JP2020123889A - 信号処理装置および信号処理方法 - Google Patents

Abstract

【課題】検出された電気信号のシグナル成分を、従来型のフィルタを用いることなく適切に抽出することができる信号処理装置および信号処理方法を提供する。【解決手段】この信号処理装置１は、信号増幅部２０と、閾値応答部３０と、デジタル処理部４０とを有する。信号増幅部２０は、入力信号Ｖｉｎを増幅して増幅信号Ｖａを出力する。閾値応答部３０は、増幅信号Ｖａと複数の閾値Ｖｔを比較した複数の２値信号Ｓを出力する。デジタル処理部４０は、閾値応答部３０において比較された閾値Ｖｔおよび閾値応答部３０から出力された２値信号Ｓに基づいて出力信号Ｖｏｕｔを生成する。【選択図】図１

Description

本発明は、ノイズが含まれた電気信号を処理する信号処理装置および信号処理方法に関する。

従来、微小な電気信号を検出し、デジタル信号とする信号処理装置が知られている。このような信号処理装置は、一般的には、電気信号を増幅する信号増幅部と、増幅した電気信号をＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換部とからなる。

微小な電気信号を検出する際、電気信号に対してノイズが大きいという問題が生じる。一般的には、信号増幅部とＡ／Ｄ変換部との間に、増幅した電気信号をフィルタリングするフィルタ部を設け、フィルタ部において不必要な周波数成分をフィルタリングすることによって、必要な信号のみを検出可能なレベルの信号に変換する。

一方、特許文献１には、フィルタ部を有さない従来の微小信号検出装置が開示されている。特許文献１の微小信号検出装置では、検出感度の異なる２つの微小信号センサを用いることで、ノイズを低減しつつ信号を検出する。

特開２０１１−９９７４０号公報

フィルタ部においてフィルタリングを行う場合、信号増幅部の入出力に周波数特性があること、フィルタ部として用いられるバンドパスフィルタの周波数選択制に幅があること、信号増幅部およびフィルタ部の双方がランダムノイズ発生源となること等の理由により、ノイズを十分低減することが困難である。

また、フィルタ部としてアナログフィルタを用いる場合、応答性を向上させようとすると、設計や製造が非常に困難であり、コストがかかるという問題が生じる。一方、フィルタ部としてデジタルフィルタを用いる場合、デジタル処理を行うリソースが大きくなるため、回路面積が大きくなるという問題が生じる。

一方、特許出願１の手法では、２種類の検出部から、２種類の電気信号を検出する必要があるため、従来の信号検出機構によって検出された１種類の電気信号を処理することはできない。

本発明は、このような事情に鑑みなされたものであり、検出された電気信号のシグナル成分を、従来から一般的に使用されてきたデジタルフィルタ等を用いることなく適切に抽出することができる信号処理装置および信号処理方法を提供することを目的とする。

上記課題を解決するため、本願の第１発明は、入力信号を増幅して増幅信号を出力する信号増幅部と、前記増幅信号と複数の閾値を比較して複数の２値信号を出力する閾値応答部と、前記閾値応答部において比較された前記閾値および前記閾値応答部から出力された前記２値信号に基づいて出力信号を生成する、デジタル処理部と、を有する信号処理装置である。

本願の第２発明は、第１発明の信号処理装置であって、前記閾値応答部は、複数の比較器を有し、前記比較器には、それぞれ、１つの前記閾値と前記増幅信号とが入力され、前記比較器は、それぞれ、１つの前記２値信号を出力し、前記デジタル処理部は、前記閾値応答部において比較された複数の前記閾値と、前記閾値応答部から出力された複数の前記２値信号のＯＮ信号の割合とに基づいて、前記ＯＮ信号の割合が０．５に近似する前記閾値の信号値を算出し、算出した前記信号値を前記出力信号とする。

本願の第３発明は、第２発明の信号処理装置であって、前記デジタル処理部は、前記比較器に入力された複数の前記閾値のうち、前記割合が最も０．５に近似する前記閾値の信号値を前期出力信号とする。

本願の第４発明は、第２発明の信号処理装置であって、前記デジタル処理部は、前記閾値と前記２値信号との関係を関数近似した近似関数を算出し、前記近似関数において、前記割合が０．５となる前記閾値の信号値を前期出力信号とする。

