JP2020058229A - 電圧コンバータのためのアダプティブコントローラ - Google Patents

Abstract

【課題】効率を増大するＤＣ−ＤＣコンバータを提供する。【解決手段】ＤＣ−ＤＣコンバータ２００は、入力電圧ノード、インダクタ（Ｌ１）及びインダクタ（Ｌ１）及び入力電圧ノードに結合されるスイッチ（Ｍ１）を備える。スイッチ（Ｍ１）は、オン状態及びオフ状態を有し、オン状態の間、インダクタ（Ｌ１）を介して流れる電流が増大し、オフ状態は、スイッチ（Ｍ１）に結合されるドライバ２０４−ＬＳを介するインダクタ（Ｌ１）を介して流れる電流の低減となる。ドライバ２０４−ＬＳは、複数のトランジスタとアダプティブ電圧ノードＶａｄｐとを含む。アダプティブ電圧ノードにおける電圧レベルは、スイッチ（Ｍ１）をオフにするための時間量を低減させるようにインダクタ（Ｌ１）を介して流れる電流の変動に従って変動する。【選択図】図２

Description

関連出願の参照なし。

スイッチドモードＤＣ−ＤＣブーストコンバータは、概して、スイッチとして少なくとも２つの半導体デバイス（スイッチとしてのトランジスタ、及び同期スイッチとしてのダイオード又はトランジスタなど）を含む。より一層効率的に半導体スイッチをオン及びオフに切り替えることは、全体としてＤＣ−ＤＣブーストコンバータの効率を有利に増大し得る。

ＤＣ−ＤＣブーストコンバータのスイッチをオフにするため時間量の変動を低減させるためのシステム及び方法が本明細書に開示される。一実施例において、ＤＣ−ＤＣコンバータが、入力電圧ノード、インダクタ、並びに、インダクタ及び入力電圧ノードに結合されるスイッチを含む。より具体的には、スイッチはオン状態及びオフ状態を有し、オン状態の間、インダクタを介して流れる電流が増大し、オフ状態は、スイッチに結合されるドライバを介するインダクタを介して流れる電流の低減につながる。ドライバは、複数のトランジスタとアダプティブ電圧ノードとを含み、アダプティブ電圧ノードにおける電圧レベルは、スイッチをオフにするための時間量の変動を低減させるようにインダクタを介して流れる電流に従って変動するためのものである。

別の実施例において、ＤＣ−ＤＣコンバータが、入力電圧ノード及びインダクタに結合される第１のスイッチと、インダクタ及び出力電圧ノードに結合される第２のスイッチと、第１及び第２のスイッチに結合され、第１及び第２のスイッチを交互にオン及びオフするように構成されるドライバとを含む。より具体的には、第１のスイッチがオンである間、第１のスイッチは、インダクタを介して流れる電流を増大させるように構成される。第２のスイッチがオンである間、第２のスイッチは、インダクタを介して流れる電流を低減させるように構成される。第１のスイッチがオフである間、ドライバは、或る電圧レベルをアダプティブ電圧ノードに提供し、この電圧レベルは、第１のスイッチをオフにするための時間の変動を低減させるように、インダクタを介して流れる電流に反比例する。

更なる実施例において、或る方法が、インダクタを介して流れる電流に基づいて、入力電圧ノード及びメインスイッチに結合されるインダクタを介して流れる電流を低減するようにＤＣ−ＤＣコンバータのメインスイッチをオフにすること、インダクタを介して流れる電流に反比例する電圧レベルをアダプティブ電圧ノードにおいて提供すること、及びアダプティブ電圧ノードにおける電圧レベルに基づいて、メインスイッチをオフにするための時間の量を決定することを含む。

