JP2020205710A - 電源装置およびモータ駆動装置 - Google Patents

Abstract

【課題】高調波電流を抑制できるとともに、効率の低下を回避できる電源装置およびモータ駆動装置を提供する。【解決手段】全波整流電圧を平滑する平滑回路は、基本的な構成として、第１コンデンサ、第１ダイオード、電流制限素子、第２コンデンサ、第２ダイオード、第３ダイオードを備える。この平滑回路において、電流制限素子と第２コンデンサとの接続間にスイッチ素子を設け、このスイッチ素子をオン，オフする。【選択図】図１

Description

本発明の実施形態は、交流電源の電圧を全波整流し、この全波整流電圧をバレーフィル回路で平滑して負荷へ供給する電源装置およびこの電源装置を備えたモータ駆動装置に関する。

交流電源の電圧を全波整流し、この全波整流電圧（脈動する直流電圧）を力率改善用のバレーフィル回路で平滑して負荷へ供給する電源装置が知られている。バレーフィル回路は、全波整流電圧を２つのコンデンサに分圧して充電し、この両コンデンサの電圧を全波整流電圧の脈動レベルに応じて放電することにより、全波整流電圧をその脈動レベルの谷間（低レベル期間）を埋めるように平滑する。

バレーフィル回路は、基本的な構成として、上記２つのコンデンサのほかに、交流電源から両コンデンサへの充電路および両コンデンサから負荷への放電路を形成する複数のダイオードを有する。

このような電源装置では、負荷の消費電力が増えると、バレーフィル回路の両コンデンサに流れる電流（充電電流）も増え、それに伴い電源装置への入力電流の波形に歪みが生じ、それが電源装置から交流電源側に流出する高調波電流の増加につながる。対策として、バレーフィル回路の両コンデンサへの充電路に電流制限用の抵抗器が配置される。

特開2016-072208号公報

消費電力が大きい例えば空調用の圧縮機モータを負荷とする電源装置の場合、たとえ電流制限用の抵抗器を設けても、バレーフィル回路の両コンデンサに大きな電流（充電電流）が流れる。結局は電源装置への入力電流波形に歪みが生じ、高調波電流の抑制が困難になる。また、抵抗器の抵抗値を大きくすると発熱量が無視できない大きさになる。さらに、発熱量が増える分、消費電力が無駄に増加して電源装置の効率が低下するという問題もある。

本発明の実施形態の目的は、高調波電流を抑制できるとともに、効率の低下を回避できる電源装置およびモータ駆動装置を提供することである。

請求項１の電源装置は、全波整流回路、平滑回路、スイッチ素子、および制御手段を備える。全波整流回路は、交流電源の電圧を全波整流する。平滑回路は、前記全波整流回路の正側出力端に一端が接続された第１コンデンサ、この第１コンデンサの他端にアノードが接続された第１ダイオード、この第１ダイオードのカソードに一端が接続された電流制限素子、この電流制限素子の他端に一端が接続され前記全波整流回路の負側出力端に他端が接続された第２コンデンサ、前記全波整流回路の負側出力端にアノードが接続され前記第１コンデンサの他端にカソードが接続された第２ダイオード、前記第２コンデンサの一端にアノードが接続され前記全波整流回路の正側出力端にカソードが接続された第３ダイオードを含み、前記全波整流回路の全波整流電圧を平滑する。スイッチ素子は、前記電流制限素子と前記第２コンデンサとの接続間に設けられる。制御手段は、前記スイッチ素子をオン，オフする。

請求項６のモータ駆動装置は、請求項１から請求項５のいずれか一項に記載の電源装置を備えたモータ駆動装置であって、前記電源装置の出力電圧を交流電圧に変換しその交流電圧をモータの駆動電力として出力するインバータ、を備える。

第１実施形態の回路構成を示す図。 第１実施形態におけるスイッチ素子の動作および電源電圧・入力電流・全波整流電圧・コンデンサ電圧・高調波電流の波形を示すタイムチャート。 スイッチ素子がない場合の電源電圧・入力電流・全波整流電圧・コンデンサ電圧・高調波電流の波形を参考として示すタイムチャート。 第２実施形態の回路構成を示す図。 第２実施形態におけるスイッチ素子の動作および電源電圧・入力電流・全波整流電圧・コンデンサ電圧・インダクタに流れる電流の波形などを示すタイムチャート。 図５の一部を拡大して示す図。

