JP2020120571A - 多相スイッチドコンデンサインダクタブーストコンバータ技術 - Google Patents

多相スイッチドコンデンサインダクタブーストコンバータ技術 Download PDF

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Abstract

【課題】多相スイッチドコンデンサインダクタブーストコンバータ技術の提供。【解決手段】多相スイッチドコンデンサインダクタ（ＭＰＳＣＩ）ブーストコンバータであって、第１の位相回路と、第２の位相回路と、コンデンサと、を備え、前記第１の位相回路と前記第２の位相回路の各々が、第１のスイッチと、前記ＭＰＳＣＩブーストコンバータの第１の供給レールに結合された第１のノードを有するインダクタと、前記インダクタの第２のノードを前記ＭＰＳＣＩブーストコンバータの第２の供給レールに選択的に結合するように構成された第２のスイッチとを含み、かつ前記コンデンサが、前記第２の位相回路の前記インダクタの前記第２のノードと前記第２の位相回路の前記第１のスイッチの間に結合されている、ＭＰＳＣＩブーストコンバータ。【選択図】なし

Description

本主題は、電圧コンバータ技術、特に、多相スイッチドコンデンサインダクタブーストコンバータ技術について説明する。
単相ブーストコンバータは、多くの様々な用途に採用できる。ただし、負荷需要などの通常の変動によりスイッチング頻度が増加するか入力電圧が低下すると、単相ブーストコンバータは、ゲートドライバとフィードバックコントローラの長い信号伝搬遅延のために、堅牢で信頼性の高い高ブースト電圧を提供するのに苦労する可能性がある。その上、ブースト比が増加すると、最大出力電圧に耐えるために、より大きな高電圧スイッチが必要になる場合がある。このようなスイッチには、例えば単相ブーストコンバータの上部スイッチの最小オン時間により、ゲートドライバの伝搬遅延をさらに増加させ、かつスイッチング頻度とブースト比を制限することができる、より大きな寄生容量が含まれる場合がある。
多相高ブーストコンバータの技術が提供される。一例では、多相スイッチドコンデンサインダクタ（ＭＰＳＣＩ）ブーストコンバータは、第１の位相回路、第２の位相回路、およびコンデンサを含むことができる。第１の位相回路および第２の位相回路の各々は、第１のスイッチ、第１の供給レールに結合された第１のノードを有するインダクタ、およびインダクタの第２のノードを第２の供給レールに選択的に結合するように構成された第２のスイッチを含むことができる。コンデンサは、第２の位相回路のインダクタの第２のノードと第２の位相回路の第１のスイッチとの間に結合され得る。
本概要は、本特許出願の主題の概要を提供することを意図している。本発明の排他的または網羅的な説明を提供することは意図していない。詳細な説明は、本特許出願に関する更なる情報を提供するために含まれている。
例えば、本願は以下の項目を提供する。
（項目１）
多相スイッチドコンデンサインダクタ（ＭＰＳＣＩ）ブーストコンバータであって、
第１の位相回路と、
第２の位相回路と、
コンデンサと、を備え、
上記第１の位相回路と上記第２の位相回路の各々が、
第１のスイッチと、
上記ＭＰＳＣＩブーストコンバータの第１の供給レールに結合された第１のノードを有するインダクタと、
上記インダクタの第２のノードを上記ＭＰＳＣＩブーストコンバータの第２の供給レールに選択的に結合するように構成された第２のスイッチとを含み、かつ
上記コンデンサが、上記第２の位相回路の上記インダクタの上記第２のノードと上記第２の位相回路の上記第１のスイッチの間に結合されている、ＭＰＳＣＩブーストコンバータ。
（項目２）
上記第２の位相回路の上記第１のスイッチが、上記第２の位相回路の上記インダクタの上記第２のノードを上記コンデンサと選択的に結合するように構成されている、上記項目に記載のＭＰＳＣＩブーストコンバータ。
（項目３）
上記第１の位相回路の上記第１のスイッチが、ダイオードである、上記項目のいずれか一項に記載のＭＰＳＣＩブーストコンバータ。
（項目４）
上記第２の位相回路の上記第１のスイッチが、ダイオードである、上記項目のいずれか一項に記載のＭＰＳＣＩブーストコンバータ。
（項目５）
上記第１の位相回路の上記第１のスイッチおよび上記第２の位相回路の上記第１のスイッチが、ダイオードである、上記項目のいずれか一項に記載のＭＰＳＣＩブーストコンバータ。
（項目６）
上記第１の位相回路の上記第２のスイッチの制御ノード、および上記第２の位相回路の上記第２のスイッチの制御ノードに結合されたクロック発生器を含む、上記項目のいずれか一項に記載のＭＰＳＣＩブーストコンバータ。
（項目７）
上記クロック発生器の第１のクロック信号の遷移時に上記第１の位相回路の上記第２のスイッチを作動するように構成された制御回路を含み、かつ
上記第１の位相回路が、上記第１の位相回路の上記インダクタの第１のインダクタ電流が第１のピーク電流閾値を満たす時、上記第１の位相回路の上記第２のスイッチを停止するように構成された第１の比較回路を含む、上記項目のいずれか一項に記載のＭＰＳＣＩブーストコンバータ。
（項目８）
上記制御回路が、上記クロック発生器の第２のクロック信号の遷移時に上記第２の位相回路の上記第２のスイッチを作動させるように構成され、かつ
上記第２の位相回路は、上記第２の位相回路の上記インダクタの第２のインダクタ電流が第２のピーク電流閾値を満たす時、上記第２の位相回路の上記第２のスイッチを停止するように構成された第２の比較回路を含む、上記項目のいずれか一項に記載のＭＰＳＣＩブーストコンバータ。
（項目９）
Ｎが１より大きい整数である、Ｎ相スイッチドコンデンサインダクタ（ＳＣＩ）ブーストコンバータを動作させる方法であって、
上記Ｎ相ＳＣＩブーストコンバータの各位相回路のインダクタで入力供給電圧（ＶＩＮ）を受け取ることと、
上記Ｎ相ＳＣＩブーストコンバータのＮ−１個のコンデンサにわたって上記Ｎ相ＳＣＩブーストコンバータの出力電圧を形成することと、