本発明の例示の実施例の詳細な説明のため、添付の図面を参照する。

種々の実施例に従ったアダプティブコントローラを含むＤＣ−ＤＣブーストコンバータを図示するためのブロック図を示す。

種々の実施例に従ったアダプティブコントローラの更なる例示を示す。

種々の実施例に従った、ＤＣ−ＤＣブーストコンバータのメインスイッチをスイッチオフするための時間量を決定するための方法を示す。 表記及び用語

下記記載及び特許請求の範囲の全般にわたって、特定のシステム構成要素を指すために、一定の用語を使用する。当業者には理解されるように、とある企業が、或る構成要素を異なる名称で言及し得る。本明細書は、機能ではなく名称の異なる構成要素同士を区別することを意図していない。これ以降の説明において及び特許請求の範囲において、用語「含む（ｉｎｃｌｕｄｉｎｇ）」及び「含む（ｃｏｍｐｒｉｓｉｎｇ）」は非限定形式で用いられ、従って、「を含むけれども、・・・に限定されない」ことを意味すると解釈すべきである。また、「結合する（ｃｏｕｐｌｅ ｏｒ ｃｏｕｐｌｅｓ）」という用語は、間接的又は直接的接続のいずれかを意味することが意図されている。そのため、第１のデバイスが第２のデバイスに結合する場合、その接続は、直接的接続を介し得、或いは、他のデバイス及び接続を介する間接的接続を介し得る。

これ以降の説明は本発明の種々の実施例に向けられる。これらの実施例の一つ又は複数が好ましい可能性があるが、開示される実施例は、請求項を含む本開示の範囲を制限するように、解釈又はその他の方式で用いられるべきではない。また、当業者であれば、下記の説明が広範な用途を有し、任意の実施例の説明は、その実施例の例示であることのみを意図し、請求項を含む本開示の範囲がその実施例に限定されることを暗示することは意図されないことが分かるであろう。

ブーストコンバータは、一層低い入力電圧源に基づいて一層高い出力電圧を生成するために用いられる。そのため、例えばバッテリーからの入力電圧源が、直流・直流（ＤＣ・ＤＣ）ブーストコンバータにより受信され得、特定のレギュレートされた電圧を要求する種々の電気的構成要素を給電するために必要な所望の電圧までブーストされ得る。

概して、スイッチドモードブーストコンバータが、少なくとも２つの半導体デバイス（ダイオード及び／又はトランジスタなど）、及び少なくとも一つのエネルギー蓄積要素（キャパシタ、インダクタなど）を含む。ブーストコンバータにおいて、半導体デバイスは、入力電圧を所望の出力電圧にレギュレートするように、交互にオン及びオフにするようにスイッチとして構成され得る。より具体的には、スイッチをオン及びオフにすることは、スイッチに結合されるドライバ又はコントローラを介して制御され得る。

一例において、ブーストコンバータが、ローサイドスイッチとして機能する第１のトランジスタ（例えば、金属酸化物半導体電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）又はバイポーラ接合トランジスタ（ＢＪＴ）など）、及び、ハイサイドスイッチとして機能する第２のトランジスタを含むことが好ましい。ローサイドスイッチは、インダクタ及び接地に結合され、ハイサイドスイッチは、出力（好ましくは、コンバータの負荷）及びインダクタに結合される。典型的に、ローサイドスイッチ及びハイサイドスイッチは、スイッチに結合されるコントローラにより提供されるパルス幅変調（ＰＷＭ）信号を介して制御される。ＰＷＭ信号は、低レベルと高レベルとの間を交互に遷移する時変矩形波である。この交互の遷移の結果、ローサイドスイッチ及びハイサイドスイッチがオン及びオフに交互に切り替えられる。

引き続き上記の例において、ＰＷＭ信号が高レベルにある間、ローサイドスイッチはオンになり得、ＰＷＭ信号遷移が高レベルを低レベルに形成し、これが、ローサイドスイッチをオフにするまで、オンのままであり得る。同時に、ローサイドスイッチがオフである間、ハイサイドスイッチはオンである。より具体的には、ローサイドスイッチがオンであるとき、入力電圧源が、インダクタ及びローサイドスイッチを用いて接地への短絡回路を形成する。従って、電流がインダクタを介して流れ、これは、磁場を生成することによりインダクタ内に蓄積するエネルギーとなる。ローサイドスイッチがオフであるとき、磁場がなくなり、インダクタにおける蓄積されたエネルギーが、ハイサイドスイッチを介して電圧コンバータの負荷（出力電圧ノードにおいて結合される出力キャパシタなど）に流れる。理想的には、ローサイド及びハイサイドスイッチのスイッチングが充分に速い場合、スイッチング損失は無視することができ、電圧コンバータは出力電圧ノードにおける電圧レベルを一定に維持することができ、出力電圧ノードにおける電圧レベルは入力電圧より高い。