［１］本発明の第１実施形態について図面を参照しながら説明する。
図１に示すように、単相の商用交流電源１にダイオードブリッジからなる全波整流回路２の入力端が接続され、その全波整流回路２の出力端に平滑回路１０が接続されている。この全波整流回路２および平滑回路１０により、本実施形態の電源装置が構成される。

平滑回路１０は、力率改善用のバレーフィル（Valley Fill）回路であり、全波整流回路２の全波整流電圧（脈動する直流電圧）Ｖｄ１を平滑して直流電圧Ｖｄ２として出力する。この直流電圧Ｖｄ２が負荷３０に供給される。負荷３０は、誘導性負荷であって、インバータ３１および三相ＤＣブラシレスモータ３２を含む。３相ＤＣブラシレスモータ３２は、例えば冷凍サイクル装置の圧縮機モータとして使用される。インバータ３１は、上記電源装置から供給される直流電圧Ｖｄ２を外部からの指令に応じた所定周波数の三相交流電圧に変換し出力する。この出力により、三相ＤＣブラシレスモータ３２が可変速駆動される。これらインバータ３１、三相ブラシレスＤＣモータ３２、および上記電源装置により、モータ駆動装置が構成される。

平滑回路１０は、全波整流回路２の正側出力端(＋)に一端が接続されたコンデンサ（第１コンデンサ）１１、このコンデンサ１１の他端にアノードが接続されたダイオード（第１ダイオード）１２、このダイオード１２のカソードに一端が接続された電流制限素子たとえば抵抗器１３、この抵抗器１３の他端にドレインが接続されたスイッチ素子１４、このスイッチ素子１４のソースに一端が接続され全波整流回路２の負側出力端(−)に他端が接続されたコンデンサ（第２コンデンサ）１５、全波整流回路２の負側出力端(−)にアノードが接続されコンデンサ１１の他端にカソードが接続されたダイオード（第２ダイオード）１６、コンデンサ１５の一端にアノードが接続され全波整流回路２の正側出力端(＋)にカソードが接続されたダイオード（第３ダイオード）１７を含む。コンデンサ１１，１５は、従来のコンデンサインプット型の平滑回路に用いられるコンデンサよりもその容量は大幅に少ないものが使用できる。この使用により、装置を小型化できる。

コンデンサ１１、ダイオード１２、抵抗器１３、コンデンサ１５、ダイオード１６，１７がバレーフィル回路の基本的な構成であり、この基本的な構成において、抵抗器１３とコンデンサ１５との接続間にスイッチ素子１４が挿入接続されている。スイッチ素子１４は、例えばＭＯＳＦＥＴやＩＧＢＴである。スイッチ素子１４がオンすると全波整流回路２からコンデンサ１１，１５への充電路が形成され、スイッチ素子１４がオフすると全波整流回路２からコンデンサ１１，１５への充電路が遮断される。

すなわち、スイッチ素子１４のオン時、図１に実線矢印で示すように、全波整流回路２の正側出力端(＋)からコンデンサ１１に電流が流れ、そのコンデンサ１１を経た電流がダイオード１２と抵抗器１３およびスイッチ素子１４を通ってコンデンサ１５に流れ、そのコンデンサ１５を経た電流が全波整流回路２の負側出力端(−)に流れる。この電流の流れにより、コンデンサ１１，１５が充電される。この充電に際し、全波整流電圧Ｖｄ１がコンデンサ１１とコンデンサ１５とに分圧された状態でそれぞれのコンデンサに印加される。分圧レベルについては、コンデンサ１１の容量（静電容量）とコンデンサ１５の容量との比で決定される。コンデンサ１１，１５の容量は、コンデンサ１１，１５の性能を最大限発揮させ、かつ寿命を長くするために実質的に同一にすることが望ましい。

全波整流電圧Ｖｄ１は、正弦波状に変化する電源電圧Ｖｃの波形に合わせて脈動する。この脈動レベルがコンデンサ１１，１５の合計電圧レベルと同じまたはそれより高くなる期間において、コンデンサ１１，１５が充電されつつ全波整流電圧Ｖｄ１が負荷３０側に供給される。脈動レベルがコンデンサ１１の電圧レベルより低い期間において、図１に破線矢印で示すように、コンデンサ１１の電圧がダイオード１６を通じて負荷３０側に放電される。また、脈動レベルがコンデンサ１５の電圧レベルより低い期間において、図１に破線矢印で示すように、コンデンサ１５の電圧がダイオード１７を通じて負荷３０側に放電される。