上記Ｎ相ＳＣＩブーストコンバータの相数に比例する平均出力電圧（ＶＯＵＴ）を提供することと、を含む、方法。
（項目１０）
上記出力電圧を形成することが、上記Ｎ相の第１の位相のスイッチング周期の異なる段階で各インダクタに電流を誘導することを含む、上記項目に記載の方法。
（項目１１）
上記Ｎ相の各々のインダクタで入力供給電圧を受け取ることが、上記Ｎ相ＳＣＩブーストコンバータの第１の位相回路の第１のインダクタの第１のノードで入力供給電圧を受け取ることを含み、かつ
各インダクタに電流を誘導することが、上記第１のインダクタの第２のノードをグランドに結合して、上記第１のインダクタに第１の電流を提供することを含む、上記項目のいずれか一項に記載の方法。
（項目１２）
出力電圧を形成することが、上記第１のインダクタの上記第２のノードをグランドから切り離すことを含む、上記項目のいずれか一項に記載の方法。
（項目１３）
出力電圧を形成することが、上記第１のインダクタの上記第２のノードを上記Ｎ−１個のコンデンサのうちの第１のコンデンサに結合することを含み、上記第１のコンデンサが、上記Ｎ相ＳＣＩブーストコンバータの第２の位相回路のインダクタに選択的に結合される、上記項目のいずれか一項に記載の方法。
（項目１４）
上記Ｎ相の各々のインダクタで入力供給電圧を受け取ることが、
上記Ｎ相ＳＣＩブーストコンバータの上記第２の位相回路の第２のインダクタの第１ノードで上記入力供給電圧を受け取ることを含み、
各インダクタに電流を誘導することが、上記第２のインダクタの第２のノードをグランドに結合して、上記第２のインダクタに第２の電流を提供することを含む、上記項目のいずれか一項に記載の方法。
（項目１５）
出力電圧を形成することが、上記第２のインダクタの上記第２のノードをグランドから切り離し、上記第２の電流を上記第１のコンデンサに迂回させることを含む、上記項目のいずれか一項に記載の方法。
（項目１６）
出力電圧を形成することが、上記第１のコンデンサを上記Ｎ相ＳＣＩブーストコンバータの上記第２の位相回路の出力ノードに結合することを含む、上記項目のいずれか一項に記載の方法。
（項目１７）
各インダクタに電流を誘導することが、上記Ｎ相ＳＣＩブーストコンバータの各位相回路の第１のスイッチを切り替えて、各位相回路の各インダクタの第２のノードをグランドに結合することを含み、
上記出力電圧を形成することが、上記Ｎ相ＳＣＩブーストコンバータのＮ−１個の位相回路の各コンデンサを、上記Ｎ−１個の位相回路の各位相回路のそれぞれの出力に選択的に結合することを含む、上記項目のいずれか一項に記載の方法。
（項目１８）
負荷と、
入力電圧（ＶＩＮ）を受け取り、上記負荷に平均出力電圧（ＶＯＵＴ）を提供するように構成された多相スイッチドコンデンサインダクタ（ＭＰＳＣＩ）電圧コンバータと、を備え、
上記ＭＰＳＣＩ電圧コンバータは、上記平均出力電圧（ＶＯＵＴ）が、
ＶＯＵＴ＝Ｎ＊ＶＩＮ／（１−Ｄ）で得られるように、上記ＭＰＳＣＩ電圧コンバータの相数（Ｎ）と上記ＭＰＳＣＩ電圧コンバータのデューティサイクルに基づいて上記出力電圧をブーストするように構成され、
式中、Ｄは上記Ｎ個の位相の各インダクタに電流を誘導することに関連する平均デューティサイクルである、システム。
（項目１９）
上記負荷が、光検出および測距（ＬＩＤＡＲ）センサを含む、上記項目に記載のシステム。
（項目２０）
上記負荷が、発光ダイオードドライバを含む、上記項目のいずれか一項に記載のシステム。
（摘要）
多相高ブーストコンバータの技術が提供される。一例では、多相スイッチドコンデンサインダクタ（ＭＰＳＣＩ）ブーストコンバータは、第１の位相回路、第２の位相回路、およびコンデンサを含むことができる。第１の位相回路と記第２の位相回路の各々は、第１のスイッチと、第１の供給レールに結合された第１のノードを有するインダクタと、インダクタの第２のノードを第２の供給レールに選択的に結合するように構成された第２のスイッチとを含むことができる。コンデンサは、第２の位相回路のインダクタの第２のノードと、第２の位相回路の第１のスイッチの間に結合され得る。
図面（必ずしも原寸に比例して描かれていない）において、同様の番号は異なる図において類似の構成要素を記述する場合がある。異なる添え字を有する同様の番号で類似の構成要素の異なる例を表す場合がある。図面は、概して、限定としてではなく、例として、本文書で説明される様々な実施形態を示す。
図１Ａは、例示的な多相スイッチドコンデンサインダクタ（ＭＰＳＣＩ）ブーストコンバータを概して示す。 図１Ｂは、二相ＳＣＩブーストコンバータのインダクタ電流のプロットを概して示す。 図２は、図１の例示的な二相ＳＣＩブーストコンバータなどの例示的なＭＰＳＣＩブーストコンバータの様々な信号をグラフで示す。 図３は、本主題に係るＭＰＳＣＩブーストコンバータの例示的な動作方法のフローチャートを概して示す。 図４Ａは、本主題に係る例示的な三相ブーストコンバータを概して示す。 図４Ｂは、３つの位相回路の各々のインダクタ電流のグラフプロットを示す。 図５Ａは、本主題に係る例示的な四相ブーストコンバータを概して示す。 図５Ｂは、３つの位相回路の各々のインダクタ電流のグラフプロットを示す。 図６は、コントローラを含むＭＰＳＣＩブーストコンバータの例示的な実装形態を概して示す。
