記変調波の立ち上がりエッジからゼロクロス時刻までを前記正方向ゼロクロス遅延Ｔｏｎ＿ｄｅｌａｙ及び負方向ゼロクロス遅延Ｔｏｆｆ＿ｄｅｌａｙとして算出する。二つ目は、前記コントローラ内には比較図（図５）を保存し、一次側変換回路の出力電力を多段に分け、各段に１本の比較曲線を描き、前記正変調波の動作周波数を確定し、動作周波数に基づき対応の正方向ゼロクロス遅延Ｔｏｎ＿ｄｅｌａｙ及び負方向ゼロクロス遅延Ｔｏｆｆ＿ｄｅｌａｙを見つけ出す。
上記制御対象は、二次側第１変換回路側の電圧／電流及び二次側第２変換回路側の電圧／電流である。２つの制御対象の調整は、各々Ｑ１〜Ｑ４の導通及び遮断頻度及び裁断波遅延時間Ｔ（ＰＩ）の変更を通じて実現する。Ｑ９及びＱ１０は、二次側第２変換回路側の同期整流である。裁断波遅延時間Ｔ（ＰＩ）は、Ｑ９及びＱ１０の変調波タイミングに関連付けられており、裁断波遅延時間がＱ１０導通時間帯内にある必要があり、Ｑ９及びＱ１０の変調波タイミングはまたＱ１〜Ｑ４の変調波タイミングに関連付けられており、Ｑ１０の導通及び遮断時間は第１組電力スイッチ（Ｑ１、Ｑ４）の導通及び遮断時間に比べると１つの正方向ゼロクロス遅延より遅い。上記制御は、１つのコントローラで制御を完成させる。
図４に示すシミュレータ後の波形図を参照すると、ｔ０は、Ｑ２、Ｑ３の導通時刻であり、ｔ１がＱ１１の遮断時刻であり、同時に一次側変換回路キャビティ内の電流負方向ゼロクロス時刻を示し、ｔ２がＱ１１の導通時刻である。図内からも分かるように、一次側変換回路キャビティ内の電流は、連続電流波形であり、二次側第１変換回路キャビティ内の電流がＱ１１の導通及び遮断に伴い変化し、二次側第２変換回路キャビティ内の電流がＱ１１の導通に伴い上昇し、Ｑ１１の遮断に伴い下降し、フライバック状態にある。Ｑ１１のデューティーサイクルは、二次側第２変換回路の出力電圧／電流を決定する。Ｑ１〜Ｑ４の変調波周波数とＱ１１のデューティーサイクルは、共同で二次側第１変換回路の出力電圧／電流を決定する。
本発明は、ダブル出力ポート充電回路の制御方法を開示し、
収集した二次側第１変換回路の出力電流Ｉｏ１及び出力電圧Ｖｏ１を基準値と比較及び補償し、得られた補償値で変調波タイミングのレイアウトを行い、正変調波及び負変調波を生成し、正、負変調波が各々一次側変換回路内の第１組電力スイッチ及び第２組電力スイッチの導通及び遮断を制御するために用いられ、前記第１組電力スイッチＱ１、Ｑ４と第２組電力スイッチＱ２、Ｑ３の導通及び遮断動作が相反するステップと、
正変調波に基づき１つの正方向ゼロクロス遅延Ｔｏｎ＿ｄｅｌａｙ及び１つの負方向ゼロクロス遅延Ｔｏｆｆ＿ｄｅｌａｙを算出し、前記正変調波に前記正方向ゼロクロス遅延を加算して二次側第２変換回路の第１整流スイッチＱ１０の導通及び遮断を制御し、前記負変調波に前記負方向ゼロクロス遅延を加算して二次側第２変換回路の第２整流スイッチの導通及び遮断を制御し、前記第１整流スイッチと第２整流スイッチＱ９の導通及び遮断動作が相反するステップと、
を含む。
好ましい実施例において、前記比較及び補償は、二次側第１変換回路の出力電流Ｉｏ１と第１基準値Ｉｒｅｆ１との差を演算し、両者の差に対しループ補償を行い、得られた補償値とあらかじめ設定された電圧ループデフォルト値Ｖｓｅｔ１を比較して小さい方の値を取得して電圧ループ基準値Ｖｒｅｆ１とすることと、二次側第１変換回路の出力電圧Ｖｏ１と前記電圧ループ基準値との差を演算し、両者の差に対しループ補償を行い、得られた補償値で変調波タイミングのレイアウトを行うことで前記正変調波及び負変調波を生成することと、を含む。
