JP2020035514A - 画像形成装置及びこれに用いられる画像加熱装置 - Google Patents

Abstract

【課題】磁気飽和を回避するため、インバータを動作させつつ、導通期間を制御することで簡便にスイッチング素子を保護することができる画像形成装置及びこれに用いられる画像加熱装置を提供する。【解決手段】記録材にトナー画像を形成する画像形成部と、電磁誘導加熱方式の画像加熱部におけるニップ部を加熱するために第１のスイッチング素子６０４と第２のスイッチング素子６０５を備えたハーフブリッジ回路を有するインバータ１６と、励磁コイルに流れる電流を検出する電流検出部６１２と、電流が互いに逆方向の第１及び第２の方向にそれぞれ流れるとき、それぞれの閾値とそれぞれの電流検出部の出力とを比較し、第１及び第２の閾値判断信号を出力する閾値判断回路（閾値判断部）６２４と、第１及び第２の閾値判断信号を基に、導通期間を制御して第１及び第２のスイッチング素子を駆動する第１及び第２のゲート駆動信号を出力する制御部４０と、を有する。【選択図】図５

Description

本発明は、例えば電子写真方式を採用した複写機やプリンタ、あるいはファクシミリ等、記録材上に画像形成可能な画像形成装置及びこれに用いられる電磁誘導加熱方式の画像加熱装置に関する。

電磁誘導加熱方式の画像加熱装置における電力供給手段として用いられるインバータ（交流の電気の電圧や周波数を変更するため、交流を直流に変換し、再度交流に戻す）は、誘導加熱用のコイルのインダクタンスを利用して共振動作を行う。一方、コイルに流せる電流値は、コイルを巻く磁性コア（コア）の最大磁束密度によって決まる。コアの最大磁束密度を超える磁束を発生させるような大電流をコイルに流した場合、磁気飽和が発生し、コアの透磁率μが非常に小さな値になることが知られている。

コアの透磁率μが小さくなることでコイルのインダクタンスが小さくなり、コイルのインダクタンスを利用して駆動するインバータのスイッチング素子に流れる電流ピークが非常に高くなる。これにより、スイッチング素子が過電流破壊してインバータが壊れてしまうという問題があった。

特許文献１では、磁気飽和を回避するため、入力電圧と検出電流に基づきコイルのインダクタンスを算出し、インダクタンスと入力電圧に基づきスイッチング手段のオン期間とオフ期間を補正することで、スイッチング素子を保護することが提案されている。

特開２００４−２１１７４号公報

しかしながら、特許文献１では、コイルのインダクタンスを算出する必要があり、インダクタンスの算出がなくてもスイッチング素子を保護できる装置が望まれていた。

本発明の目的は、磁気飽和を回避するため、インバータを動作させつつ、導通期間を制御することで簡便にスイッチング素子を保護することができる画像形成装置及びこれに用いられる画像加熱装置を提供することにある。

上記目的を達成するため、本発明に係る画像形成装置は、記録材にトナー画像を形成する画像形成部と、導電層を有する回転可能な円筒状回転体と、前記円筒状回転体の中空部に挿通され、前記円筒状回転体の長手方向に沿って配置された磁性芯材と、前記円筒状回転体の中空部に挿通され、前記磁性芯材の長手方向を中心軸として前記磁性芯材に巻かれた励磁コイルと、前記円筒状回転体に対向し、前記円筒状回転体と共に前記トナー画像を担持した記録材を挟持搬送するニップ部を形成する対向体と、前記ニップ部を加熱するために第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子を備えたハーフブリッジ回路を有するインバータと、前記励磁コイルに流れる電流を検出する電流検出部と、前記電流が互いに逆方向の第１及び第２の方向にそれぞれ流れるとき、それぞれの閾値とそれぞれの前記電流検出部の出力とを比較し、第１及び第２の閾値判断信号を出力する閾値判断部と、前記第１及び第２の閾値判断信号を基に、導通期間を制御して前記第１及び第２のスイッチング素子を駆動する第１及び第２のゲート駆動信号を出力する制御部と、を有することを特徴とする。

また、本発明に係る画像加熱装置は、導電層を有する回転可能な円筒状回転体と、前記円筒状回転体の中空部に挿通され、前記円筒状回転体の長手方向に沿って配置された磁性芯材と、前記円筒状回転体の中空部に挿通され、前記磁性芯材の長手方向を中心軸として前記磁性芯材に巻かれた励磁コイルと、前記円筒状回転体に対向し、前記円筒状回転体と共にトナー画像を担持した記録材を挟持搬送するニップ部を形成する対向体と、前記ニップ部を加熱するために第１及び第２のスイッチング素子を備えたハーフブリッジ回路を有するインバータと、前記励磁コイルに流れる電流を検出する電流検出部と、前記電流が互いに逆方向の第１及び第２の方向にそれぞれ流れるとき、それぞれの閾値とそれぞれの前記電流検出部の出力とを比較し、第１及び第２の閾値判断信号を出力する閾値判断部と、前記第１及び第２の閾値判断信号を基に、導通期間を制御して前記第１及び第２のスイッチング素子を駆動する第１及び第２のゲート駆動信号を出力する制御部と、を有することを特徴とする。