図１Ａは、固定もしくは可動光検出および測距（ＬＩＤＡＲ）センサもしくはシステム、または発光ダイオード（ＬＥＤ）ドライバなどの負荷１０５に出力電圧（ＶＯＵＴ）を提供するための例示的な多相スイッチドコンデンサインダクタ（ＭＰＳＣＩ）ブーストコンバータ１００を一般的に示している。ＭＰＳＣＩブーストコンバータ１００は、第１の位相回路１０１、第２の位相回路１１１、およびコントローラ１６０（図示せず）を含むことができる。特定の例では、コントローラ１６０または制御回路は、１つ以上のクロック信号を発生するためのクロック発生器１６３を含むことができる。いくつかの例では、クロック発生器１６３は、コントローラ１６０から分離されていてもよい。第１および第２の位相回路１０１、１１１は各々、インダクタ１０２、１１２、ボトムスイッチ１０３、１１３、およびトップスイッチ１０４、１１４を含むことができる。第２の位相回路１１１は、コンデンサ１０９を含むことができる。一般に、各位相回路１０１、１１１は、供給電源（ＶＩＮ）および対応するボトムスイッチ１０３、１１３を使用して、対応するインダクタ１０２、１１２に電流（ＩＬ１、ＩＬ２）を誘導する。次に、各インダクタ１０２、１１２の電流（ＩＬ１、ＩＬ２）は、対応するトップスイッチ１０４、１１４を介して位相回路１０１、１１１の出力に切り替えることができる。位相回路スイッチ１０３、１０４、１１３、１１４の切り替えは、調整された出力電圧（ＶＯＵＴ）を提供し、ＭＰＳＣＩブーストコンバータ１００を効率的に動作させるように順序付けられ得る。コンデンサ１０９は、ブーストされた電荷を第１の位相１０１に蓄電し、さらに第２の位相をブリッジして、インダクタ電流エネルギーを出力（ＶＯＵＴ）に渡すように配置することができる。
より具体的には、コントローラ１６０の第１のクロック信号により、第１の位相回路１０１のボトムスイッチ１０３が「オン」になるか、または低インピーダンス状態になり得、第１の位相回路１０１のインダクタ１０２の電流（ＩＬ１）が、開始することができ、大きさが増加する可能性がある。第１の位相回路１０１のインダクタ１０２の電流（ＩＬ１）がピーク電流閾値まで増加すると、コントローラ１６０の第１の比較器１６１または第１の比較回路は、状態を変化させることができ、ボトムスイッチ１０３が「オフ」になり、トップスイッチ１０４が「オン」になるように、第１の位相回路１０１のボトムスイッチ１０３およびトップスイッチ１０４の状態を切り替えることができる。第１の位相回路１０１のトップおよびボトムスイッチ１０４、１０３の状態の変化のため、第１の位相回路１０１のインダクタ１０２の電流（ＩＬ１）の大きさが減少し始める可能性がある。
同様に、コントローラ１６０の第２のクロック信号により、第２の位相回路１１１のボトムスイッチ１１３が「オン」になるか、低インピーダンス状態になり得、第２の位相回路１１１のインダクタ１１２の電流（ＩＬ２）が、開始することができ、大きさが増加する可能性がある。第２の位相回路１１１のインダクタ１１２の電流（ＩＬ２）が、ピーク電流閾値まで増加すると、コントローラ１６０の第２の比較器１６２または第２の比較器回路は状態を変化させることができ、ボトムスイッチ１１３が「オフ」になり、トップスイッチ１１４が「オン」になるように、第２の位相回路１１１のボトムスイッチ１１３およびトップスイッチ１１４の状態を切り替えることができる。第２の位相回路１１１のトップおよびボトムスイッチ１１４、１１３の状態の変化のため、第２の位相回路１１１のインダクタ１１２の電流（ＩＬ２）の大きさが減少し始める可能性がある。
特定の例では、コントローラ１６０の第１および第２のクロック信号には時差がある。いくつかの例では、第１および第２のクロック信号は、時間間隔にわたって等しく時差がある。第１および第２のクロック信号走査の時差信号により、第１の位相回路のトップスイッチ１０４が「オン」のとき、第１の位相回路１０１のインダクタ１０２の電流（ＩＬ１）が第２の位相回路１１１のコンデンサ１０９に充電される。その上、第２の位相相回路１１１のトップスイッチ１１４が「オン」になると、第２の位相回路のインダクタ１１２の電流（ＩＬ２）が流れ、第２の位相回路１１１のコンデンサ１０９全体の充電電圧がＭＰＳＣＩブーストコンバータ１００の出力ノードに渡され得る。結果として、ＭＰＳＣＩブーストコンバータ１００の出力電圧（ＶＯＵＴ）は、
Ｖ＿ＯＵＴ＝Ｎ・Ｖ＿ＩＮ／（１−Ｄ）によって与えられることができ、
ここで、Ｎは相数、Ｄは各位相のボトムスイッチのデューティサイクルであり、簡単にするために、各スイッチのデューティサイクルは同じであると仮定している。特定の例では、第１または第２の位相回路１０１、１１１のうちの１つ以上のトップスイッチ（１０４、１１４）は、非同期ＭＰＳＣＩブーストコンバータ用のダイオード１６４、１６５または同様のデバイスで置き換えることができる。
図１Ｂは、二相ＳＣＩブーストコンバータのインダクタ電流のプロットを概して示す。プロットは、第１の位相回路インダクタの電流の第１のプロット１９５と、第２の位相回路インダクタの電流の第２のプロット１９６とを含むことができる。ｔ１とｔ２の間、１８１では、第１の位相のボトムスイッチが「オン」になり、第１の位相のインダクタ電流１９５（ＩＬ１）が増加する。ｔ２とｔ３の間、１８２では、第１の位相のボトムスイッチが「オフ」になり、第１の位相のインダクタ電流１９５（ＩＬ１）が減少する。ｔ４とｔ５の間、１８３では、第２の位相のボトムスイッチが「オン」になり、第２の位相のインダクタ電流１９６（ＩＬ２）が増加する。ｔ５とｔ６の間、１８４では、第２の位相のボトムスイッチが「オフ」になり、第２の位相のインダクタ電流１９６（ＩＬ２）が減少する。プロットは、二相ＳＣＩブーストコンバータのスイッチング頻度の周期（Ｔ）も示しており、各相の対応するスイッチの遷移は、スイッチング周波数の周期（Ｔ）にわたって均等に分散（Ｔ／２）できることを示している。
図２は、図１の例示的な二相ＳＣＩブーストコンバータなどの例示的なＭＰＳＣＩブーストコンバータの様々な信号をグラフで示す。様々な信号には、第１の位相回路のボトムスイッチの制御ノード電圧２９１、第１の位相回路のトップスイッチの制御ノード電圧２９２、第２の位相回路のボトムスイッチの制御ノード電圧２９３、第２の位相回路のトップスイッチの制御ノード電圧２９４、第１の位相回路のインダクタの電流２９５（ＩＬ１）、第２の位相回路のインダクタの電流２９６（ＩＬ２）、ノードＡの電圧２９７、ノードＢの電圧２９８、ノードＣからノードＢへのコンデンサ１０９の両端の電圧２９９、および二相ＳＣＩブーストコンバータ１００の出力電圧（ＶＯＵＴ）２９０が含まれる。