しかし、実際には、特にローサイドスイッチなどのスイッチがオン及びオフにスイッチされる間、「ミラー（Ｍｉｌｌｅｒ）時間」に起因するスイッチング損失が、不利に電力損失を起こし得、効率など、電圧コンバータの性能に影響し得る。概して、ミラー時間は、スイッチの意図しない放電経路から生じる。例えば、ＭＯＳＦＥＴがスイッチとして実装される場合、ＭＯＳＦＥＴは、ＭＯＳＦＥＴのドレイン及びゲート端子間に寄生容量を含む。そのため、この寄生容量は、漏れ電流又はゲート電流を誘導し、これは、スイッチがオン又はオフにするために必要とする時間の量を増大させ得る。従来、回路が、スイッチに結合され、ミラー時間を調整する（例えば、低減する）ように構成される。しかし、このような従来の回路は概して、ＭＯＳＦＥＴスイッチのゲート端子に結合される固定電圧ノードを含み、これは、ミラー時間を、変動するインダクタ電流に従って著しく変動させ得る。言い換えると、インダクタ電流によるミラー時間の大きな変動が存在し得る。ハイサイドスイッチがオフにされている間のミラー時間の変動は、特に著しくなり得、望ましくない。

これ以降に説明するように、本発明の実施例は、ＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチに結合されるアダプティブコントローラを含むＤＣ−ＤＣコンバータに向けられている。アダプティブコントローラは更に、インダクタ電流の大きさに従って変化するアダプティブ電圧レベルを提供するために使用可能なアダプティブ電圧ノードを含む。アダプティブコントローラを実装することにより、ローサイドスイッチをスイッチングオフする間、インダクタ電流と共に変化するミラー時間の変動が低減され得る。また、ローサイドスイッチをスイッチオフするためのより短い時間量は、有利にも、開示されるアダプティブコントローラをＤＣ−ＤＣコンバータにおいて実装することによって達成され得る。ＤＣ−ＤＣコンバータ、好ましくは、本開示に従ったＤＣ−ＤＣブーストコンバータは、図２に関連して図示及び後述するように開示されるアダプティブコントローラを用いて動作する。他のアーキテクチャも可能である。

図１は、種々の実施例に従ったＤＣ−ＤＣブーストコンバータ１００を図示する頂部レベルブロック図を示す。ブーストコンバータ１００は、入力電圧源Ｖ_ｉｎ、インダクタＬ_１、出力電圧ノードＶ_ｏｕｔ、出力キャパシタＣ_１、アダプティブコントローラ１０２、及び２つのスイッチＭ_１及びＭ_２を含む。より具体的には、アダプティブコントローラ１０２は、出力電圧ノードＶ_ｏｕｔからフィードバック信号（Ｖ_ｆｂなど）を受信するように構成され、フィードバック信号（電流及び／又は電圧信号など）に基づいて、アダプティブコントローラ１０２は、スイッチＭ_１及びＭ_２を交互にスイッチオン及びオフするようにＰＷＭ信号１０１を提供する。好ましい一実施例において、スイッチＭ_１は、ローサイドスイッチと称され、スイッチＭ_２は、ローサイドスイッチＭ_１と時間的に排他的に動作するハイサイドスイッチと称される。言い換えると、スイッチＭ_１がオンである間、スイッチＭ_２は概してオフであり、その逆も同様であり、これらのスイッチは同時に両方オンとならない。

上述したように、ローサイドスイッチＭ_１がオンである間、入力電圧源Ｖ_ｉｎ、インダクタＬ_１、及びスイッチＭ_１は、短絡回路を形成する。そのため、エネルギーが、インダクタＬ_１内部にストアし始め、インダクタＬ_１を介して流れる電流が増大する。スイッチＭ_１がオフである間、インダクタＬ_１内部にストアされたエネルギーは放電し始め、電流は、インダクタＬ_１を介してブーストコンバータ１００の負荷に（出力静電容量Ｃ_１など）流れ、インダクタ電流の低減につながる。