（作用）
励磁コイルを流れる電流を監視することで、磁気飽和の兆候を検知し、インバータのスイッチング素子に所定値を超える過電流が働かないようにする。

本発明によれば、磁気飽和を回避するため、インバータを動作させつつ、導通期間を制御することで簡便にスイッチング素子を保護することができる。

第１の実施形態の画像加熱装置（定着装置）を搭載した画像形成装置の概略断面図 第１の実施形態の定着装置の要部の横断側面模型図 第１の実施形態の定着装置の要部の正面模型図 第１の実施形態の定着装置の要部の斜視図と制御ブロック図 第１の実施形態の定着駆動回路の概略を説明する図 第１の実施形態の定着駆動回路の動作を説明する図 第１の実施形態の閾値判断回路の概略を説明する図 第１の実施形態の閾値判断回路の動作を説明する図 第１の実施形態のエンジン制御部の概略を説明する図 第１の実施形態の磁気飽和保護時における定着駆動回路の動作を説明する図 第１の実施形態の定着駆動回路の制御フローチャート 第１の実施形態の磁気飽和保護時における定着駆動回路の動作を説明する図 第２の実施形態の定着駆動回路の概略を説明する図 第２の実施形態のエンジン制御部の概略を説明する図 第２の実施形態の定着駆動回路の制御フローチャート 第２の実施形態の磁気飽和保護時における定着駆動回路の動作を説明する図

以下、好ましい実施の形態を図に基づいて説明する。

《第１の実施形態》
（画像形成装置）
図１は、本実施形態に従う画像形成装置１００の概略構成図である。本実施形態の画像形成装置１００は、転写式電子写真プロセス利用のレーザービームプリンタである。１０１は像担持体としての回転ドラム型の電子写真感光体（以下、感光ドラム）であり、矢示の時計回りに所定の周速度にて回転駆動される。感光ドラム１０１は、その回転過程で接触帯電ローラ１０２により所定の極性・電位に一様に帯電処理される。

１０３は、画像露光手段としてのレーザービームスキャナである。不図示のイメージスキャナ・コンピュータ等の外部機器から入力する目的の画像情報の時系列電気デジタル画素信号に対応して、オン／オフ変調したレーザー光Ｌを出力して、感光ドラム１０１の帯電処理面を走査露光（照射）する。この走査露光により、感光ドラム１０１表面の露光明部の電荷が除電されて感光ドラム１０１表面に目的の画像情報に対応した静電潜像が形成される。

１０４は現像装置であり、現像スリーブ１０４ａから感光ドラム１０１表面に現像剤（トナー）が供給されて感光ドラム１０１表面の静電潜像が可転写像であるトナー像として順次に現像される。

１０５は給紙カセットであり、記録材Ｐを積載収納させてある。給紙スタート信号に基づいて給紙ローラ１０６が駆動され、給紙カセット１０５内の記録材Ｐが一枚ずつ分離給紙される。そして、レジストローラ１０７を介して、感光ドラム１０１と接触型・回転型の転写部材としての転写ローラ１０８との当接ニップ部（画像形成部）である転写部位１０８Ｔに所定のタイミングで導入される。

すなわち、感光ドラム１０１上のトナー像の先端部が転写部位１０８Ｔに到達したとき、記録材Ｐの先端部も丁度、転写部位１０８Ｔに到達するタイミングとなるようにレジストローラ１０７で記録材Ｐの搬送が制御される。転写部位１０８Ｔに導入された記録材Ｐは、この転写部位１０８Ｔを挟持搬送され、その間、転写ローラ１０８には不図示の転写バイアス印加電源から所定に制御された転写電圧（転写バイアス）が印加される。

転写ローラ１０８には、トナーと逆極性の転写バイアスが印加されることで、転写部位１０８Ｔにおいて感光ドラム１０１表面側のトナー像が記録材Ｐの表面に静電的に転写される。転写部位１０８Ｔにおいてトナー像の転写を受けた記録材Ｐは、感光ドラム１０１表面から分離されて搬送ガイド１０９を通って像加熱手段である画像加熱装置Ａに導入されてトナー画像の熱定着処理を受ける。