図３は、本主題に係るＭＰＳＣＩブーストコンバータの例示的な動作方法のフローチャートを概して示す。３０１において、方法は、Ｎ個の位相の各々のインダクタで入力供給電圧（ＶＩＮ）を受信することを含むことができ、ここで、Ｎは１より大きい整数である。３０３において、ＭＰＳＣＩブーストコンバータの出力電圧は、Ｎ相電圧ブーストコンバータのＮ−１個のコンデンサにわたって形成され得る。３０５において、ＭＰＳＣＩブーストコンバータは、
ＶＯＵＴ＝Ｎ＊ＶＩＮ／（１−Ｄ）よって与えられる平均出力電圧（ＶＯＵＴ）を提供でき、
ここで、ＤはＮ個の位相の各インダクタに電流を誘導することに関連する平均デューティサイクルである。特定の例では、出力電圧を形成することは、Ｎ相の第１の位相のスイッチング周期の異なる段階でＮ相の各々の各インダクタに電流を誘導することを含むことができる。例えば、ＭＰＳＣＩブーストコンバータに２つの位相が含まれる場合、電流（ＩＬ１）は、ＭＰＳＣＩブーストコンバータのコントローラのクロックの所与の周波数で「オン」になるボトムスイッチを使用して、ＭＰＳＣＩブーストコンバータの第１の位相に誘導でき、そのため、第１の位相のボトムスイッチは、スイッチング周波数の各周期（Ｔ１）でオンになる。したがって、第２の位相のボトムスイッチは、第１の位相のボトムスイッチが「オン」になるようにトリガーされている周期（Ｔ１）中に「オン」になるようにトリガーすることができる。いくつかの例では、第１の位相のボトムスイッチがトリガーされて「オン」になる周期（Ｔ１）の中間点、またはその間の間隔で、第２の位相のボトムスイッチがトリガーされて「オン」になり、およびこの逆の場合も同様である。二相を超えるＭＰＳＣＩブーストコンバータの場合、各位相の各ボトムスイッチは、ボトムスイッチの各ターン「オン」イベントがＴ１／Ｎ間隔で区切られるように、交互に繰り返されるパターンでオンになり、ここで、Ｔ１は第１の位相回路のボトムスイッチのスイッチング周波数の周期、Ｎは相数である。
特定の例では、Ｎ相ブーストコンバータの各位相回路の各インダクタの第１のノードを供給電圧（ＶＩＮ）に直接結合できる。インダクタの各々の第２のノードをグランドに選択的に結合して、インダクタ電流を誘導できる。各インダクタの選択的結合は、各位相回路のスイッチング周期にわたってずらすことができる。例として、各位相回路に対してＴのスイッチング周期を有するＮ相ブーストコンバータの場合、第１の位相回路は時間ｔ０でインダクタ電流を誘導することができる。第２の位相回路は、ｔ０＋Ｔ／Ｎでインダクタ電流を誘導できる。第３の位相回路は、インダクタ電流をｔ０＋２Ｔ／Ｎで誘導でき、以下同様である。Ｎ相回路は、時間ｔ０＋（Ｎ−１）Ｔ／Ｎでインダクタ電流を誘導できる。各位相回路は、対応するインダクタの第２のノードをグランドに結合してインダクタ電流を誘導する、対応する第１のスイッチまたはボトムスイッチを含むことができる。ボトムスイッチの「オン」時間は、Ｎ相ブーストコンバータのデューティサイクルの基準を提供できる。
同様に、各位相回路の第１のスイッチの「オン」時間が終了する、第１のスイッチは、対応するインダクタをグランドから切り離し、第２のスイッチ、またはトップスイッチを介して誘導電流を位相回路の出力に結合する。Ｎ相ブーストコンバータの出力を含む位相回路を除き、各位相回路の出力は、カスケード方式でもう１つの位相のコンデンサに結合できる。位相回路のカスケード性により、入力電圧のＮ倍の高ブーストで出力電圧を提供できる。その上、Ｎ相ブーストコンバータのスイッチは、多相ブーストコンバータの設計が、Ｎが１より大きいとき、トップおよびボトムスイッチのいずれかを最大出力電圧にさらすように構成されていないため、出力電圧より低い電圧に定格され得る。その上、単相ブーストコンバータと比較して、比較的低いスイッチング周波数で高いブーストを実現できる。その上、より小型のトランジスタスイッチを使用して高いスイッチング周波数を実現できるため、より高いスイッチング周波数を採用してさらに高いブーストを提供できる。特定の例では、１つ以上の位相回路のトップスイッチを、非同期ＭＰＳＣＩブーストコンバータ用のダイオードまたは同様のデバイスに置き換えることができる。
図４Ａは、本主題に係る例示的な三相ブーストコンバータ４００を概して示す。特定の例では、三相ブーストコンバータ４００は、図１の二相ブーストコンバータ１００などの二相ブーストコンバータの出力に接続された第３の位相回路４２１を含むことができる。第３の位相回路４２１は、インダクタ４２２、トップスイッチ４２４、ボトムスイッチ４２３、およびコンデンサ４１９を含むことができる。三相ブーストコンバータ４００は、３つの位相回路の各々のトップおよびボトムスイッチを制御するためのコントローラ（図示せず）を含むことができる。一般に、コントローラは、位相回路のいずれか１つのスイッチング周期を３つのサブ間隔に分割し、各間隔の開始時に位相回路の異なる相のボトムスイッチのデューティサイクルを連続してトリガーできる。コントローラは、ボトムスイッチとトップスイッチのデューティサイクルも制御できる。一般に、第１の位相回路のインダクタ電流は第２の位相回路のコンデンサを充電でき、第２の位相回路のインダクタ電流とコンデンサ電圧は第３の位相回路のコンデンサを充電でき、第３の位相回路のコンデンサ電圧とインダクタ電流は三相ブーストコンバータのブースト出力電圧を提供できる。図４Ｂは、時間に対する３つの位相回路の各々のインダクタ電流のグラフプロットを示す。プロットには、第１の位相回路のインダクタ電流（ＩＬ１）、第２の位相回路のインダクタ電流（ＩＬ２）、および第３の位相回路のインダクタ電流（ＩＬ３）が含まれている。各位相回路について、コントローラはボトムスイッチを低インピーダンス状態にして、所定のデューティサイクルでインダクタ電流を誘導できる。デューティサイクル間隔の終わりに、コントローラはボトムスイッチを高インピーダンス状態にし、トップスイッチを低インピーダンス状態にすることができる。特定の例では、三相ブーストコンバータの出力電圧は、