再び図１を参照すると、スイッチＭ_１がＰＷＭ信号を介してオフにされている間、インダクタＬ_１を介して流れる電流によっては、スイッチＭ_１は、ミラー時間の影響に起因して直ちにオフにされない可能性がある。この点で、アダプティブコントローラ１０２は、より短い時間期間にスイッチＭ_１を実際にオフにするように、インダクタＬ_１を介して流れる電流に関してオン及びオフにするための速度を調整する（即ち、ミラー時間を変える）ための回路を含む。一例において、スイッチＭ_１をオフにするための時間量は、負荷電流（即ち、インダクタＬ_１を介して流れる電流）に反比例し得る。即ち、負荷電流が低いほど、スイッチＭ_１をオフにするための時間量が長くなる。また、スイッチＭ_１をオフにするため時間量の大きな変動が存在し得る。このように、これは、低電流状況及び／又は広範囲の負荷電流条件下のブーストコンバータ１００にとって望ましくない可能性がある。より具体的には、ブーストコンバータ１００を低レベルの電流のみが好ましい状況下で動作させることが意図されている場合、ブーストコンバータは、スイッチＭ_１がオンからオフへ遷移する間、効率の問題を被り得る。

図２は、種々の実施例に従ったブーストコンバータ１００の例示の回路要素２００を示す。図２に示すように、アダプティブコントローラ１０２は更に、２つのブロック２０２及び２０４を含む。更に特定して言えば、ブロック２０２は、出力電圧ノードＶ_ｏｕｔからフィードバック信号Ｖ_ｆｂを受信するように構成され、フィードバック信号に基づいて、スイッチＭ_１及びＭ_２を更に制御するため、及びインダクタ電流に比例するアダプティブ電流ｉ_ａｄｐ２０３をブロック２０４に提供するために、ＰＷＭ信号２０１を提供する。アダプティブ電流２０３に基づいて、ブロック２０２に結合されるブロック２０４は、アダプティブ電圧ノードＶ_ａｄｐを提供するように構成され、アダプティブ電圧ノードＶ_ａｄｐは、スイッチＭ_１をオフにするための速度（即ち、ミラー時間）を制御するために有用である。また、回路要素２００は更に、ハイサイドスイッチＭ_２に結合される感知コントローラＭ_Ｓを含む。感知コントローラＭ_Ｓは、ハイサイドスイッチＭ_１及びローサイドスイッチＭ_２に接続される共通ノードＶ_ＳＷにおける電圧／電流レベル（Ｖ_ｓｎｓなど）を感知するように構成される。

好ましい一実施例に従って、回路要素２００に示すように、ブーストコンバータ１００は更に、分圧器（即ち、Ｒ_０及びＲ_１）を含み、分圧器は、出力電圧ノードＶ_ｏｕｔにおける電圧レベルを分圧するため、及びフィードバック信号Ｖ_ｆｂを分圧された信号と等しくするために用いられる。即ち、Ｖ_ｆｂは、出力電圧ノードＶ_ｏｕｔにおける電圧レベルより小さく、レジスタの分圧器比（Ｒ_１／（Ｒ_０＋Ｒ_１など）に基づく。代替の実施例において、ブーストコンバータ２００を実装するために分圧器がないことがユーザーにより望まれ得る場合、フィードバック信号Ｖ_ｆｂは、出力電圧ノードＶ_ｏｕｔにおける電圧レベルに等しい。

図２を更に参照すると、ブロック２０２は更に、エラー増幅器２０６、コンパレータ２０８、及び制御ロジック２１０を含む。エラー増幅器２０６は、それぞれＶ_ｆｂ及び基準電圧Ｖ_ＲＥＦを形成する信号を受信するように構成される、２つの入力端子を含む。エラー増幅器の出力に結合されるキャパシタＣ_０と共に、エラー増幅器２０６は、インダクタ電流に比例するアダプティブ電流ｉ_ｄａｐを提供するように構成される。図２に示すように、アダプティブ電流は、トランジスタＭ_１４及びＭ_１３の各々を介して流れることが好ましい。更に、コンパレータ２０８は、結合された制御ロジック２１０に、スイッチＭ_１及びＭ_２のスイッチング挙動を同期的に制御するようにデューティサイクルを有する対応するＰＷＭ信号を生成させるように、Ｖ_ｏｕｔ及びＶ_ｓｎｓを比較するように構成される。