本願の第５発明は、第４発明の信号処理装置であって、前記近似関数は、前記閾値応答部において比較された複数の前記閾値と、前記閾値応答部から出力された複数の前記２値信号の前記割合との一部を線形近似した１次関数である。

本願の第６発明は、第４発明の信号処理装置であって、前記近似関数は、正規分布の累積分布関数を１から減算した関数である。

本願の第７発明は、第１発明ないし第６発明のいずれかの信号処理装置であって、前記デジタル処理部は、前記２値信号を記憶するシフトレジスタを有する。

本願の第８発明は、ａ）入力信号を増幅して、増幅信号を出力する工程と、ｂ）前記増幅信号と、複数の閾値とをそれぞれ比較し、複数の２値信号を出力する工程と、ｃ）前記工程ｂ）において比較された複数の前記閾値と、前記工程ｂ）において出力された複数の前記２値信号とに基づいて、出力信号を生成する工程と、を有する信号処理方法である。

本願の第９発明は、第８発明の信号処理方法であって、前記工程ｃ）において、前記工程ｂ）において比較された複数の前記閾値と、前記工程ｂ）において出力された前記２値信号のＯＮ信号の割合とに基づいて、前記ＯＮ信号の割合が０．５に近似する前記閾値の信号値を算出し、算出した前記信号値を前記出力信号とする。

本願の第１０発明は、第９発明の信号処理方法であって、前記工程ｃ）において、前記工程ｂ）において比較された複数の前記閾値のうち、前記割合が最も０．５に近似する前記閾値の信号値を出力信号とする。

本願の第１１発明は、第９発明の信号処理方法であって、前記工程ｃ）は、ｃ１）前記閾値と前記２値信号との関係を関数近似した近似関数を算出する工程と、ｃ２）前記近似関数において、前記割合が０．５となる前記閾値の信号値を出力信号とする工程と、を含む。

本願の第１２発明は、第１１発明の信号処理方法であって、前記近似関数は、前記工程ｂ）において比較された複数の前記閾値と、前記工程ｂ）において出力された複数の前記２値信号の前記割合との一部を線形近似した１次関数である。

本願の第１３発明は、第１１発明の信号処理方法であって、前記近似関数は、正規分布の累積分布関数を１から減算した関数である。

本願の第１発明〜第１４発明によれば、検出された電気信号のシグナル成分を、フィルタを用いることなく適切に抽出することができる。

信号処理装置の概略図である。 信号処理の流れを示したフローチャートである。 信号処理のシグナル信号値算出工程の流れを示したフローチャートである。 増幅信号の一例を示した図である。 増幅信号の信号値の出現頻度の例と、閾値と２値信号のＯＮ割合との関係を示した図である。 増幅信号の経時変化と、増幅信号に対する２値信号の一例を示した図である。 各閾値の２値信号のＯＮ信号の割合をプロットした図である。 各閾値の２値信号のＯＮ信号の割合をプロットした図である。 増幅信号の一例と、本発明の信号処理装置によって得られた出力信号とを示した図である。 増幅信号の一例と、デジタルフィルタによって得られた増幅信号の移動平均とを示した図である。 増幅信号の一例と、増幅信号をアナログフィルタでフィルタリングしたフィルタ後信号とを示した図である。 一変形例に係る信号処理装置の概略図である。

以下、本発明の実施形態について、図面を参照しつつ説明する。

＜１．信号処理装置の構成＞
図１は、本発明の一実施形態に係る信号処理装置１の概略図である。信号処理装置１は、電圧信号である入力信号Ｖｉｎを処理し、出力信号Ｖｏｕｔを出力する装置である。より具体的には、信号処理装置１は、入力信号Ｖｉｎを増幅するとともに、入力信号Ｖｉｎに含まれたノイズを低減させる。図１に示すように、信号処理装置１は、信号増幅部２０と、閾値応答部３０と、デジタル処理部４０とを有する。

信号増幅部２０は、入力信号Ｖｉｎを増幅して増幅信号Ｖａを出力する。本実施形態の信号増幅部２０は、第１の反転増幅回路２１と、第２の反転増幅回路２２とを有する。本実施形態の信号増幅部２０は、同じ種類の増幅回路を２つ有するが、本発明はこれに限られない。信号増幅部の有する増幅回路は、１つであってもよいし、３つ以上であってもよい。また、信号増幅部が複数の増幅回路を有する場合、その種類は全て同じであってもよいし、複数の種類の増幅回路が含まれてもよい。