記録材分離後（記録材Ｐに対するトナー像転写後）の感光ドラム１０１表面は、クリーニング装置１１０で転写残トナーや紙粉等の除去を受けて清浄面化され、繰り返して作像に供される。画像加熱装置Ａを通った記録材Ｐは、排紙口１１１から排紙トレイ１１２上に排出される。

プリンタ制御部４０は、画像形成装置１００のプリント動作を制御する。詳細は後述する。定着回路ブロック１２１は、インバータ１６を含み、画像加熱装置Ａに電力を投入する。

（画像加熱装置）
本実施形態において、画像加熱装置（像加熱装置、定着装置）Ａは電磁誘導加熱方式の装置である。ここで、本明細書において、長手方向とは、記録材の搬送方向および記録材の厚さ方向に直交する方向である。図２は本例の画像加熱装置Ａの要部の横断側面模型図、図３は要部の正面模型図、図４は要部の斜視図と電力制御ブロック図である。

導電層を有し回転可能な円筒状回転体である定着スリーブ１に対向し、定着スリーブ１と共に記録材を挟持搬送するニップ部を形成する対向体として、本実施形態では加圧部材としての加圧ローラ８を用いる。加圧ローラ８は、芯金８ａと、芯金８a周りに同心一体にローラ状に成形被覆させた耐熱性・弾性材層８ｂとで構成されており、表層に離型層８ｃを設けてある。弾性層８ｂは、シリコーンゴム、フッ素ゴム、フルオロシリコーンゴム等で耐熱性がよい材質が好ましい。

芯金８ａの両端部は、画像加熱装置Ａの不図示のシャーシ側板金間に導電性軸受けを介して回転自由に保持させて配設してある。また、図３に示すように、加圧用ステイ５の両端部と画像加熱装置Ａのシャーシ側のバネ受け部材１８ａ、１８ｂとの間に、それぞれ加圧バネ１７ａ、１７ｂを縮設することで加圧用ステイ５に押し下げ力を作用させている。本実施形態の画像加熱装置Ａでは、総圧約１００Ｎ〜２５０Ｎ（約１０ｋｇｆ〜約２５ｋｇｆ）の押圧力を与えている。

これにより、耐熱性樹脂ＰＰＳ等で構成されたスリーブガイド部材６の下面と加圧ローラ８の上面とが、円筒形回転体である定着スリーブ１を挟んで圧接して所定幅の定着ニップ部Ｎが形成される。加圧ローラ８は、不図示の駆動手段により矢印の反時計回り方向に回転駆動し、定着スリーブ１の外面との摩擦力で定着スリーブ１に回転力が作用される。

フランジ部材１２ａ・１２ｂは、スリーブガイド６の長手方向の左右の両端部に外嵌され、左右位置を規制部材１３ａ・１３ｂで固定しつつ回転自在に取り付けられる。そして、定着スリーブ１の回転時に定着スリーブ１の長手方向の端部を受けてスリーブガイド６の長手方向に沿う寄り移動を規制する役目をする。フランジ部材１２ａ・１２ｂの材質としては、ＬＣＰ（Ｌｉｑｕｉｄ Ｃｒｙｓｔａｌ Ｐｏｌｙｍｅｒ：液晶ポリマー）樹脂等の耐熱性の良い材料が好ましい。

定着スリーブ１は、直径１０〜５０ｍｍの、基層となる導電性部材でできた発熱層１ａと、その外面に積層した弾性層１ｂと、その外面に積層した離型層１ｃの複合構造の筒形回転体である。

この発熱層１ａに、後述する励磁コイル３に流れる高周波電流によって周期的に極性が反転する交番磁束が作用することにより、発熱層１ａに周回電流が発生して発熱層１ａが発熱する。この熱が弾性層１ｂ、離型層１ｃに伝達されて、定着スリーブ１全体が加熱され、定着ニップ部Ｎに通紙される記録材Ｐを加熱してトナー像Ｔの定着がなされる。

定着スリーブ１の内部にて、この回転軸線方向（長手方向）に磁性芯材である磁性コア２が挿通されている。そして、その磁性コア２の周囲に、励磁コイル３が巻かれている。図３に示す温度検出素子９、１０、１１については、後述する。

図４は、定着スリーブ１を誘導加熱する磁性コア２と励磁コイル３と、定着スリーブ１の斜視図と定着スリーブ１に電力を供給する制御ブロックを示したものである。磁性コア２は、不図示の固定手段で定着スリーブ１の中空部を貫通して配置させている。そして、磁性コア２は、励磁コイル３にて生成された交流磁界による磁力線を定着スリーブ１内部に誘導し、磁力線の通路（磁路）を形成する部材として機能する。