引き続き図２を参照すると、ブロック２０４は更に、定電圧ノードＶ_ｘ、定電圧ノードＶ_ｘに結合されるサンプルアンドホールド回路（ＳＷ_０及びＳＷ_１など）、ハイサイドスイッチＭ_２に結合されるハイサイドドライバ２０４‐ＨＳ、及びローサイドスイッチＭ_１に結合されるローサイドドライバ２０４‐ＬＳを含む。ドライバ２０４‐ＬＳ及び２０４‐ＨＳは、受信されたＰＷＭ信号をバッファするように、及び、それぞれローサイド及びハイサイドスイッチの駆動速度を増大させるように構成される。好ましくは、Ｍ_４及び直列接続されるＭ_５は、ハイサイドドライバ２０４‐ＨＳの第１のインバータとして機能し、Ｍ_３はＭ_６と共に、第１のインバータと直列に接続される第２のインバータとして機能する。同様に、ローサイドドライバ２０４‐ＬＳでは、Ｍ_７及びＭ_９は第１のインバータを形成し、Ｍ_８及びＭ_１０は、第１のインバータと直列に接続される第２のインバータを形成する。好ましい実装において、Ｍ_１〜Ｍ_１０はＭＯＳＦＥＴである。更に好ましい一実施例において、ローサイドドライバ２０４‐ＬＳは更に、Ｍ_１０に結合されるＭＯＳＦＥＴ Ｍ_１０Ａを含み得る。図２に示すように、Ｍ_１０Ａのゲート端子が電圧ノードＶ_１に接続され、電圧ノードＶ_１は、ローサイドスイッチＭ_１のゲート端子に接続される。

より具体的には、ローサイドドライバ２０４‐ＬＳは更に、第１及び第２のインバータに結合されるアダプティブ駆動回路を含み、アダプティブ駆動回路は、２つのトランジスタＭ_１１及びＭ_１２、及びスイッチＭ_１を含む。回路要素２００に示すように、トランジスタＭ_１１のドレイン端子が、スイッチＭ_１のゲート端子に接続され、トランジスタＭ_１１のゲート端子が、トランジスタＭ_８を介して出力電圧ノードＶ_ｏｕｔに結合される。トランジスタＭ_１２は、トランジスタＭ_１１のソース端子に直列に接続され、トランジスタＭ_１２のゲート端子が、アダプティブ電圧ノードＶ_ａｄｐに接続される。

好ましい一実施例に従って、スイッチＭ_１がオフにされている間、インダクタ電流（即ち、２００において示されるようなｉ_Ｌ）の全てが、スイッチＭ_１を介して接地に流れる。より具体的には、スイッチＭ_１はＭＯＳＦＥＴの飽和領域において動作することが好ましいので、わずかに変化するコンダクタンス電流ｉ_Ｄが存在する。そのため、電流の法則に基づいて、ｉ_Ｌ＝ｉ_Ｄ＋ｉ_Ｇであり、電流がＭ_１を介してどのくらい速くゼロに向かうか（即ち、スイッチＭ_１がオフとされる速度）はｉ_Ｇの変動に大きく依存し得、ｉ_Ｇは、スイッチＭ_１の寄生容量Ｃ_ｇｄを介して、直列接続されるトランジスタＭ_１１及びＭ_１２に流れる放電電流である。トランジスタＭ_１１及びＭ_１２は、好ましくは、ＭＯＳＦＥＴの線形領域において動作する。更に、放電電流ｉ_Ｇは、Ｖ_{ｇｓ_Ｍ１}／（Ｒ_{ｏｎ_Ｍ１１}＋Ｒ_{ｏｎ_Ｍ１２}）として導出され得、この式において、Ｖ_{ｇｓ_Ｍ１}、Ｒ_{ｏｎ_Ｍ１１}、Ｒ_{ｏｎ_Ｍ１２}は、それぞれ、スイッチＭ_１のゲート及びソース端子間の電圧降下、トランジスタＭ_１１及びＭ_１２に対する導通抵抗を表す。スイッチＭ_１のスイッチングオフの間、Ｖ_{ｇｓ_Ｍ１}は、
に等しく、この式において、Ｖ_ｔｈはスイッチＭ_１の閾値電圧であり、Ｋは比例定数である。また、トランジスタＭ_１１のゲート端子は、ほぼ一定の出力電圧ノードＶ_ｏｕｔに結合されるので、ほぼ一定値の導通抵抗Ｒ_{ｏｎ_Ｍ１１}となる。一方、トランジスタＭ_１２のゲート端子は、インダクタ電流ｉ_Ｌに従って変化するアダプティブ電圧ノードＶ_ａｄｐに結合されるため、導通抵抗Ｒ_{ｏｎ＿Ｍ１２}は、
として導出され得る。好ましい一実施例において、アダプティブ電圧ノードＶ_ａｄｐは、定電圧ノードＶ_ｘに接続される抵抗Ｒ_４の値を選択することを介して制御され得、即ち、Ｖ_ａｄｐ＝Ｖ_ｘ−Ｋｉ_ＬＲ_４である。