閾値応答部３０は、増幅信号Ｖａと、複数の閾値Ｖｔ１〜Ｖｔｎを比較することにより、複数の２値信号Ｓ１〜Ｓｎを出力する。なお、ここで、ｎは２以上の整数である。閾値応答部３０はｎ個の比較器３１と、閾値信号供給部３２とを有する。

比較器３１には、それぞれ、増幅信号Ｖａと、閾値Ｖｔ（閾値Ｖｔ１〜Ｖｔｎのうちのいずれか１つ）が入力される。そして、比較器３１は、それぞれ、２値信号Ｓ（２値信号Ｓ１〜Ｓｎのうちのいずれか１つ）を出力する。２値信号Ｓは、ＯＮ信号とＯＦＦ信号との２値の電圧値を出力する。比較器３１は、増幅信号Ｖａが閾値Ｖｔよりも大きい場合に、ＯＮ信号を出力する。一方、比較器３１は、増幅信号Ｖａが閾値Ｖｔ以下である場合に、ＯＦＦ信号を出力する。本実施形態の比較器３１は、ヒステリシスコンパレータである。なお、比較器３１は、ヒステリシスコンパレータ以外のコンパレータであってもよい。

閾値信号供給部３２は、電圧供給源３２１から供給された電圧を閾値Ｖｔ１〜Ｖｔｎのそれぞれに分圧し、各比較器３１へと出力する。

具体的には、第１の比較器３１１には、増幅信号Ｖａおよび第１の閾値Ｖｔ１が入力される。そして、第１の比較器３１１は、増幅信号Ｖａと第１の閾値Ｖｔ１とを比較して、２値信号Ｓ１を出力する。第２の比較器３１２には、増幅信号Ｖａおよび第２の閾値Ｖｔ２が入力される。そして、第２の比較器３１２は、増幅信号Ｖａと第２の閾値Ｖｔ２とを比較して、２値信号Ｓ２を出力する。同様に、第ｎの比較器３１ｎには、増幅信号Ｖａおよび第ｎの閾値Ｖｔｎが入力される。そして、第ｎの比較器３１ｎは、増幅信号Ｖａと第ｎの閾値Ｖｔｎとを比較して、２値信号Ｓｎを出力する。このように、閾値応答部３０のｎ個の比較器３１はそれぞれ、２値信号Ｓを出力する。

閾値応答部３０のｎ個の比較器３１から出力されたｎ個の２値信号Ｓは、デジタル処理部４０へ入力される。

デジタル処理部４０は、閾値応答部３０において比較された閾値Ｖｔ１〜Ｖｔｎと、閾値応答部３０から出力された２値信号Ｓ１〜Ｓｎとに基づいて出力信号Ｖｏｕｔを生成する。デジタル処理部４０における具体的な処理内容については、後述する。デジタル処理部４０には、例えば、マイコン（マイクロコントローラ、microcontroller）、ＦＰＧＡ（Field-programmable Gate Array）、ＣＰＵ（Central Processing Unit）などが用いられる。

本実施形態のデジタル処理部４０は、ｎ個のシフトレジスタ４１と、シグナル算出部４２とを有する。複数のシフトレジスタ４１はそれぞれ、各２値信号Ｓ１〜Ｓｎを、デジタル処理部４０内のクロックに同期して、ＯＮ信号であるかＯＦＦ信号であるかを記憶する。

具体的には、第１のシフトレジスタ４１１には、第１の比較器３１１から出力される２値信号Ｓ１が入力される。第２のシフトレジスタ４１２には、第２の比較器３１２から出力される２値信号Ｓ２が入力される。そして、第ｎのシフトレジスタ４１ｎには、第ｎの比較器３１ｎから出力される２値信号Ｓｎが入力される。

シフトレジスタ４１はそれぞれ、所定の期間Ｔに相当する２値信号Ｓを記憶可能である。シフトレジスタ４１は、クロックの更新の度に、新たな２値信号Ｓを記憶するとともに、最も古い２値信号Ｓを破棄する。これにより、シフトレジスタ４１は、最新の期間Ｔについての２値信号Ｓを記憶する。