好ましい実施例において、二次側第２変換回路の出力電圧Ｖｏ２及び二次側第２変換回路の出力電流Ｉｏ２を収集すると共に基準値と比較及び補償し、得られた補償値を裁断波遅延時間Ｔ（ＰＩ）とし、前記正変調波に前記正方向ゼロクロス遅延を加算してから更に裁断波遅延時間を加算して前記出力スイッチＱ１１の導通及び遮断を制御し、前記出力スイッチが第１整流スイッチＱ１０と同時に遮断される。
好ましい実施例において、二次側第２変換回路の出力電圧Ｖｏ２を収集して第２基準値Ｖｒｅｆ２との差を演算し、両者の差に対しループ補償を行い、得られた補償値とあらかじめ設定された電流ループデフォルト値Ｉｓｅｔ２を比較して小さい方の値を取得して電流ループ基準値Ｉｒｅｆ２とし、収集した二次側第２変換回路の出力電流と前記電圧ループ基準値との差を演算し、両者の差に対しループ補償を行い、得られた補償値を裁断波遅延時間Ｔ（ＰＩ）とする。
前記ループ補償としては、２Ｐ２Ｚ電源ループ補償アルゴリズムを用いる。
異なる実施例において、ゼロクロス遅延を得る２つの方法があり、一つ目は、前記コントローラが収集した一次側変換回路の出力電流により一次側変換回路のゼロクロス時刻を判定し、前記変調波の立ち上がりエッジからゼロクロス時刻までを前記正方向ゼロクロス遅延Ｔｏｎ＿ｄｅｌａｙ及び負方向ゼロクロス遅延Ｔｏｆｆ＿ｄｅｌａｙとして算出する。二つ目は、前記コントローラ内には比較図（図５）を保存し、一次側変換回路の出力電力を多段に分け、各段に１本の比較曲線を描き、前記正変調波の動作周波数を確定し、動作周波数に基づき対応の正方向ゼロクロス遅延Ｔｏｎ＿ｄｅｌａｙ及び負方向ゼロクロス遅延Ｔｏｆｆ＿ｄｅｌａｙを見つけ出す。
制御方法の動作原理は、充電回路の動作原理と同じであるため、ここでその説明を省略する。
これまで説明してきた実施例は、何れも本発明を実施するにあたっての具体化の一例を示したものに過ぎず、これらによって本発明の技術的範囲が限定的に解釈されないものとする。本発明の精神と領域を脱しない均等の範囲内で各種の変更や修飾を加えることができる。ただし、それら変更や修飾は、本発明の意図した保護範囲内に網羅される。

Claims (14)

  1. 一次側変換回路と二次側第１変換回路と二次側第２変換回路とこれら３つの回路に接続された変圧器とを含み、前記一次側変換回路内が第１組電力スイッチ（Ｑ１、Ｑ４）と第２組電力スイッチ（Ｑ２、Ｑ３）とを備え、これら２組の電力スイッチの導通及び遮断動作が相反し、前記二次側第２変換回路が第１整流スイッチ（Ｑ１０）と第２整流スイッチ（Ｑ９）とを備え、これら２個の整流スイッチの導通及び遮断動作が相反するダブル出力ポート充電回路であって、
    前記二次側第１変換回路のパラメータを収集するための二次側第１カレントコレクタ及び二次側第１ボルテージコレクタと、前記二次側第２変換回路のパラメータを収集するための二次側第２カレントコレクタ及び二次側第２ボルテージコレクタと、前記一次側変換回路の出力電流を収集するための一次側カレントコレクタと、各コレクタ及び各スイッチに接続されたコントローラとを更に含み、
    前記コントローラが収集した前記二次側第１変換回路の出力電流（Ｉｏ１）及び出力電圧（Ｖｏ１）を基準値と比較及び補償し、得られた補償値で変調波タイミングのレイアウトを行い、正変調波及び負変調波を生成し、前記正、負変調波が各々前記第１組電力スイッチ（Ｑ１、Ｑ４）及び前記第２組電力スイッチ（Ｑ２、Ｑ３）の導通及び遮断を制御するために用いられ、