励磁コイル３は、スリーブ１の中空部において、通常の単一導線を、磁性コア２の長手方向を中心軸にして螺旋状に巻くことで形成される。定着スリーブ１内部にて、この励磁コイル３にインバータ１６と給電接点部３ａ，３ｂを介して高周波電流を流すと、定着スリーブ１の軸Ｘの平行方向に磁束を発生させることが出来る。

画像加熱装置Ａの温度検出は、図３および図４に示すように、記録材Ｐが画像加熱装置Ａに搬送されてくる側の、定着スリーブ１における長手方向の中央部および両端部に温度検出手段として配設された温度検出素子９、１０、１１により行われる。そして、定着スリーブ１は、誘導加熱されて表面の温度が所定の目標温度に維持・調整される。

（プリンタ制御部４０）
次に、図４に関し、プリンタ制御部４０を説明する。プリンタコントローラ４１は、後述するホストコンピュータ４２との間で通信と画像データの受信、及び受け取った画像データを画像形成装置１００が印字可能な情報に展開する。それと共に、エンジン制御手段であるエンジン制御部４３との間で、タイミング信号の受け渡し及びシリアル通信を行う。

エンジン制御部４３は、プリンタコントローラ４１との間でタイミング信号の受け渡しを行い、さらに、シリアル通信を介して画像形成装置１００の各ユニットの制御を行う。エンジン制御部４３は、後述する記憶部９０１を備える。そして、温度検出素子９、１０、１１によって検出された温度を基に、画像加熱装置Ａの温度制御、異常検出等を行うと共に、インバータ１６に用いられるスイッチング素子の駆動周波数と導通時間を制御して電力の制御を行う。

このようなプリンタ制御部４０を有する画像形成装置１００において、ホストコンピュータ４２は、プリンタコントローラ４１に画像データを転送する。また、ユーザからの要求に応じてプリンタコントローラ４１に記録材Ｐのサイズ等、様々なプリント条件を設定する。

（定着回路ブロック１２１）
次に、図５を基に、定着回路ブロック１２１の具体的な構成について説明する。６０１はＡＣフィルタ、６０２はダイオードブリッジ、６０３はコンデンサである。６０４は第１のスイッチング素子であるＦＥＴ、６０５は第２のスイッチング素子であるＦＥＴ、６０６はコンデンサである。本実施形態では、第１のスイッチング素子をＦＥＴ６０４、第２のスイッチング素子をＦＥＴ６０５としたが、第１のスイッチング素子をＦＥＴ６０５、第２のスイッチング素子をＦＥＴ６０４としてもよく、本構成に限定されるものではない。

６０７は定着スリーブ１を励磁コイル３から見た等価抵抗、６０８は励磁コイル３と定着スリーブ１のリーケージインダクタンス、６１１は励磁コイル３と定着スリーブ１の励磁インダクタンスである。６０９は電流共振コンデンサ、９、１０、１１は温度検出素子、４３はインバータ１６の電力制御を行うだけでなく、画像形成装置１００の動作シーケンス等を制御するエンジン制御部、６２０は商用電源である。

第１及び第２のスイッチング素子としてのＦＥＴ６０４、６０５を駆動するために、エンジン制御部４３から出力されるゲート駆動信号６２８、６２９が、絶縁素子６２６、６２７を介してＦＥＴ６０４、６０５のゲートに伝達される。本実施形態におけるインバータ１６では、ＦＥＴ６０４、６０５、励磁コイル３、電流共振コンデンサ６０９から成り、定着スリーブ１を介してハーフブリッジ回路を構成している。

図４に示す１１１７は、ゼロクロス生成回路である。ＡＣフィルタ６０１を介した商用電源６２０の電圧は、ゼロクロス生成回路１１１７に入力される。ゼロクロス生成回路１１１７は、商用電源６２０の電圧が０Ｖ近辺のある閾値電圧以下の電圧になっている時にＨｉｇｈ（Ｈｉ、Ｈ）レベルないしはＬｏｗ（Ｌｏ、Ｌ）レベルの信号を出力する。そして、それ以外の場合にＬｏｗレベルないしはＨｉｇｈレベルの信号を出力する構成となっている。そして、エンジン制御部４３は、ゼロクロス信号のＨｉｇｈ→ＬｏｗまたはＬｏｗ→Ｈｉｇｈに変化するエッジを検出し、インバータ１６の電力制御に利用する。

エンジン制御部４３は、所定の周波数のゲート駆動信号を、図４に示す絶縁素子６２６、６２７を介してＦＥＴ６０４、６０５のゲートに出力する。電流検出部６１２、閾値判断回路（閾値判断部）６２４については、後述する。