シグナル算出部４２は、既知である閾値Ｖｔ１〜Ｖｔｎの電圧値と、シフトレジスタ４１内に記憶された２値信号Ｓ１〜Ｓｎとに基づいて、増幅信号Ｖａに含まれるシグナル信号の信号値を算出する。そして、シグナル算出部４２は、当該信号値と同じ電圧値を有する出力信号Ｖｏｕｔを生成し、出力する。

＜２．信号処理の流れ＞
続いて、信号処理装置１における具体的な信号処理の流れについて、図２〜図８を参照しつつ説明する。図２は、信号処理装置１における信号処理の流れを示したフローチャートである。図３は、信号処理装置１における信号処理のシグナル信号値算出工程の流れを示したフローチャートである。

図２に示すように、信号処理装置１に入力信号Ｖｉｎが入力されると、まず、信号増幅部２０において入力信号Ｖｉｎが増幅される（信号増幅工程、ステップＳ１０）。これにより、信号増幅部２０から増幅信号Ｖａが出力され、閾値応答部３０へと入力される。

図４は、増幅信号Ｖａの一例を示した図である。図４には、増幅信号Ｖａと、増幅信号Ｖａに含まれるシグナル成分Ｖｓとが示されている。図４に示すように、増幅信号Ｖａは、本来検出したい成分であるシグナル成分Ｖｓにノイズが重畳された信号である。ノイズは、入力信号Ｖｉｎの検出時、信号増幅部２０における信号増幅処理時、回路間の接続箇所等、信号処理の各部で生じ、各信号に重畳される。

図５は、微小時間である期間Ｔにおける増幅信号Ｖａの信号値（電圧値）の出現頻度の例と、当該増幅信号Ｖａにおける閾値Ｖｔと２値信号ＳのＯＮ割合との関係を示した図である。なお、期間Ｔは、増幅信号Ｖａのシグナル成分Ｖｓが一定であるとみなせる十分に短い期間である。具体的には、図５の上段は、期間Ｔにおける増幅信号Ｖａの信号値ごとの出現割合を示した図である。図５の下段は、このような増幅信号Ｖａについての、閾値Ｖｔと２値信号ＳのＯＮ信号の割合との関係を示した図である。なお、図５は、増幅信号Ｖａに含まれるノイズの信号値に関する分布が正規分布である場合の各値を示した図である。

図５に示すように、増幅信号Ｖａとして得られる信号値にはノイズが含まれるため、増幅信号Ｖａとして各比較器３１に入力される信号の信号値は、図５の上段に示すように、シグナル値Ｖｓを中心としてばらつきを有して分布している。

さて、ステップＳ１０の信号増幅工程の後、閾値応答部３０は、入力された増幅信号Ｖａと、複数の閾値Ｖｔ１〜Ｖｔｎとをそれぞれ比較し、複数の２値信号Ｓ１〜Ｓｎを出力する（２値信号出力工程、ステップＳ２０）。

図６は、期間Ｔよりもさらに微小な期間における増幅信号Ｖａの経時変化と、当該増幅信号Ｖａに対する２値信号Ｓの一例とを示した図である。図６中の各グラフの横軸は、時刻ｔであり、共通である。一方、図２中の各グラフの縦軸は、各信号の電圧値である。具体的には、図６の１段目（最上段）には、増幅信号Ｖａの一例と、１０個の閾値Ｖｔ１〜Ｖｔ１０とが示されている。また、図６の２段目〜１１段目には、それぞれ、図６の１段目の例の増幅信号Ｖａと、各閾値Ｖｔ１〜Ｖｔ１０とを比較して出力された１０個の２値信号Ｓ１〜Ｓ１０が示されている。

図６に示すように、各２値信号Ｓ１〜Ｓ１０は、増幅信号Ｖａが各閾値Ｖｔよりも大きい時刻ｔにおいてＯＮ信号となり、増幅信号Ｖａが各閾値Ｖｔ以下となる時刻ｔにおいてＯＦＦ信号となる。このため、閾値Ｖｔの値が小さいほど、ＯＮ信号の割合が大きくなる。図６の例では、最も電圧値の小さな閾値Ｖｔ１と比較した２値信号Ｓ１のＯＮ信号の割合は、他の閾値Ｖｔ２〜Ｖｔ１０と比較した２値信号Ｓ２〜Ｓ１０のＯＮ信号の割合よりも大きい。そして、２値信号Ｓ１から順に、２値信号Ｓ２、２値信号Ｓ３、２値信号Ｓ４、２値信号Ｓ５、２値信号Ｓ６、２値信号Ｓ７、２値信号Ｓ８、２値信号Ｓ９、２値信号Ｓ１０の順にＯＮ信号の割合が小さくなる。