    前記コントローラは、前記正変調波に基づき１つの正方向ゼロクロス遅延（Ｔｏｎ＿ｄｅｌａｙ）及び１つの負方向ゼロクロス遅延（Ｔｏｆｆ＿ｄｅｌａｙ）を算出し、前記正変調波に前記正方向ゼロクロス遅延を加算して前記第１整流スイッチ（Ｑ１０）の導通及び遮断を制御し、前記負変調波に前記負方向ゼロクロス遅延（Ｑ９）を加算して前記第２整流スイッチの導通及び遮断を制御する、
    ことを特徴とする、ダブル出力ポート充電回路。
  2. 前記比較及び補償は、前記二次側第１変換回路の出力電流（Ｉｏ１）と第１基準値（Ｉｒｅｆ１）との差を演算し、両者の差に対しループ補償を行い、得られた補償値とあらかじめ設定された電圧ループデフォルト値（Ｖｓｅｔ１）を比較して小さい方の値を取得して電圧ループ基準値（Ｖｒｅｆ１）とすることと、前記二次側第１変換回路の出力電圧（Ｖｏ１）と前記電圧ループ基準値との差を演算し、両者の差に対しループ補償を行い、得られた補償値で変調波タイミングのレイアウトを行うことで前記正変調波及び負変調波を生成することと、を含むことを特徴とする、請求項１に記載のダブル出力ポート充電回路。
  3. 前記二次側第２変換回路は、出力スイッチ（Ｑ１１）を更に備え、
    前記コントローラが収集した前記二次側第２変換回路の出力電圧（Ｖｏ２）及び前記二次側第２変換回路の出力電流（Ｉｏ２）を基準値と比較及び補償し、得られた補償値を裁断波遅延時間（Ｔ（ＰＩ））とし、前記正変調波に前記正方向ゼロクロス遅延を加算してから更に前記裁断波遅延時間を加算して前記出力スイッチ（Ｑ１１）の導通及び遮断を制御し、前記出力スイッチが前記第１整流スイッチ（Ｑ１０）と同時に遮断されることを特徴とする、請求項１に記載のダブル出力ポート充電回路。
  4. 前記コントローラは、前記二次側第２変換回路の出力電圧（Ｖｏ２）と第２基準値（Ｖｒｅｆ２）との差を演算し、両者の差に対しループ補償を行い、得られた補償値とあらかじめ設定された電流ループデフォルト値（Ｉｓｅｔ２）を比較して小さい方の値を取得して電流ループ基準値（Ｉｒｅｆ２）とし、収集した前記二次側第２変換回路の出力電流（Ｉｏ２）と電圧ループ基準値との差を演算し、両者の差に対しループ補償を行い、得られた補償値を前記裁断波遅延時間（Ｔ（ＰＩ））とすることを特徴とする、請求項３に記載のダブル出力ポート充電回路。
  5. 前記ループ補償としては、２Ｐ２Ｚ電源ループ補償アルゴリズムを用いることを特徴とする、請求項２又は４のいずれか一項に記載のダブル出力ポート充電回路。
  6. 前記コントローラは、収集した前記一次側変換回路の出力電流（Ｉｓ）により前記一次側変換回路のゼロクロス時刻を判定し、前記変調波の立ち上がりエッジから前記ゼロクロス時刻までを前記正方向ゼロクロス遅延（Ｔｏｎ＿ｄｅｌａｙ）及び前記負方向ゼロクロス遅延（Ｔｏｆｆ＿ｄｅｌａｙ）として算出することを特徴とする、請求項１に記載のダブル出力ポート充電回路。
  7. 前記コントローラ内には、比較図を保存し、前記一次側変換回路の出力電力を多段に分け、各段に１本の比較曲線を描き、前記正変調波の動作周波数を確定し、前記動作周波数に基づき対応の前記正方向ゼロクロス遅延（Ｔｏｎ＿ｄｅｌａｙ）及び前記負方向ゼロクロス遅延（Ｔｏｆｆ＿ｄｅｌａｙ）を見つけ出すことを特徴とする、請求項１に記載のダブル出力ポート充電回路。
  8. 収集した二次側第１変換回路の出力電流（Ｉｏ１）及び出力電圧（Ｖｏ１）を基準値と比較及び補償し、得られた補償値で変調波タイミングのレイアウトを行い、正変調波及び負変調波を生成し、前記正、負変調波が各々一次側変換回路内の第１組電力スイッチ及び第２組電力スイッチの導通及び遮断を制御するために用いられ、前記第１組電力スイッチ（Ｑ１、Ｑ４）と前記第２組電力スイッチ（Ｑ２、Ｑ３）の導通及び遮断動作が相反するステップと、