ＶＯＵＴ＝３＊ＶＩＮ／（１−Ｄ）によって与えられ、
ここで、Ｄは三相の各インダクタに電流を誘導することに関連する平均デューティサイクルである。８０％のデューティサイクルの場合、出力電圧（ＶＯＵＴ）は１５・ＶＩＮになり得る。その上、この例のアーキテクチャは、トップスイッチもボトムスイッチも最大出力電圧に個別にさらされないように構成されている。例えば、第３の位相回路のトップスイッチは、トップおよびボトムスイッチの最高平均電圧にさらされる可能性があり、その電圧は約２／３・ＶＯＵＴになる。そのため、トップおよびボトムスイッチは、三相ブーストコンバータの出力電圧より低い電圧に定格され得る。より小型のスイッチはより効率的である傾向があり、一般により高い周波数で動作できる。特定の例では、１つ以上の位相回路のトップスイッチを、非同期ＭＰＳＣＩブーストコンバータ用のダイオードまたは同様のデバイスに置き換えることができる。
図５Ａは、本主題に係る例示的な四相ブーストコンバータ５００を概して示す。特定の例では、四相ブーストコンバータ５００は、図４の三相ブーストコンバータ４００などの三相ブーストコンバータの出力に接続された第４の位相回路５３１を含むことができる。第４の位相回路５３１は、インダクタ５３２、トップスイッチ５３４、ボトムスイッチ５３３、およびコンデンサ５２９を含むことができる。四相ブーストコンバータ５００は、４つの位相回路の各々のトップおよびボトムスイッチを制御するためのコントローラ（図示せず）を含むことができる。一般に、コントローラは、位相回路のいずれか１つのスイッチング周期を４つのサブ間隔に分割し、各サブ間隔の開始時に位相回路の異なる相のボトムスイッチのデューティサイクルを順次トリガーできる。コントローラは、ボトムスイッチとトップスイッチのデューティサイクルも制御できる。一般に、第１の位相回路のインダクタ電流は第２の位相回路のコンデンサを充電でき、第２の位相回路のインダクタ電流とコンデンサ電圧は第３の位相回路のコンデンサを充電でき、第３の位相回路のインダクタ電流とコンデンサ電圧は第４の位相回路のコンデンサを充電でき、第４の位相回路のコンデンサ電圧とインダクタ電流は四相ブーストコンバータのブースト出力電圧を提供できる。図５Ｂは、４つの位相回路の各々のインダクタ電流のグラフプロットを示す。プロットには、第１の位相回路のインダクタ電流（Ｉ１）、第２の位相回路のインダクタ電流（Ｉ２）、第３の位相回路のインダクタ電流（Ｉ３）、および第４の位相回路のインダクタ電流（Ｉ４）が含まれる。各位相回路について、コントローラはボトムスイッチを低インピーダンス状態にして、所定のデューティサイクルでインダクタ電流を誘導できる。デューティサイクル間隔の終わりに、コントローラはボトムスイッチを高インピーダンス状態に、トップスイッチを低インピーダンス状態にできる。特定の例では、四相ブーストコンバータの出力電圧は、
ＶＯＵＴ＝４＊ＶＩＮ／（１−Ｄ）によって与えられ、
ここで、Ｄは４つの位相の各インダクタに電流を誘導することに関連する平均デューティサイクルである。８０％のデューティサイクルの場合、出力電圧（ＶＯＵＴ）は２０・ＶＩＮになり得る。その上、この例のアーキテクチャは、トップスイッチもボトムスイッチも最大出力電圧にさらされないように構成されている。例えば、第４の位相回路のトップスイッチは、全てのトップおよびボトムスイッチの最高平均電圧にさらされる可能性があり、その電圧は約３／４・ＶＯＵＴになる。そのため、トップおよびボトムのスイッチは、四相ブーストコンバータの出力電圧より低い電圧に定格され得る。最大出力電圧に定格されたスイッチと比較して、一般により低い電圧に定格されたスイッチはより小型で、より小型のスイッチはより効率的で、一般により高い周波数で動作できる。特定の例では、１つ以上の位相回路のトップスイッチを、非同期ＭＰＳＣＩブーストコンバータ用のダイオードまたは同様のデバイスに置き換えることができる。
図６は、コントローラを含むＭＰＳＣＩブーストコンバータの例示的な実装形態６００を概して示す。実装形態６００は、例えばアナログ・デバイセズ社によって製造された２つのＬＴＣ３７８７などの２つの複相同期ブーストコントローラ６５１、６５２を含む、図５に示したような４相ＳＣＩブーストコンバータである。複相同期コントローラは通常、各ブーストコントローラの出力ノードで単相ブーストコントローラを並列に結合するために使用される。本発明者らは、これらの既存のコントローラが、上述の２つ以上の位相回路の構成とともに、多相ＳＣＩブーストコンバータに制御信号を提供して、多相ＳＣＩブーストコンバータの最大出力電圧用に定格する必要のないスイッチを用いた高ブーストを生成できることを認識した。クロック信号６５３を共有する２つのコントローラ６５１、６５２とともに、例示的な実装形態６００は、第１の位相回路１０１、第２の位相回路１１１、第３の位相回路４２１、および第４の位相回路５３１を含むことができる。各位相回路は、トップスイッチ１０４、１１４、４２４、５３４、ボトムスイッチ１０３、１１３、４２３、５３３、および入力電圧源（ＶＩＮ）に直接結合されたインダクタ１０２、１１２、４２２、５３２を含むことができる。第２の位相回路１１１、第３の位相回路４２１、および第４の位相回路５３１は各々、上述のようにコンデンサ１０９、４１９、５２９を含むことができる。一例では、実装形態６００は、約４００ｋＨｚのスイッチング周波数および９２％のデューティサイクルで動作することができる。ＶＩＮ＝５ボルトの場合、実装形態６００は約２５０ボルトの出力電圧（ＶＯＵＴ）を提供することができる。このような高いブーストは、とりわけ、固定もしくは可動光検出および測距（ＬＩＤＡＲ）センサもしくはシステム、ならびに発光ダイオード（ＬＥＤ）ドライバなどのアプリケーションに有益であり得る。
例示的な実装形態は、本主題の範囲から逸脱することなく追加の回路を含むことができることが理解される。このような追加の回路には、ベース発振器、フィルタ、感知および診断などが含まれるが、これらに限定されない。