（インバータ１６）
図５で、商用電源６２０から入力された交流電圧は、ダイオードブリッジ６０２で整流されてコンデンサ６０３に充電される。コンデンサ６０３の容量は、スイッチング電流を流して画像形成装置１００の外に出るノイズを許容出来るレベルとする程度の容量としている。これは、大きな容量を接続してしまうと力率が劣化する為である。コンデンサ６０３には、インバータ１６が接続されている。

図６に、ＦＥＴ６０４のゲートソース間電圧、ＦＥＴ６０５のゲートソース間電圧、ＦＥＴ６０５ドレイン（Ｄ）電圧と励磁コイル３の電流、電流共振コンデンサ６０９のコンデンサ電圧を示す。ＦＥＴ６０４、６０５は、デューティ約５０％で交互に駆動される。ＦＥＴ６０４、６０５の両方の導通を避けるため、ＦＥＴ６０４、６０５を同時にターンオフしている期間としてデッドタイムを必ず設けている（図６の期間２、期間４）。

ＦＥＴ６０５のドレインーソース端子間には、コンデンサ６０６を接続している。ＦＥＴ６０４がターンオンしてコンデンサ６０３から電流が流れると、コンデンサ６０６の電圧がコンデンサ６０３と略同じとなり、その後像加熱装置Ａ内の励磁コイル３とコンデンサ６０９による直列共振回路へ電流が流れ始める（図６の期間１）。

上述したとおり、電流共振が直列共振回路への電流なので、励磁コイル３及び電流共振コンデンサ６０９に流れる電流は正弦波状になる。励磁コイル３の電流が電流共振コンデンサ６０９を充電している期間内にＦＥＴ６０４をターンオフする。画像加熱装置Ａ内の励磁コイル３には引き続き電流が流れ続けようとする為、電流はコンデンサ６０９、ＦＥＴ６０５に備わっている不図示の逆導通ダイオードに電流が流れる（図６の期間２）。

ＦＥＴ６０５のドレイン電圧は、ソース電圧よりも逆導通ダイオードの順方向電圧だけ低くなる。図６の期間２の間、エンジン制御部４３は絶縁素子６２７を介してＦＥＴ６０５をターンオンする。すると、画像加熱装置Ａ内の励磁コイル３に流れていた電流は、ＦＥＴ６０５のドレイン方法に流れる向きを変えて励磁コイル３に蓄えていたエネルギーを全て吐き出して０になる。同時に、コンデンサ６０９に蓄えた電圧は最も高電圧となり、逆方向に電流が流れ始める（図６の期間３）。

次に、逆方向に流れている電流が０Ａになる前にＦＥＴ６０５をターンオフする。すると、流れていた電流はコンデンサ６０６を充電し始め、ＦＥＴ６０５のドレイン電圧が上昇していく（図６の期間４）。ＦＥＴ６０５のドレイン電圧が、コンデンサ６０３の電圧よりも高くなると、ＦＥＴ６０４に備わっている不図示の逆導通ダイオードに電流が流れ始める。

コンデンサ６０６の電圧は、コンデンサ６０３の電圧とＦＥＴ６０４に備わっている不図示の逆導通ダイオードの順方向電圧の和となる。この期間にエンジン制御部４３は、絶縁素子６２６を介してＦＥＴ６０４をターンオンする（図６の期間１）。以降、上述した区間１から区間４のスイッチング制御を繰り返す。

以上のように、コンデンサ６０６の容量と、ターンオフ時の電流と、デッドタイム時間（期間２または期間４）を適切に設定することによりＦＥＴ６０４，６０５はソフトスイッチング動作がなされており、高い効率を保つ事が可能となっている。

（電流検出部６１２）
次に、電流検出手段の一例である電流検出部６１２（図５）の具体的構成と動作を説明する。リーケージインダクタンス６０８の電流は、絶縁素子であるカレントトランス６１３を介して電流検出部６１２の小信号系ラインに伝達される。抵抗６０７の上端から下端に電流が流れている期間、伝達された電流は、カレントトランス６１３の右端からダイオード６１７、抵抗６１９、ダイオード６２３を介して、カレントトランス６１３の左端に流れる。

このとき、抵抗６１９の右端電圧５１３を閾値判断回路６２４に入力する。一方、抵抗６０７の下端から上端に電流が流れている期間、伝達された電流は、カレントトランス６１３の左端からダイオード６２１、抵抗６２２、ダイオード６２５を介してカレントトランス６１３の右端に流れる。このとき、抵抗６２２の左端電圧５１４を閾値判断回路６２４に入力する。