なお、閾値Ｖｔを、増幅信号Ｖａの分布範囲よりも十分小さな電圧値とすれば、当該閾値Ｖｔに対する２値信号ＳのＯＮ信号の割合は１（１００％）となる。一方、閾値Ｖｔを、往復信号Ｖａの分布範囲よりも十分大きな電圧値とすれば、当該閾値Ｖｔに対する２値信号ＳのＯＮ信号の割合は０（０％）となる。

ステップＳ２０では、閾値応答部３０の各比較器３１が、このような２値信号Ｓ１〜Ｓｎを、各閾値Ｖｔ１〜Ｖｔｎに対して出力し、デジタル処理部４０へと入力する。デジタル処理部４０のシフトレジスタ４１１〜４１ｎはそれぞれ、直近の期間Ｔについての２値信号Ｓ１〜Ｓｎを記憶する。そして、シグナル算出部４２は、各閾値Ｖｔ１〜Ｖｔｎの値と、直近の期間Ｔにおける２値信号Ｓ１〜Ｓｎとに基づいて、シグナル成分Ｖｓの信号値（以下、「シグナル信号値」と称する）を算出する（シグナル信号値算出工程、ステップＳ３０）。

図５の例のように、ノイズが正規分布で現れる場合、閾値Ｖｔと２値信号ＳのＯＮ信号の割合とは、図５の下段に示すような関係を有する。ここで、図５上段に示すように、横軸である信号値（電圧値）を変数ｘとして、増幅信号Ｖｓの出現頻度を関数ｆ（ｘ）とする。また、図５の下段に示すように、横軸である閾値Ｖｔ（電圧値）を変数ｘとして、２値信号ＳのＯＮ信号の割合を関数ｇ（ｘ）とする。上述のように、ノイズが正規分布で現れる場合、関数ｆ（ｘ）は、シグナル成分Ｖｓを中心とした正規分布の確率密度関数となる。なお、関数ｆ（ｘ）を無限区間で積分した値は１（１００％）となる。このとき、関数ｇ（ｘ）は、ｘ＞Ｖｔとなる半無限区間で積分した値となる。すなわち、関数ｇ（ｘ）は、１から正規分布の累積分布関数を減算した関数（以下では、「反転累積分布関数」と称する）となる。このため、関数ｇ（ｘ）は、ｘ＝Ｖｓで０．５（５０％）となる。

図７は、図６の例のように１０個の閾値Ｖｔ１〜Ｖｔ１０について２値信号Ｓ１〜〜Ｓ１０を生成した場合について、期間Ｔにおける各閾値Ｖｔ１〜Ｖｔ１０毎の２値信号Ｓ１〜Ｓ１０のＯＮ信号の割合をプロットした図である。図７中には、反転累積分布関数が破線で示されている。実際の計測系および電気回路で生じるノイズは、おおよそ正規分布で現れるため、このように、各ＯＮ信号の割合は、反転累積分布関数に沿って現れる。

ステップＳ３０のシグナル信号値算出工程では、このような関係を利用して、シグナル成分Ｖｓを逆算して算出する。具体的には、シグナル算出部４２は、期間Ｔにおける各閾値Ｖｔ１〜Ｖｔ１０毎の２値信号Ｓ１〜Ｓ１０のＯＮ信号の割合に基づいて、ＯＮ信号の割合が０．５に近似する閾値の信号値をシグナル信号値として算出する。

本実施形態のシグナル信号値算出工程は、図３に示すステップＳ３１〜Ｓ３３により、シグナル信号値を算出する。具体的には、まず、期間Ｔにおける各２値信号Ｓ１〜ＳｎのＯＮ信号の割合を算出する（ステップＳ３１）。次に、ＯＮ信号の割合を、関数近似し、近似関数を算出する（ステップＳ３２）。本実施形態では、近似関数には、図５に示す関数ｇ（ｘ）のように、反転累積分布関数を減算した関数が用いられる。その後、ステップＳ３２で求めた近似関数のＯＮ信号の割合が０．５となる電圧値をシグナル成分Ｖｓの信号値として算出する（ステップＳ３３）。このように、実際のノイズの分布に近い反転累積分布関数を近似関数とすることにより、より正確にシグナル信号値を算出することができる。