従来のブーストコンバータと比較して、本主題に係るＭＰＳＣＩブーストコンバータは、ＭＰＳＣＩコンバータの出力電圧よりも低く定格され得るパワースイッチを使用できる。通常、スイッチが小さいほど、スイッチ損失が少なくなり、熱発生が少なくなり、基板サイズが小さくなり、システムコストが低くなる。その上、より小型のスイッチにより、スイッチの寄生容量がそれほど大きくないため、ＭＰＳＣＩブーストコンバータはより高い周波数で動作できる。周波数が高いほど、デューティサイクルが高くなるか、またはいっそう高くなる場合があり、これにより、より高いブーストが可能になる。
（様々な注意と例）
第１の例、例１では、多相スイッチドコンデンサインダクタ（ＭＰＳＣＩ）ブーストコンバータは、第１の位相回路と、第２の位相回路と、コンデンサと、を含むことができる。第１の位相回路と第２の位相回路の各々は、第１のスイッチと、第１の供給レールに結合された第１のノードを有するインダクタと、インダクタの第２のノードを第２の供給レールに選択的に結合するように構成された第２のスイッチとを含み、コンデンサは、第２の位相回路のインダクタの第２のノードと第２の位相回路の第１のスイッチの間に結合することができる。
例２では、例１の第２の位相回路の第１のスイッチは、第２の位相回路のインダクタの第２のノードをコンデンサと選択的に結合するようにオプションで構成されている。
例３では、例１〜２のいずれか１つ以上の第１の位相回路の第１のスイッチは、オプションでダイオードである。
例４では、例１〜３のいずれか１つ以上の第２の位相回路の第１のスイッチは、オプションでダイオードである。
例５では、例１〜４のいずれか１つ以上の、第１の位相回路の第１のスイッチおよび第２の位相回路の第１のスイッチは、オプションでダイオードである。
例６では、例１〜５のいずれか１つ以上のＭＰＳＣＩブーストコンバータは、第１の位相回路の第２のスイッチの制御ノード、および第２の位相回路の第２のスイッチの制御ノードに結合されたクロック発生器をオプションで含む。
例７では、例１〜６のいずれか１つ以上のＭＰＳＣＩブーストコンバータは、クロック発生器の第１のクロック信号の遷移時に第１の位相回路の第２のスイッチを作動するように構成された制御回路をオプションで含み、かつ例１〜６のいずれか１つ以上の第１の位相回路は、第１の位相回路のインダクタの第１のインダクタ電流が第１のピーク電流閾値を満たすとき、第１の位相回路の第２のスイッチを停止するように構成された第１の比較回路をオプションで含む。
例８では、例１〜７のいずれか１つ以上の制御回路は、クロック発生器の第２のクロック信号の遷移時に第２の位相回路の第２のスイッチを作動させるようにオプションで構成され、かつ例１〜７のいずれか１つ以上の第２の位相回路は、第２の位相回路のインダクタの第２のインダクタ電流が第２のピーク電流閾値を満たすとき、第２の位相回路の第２のスイッチを停止するように構成された第２の比較回路をオプションで含む。
例９では、Ｎが１より大きい整数である、Ｎ相スイッチドコンデンサインダクタ（ＳＣＩ）ブーストコンバータを動作させる方法は、Ｎ相ＳＣＩブーストコンバータの各位相回路のインダクタで入力供給電圧（ＶＩＮ）を受け取ることと、Ｎ相ＳＣＩブーストコンバータのＮ−１個のコンデンサにわたってＮ相ＳＣＩブーストコンバータの出力電圧を形成することと、Ｎ相ＳＣＩブーストコンバータの相数に比例する平均出力電圧（ＶＯＵＴ）を提供することと、を含み得る。このような出力電圧は、ＶＯＵＴ＝Ｎ＊ＶＩＮ／（１−Ｄ）で与えられ得る。
例１０では、例１〜９のいずれか１つ以上の出力電圧を形成することは、Ｎ相の第１の位相のスイッチング周期の異なる段階で各インダクタに電流を誘導することをオプションで含む。
例１１では、例１〜１０のいずれか１つ以上のＮ相の各々のインダクタで入力供給電圧を受け取ることは、Ｎ相ＳＣＩブーストコンバータの第１の位相回路の第１のインダクタの第１のノードで入力供給電圧を受け取ることをオプションで含み、かつ例１〜１０のいずれか１つ以上の各インダクタに電流を誘導することは、第１のインダクタの第２のノードをグランドに結合して、第１のインダクタに第１の電流を提供することをオプションで含む。
例１２では、例１〜１１のいずれか１つ以上の出力電圧を形成または提供することは、第１のインダクタの第２のノードをグランドから切り離すことをオプションで含む。
例１３では、例１〜１２のいずれか１つ以上の出力電圧を形成することは、第１のインダクタの第２のノードをＮ−１個のコンデンサのうちの第１のコンデンサに結合することをオプションで含み、第１のコンデンサは、Ｎ相ＳＣＩブーストコンバータの第２の位相回路のインダクタに選択的に結合される。
例１４では、例１〜１３のいずれか１つ以上のＮ相の各々のインダクタで入力供給電圧を受け取ることは、Ｎ相ＳＣＩブーストコンバータの第２の位相回路の第２インダクタの第１ノードで入力供給電圧を受け取ることをオプションで含み、かつ例１〜１３のいずれか１つ以上の各インダクタに電流を誘導することは、第２のインダクタの第２のノードをグランドに結合して、第２のインダクタに第２の電流を提供することをオプションで含む。
例１５では、例１〜１４のいずれか１つ以上の出力電圧を形成することは、第２のインダクタの第２のノードをグランドから切り離し、第２の電流を第１のコンデンサに迂回させることをオプションで含む。
例１６では、例１〜１５のいずれか１つ以上の出力電圧を形成することは、第１のコンデンサをＮ相ＳＣＩブーストコンバータの第２の位相回路の出力ノード結合することをオプションで含む。
例１７では、例１〜１６のいずれか１つ以上の各インダクタに電流を誘導することは、Ｎ相ＳＣＩブーストコンバータの各位相回路の第１のスイッチを切り替えて、各位相回路の各インダクタの第２のノードをグランドに結合することをオプションで含み、かつ例１〜１６のいずれか１つ以上の出力電圧を形成することは、Ｎ相ＳＣＩブーストコンバータのＮ−１個の位相回路の各コンデンサを、Ｎ−１個の位相回路の各位相回路のそれぞれの出力に選択的に結合することオプションで含む。