また、スイッチＭ_１がオフにされている間、特に、スイッチＭ_１を飽和モードで動作させるために、電圧ノードＶ_１における電圧レベルがローサイドスイッチＭ_１のゲート端子における電圧レベルより高い場合、Ｍ_１０及びＭ_１０Ａはｉ_Ｌを放電する速度を増大させ得る。より具体的には、スイッチＭ_１のゲート端子における電圧レベルが低減すると、Ｍ_１及びＭ_１０Ａが線形領域から飽和領域にスイッチングし得る一方、Ｍ_１２がインダクタ電流ｉ_Ｌを放電する機能を引き継ぎ得る。

要約すると、ユーザーがブーストコンバータ１００を動作させることが意図されているインダクタ電流に従って抵抗Ｒ_４の値を選択することを介して、インダクタ電流と共に変化する速度の変動が最適化され得る。また、スイッチＭ_１をスイッチオフするための時間の量は、抵抗Ｒ_４の最適化された値によって低減され得る。Ｒ_４の値が決定されると、アダプティブ電圧ノードＶ_ａｄｐにおける電圧レベルは、インダクタ電流ｉ_Ｌに従って決定される。上述の式Ｖ_{ｇｓ_Ｍ１}／（Ｒ_{ｏｎ_Ｍ１１}＋Ｒ_{ｏｎ_Ｍ１２}）に基づいて、速度及び速度の変動は、適切な用途のためにユーザーにより任意選択で調整され得る。

回路要素２００を更に参照すると、ＳＷ_０及びＳＷ_１は、電圧レベルをサンプリングし、サンプリングされた電圧レベルをホールドしてアダプティブ電圧Ｖ_ｘ−Ｋｉ_ＬＲ_４を生成するように、同時にスイッチオン及びオフするように構成される。より具体的には、これらのスイッチがオンであるとき、ＳＷ_０及びＳＷ_１は定電圧ノードＶ_ｘに結合される。これらのスイッチがオフであるとき、ＳＷ_０及びＳＷ_１はアダプティブ電圧ノードＶ_ａｄｐに結合される。スイッチＳＷ_０及びＳＷ_１をキャパシタＣ_１と統合するために、スイッチＭ_１がオフである間の所望とされないＤＣ電流消費が避けられ得る。

図３は、種々の実施例に従って、ブーストコンバータ１００のスイッチＭ_１をスイッチオフするための時間量を決定するためのフローチャート３００を示す。フローチャート３００は、ブロック３０２において、ブーストコンバータ１００のメインスイッチ（即ち、ローサイドスイッチＭ_１）をオフにすることで開始する。好ましい一実施例において、メインスイッチをオフにすることは、アダプティブコントローラ１０２により提供されるＰＷＭ信号によって制御され得る。スイッチＭ_１がオフにされている間、インダクタ電流が、スイッチＭ_１及び結合されたローサイドドライバ２０４‐ＬＳを介して接地に流れ、結合されたローサイドドライバ２０４‐ＬＳは、好ましくは、電流ｉ_Ｇのための放電経路として機能する。

フローチャート３００は、ブロック３０４において、インダクタ電流に反比例されるべきアダプティブ電圧ノードにおける電圧レベルＶ_ａｄｐを提供することで継続する。アダプティブ電圧ノードは、ローサイドドライバ２０４‐ＬＳのトランジスタのゲートに結合されることが好ましい。このように、メインスイッチＭ_１をスイッチオフするための時間量を決定するためのパラメータの１つであるトランジスタＭ_１２の導通抵抗もインダクタ電流と共に変化することが好ましい。