こうして、全波整流電圧Ｖｄ１の脈動レベルの谷間（低レベル期間）を埋めるように平滑された波形の直流電圧Ｖｄ２が平滑回路１０から出力され、それが負荷３０に供給される。直流電圧Ｖｄ２は、脈動レベルの谷間と対応する期間で最小レベルとなる。この最小レベルは、コンデンサ１１，１５の容量が互いに同一である場合（容量比が１：１）、脈動する全波整流電圧Ｖｄ１のピーク値の1/2程度の大きさとなる。

交流電源１から全波整流回路２への入力電流Ｉｃは、直流電圧Ｖｄ２が最小レベルとなる期間で零レベルとなり、その零レベルの期間を除く期間において電源電圧Ｖｃとほぼ同じ位相でレベル変化する。零レベルの期間を除く期間のことを、入力電流Ｉｃの通流角という。

平滑回路１０中のスイッチ素子１４をオン,オフ制御する制御手段として、コントローラ４０および駆動回路５０が設けられる。コントローラ４０は、電源電圧Ｖｃの零クロス点を検出する零クロス検出部４１、この零クロス検出部４１の検出結果に応じてスイッチ素子１４に対する制御信号Ｄを生成する制御信号生成部４２を含み、全波整流回路２の出力電圧（全波整流電圧）Ｖｄ１により動作する。制御信号生成部４２は、具体的には、零クロス検出部４１で検出される零クロス点に基づき、電源電圧Ｖｃのピーク値およびそのピーク値付近を含む所定期間においてスイッチ素子１４をオフするべく論理“０”の制御信号Ｄを生成し、その所定期間を除く期間（零クロス点およびその零クロス点の前後を含む期間）においてスイッチ素子１４をオンするべく論理“１”の制御信号Ｄを生成する。生成された制御信号Ｄは駆動回路５０に供給される。

駆動回路５０は、コンデンサ５１、このコンデンサ５１の一端と全波整流回路２の正側出力端(＋)との間に接続された抵抗器５２、上記コンデンサ５１の他端とコンデンサ１５の一端（スイッチ素子１４およびコンデンサ１５の相互接続点）との間に接続された抵抗器５３、上記コンデンサ５１に並列接続されたツェナーダイオード５４、このツェナーダイオード５４のツェナー電圧が印加されるフォトダイオードからなるＩＣ回路５５を含み、平滑回路１０内の直流電圧により動作する。すなわち、全波整流回路２の正側出力端(＋)とコンデンサ１５の一端との間に生じる電圧は抵抗５２，５３を介してコンデンサ５１に取込まれ、このコンデンサ５１に生じる電圧がツェナーダイオード５４で定電圧化され、この定電圧が駆動電圧生成用としてＩＣ回路５５に取込まれる。制御信号Ｄが入力されたＩＣ回路５５は、フォトダイオードを介することで制御信号Ｄに対応するレベルおよび周期の駆動電圧Ｖｇｓをコントローラ４０とは電気的に絶縁した状態で生成する。生成された駆動電圧Ｖｇｓは、スイッチ素子１４のゲート・ソース間に印加される。この駆動電圧Ｖｇｓのソース側の印加用として、上記抵抗器５３が介在する接続ラインが使用される。駆動電圧Ｖｇｓが高レベルのときスイッチ素子１４がオンし、駆動電圧Ｖｇｓが低レベルのときスイッチ素子１４がオフする。

駆動回路５０のコンデンサ５１に取込まれる“全波整流回路２の正側出力端(＋)とコンデンサ１５の一端との間に生じる電圧”は、全波整流電圧Ｖｄ１の1/2以下である。スイッチ素子１４の駆動電圧Ｖｇｓは小さくてよいので、全波整流電圧Ｖｄ１の1/2以下の電圧を用いて駆動電圧Ｖｇｓが生成される。仮に、全波整流電圧Ｖｄ１をそのままの電圧レベルで駆動回路５０に取込んだ場合には、抵抗器５２，５３の抵抗値を大きくして全波整流電圧Ｖｄ１を大きく下降させる必要があり、そうすると抵抗器５２，５３での電力損失が大きくなって効率の低下を招いてしまう。全波整流電圧Ｖｄ１の1/2以下の電圧を駆動回路５０に取込むことで、抵抗器５２，５３の抵抗値は小さくてすみ、よって抵抗器５２，５３での電力損失が大きくならず、効率の低下を回避することができる。