なお、近似関数は反転累積分布関数に限られない。図８は、図７と同じ２値関数Ｓ１〜Ｓ１０のＯＮ信号の割合と、１次関数である近似関数とを示した図である。図８中、近似関数は破線で示されている。図８の例では、ＯＮ信号の割合が０．５に近いＮ個の値について、１次関数で関数近似している。なお、図８の例では、Ｎは４である。このため、ＯＮ信号の割合が０．５に近い４つの閾値Ｖｔは、第４の閾値Ｖｔ４、第５の閾値Ｖｔ５、第６の閾値Ｖｔ６、および第７の閾値Ｖｔ７となる。これらのＯＮ信号の割合から近似関数が算出される。そして、この近似関数のＯＮ信号の割合が０．５となる電圧値をシグナル成分Ｖｓの信号値として算出する。また、近似に用いられる閾値Ｖｔの数Ｎは４に限られない。Ｎは２以上であればよい。

このように、関数近似する値の数を少なくし、かつ近似関数をシンプルな関数とすることにより、シグナル算出部４２における計算量を低減できる。したがって、デジタル処理部４０の回路面積を小さくでき、かつ、計算にかかる時間を短縮できる。なお、１次関数への関数近似には、例えば、最小二乗法が用いられる。

また、シグナル算出部４２は、必ずしも、２値信号Ｓ１〜ＳｎのＯＮ信号について、関数近似を行わなくてもよい。シグナル算出部４２は、例えば、ＯＮ信号の割合が最も０．５に近い閾値Ｖｔの信号値をシグナル信号値としてもよい。

このように、ステップＳ３０のシグナル信号値算出工程が完了すると、続いて、シグナル算出部４２は、算出したシグナル信号値と同じ電圧を出力電圧Ｖｏｕｔとして出力する（出力電圧出力工程、ステップＳ４０）。

図９は、増幅信号Ｖａの一例と、上記の信号処理装置１によって得られた出力信号Ｖｏｕｔとを示した図である。図９に示すように、この信号処理装置１は、検出された電気信号である入力信号Ｖｉｎを増幅し、その増幅信号Ｖａから、シグナル成分Ｖｓをフィルタを用いることなく適切に抽出することができる。

図１０は、増幅信号Ｖａの一例と、デジタルフィルタによって得られた増幅信号Ｖａの移動平均Ｖｂとを示した図である。上述の通り、上記の信号処理装置１を用いることにより、増幅信号Ｖａをデジタルフィルタによって得られた移動平均Ｖｂを算出する場合に比べて、回路面積を低減できる。また、図９と図１０とを比較した場合に、上記の信号処理装置１の出力信号Ｖｏｕｔは、デジタルフィルタによって得られた移動平均Ｖｂよりもさらにノイズが低減されている。

図１１は、増幅信号Ｖａの一例と、増幅信号Ｖａをアナログフィルタでフィルタリングしたフィルタ後信号Ｖｃとを示した図である。図９と図１１とを比較してわかる通り、上記の信号処理装置１を用いることにより、アナログフィルタによってフィルタリングする場合に比べて、出力信号Ｖｏｕｔが増幅信号Ｖａから遅延して出力されることが抑制されている。また、上記の信号処理装置１の出力信号Ｖｏｕｔは、アナログフィルタによって得られたフィルタ後信号Ｖｃよりもさらにノイズが低減されている。

このように、信号処理装置１を用いることにより、フィルタを用いることなく、ノイズを効率良く除去することができる。

＜３．変形例＞
以上、本発明の一実施形態について説明したが、本発明は、上記の実施形態に限定されるものではない。

図１２は、一変形例に係る信号処理装置１Ａの概略図である。図１２の例の信号処理装置１Ａは、上記の実施形態に係る信号処理装置１と、閾値応答部３０Ａの構成が異なる。なお、図１２の例の信号処理装置１Ａのうち、上記の実施形態に係る信号処理装置１と同じ構成のものについては、同じ符号が付されている。