ブロック３０６において、アダプティブ電圧ノードＶ_ａｄｐにおける電圧レベルに基づいて、メインスイッチＭ_１をスイッチオフするための時間量は、トランジスタＭ_１１のゲート端子を、出力電圧ノードＶ_ｏｕｔにおける電圧レベルとして維持することによって決定される。このように、トランジスタＭ_１１の導通抵抗は、インダクタ電流と共に変わるとしても、ごくわずかな変化である。好ましい例において、メインスイッチＭ_１をスイッチオフするための時間量は、主に、どのくらい早く電流ｉ_Ｇがゼロに向かう（即ち、どのくらい多くの電流ｉ_ＧがトランジスタＭ_１１及びＭ_１２を含む放電経路を介して通る）かに依存する。より具体的には、トランジスタ（Ｍ_１２など）の特性（導通抵抗など）が、アダプティブ電圧ノードにおける電圧レベルと共に変化する。そのため、インダクタ電流に従ってその電圧レベルが変わるアダプティブ電圧ノードを提供することが、有利にも、メインスイッチＭ１をスイッチオフするため速度を決定し得る。

上述の説明は、本発明の原理及び種々の実施例の例示であることを意味している。上記開示を完全に理解したならば、当業者には多数の変更や変形が明らかになるであろう。後述の特許請求の範囲は、このような変更及び変形を含有するよう解釈されることを意図している。

Claims (19)