平滑回路１０の動作を図２および図３のタイムチャートを参照しながら説明する。図２は、スイッチ素子１４の動作、電源電圧Ｖｃの波形、交流電源１から当該装置への入力電流Ｉｃの波形、全波整流電圧Ｖｄ１の波形、コンデンサ１１，１５の電圧Ｅｃ１，電圧Ｅｃ２の波形、当該装置から交流電源１側に流出する高調波電流Ｉｒの波形を示す。図３は、スイッチ素子１４が無い、一般的なバレーフィル回路を用いた場合の電圧波形および電流波形を示している。

コントローラ４０は、電源電圧Ｖｃのピーク値およびそのピーク値付近を含む所定期間（例えば位相1/2πの期間）においてスイッチ素子１４をオフし、その所定期間を除く期間（零クロス点およびその零クロス点の前後を含む、例えば位相1/2πの期間）においてスイッチ素子１４をオンする。

電源電圧Ｖｃがピーク値およびそのピーク値付近にあるとき、スイッチ素子１４がオンしていると、コンデンサ１１、抵抗器１３、コンデンサ１５に大きな電流（充電電流）が流れる。この場合、図３に示すように、入力電流Ｉｃのピーク値の波形に突出状の大きな歪みが生じ、この歪みが高調波電流Ｉｒの増大を招いてしまう。しかも、この大きな充電電流が抵抗器１３を流れることで、発熱量が増えるとともに、発熱量が増える分だけ抵抗器１３の消費電力が無駄に増加し、それが当該電源装置の効率の低下を招く。

本実施形態の場合、電源電圧Ｖｃのピーク値およびそのピーク値付近を含む所定期間ではスイッチ素子１４をオフしてコンデンサ１１，１５への充電路を遮断し、電源電圧Ｖｃが比較的に低レベルとなる期間でのみスイッチ素子１４をオンしてコンデンサ１１，１５への充電路を形成するので、コンデンサ１１、抵抗器１３、コンデンサ１５に大きな電流が流れない。

コンデンサ１１、抵抗器１３、コンデンサ１５に大きな電流が流れないので、図２に示すように、入力電流Ｉｃのピーク値における突出状の大きな歪みを解消でき、よって高調波電流Ｉｒを抑制できる。抵抗器１３の発熱量も減るので、消費電力の無駄な増加を回避でき、よって当該電源装置の効率の低下を防ぐことができる。

コンデンサ１１、抵抗器１３、コンデンサ１５に大きな電流が流れなくなると、当然ながらコンデンサ１１の電圧Ｅｃ１およびコンデンサ１５の電圧Ｅｃ２が低下するので、全波整流電圧Ｖｄ１の脈動レベルの谷間に対応する期間の直流電圧Ｖｄ２の最小レベルが若干低めとなるが、直流電圧Ｖｄ２の最小レベル期間は短くなる。

入力電流Ｉｃは、電源電圧Ｖｃの零クロス点近傍の直流電圧Ｖｄ２の低電圧レベル期間において零レベルとなり、その零レベル期間を除く期間において電源電圧Ｖｃとほぼ同じ位相でレベル変化する。零レベル期間を除く期間のことを、入力電流Ｉｃの通流角という。

直流電圧Ｖｄ２の最小レベル期間が短くなれば、入力電流Ｉｃの零レベル期間が短くなり、その分だけ、入力電流Ｉｃの通流角が拡がり、上記突出状の歪みの解消と合わせて、入力電流Ｉｃの波形がきれいな正弦波に近づく。入力電流Ｉｃの波形が正弦波に近づくことで、バレーフィル回路の力率改善の効果がさらに向上するとともに、高調波電流Ｉｒの抑制効果がさらに向上する。

［２］本発明の第２実施形態について説明する。
図４に示すように、平滑回路１０におけるダイオード１２とスイッチ素子１４との間に、第１実施形態の抵抗器１３に代わる電流制限素子として、インダクタ（コイル）２１が挿入接続される。そして、インダクタ２１とスイッチ素子１４との接続点に放電路形成用のダイオード（第４ダイオード）２２のアノードが接続され、このダイオード２２のカソードがコンデンサ１１の一端（全波整流回路２の正側出力端）に接続される。