図１２の例では、閾値応答部３０Ａは、複数の比較器３１と、オフセット調整部３３Ａとを有する。

信号増幅部２０から出力された増幅信号Ｖａは、オフセット調整部３３Ａに入力される。オフセット調整部３３Ａは、入力された増幅信号Ｖａの電圧値を参照して、各比較器３１に出力する閾値Ｖｔの値を決定する。そして、オフセット調整部３３Ａは、ｎ個の比較器３１１〜３１ｎに、閾値Ｖｔ１〜Ｖｔｎを出力するとともに、デジタル処理部４０のシグナル算出部４２Ａに対して、閾値Ｖｔ１〜Ｖｔｎの信号値を伝達する。

オフセット調整部３３Ａは、例えば、予め用意された初期閾値Ｖ１〜Ｖｎにオフセット電圧Ｖｏを重畳することにより、閾値Ｖｔ１〜Ｖｔｎを生成する。すなわち、第１の閾値Ｖｔ１は、第１の初期閾値Ｖ１とオフセット電圧Ｖｏとを重畳してＶｔ１＝Ｖ１＋Ｖｏとなる。第２の閾値Ｖｔ２は、第２の初期閾値Ｖ２とオフセット電圧Ｖｏとを重畳してＶｔ２＝Ｖ２＋Ｖｏとなる。残りの第３の閾値Ｖｔ３〜第ｎの閾値Ｖｔｎについても、同様である。

また、オフセット調整部３３Ａは、調整後の閾値Ｖｔ１〜Ｖｔｎの電圧値をデジタル処理部４０のシグナル算出部４２Ａへと出力する。シグナル算出部４２Ａは、各シフトレジスタ４１に記憶された２値信号Ｓ１〜Ｓｎと、オフセット調整部３３Ａから入力された各閾値Ｖｔ１〜Ｖｔｎの電圧値とに基づいて、シグナル信号値を算出し、出力信号Ｖｏｕｔを出力する。

入力電圧Ｖｉｎの信号値のおおよその範囲および信号増幅部２０における増幅率が予めわかっている場合、オフセット電圧Ｖｏは、予め設定されていてもよい。また、オフセット調整部３３Ａは、入力された増幅電圧Ｖａの電圧値によってオフセット電圧Ｖｏを調整してもよい。

なお、図１２の例のオフセット調整部３３Ａは、予め用意された初期閾値Ｖ１〜Ｖｎに、可変値であるオフセット電圧Ｖｏを重畳するため、オフセット電圧Ｖｏの電圧値が変動しても、閾値Ｖｔ１〜Ｖｔｎ同士の電圧値の間隔は変わらない。しかしながら、オフセット調整部３３Ａは、閾値Ｖｔ１〜Ｖｔｎ同士の電圧値の間隔を変更するものであってもよい。

また、図１２の例のオフセット調整部３３Ａは、複数の閾値Ｖｔ１〜Ｖｔｎのそれぞれの電圧値を調整したが、本発明はこれに限られない。オフセット調整部３３Ａは、増幅信号Ｖａにオフセット電圧Ｖｏを重畳するものであってもよい。その場合、オフセット調整部３３Ａは、増幅信号Ｖａに重畳したオフセット電圧Ｖｏの電圧値をシグナル算出部４２Ａへと出力する。

このように、図１２の例の信号処理装置１Ａは、オフセット調整部３３Ａを備えていることにより、閾値応答部３０Ａに入力される増幅信号Ｖａの電圧範囲に適した閾値Ｖｔ１〜Ｖｔｎを用いてシグナル信号値を算出できる。

また、上記の実施形態の図６〜図８の例では、閾値Ｖｔ１〜Ｖｔ１０の電圧値の間隔が略同一であったが、本発明はこれに限られない。閾値同士の間隔は、かならずしも同一でなくてもよい。

また、上記の実施形態では、デジタル処理部において２値信号を記憶する記憶部は複数のシフトレジスタであったが、本発明はこれに限られない。少なくとも、期間Ｔにおける複数の２値信号のＯＮ／ＯＦＦ情報が記憶できる構成であれば、シフトレジスタに限られない。

また、信号増幅部の有無、信号増幅部の構成、閾値電圧の供給機構などの細部の構成については、本願の各図と相違していてもよい。また、上記の実施形態や変形例に登場した各要素を、矛盾が生じない範囲で、適宜に組み合わせてもよい。