（閾値判断回路６２４）
次に、図７を用いて、閾値判断回路６２４（図６）の具体的構成と動作を説明する。閾値判断回路６２４は、抵抗６１９の右端電圧５１３を入力として正側閾値判断信号５１６を出力する回路部と、抵抗６２２の左端電圧５１４を入力として負側閾値判断信号５１７を出力する回路部で構成される。

正側閾値判断信号５１６を出力する回路は、コンパレータ５０１と、抵抗５０３、５０４で構成される。コンパレータ５０１は、不図示の電源より生成された電源電圧５１８で動作する。そして、コンパレータ５０１は、電源電圧５１８の抵抗５０３と抵抗５０４の分圧（以降、正側閾値信号５２０と呼ぶ）を正側入力とし、負側入力を抵抗６１９の右端電圧５１３とする。そして、正側閾値信号５２０を右端電圧５１３が下回る場合Ｈｉ信号を出力する。正側閾値信号５２０を右端電圧５１３が上回る場合は、コンパレータ５０１はＬｏ信号を出力する。

一方、負側閾値判断信号５１７を出力する回路は、コンパレータ５０２、抵抗５０５、５０６で構成される。コンパレータ５０２は、不図示の電源より生成された電源電圧５１５で動作する。そして、コンパレータ５０２は、電源電圧５１５の抵抗５０５と抵抗５０６の分圧（以降、負側閾値信号５２１と呼ぶ）を正側入力とし、負側入力を抵抗６２２の左端電圧５１４とする。そして、負側閾値信号５２１を左端電圧５１４が下回る場合Ｈｉ信号を出力する。負側閾値信号５２１を左端電圧５１４が上回る場合は、コンパレータ５０７はＬｏを出力する。

（正側閾値信号５２０と負側閾値信号５２１の設定方法）
正側閾値信号５２０と負側閾値信号５２１は、それぞれＦＥＴ６０４、６０５が過電流破壊しないように許容電流値にマージンを持たせる目的で、以下のように設定する。すなわち、許容電流値の８０％のピークを持った電流が流れた時に、図５に示す抵抗６１９の右端電圧５１３と抵抗６２２の左端電圧５１４がそれぞれ正負の閾値信号をまたぐような値に設定する。

（電流検出部６１２と閾値判断回路６２４の動作）
図５に示すように、閾値判断回路６２４への入力信号は、抵抗６１９の右端電圧５１３、抵抗６２２の左端電圧５１４であり、閾値判断回路６２４の出力信号は、正側閾値判断信号５１６、負側閾値判断信号５１７である。

図８で、リーケージインダクタンス６０８に流れる電流、抵抗６１９の右端電圧５１３、抵抗６２２の左端電圧５１４、閾値判断回路６２４の出力信号である正側閾値判断信号５１６、負側閾値判断信号５１７の関係を説明する。図８は、通常動作時と磁気飽和発生時の２つの動作に分かれる。

先ず、通常動作時の動きを図８（ａ）に示した５つの波形を用いて説明する。上から順に、リーケージインダクタンス６０８の電流８０１、抵抗６１９の右端電圧５１３、抵抗６２２の左端電圧５１４、正側閾値判断信号５１６、負側閾値判断信号５１７を示している。電流８０１は、リーケージインダクタンス６０８の左端から右端に流れている期間を正とする。横軸は、全て時間である。

磁気飽和が起きていない状態では、リーケージインダクタンス６０８の電流８０１はｓｉｎ波状に流れる。正方向に電流８０１が流れている期間、抵抗６１９の右端電圧５１３は正方向に流れるコイル電流８０１に相似の電圧波形となる。この時、抵抗６２２の左端電圧５１４はゼロ近傍レベルの電圧を出力する。一方、負方向に電流８０１が流れている期間、抵抗６２２の左端電圧５１４は負方向に流れる電流８０１に相似の電圧波形となる。この時、抵抗６１９の右端電圧５１３はゼロ近傍レベルの電圧を出力する。

正側閾値判断信号５１６と負側閾値判断信号５１７は、抵抗６１９の右端電圧５１３と抵抗６２２の左端電圧５１４がそれぞれ正側閾値信号と負側閾値信号を超過しないため、ＨＩ信号を出力し続ける。

続いて、磁気飽和発生時の動きを図８（ｂ）に図示した５つの波形を用いて説明する。通常動作時の同じ動きは説明を省略する。リーケージインダクタンス６０８の電流８０１、抵抗６１９の右端電圧５１３、抵抗６２２の左端電圧５１４、正側閾値判断信号５１６、負側閾値判断信号５１７を示している。磁気飽和発生時、電流８０１は、通常動作時と比較して電流８０１のピーク値が高くなる。これは、励磁コイル３中の磁性コア２が部分的に磁気飽和を起こし始めると、励磁インダクタンス６１１が小さくなることで、通常動作時と比較して、励磁インダクタンス６１１に流れる電流が大きくなるためである。