コントローラ４０の制御信号生成部４２は、電源電圧Ｖｃのピーク値およびそのピーク値付近を含む所定期間（例えば位相1/2πの期間）においてスイッチ素子１４を第１オン，オフデューティでスイッチングするための制御信号Ｄを生成し、その所定期間を除く期間（零クロス点およびその零クロス点の前後を含む期間）においてスイッチ素子１４を第２オン，オフデューティでスイッチングするための制御信号Ｄを生成する。

電源電圧Ｖｃのピーク値およびそのピーク値付近を含む所定期間においてスイッチ素子１４を第１オン，オフデューティでスイッチングするのは、コンデンサ１１，１５への通電量を減らすことが目的である。第１オン，オフデューティを調節することにより、コンデンサ１１，１５への通電量を望みの状態に減らすことができる。上記所定期間を除く期間（電源電圧Ｖｃの零クロス点およびその零クロス点の前後を含む期間）においてスイッチ素子１４を第２オン，オフデューティでスイッチングするのは、全波整流電圧Ｖｄ１の脈動レベルの谷間に対応する期間の直流電圧Ｖｄ２の最小レベルを調整するためである。第２オン，オフデューティを調節することにより、全波整流電圧Ｖｄ１の脈動レベルの谷間に対応する期間の直流電圧Ｖｄ２の最小レベルを望みの状態に調整することができる。なお、第１オン，オフデューティと第２オン，オフデューティを同じ値に設定することも可能である。この場合、スイッチ素子１４は常に同じオン，オフデューティで駆動されることになる。
他の構成は第１実施形態と同じである。

平滑回路１０の動作を図５および図６のタイムチャートを参照しながら説明する。図５は、スイッチ素子１４の動作、電源電圧Ｖｃの波形、入力電流Ｉｃの波形、全波整流電圧Ｖｄ１の波形、コンデンサ１１，１５の電圧Ｅｃ１，電圧Ｅｃ２の波形、インダクタ２１に流れる電流Ｉ_Ｌの波形、インダクタ２１からの放電電流Ｉ_Ｄの波形を示す。図６は、微小な変化が分かる様に図５の80msec〜85msecの期間を時間軸を拡大して示している。

スイッチ素子１４のオン時、図４に実線矢印で示すように、全波整流回路２の正側出力端(＋)からコンデンサ１１に電流Ｉ_Ｌが流れ、そのコンデンサ１１を経た電流Ｉ_Ｌがダイオード１２を通ってインダクタ２１に流れ、そのインダクタ２１を経た電流Ｉ_Ｌがスイッチ素子１４を通ってコンデンサ１５に流れ、そのコンデンサ１５を経た電流Ｉ_Ｌが全波整流回路２の負側出力端(−)に流れる。この電流Ｉ_Ｌの流れにより、インダクタ２１にエネルギが蓄えられるとともに、コンデンサ１１，１５が充電される。

スイッチ素子１４のオフ時、コンデンサ１１、インダクタ２１、コンデンサ１５に電流Ｉ_Ｌが流れなくなるとともに、インダクタ２１に蓄えられたエネルギに基づく電流Ｉ_Ｄがインバータ２１からダイオード２２を通ってコンデンサ１１に流れる放電路が形成される。この放電路の形成により、インダクタ２１に蓄えられていたエネルギがコンデンサ１１への充電電圧として回収される。

こうして、電源電圧Ｖｃのピーク値およびそのピーク値付近を含む所定期間（例えば位相1/2πの期間）においてスイッチ素子１４が第１オン，オフデューティでオン，オフを繰り返すことにより、コンデンサ１１，１５への通電量が減少する。第１オン，オフデューティの値が小さいほど（オン，オフの一周期におけるオン期間が短いほど）、減少量が増す。コンデンサ１１，１５への通電量が減少するので、図５に示すように、入力電流Ｉｃのピーク値における突出状の歪みを抑えることができ、よって高調波電流Ｉｒを抑制できる。インダクタ２１に蓄えられたエネルギがコンデンサ１１への充電電圧として無駄なく回収されるので、当該電源装置の効率の低下も防ぐことができる。