信号処理装置 １
信号増幅部 ２０
閾値応答部 ３０
比較器 ３１
デジタル処理部 ４０
シフトレジスタ ４１
シグナル算出部 ４２
入力信号 Ｖｉｎ
増幅信号 Ｖａ
閾値 Ｖｔ
２値信号 Ｓ
出力信号 Ｖｏｕｔ

Claims (13)

1. 入力信号を増幅して増幅信号を出力する信号増幅部と、
   前記増幅信号と複数の閾値を比較して複数の２値信号を出力する閾値応答部と、
   前記閾値応答部において比較された前記閾値および前記閾値応答部から出力された前記２値信号に基づいて出力信号を生成する、デジタル処理部と、
   を有する信号処理装置。
2. 請求項１に記載の信号処理装置であって、
   前記閾値応答部は、複数の比較器を有し、
   前記比較器には、それぞれ、１つの前記閾値と前記増幅信号とが入力され、
   前記比較器は、それぞれ、１つの前記２値信号を出力し、
   前記デジタル処理部は、前記閾値応答部において比較された複数の前記閾値と、前記閾値応答部から出力された複数の前記２値信号のＯＮ信号の割合とに基づいて、前記ＯＮ信号の割合が０．５に近似する前記閾値の信号値を算出し、算出した前記信号値を前記出力信号とする、信号処理装置。
3. 請求項２に記載の信号処理装置であって、
   前記デジタル処理部は、前記比較器に入力された複数の前記閾値のうち、前記割合が最も０．５に近似する前記閾値の信号値を前期出力信号とする、信号処理装置。
4. 請求項２に記載の信号処理装置であって、
   前記デジタル処理部は、
   前記閾値と前記２値信号との関係を関数近似した近似関数を算出し、
   前記近似関数において、前記割合が０．５となる前記閾値の信号値を前期出力信号とする、信号処理装置。
5. 請求項４に記載の信号処理装置であって、
   前記近似関数は、前記閾値応答部において比較された複数の前記閾値と、前記閾値応答部から出力された複数の前記２値信号の前記割合との一部を線形近似した１次関数である、信号処理装置。
6. 請求項４に記載の信号処理装置であって、
   前記近似関数は、正規分布の累積分布関数を１から減算した関数である、信号処理装置。
7. 請求項１ないし請求項６のいずれかに記載の信号処理装置であって、
   前記デジタル処理部は、
   前記２値信号を記憶するシフトレジスタ
   を有する、信号処理装置。
8. ａ）入力信号を増幅して、増幅信号を出力する工程と、
   ｂ）前記増幅信号と、複数の閾値とをそれぞれ比較し、複数の２値信号を出力する工程と、
   ｃ）前記工程ｂ）において比較された複数の前記閾値と、前記工程ｂ）において出力された複数の前記２値信号とに基づいて、出力信号を生成する工程と、
   を有する信号処理方法。
9. 請求項８に記載の信号処理方法であって、
   前記工程ｃ）において、
   前記工程ｂ）において比較された複数の前記閾値と、前記工程ｂ）において出力された前記２値信号のＯＮ信号の割合とに基づいて、前記ＯＮ信号の割合が０．５に近似する前記閾値の信号値を算出し、算出した前記信号値を前記出力信号とする、信号処理方法。
10. 請求項９に記載の信号処理方法であって、
    前記工程ｃ）において、
    前記工程ｂ）において比較された複数の前記閾値のうち、前記割合が最も０．５に近似する前記閾値の信号値を出力信号とする、信号処理方法。
11. 請求項９に記載の信号処理方法であって、
    前記工程ｃ）は、
    ｃ１）前記閾値と前記２値信号との関係を関数近似した近似関数を算出する工程と、
    ｃ２）前記近似関数において、前記割合が０．５となる前記閾値の信号値を出力信号とする工程と、
    を含む、信号処理方法。
12. 請求項１１に記載の信号処理方法であって、
    前記近似関数は、前記工程ｂ）において比較された複数の前記閾値と、前記工程ｂ）において出力された複数の前記２値信号の前記割合との一部を線形近似した１次関数である、信号処理方法。
13. 請求項１１に記載の信号処理方法であって、
    前記近似関数は、正規分布の累積分布関数を１から減算した関数である、信号処理方法。