図８（ｂ）に示す正側閾値判断信号５１６は、抵抗６１９の右端電圧５１３が正側閾値信号５２０を超過した時のみＬＯＷ信号を出力する。これにより、図１０（ｇ）に示す破線形状が実線形状となる。

また、負側閾値判断信号５１７は、抵抗６２２の左端電圧５１４が負側閾値信号５２１を超過した時のみＬＯＷ信号を出力する。これにより、図１０（ｇ）に示す破線形状が実線形状となる。

（エンジン制御部４３）
次に、エンジン制御部４３の構成と動きを説明する。図９は、エンジン制御部４３の内部構成を示すブロック図である。図９において、駆動波形演算部９０２は、記憶部９０１に保存されているプログラムと、温度検出手段９、１０、１１で検出した定着スリーブ１の温度に基づき、以下の情報を演算する。すなわち、定着スリーブ１の温度を所定の温度に制御するために必要なＦＥＴ６０４、ＦＥＴ６０５の駆動パルス幅と駆動パルス周期を演算する。

例えば定数Ｋ１を用いて、駆動パルス周期＝Ｋ１×（温度検出手段９の検出結果−温度検出手段１０の検出結果）と決定する。駆動パルス幅は、駆動パルス幅＝（駆動パルス周期−２×デッドタイム）÷２で決定する。そして、演算結果を駆動信号生成部９０５に出力する。

また、正側閾値判断信号５１６は、正側閾値エッジ検知部９０３に入力される。正側閾値エッジ検知部９０３は、入力された正側閾値判断信号５１６の立下りタイミングで、所定の時間オンする正側閾値超過信号１１０３を生成する。生成された正側閾値超過信号１１０３は、駆動信号生成部９０５に出力される。

同様に、負側閾値判断信号５１７は負側閾値エッジ検知部９０４に入力される。負側閾値エッジ検知部９０４は、入力された負側判断信号５１７の立下りタイミングで、所定の時間オンする負側閾値超過信号１１０４を生成する。生成された負側閾値超過信号１１０４は、駆動信号生成部９０５に出力される。

駆動信号生成部９０５は、駆動波形演算部９０２からの指示と、正側閾値エッジ検知部９０３と負側閾値エッジ検知部９０４が出力する両閾値超過信号に基づき、以下を制御する。すなわち、ＦＥＴ６０４を駆動するハイサイドＦＥＴゲート駆動信号６２８と、ＦＥＴ６０５を駆動するローサイドＦＥＴゲート駆動信号６２９を制御する。

図１０は、閾値判断信号５１６、５１７が駆動波形演算部９０２に入力された時の波形のタイムチャートである。上から正側閾値判断信号５１６、負側閾値判断信号５１７、正側閾値超過信号１１０３、負側閾値超過信号１１０４、ハイサイドＦＥＴゲート駆動信号６２８、ローサイドＦＥＴゲート駆動信号６２９、リーケージインダクタンス６０８の電流８０１の波形を示す。

正側閾値判断信号５１６の立下りに同期して、正側閾値エッジ検知部９０３は駆動信号生成部９０５に対し、正側閾値超過信号１１０３をＨＩ出力する。駆動信号生成部９０５は正側閾値超過信号１１０３のＨＩ出力を受けて、ハイサイドＦＥＴゲート駆動信号６２８をＬＯＷ出力する。このとき、リーケージインダクタンス６０８の電流８０１のピーク値は、本来波線で示した値まで上昇するところ、実線で示した値に抑制されることで、ＦＥＴ６０４の過電流破壊を防ぐことができる。

一方、負側閾値判断信号５１７がＬＯＷに変化する場合、負側閾値判断信号５１７の立下りエッジに同期して、負側閾値エッジ検知部９０４は駆動信号生成部９０５に対し、負側閾値超過信号１１０４をＨＩ出力する。駆動信号生成部９０５は負側閾値超過信号１１０４のＬＯＷ出力を受けて、ローサイドＦＥＴゲート駆動信号６２９をＬＯＷ出力する。このとき、リーケージインダクタンス６０８の電流８０１のピーク値は、正側閾値判断信号５１６を受けて行う保護動作時と同様に、本来波線で示した値まで上昇するところ、実線で示した値に抑制されることで、ＦＥＴ６０５の過電流破壊を防ぐことができる。

（駆動信号生成部９０５の動作シーケース）
ここで、駆動信号生成部９０５の動作について、図１１のフローチャートを用いて説明する。制御が開始されると、駆動信号生成部９０５は、駆動波形演算部９０２が演算したＦＥＴ６０４のオン時間を取得し（Ｓ１００１）、ハイサイドＦＥＴゲート駆動信号６２８をターンオンする（Ｓ１００２）。