1. ＤＣ−ＤＣコンバータであって、
   入力電圧ノード、
   インダクタ、及び
   前記インダクタ及び前記入力電圧ノードに結合されるスイッチ、
   を含み、
   前記スイッチがオン状態及びオフ状態を有し、前記オン状態の間、前記インダクタを介して流れる電流が増大し、前記オフ状態は、前記スイッチに結合されるドライバを介する前記インダクタを介して流れる前記電流の低減となり、前記ドライバが、複数のトランジスタとアダプティブ電圧ノードとを含み、
   前記アダプティブ電圧ノードにおける電圧レベルが、前記スイッチをオフにするための時間量の変動を低減させるように前記インダクタを介して流れる前記電流に従って変動するためである、ＤＣ−ＤＣコンバータ。
2. 請求項１に記載のＤＣ−ＤＣコンバータであって、
   前記スイッチをオフにするための時間量の前記変動が、前記インダクタを介して流れる前記電流に依存する、ＤＣ−ＤＣコンバータ。
3. 請求項１に記載のＤＣ−ＤＣコンバータであって、
   前記スイッチが、パワー金属酸化物電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）である、ＤＣ−ＤＣコンバータ。
4. 請求項１に記載のＤＣ−ＤＣコンバータであって、
   前記アダプティブ電圧ノードにおける前記電圧レベルが、前記インダクタを介して流れる前記電流に反比例する、ＤＣ−ＤＣコンバータ。
5. 請求項４に記載のＤＣ−ＤＣコンバータであって、
   前記ドライバが、定電圧ノード、及び前記定電圧ノードに接続されるレジスタを含み、前記定電圧ノード及び前記レジスタが、前記アダプティブ電圧ノードにおける前記電圧レベルを提供するように構成される、ＤＣ−ＤＣコンバータ。
6. 請求項５に記載のＤＣ−ＤＣコンバータであって、
   前記ドライバが更に、同時にオン及びオフにされるように制御可能な２つのスイッチを含み、前記２つのスイッチが、オンの場合、前記定電圧ノードに結合し、オフの場合、前記アダプティブ電圧ノードに結合する、ＤＣ−ＤＣコンバータ。
7. 請求項１に記載のＤＣ−ＤＣコンバータであって、
   前記ドライバに結合されるバイアス回路を更に含み、前記バイアス回路が、前記インダクタを介して前記ドライバに流れる前記電流に比例する電流を提供するように構成される、ＤＣ−ＤＣコンバータ。
8. 請求項７に記載のＤＣ−ＤＣコンバータであって、
   前記バイアス回路が、直列に接続される、金属酸化物電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）及びレジスタを含む、ＤＣ−ＤＣコンバータ。
9. ＤＣ−ＤＣコンバータであって、
   入力電圧ノード及びインダクタに結合される第１のスイッチであって、前記第１のスイッチが、オンの場合、前記インダクタを介して流れる電流を増大させるように構成される、前記第１のスイッチ、
   前記インダクタ及び出力電圧ノードに結合される第２のスイッチであって、前記第２の
   スイッチが、オンの場合、前記インダクタを介して流れる前記電流を低減させるように構成される、前記第２のスイッチ、及び
   前記第１及び第２のスイッチに結合され、前記第１及び第２のスイッチを交互にオン及びオフするように構成される、ドライバ、
   を含み、
   前記第１のスイッチがオフである間、前記ドライバが、或る電圧レベルをアダプティブ電圧ノードに提供するためであり、前記第１のスイッチをオフにするための時間量の変動を低減させるように、前記電圧レベルが前記インダクタを介して流れる前記電流に反比例する、ＤＣ−ＤＣコンバータ。
10. 請求項９に記載のＤＣ−ＤＣコンバータであって、
    前記第１のスイッチが、パワー金属酸化物電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）である、ＤＣ−ＤＣコンバータ。
11. 請求項１０に記載のＤＣ−ＤＣコンバータであって、
    前記ドライバが、直列に接続される２つのトランジスタを含み、前記第１のスイッチをオフにするための時間量が、前記２つのトランジスタの各々からの導通抵抗と、前記第１のスイッチのゲート及びソース端子間の電圧降下の値とに基づく、ＤＣ−ＤＣコンバータ。
12. 請求項１１に記載のＤＣ−ＤＣコンバータであって、
    前記２つのトランジスタの一つが前記アダプティブ電圧ノードに接続され、このようなトランジスタの前記導通抵抗の値が、前記アダプティブ電圧ノードにおける前記電圧レベルに従って変動する、ＤＣ−ＤＣコンバータ。
13. 請求項１１に記載のＤＣ−ＤＣコンバータであって、
    前記第１のスイッチの前記ゲート及びソース端子間の前記電圧降下が、前記インダクタを介して流れる前記電流と共に変動する、ＤＣ−ＤＣコンバータ。
14. 請求項９に記載のＤＣ−ＤＣコンバータであって、
    前記ドライバが、定電圧ノード、及び前記定電圧ノードに接続されるレジスタを含み、前記定電圧ノード及び前記レジスタが、前記定電圧ノード及び前記レジスタを介して流れる電流に従って前記アダプティブ電圧ノードにおける前記電圧レベルを提供するように構成される、ＤＣ−ＤＣコンバータ。
15. 請求項９に記載のＤＣ−ＤＣコンバータであって、
    前記ドライバが更に、同時にオン及びオフするように制御可能な２つのスイッチを含み、前記２つのスイッチが、オンの場合、前記定電圧ノードに結合し、オフの場合、前記アダプティブ電圧ノードに結合する、ＤＣ−ＤＣコンバータ。
16. 請求項９に記載のＤＣ−ＤＣコンバータであって、
    前記ドライバが、前記第１及び第２のスイッチを交互にオン及びオフするために用いられるパルス幅変調（ＰＷＭ）信号を受信するように構成される、ＤＣ−ＤＣコンバータ。
17. 方法であって、
    ＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチをオフにすることであって、入力電圧ノード及び前記スイッチに結合されるインダクタを介して流れる電流を低減させるように、前記スイッチをオフにすること、
    前記インダクタを介して流れる前記電流に基づいて、前記インダクタを介して流れる前記電流に反比例する、アダプティブ電圧ノードにおける電圧レベルを提供すること、及び
    前記アダプティブ電圧ノードにおける前記電圧レベルに基づいて、前記スイッチをオフにするための時間量を決定すること、
    を含む、方法。
18. 請求項１７に記載の方法であって、
    前記スイッチをオフにするための前記時間量を決定することが、更に、前記スイッチ及び前記アダプティブ電圧ノードに結合されるトランジスタのための導通抵抗の値に基づく、方法。
19. 請求項１８に記載の方法であって、
    前記トランジスタのための前記導通抵抗の値が、前記インダクタを介して流れる前記電流に従って変化する、方法。