コンデンサ１１，１５への通電量が減少すると、当然ながらコンデンサ１１の電圧Ｅｃ１およびコンデンサ１５の電圧Ｅｃ２が低下し、これに伴い全波整流電圧Ｖｄ１の脈動レベルの谷間に対応する期間の直流電圧Ｖｄ２の最小レベルが若干低めとなるが、直流電圧Ｖｄ２の最小レベル期間は短くなる。直流電圧Ｖｄ２の最小レベル期間が短くなれば、入力電流Ｉｃの零レベル期間も短くなり、その分だけ、入力電流Ｉｃの通流角が拡がり、上記突出状の歪みを抑制できることと合わせて、入力電流Ｉｃの波形がきれいな正弦波に近づく。入力電流Ｉｃの波形が正弦波に近づくことで、バレーフィル回路の力率改善の効果がさらに向上するとともに、高調波電流Ｉｒの抑制効果がさらに向上する。

上記各実施形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、書き換え、変更を行うことができる。これら実施形態は、発明の範囲は要旨に含まれるとともに、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。

１…交流電源、２…全波整流回路、１０…平滑回路、１１…コンデンサ、１２…ダイオード、１３…抵抗器（電流制限素子）、１４…スイッチ素子、１５…コンデンサ、１６…ダイオード、１７…ダイオード、２１…インダクタ（電流制限素子）、３０…負荷、３１…インバータ、３２…三相ＤＣブラシレスモータ、４０…コントローラ（制御手段）、４１…零クロス検出部、４２…制御信号生成部、５０…駆動回路

Claims (6)

1. 交流電源の電圧を全波整流する全波整流回路と、
   前記全波整流回路の正側出力端に一端が接続された第１コンデンサ、この第１コンデンサの他端にアノードが接続された第１ダイオード、この第１ダイオードのカソードに一端が接続された電流制限素子、この電流制限素子の他端に一端が接続され前記全波整流回路の負側出力端に他端が接続された第２コンデンサ、前記全波整流回路の負側出力端にアノードが接続され前記第１コンデンサの他端にカソードが接続された第２ダイオード、前記第２コンデンサの一端にアノードが接続され前記全波整流回路の正側出力端にカソードが接続された第３ダイオードを含み、前記全波整流回路の全波整流電圧を平滑する平滑回路と、
   前記電流制限素子と前記第２コンデンサとの接続間に設けられたスイッチ素子と、
   前記スイッチ素子をオン，オフする制御手段と、
   を備えることを特徴とする電源装置。
2. 前記電流制限素子は、抵抗器であり、
   前記制御手段は、前記交流電源の電圧のピーク値およびそのピーク値付近を含む所定期間において前記スイッチ素子をオフし、その所定期間を除く期間において前記スイッチ素子をオンする、
   ことを特徴とする請求項１に記載の電源装置。
3. 前記電流制限素子は、インダクタであり、
   前記インダクタと前記スイッチ素子との接続点にアノードが接続され前記第１コンデンサの一端にカソードが接続された放電路形成用の第４ダイオードをさらに備え、
   前記制御手段は、前記スイッチ素子を所定のオン，オフデューティでスイッチングする、
   ことを特徴とする請求項１に記載の電源装置。
4. 前記電流制限素子は、インダクタであり、
   前記インダクタと前記スイッチ素子との接続点にアノードが接続され前記第１コンデンサの一端にカソードが接続された放電路形成用の第４ダイオードをさらに備え、
   前記制御手段は、前記スイッチ素子を、前記交流電源の電圧のピーク値およびそのピーク値付近を含む所定期間において第１オン，オフデューティでスイッチングし、その所定期間を除く期間において第２オン，オフデューティでスイッチングする、
   ことを特徴とする請求項１に記載の電源装置。
5. 前記制御手段は、前記スイッチ素子に対する駆動電圧を前記全波整流回路の正側出力端と前記第２コンデンサの一端との間の電圧から生成する
   ことを特徴とする請求項１から請求項４のいずれか一項に記載の電源装置。
6. 請求項１から請求項５のいずれか一項に記載の電源装置を備えたモータ駆動装置であって、
   前記電源装置の出力電圧を交流電圧に変換しその交流電圧をモータの駆動電力として出力するインバータ、
   を備えることを特徴とするモータ駆動装置。

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