例１８では、システムは、負荷と、入力電圧（ＶＩＮ）を受け取り、負荷に平均出力電圧（ＶＯＵＴ）を提供するように構成された多相スイッチドコンデンサインダクタ（ＭＰＳＣＩ）電圧コンバータと、を含むことができる。ＭＰＳＣＩ電圧コンバータは、ＭＰＳＣＩ電圧コンバータの相数（Ｎ）とＭＰＳＣＩ電圧コンバータのデューティサイクルに基づいて、平均出力電圧（ＶＯＵＴ）が、
ＶＯＵＴ＝Ｎ＊ＶＩＮ／（１−Ｄ）で与えられるように出力電圧をブーストするように構成することができ、
ここで、ＤはＮ個の位相の各インダクタに電流を誘導することに関連する平均デューティサイクルである。
例１９では、例１〜１８のいずれか１つ以上の負荷は、光検出および測距（ＬＩＤＡＲ）センサをオプションで含む。
例２０では、例１〜１９のいずれか１つ以上の負荷は、発光ダイオードドライバをオプションで含む。
上記の詳細な説明は、詳細な説明の一部を形成する添付の図面への参照を含む。図面は、説明のために、本発明を実施することができる具体的な実施形態を示す。これらの実施形態は、本明細書では「例」とも呼ばれる。そのような例には、示されるか、または記述されたものに加えて、要素を含めることができる。ただし、本発明者らはまた、示されるか、または記述されたそれらの要素のみが提供される例も企図している。さらに、本発明者らはまた、本明細書で示されるか、または記述された、特定の例（またはその１つ以上の態様）に関して、もしくは他の例（またはその１つ以上の態様）に関して、示されるか、または記述されたそれらの要素の任意の組み合わせ、または順列（またはその１つ以上の態様）を使用する例も企図している。
本文書と参照により組み込まれた任意の文書との間に矛盾した語法がある場合、本文書の使用法が統制する。
本文書で、用語「ａ（１つの）」または「ａｎ（１つの）」は特許文書によく見られるように、「１つの」または「１つを超える」を含むように使用され、「少なくとも１つの」または「１つ以上の」といったいかなる他の事例もしくは使用法とも無関係である。本文書で、用語「または」は、別段の指示がない限り、「ＡまたはＢ」が、「ＡだがＢではない」、「ＢだがＡではない」、ならびに「ＡおよびＢ」を含むような非排他的な「または」を指すように用いられる。本文書では、「含む（ｉｎｃｌｕｄｉｎｇ）」および「するところの（ｉｎ ｗｈｉｃｈ）」という用語は、「含む（ｃｏｍｐｒｉｓｉｎｇ）」および「するところの（ｗｈｅｒｅｉｎ）」という各用語の平易な英語の同等語として使用される。また、「含む（ｉｎｃｌｕｄｉｎｇ）」および「含む（ｃｏｍｐｒｉｓｉｎｇ）」という用語は無制限、つまり、そのような用語の後に列挙されたものに加えて要素を含むシステム、デバイス、物品、組成物、製剤、またはプロセスは、依然として説明されている主題の範囲内にあるとみなされる。さらに、請求項に現れ得るような「第１」、「第２」、および「第３」などの用語は、単なるラベルとして使用されており、対象に数値要件を課すことを意図していない。
本明細書で記述された方法例は、少なくとも部分的に、機械またはコンピュータによって実装することができる。いくつかの例は、上記の例で記述した方法を実行するために電子デバイスを構成するように動作可能な命令で符号化されたコンピュータ可読媒体または機械可読媒体を含むことができる。そのような方法の実装には、マイクロコード、アセンブリ言語コード、高レベル言語コードなどのコードを含めることができる。そのようなコードは、様々な方法を実行するためのコンピュータ可読命令を含むことができる。コードは、コンピュータプログラム製品の一部を形成する場合がある。さらに、一例では、コードは、命令実行中または他の時などに、１つ以上の揮発性、非一時的、または不揮発性の有形のコンピュータ可読媒体に有形に格納できる。これらの有形のコンピュータ可読媒体の例には、ハードディスク、リムーバブル磁気ディスク、リムーバブル光ディスク（例えば、コンパクトディスクやデジタルビデオディスク）、磁気カセット、メモリカードもしくはスティック、ランダムアクセスメモリ（ＲＡＭ）、読み取り専用メモリ（ＲＯＭ）などを含むことができるが、これらに限定されない。
上記の説明は例示的なものであり、制限するものではないことが意図されている。例えば、上述した例（または、それらの１つ以上の態様）は、互いに組み合わせて使用してよい。他の実施形態は、上記の説明を再検討する際に、当業者などによって用いられ得る。要約は、読者が技術的開示の性質を迅速に確認できるように提供されている。それは、特許請求の範囲または意味を解釈または制限するために使用されないことを理解して提出されている。また、上記の詳細な説明で、様々な特徴をグループ化して本開示を簡素化し得る。これは、請求していない開示される特徴がいかなる請求項にも不可欠であることを意図していると解釈されるべきではない。そうではなく、発明の主題は、開示される特定の実施形態の全ての特徴の中にあるとはいえないかもしれない。以下の態様は、本明細書よって、例または実施形態として詳細な説明に組み込まれ、各態様は別個の実施形態として独立しており、そのような実施形態は、様々な組み合わせまたは順列で互いに組み合わせることができると考えられる。

Claims (20)

  1. 多相スイッチドコンデンサインダクタ（ＭＰＳＣＩ）ブーストコンバータであって、
    第１の位相回路と、
    第２の位相回路と、
    コンデンサと、を備え、
    前記第１の位相回路と前記第２の位相回路の各々が、
    第１のスイッチと、
    前記ＭＰＳＣＩブーストコンバータの第１の供給レールに結合された第１のノードを有するインダクタと、
    前記インダクタの第２のノードを前記ＭＰＳＣＩブーストコンバータの第２の供給レールに選択的に結合するように構成された第２のスイッチとを含み、かつ