    前記正変調波に基づき１つの正方向ゼロクロス遅延（Ｔｏｎ＿ｄｅｌａｙ）及び１つの負方向ゼロクロス遅延（Ｔｏｆｆ＿ｄｅｌａｙ）を算出し、前記正変調波に前記正方向ゼロクロス遅延を加算して二次側第２変換回路の第１整流スイッチ（Ｑ１０）の導通及び遮断を制御し、前記負変調波に前記負方向ゼロクロス遅延を加算して前記二次側第２変換回路の第２整流スイッチ（Ｑ９）の導通及び遮断を制御し、前記第１整流スイッチと前記第２整流スイッチの導通及び遮断動作が相反するステップと、
    を含むことを特徴とする、ダブル出力ポート充電回路の制御方法。
  9. 前記比較及び補償は、前記二次側第１変換回路の出力電流（Ｉｏ１）と第１基準値（Ｉｒｅｆ１）との差を演算し、両者の差に対しループ補償を行い、得られた補償値とあらかじめ設定された電圧ループデフォルト値（Ｖｓｅｔ１）を比較して小さい方の値を取得して電圧ループ基準値（Ｖｒｅｆ１）とすることと、前記二次側第１変換回路の出力電圧（Ｖｏ１）と前記電圧ループ基準値との差を演算し、両者の差に対しループ補償を行い、得られた補償値で変調波タイミングのレイアウトを行うことで前記正変調波及び前記負変調波を生成することと、を含むことを特徴とする、請求項８に記載のダブル出力ポート充電回路の制御方法。
  10. 前記二次側第２変換回路の出力電圧（Ｖｏ２）及び前記二次側第２変換回路の出力電流（Ｉｏ２）を収集すると共に基準値と比較及び補償し、得られた補償値を裁断波遅延時間（Ｔ（ＰＩ））とし、前記正変調波に前記正方向ゼロクロス遅延を加算してから更に前記裁断波遅延時間を加算して前記出力スイッチ（Ｑ１１）の導通及び遮断を制御し、前記出力スイッチが前記第１整流スイッチ（Ｑ１０）と同時に遮断されることを特徴とする、請求項８に記載のダブル出力ポート充電回路の制御方法。
  11. 二次側第２変換回路の出力電圧（Ｖｏ２）を収集して第２基準値（Ｖｒｅｆ２）との差を演算し、両者の差に対しループ補償を行い、得られた補償値とあらかじめ設定された電流ループデフォルト値（Ｉｓｅｔ２）を比較して小さい方の値を取得して電流ループ基準値（Ｉｒｅｆ２）とし、収集した二次側第２変換回路の出力電流（Ｉｏ２）と電圧ループ基準値との差を演算し、両者の差に対しループ補償を行い、得られた補償値を前記裁断波遅延時間（Ｔ（ＰＩ））。とすることを特徴とする、請求項１０に記載のダブル出力ポート充電回路の制御方法。
  12. 前記ループ補償としては、２Ｐ２Ｚ電源ループ補償アルゴリズムを用いることを特徴とする、請求項９又は請求項１１に記載のダブル出力ポート充電回路の制御方法。
  13. 前記一次側変換回路の出力電流（Ｉｓ）を収集して前記一次側変換回路のゼロクロス時刻を判定し、前記変調波の立ち上がりエッジから前記ゼロクロス時刻までを前記正方向ゼロクロス遅延（Ｔｏｎ＿ｄｅｌａｙ）及び前記負方向ゼロクロス遅延（Ｔｏｆｆ＿ｄｅｌａｙ）として算出することを特徴とする、請求項８に記載のダブル出力ポート充電回路の制御方法。
  14. 比較図を描き、前記一次側変換回路の出力電力を多段に分け、各段に１本の比較曲線を描き、前記正変調波の動作周波数を確定し、前記動作周波数に基づき対応の前記正方向ゼロクロス遅延（Ｔｏｎ＿ｄｅｌａｙ）及び前記負方向ゼロクロス遅延（Ｔｏｆｆ＿ｄｅｌａｙ）を見つけ出すことを特徴とする、請求項８に記載のダブル出力ポート充電回路の制御方法。
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