    前記コンデンサが、前記第２の位相回路の前記インダクタの前記第２のノードと前記第２の位相回路の前記第１のスイッチの間に結合されている、ＭＰＳＣＩブーストコンバータ。
  2. 前記第２の位相回路の前記第１のスイッチが、前記第２の位相回路の前記インダクタの前記第２のノードを前記コンデンサと選択的に結合するように構成されている、請求項１に記載のＭＰＳＣＩブーストコンバータ。
  3. 前記第１の位相回路の前記第１のスイッチが、ダイオードである、請求項１に記載のＭＰＳＣＩブーストコンバータ。
  4. 前記第２の位相回路の前記第１のスイッチが、ダイオードである、請求項１に記載のＭＰＳＣＩブーストコンバータ。
  5. 前記第１の位相回路の前記第１のスイッチおよび前記第２の位相回路の前記第１のスイッチが、ダイオードである、請求項１に記載のＭＰＳＣＩブーストコンバータ。
  6. 前記第１の位相回路の前記第２のスイッチの制御ノード、および前記第２の位相回路の前記第２のスイッチの制御ノードに結合されたクロック発生器を含む、請求項１に記載のＭＰＳＣＩブーストコンバータ。
  7. 前記クロック発生器の第１のクロック信号の遷移時に前記第１の位相回路の前記第２のスイッチを作動するように構成された制御回路を含み、かつ
    前記第１の位相回路が、前記第１の位相回路の前記インダクタの第１のインダクタ電流が第１のピーク電流閾値を満たす時、前記第１の位相回路の前記第２のスイッチを停止するように構成された第１の比較回路を含む、請求項６に記載のＭＰＳＣＩブーストコンバータ。
  8. 前記制御回路が、前記クロック発生器の第２のクロック信号の遷移時に前記第２の位相回路の前記第２のスイッチを作動させるように構成され、かつ
    前記第２の位相回路は、前記第２の位相回路の前記インダクタの第２のインダクタ電流が第２のピーク電流閾値を満たす時、前記第２の位相回路の前記第２のスイッチを停止するように構成された第２の比較回路を含む、請求項７に記載のＭＰＳＣＩブーストコンバータ。
  9. Ｎが１より大きい整数である、Ｎ相スイッチドコンデンサインダクタ（ＳＣＩ）ブーストコンバータを動作させる方法であって、
    前記Ｎ相ＳＣＩブーストコンバータの各位相回路のインダクタで入力供給電圧（ＶＩＮ）を受け取ることと、
    前記Ｎ相ＳＣＩブーストコンバータのＮ−１個のコンデンサにわたって前記Ｎ相ＳＣＩブーストコンバータの出力電圧を形成することと、
    前記Ｎ相ＳＣＩブーストコンバータの相数に比例する平均出力電圧（ＶＯＵＴ）を提供することと、を含む、方法。
  10. 前記出力電圧を形成することが、前記Ｎ相の第１の位相のスイッチング周期の異なる段階で各インダクタに電流を誘導することを含む、請求項９に記載の方法。
  11. 前記Ｎ相の各々のインダクタで入力供給電圧を受け取ることが、前記Ｎ相ＳＣＩブーストコンバータの第１の位相回路の第１のインダクタの第１のノードで入力供給電圧を受け取ることを含み、かつ
    各インダクタに電流を誘導することが、前記第１のインダクタの第２のノードをグランドに結合して、前記第１のインダクタに第１の電流を提供することを含む、請求項１０に記載の方法。
  12. 出力電圧を形成することが、前記第１のインダクタの前記第２のノードをグランドから切り離すことを含む、請求項１１に記載の方法。
  13. 出力電圧を形成することが、前記第１のインダクタの前記第２のノードを前記Ｎ−１個のコンデンサのうちの第１のコンデンサに結合することを含み、前記第１のコンデンサが、前記Ｎ相ＳＣＩブーストコンバータの第２の位相回路のインダクタに選択的に結合される、請求項１２に記載の方法。
  14. 前記Ｎ相の各々のインダクタで入力供給電圧を受け取ることが、
    前記Ｎ相ＳＣＩブーストコンバータの前記第２の位相回路の第２のインダクタの第１ノードで前記入力供給電圧を受け取ることを含み、
    各インダクタに電流を誘導することが、前記第２のインダクタの第２のノードをグランドに結合して、前記第２のインダクタに第２の電流を提供することを含む、請求項１３に記載の方法。
  15. 出力電圧を形成することが、前記第２のインダクタの前記第２のノードをグランドから切り離し、前記第２の電流を前記第１のコンデンサに迂回させることを含む、請求項１４に記載の方法。
  16. 出力電圧を形成することが、前記第１のコンデンサを前記Ｎ相ＳＣＩブーストコンバータの前記第２の位相回路の出力ノードに結合することを含む、請求項１５に記載の方法。
  17. 各インダクタに電流を誘導することが、前記Ｎ相ＳＣＩブーストコンバータの各位相回路の第１のスイッチを切り替えて、各位相回路の各インダクタの第２のノードをグランドに結合することを含み、
    前記出力電圧を形成することが、前記Ｎ相ＳＣＩブーストコンバータのＮ−１個の位相回路の各コンデンサを、前記Ｎ−１個の位相回路の各位相回路のそれぞれの出力に選択的に結合することを含む、請求項１１に記載の方法。
  18. 負荷と、
    入力電圧（ＶＩＮ）を受け取り、前記負荷に平均出力電圧（ＶＯＵＴ）を提供するように構成された多相スイッチドコンデンサインダクタ（ＭＰＳＣＩ）電圧コンバータと、を備え、
    前記ＭＰＳＣＩ電圧コンバータは、前記平均出力電圧（ＶＯＵＴ）が、
    ＶＯＵＴ＝Ｎ＊ＶＩＮ／（１−Ｄ）で得られるように、前記ＭＰＳＣＩ電圧コンバータの相数（Ｎ）と前記ＭＰＳＣＩ電圧コンバータのデューティサイクルに基づいて前記出力電圧をブーストするように構成され、
    式中、Ｄは前記Ｎ個の位相の各インダクタに電流を誘導することに関連する平均デューティサイクルである、システム。
  19. 前記負荷が、光検出および測距（ＬＩＤＡＲ）センサを含む、請求項１８に記載のシステム。
  20. 前記負荷が、発光ダイオードドライバを含む、請求項１８に記載のシステム。
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