ハイサイドＦＥＴゲート駆動信号６２８をターンオンしてからの経過時間が、取得したＦＥＴ６０４のオン時間を超えたかどうかを判断し（Ｓ１００３）、超えていた場合にはハイサイドＦＥＴゲート駆動信号６２８をターンオフする（Ｓ１００６）。

ハイサイドＦＥＴゲート駆動信号６２８をターンオンしてからの経過時間が、取得したＦＥＴ６０４のオン時間を超えていない場合は、正側閾値エッジ検知部９０３から入力される正側閾値超過信号１１０３を取得したかどうかを確認する（Ｓ１００４）。取得していた場合には、ハイサイドＦＥＴゲート駆動信号６２８をターンオフする（Ｓ１００６）。そうでない場合は、定期間待機後（Ｓ１００５）、再びＳ１００３を実施する。

ハイサイドＦＥＴゲート駆動信号６２８をターンオフした後は、ＦＥＴ６０４とＦＥＴ６０５の間に貫通電流が発生しない十分なデッドタイムを確保する（Ｓ１００７）。その後、駆動信号生成部９０５は、駆動波形演算部９０２が演算したＦＥＴ６０５のオン時間を取得し（Ｓ１００８）、ローサイドＦＥＴゲート駆動信号６２９をターンオンする（Ｓ１００９）。

ローサイドＦＥＴゲート駆動信号６２９をターンオンしてからの経過時間が、取得したＦＥＴ６０５のオン時間を超えたかどうかを判断し（Ｓ１０１０）、超えていた場合にはローサイドＦＥＴゲート駆動信号６２９をターンオフする（処理６１２）。

ローサイドＦＥＴゲート駆動信号６２９をターンオンしてからの経過時間が、取得したＦＥＴ６０５のオン時間を超えていない場合は、負側閾値エッジ検知部９０４から入力される負側閾値超過信号１１０４を取得したかどうかを確認する（Ｓ１０１１）。取得していた場合には、ローサイドＦＥＴゲート駆動信号６２９をターンオフする（Ｓ１０１２）。そうでない場合は、一定期間待機後、再びＳ１０１０を実施する。

ローサイドＦＥＴゲート駆動信号６２９をターンオフした後は、デッドタイムを確保した後（Ｓ１０１３）、像加熱装置Ａの加熱が終了しているかどうかを判断し（Ｓ１０１４）、終了していなければ、Ｓ１００１から前述した動作を繰り返す。

以上のように、駆動波形演算部９０２から指示されるゲートオン時間による判断と、正側閾値超過信号１１０３および負側閾値超過信号１１０４による判断とを行う。この２つの判断基準によって、ハイサイドＦＥＴゲート駆動信号６２８およびローサイドＦＥＴゲート駆動信号６２９を制御する。

（保護動作時の各波形と動作）
図１２を用いて、磁気飽和に対する保護動作時の各波形と動作を説明する。図１２は、上から順に、ハイサイドＦＥＴゲート駆動信号６２８、ローサイドＦＥＴゲート駆動信号６２９、ＦＥＴ６０４のドレイン電流波形１１０１を示す。更に、順にＦＥＴ６０５のドレイン電流波形１１０２、リーケージインダクタンス６０８の電流８０１、正側閾値超過信号１１０３、負側閾値超過信号１１０４を示している。

期間１〜期間４は磁気飽和保護が動作していない時の波形、期間５〜期間７は磁気飽和保護が動作している時の波形を示している。磁気飽和保護が動作していない時の各波形の説明は、前述したハーフブリッジ回路の基本動作説明で行っているため割愛する。

磁気飽和保護動作時の動作として、以下の２通りの動作を行う。正側閾値超過信号１１０３がＨレベルを出力した時にＦＥＴ６０４がオンになっている場合には、強制的にＦＥＴ６０４とＦＥＴ６０５のオンオフを切り替える。また、負側閾値超過信号１１０４がＨレベルを出力した時にＦＥＴ６０５がオンになっている場合にも、強制的にＦＥＴ６０４とＦＥＴ６０５のオンオフを切り替える。

以下、磁気飽和保護動作時の期間５〜期間７の動きを説明する。図１２に示す期間５（ＦＥＴ６０４はオフ、ＦＥＴ６０５はオン）において、共振電流はコンデンサ６０９→リーケージインダクタンス６０８→ＦＥＴ６０５の経路で流れる。しかし、磁気飽和が発生し、リーケージインダクタンス６０８の電流８０１の電流ピーク値が大きくなると、ＦＥＴ６０５の許容電流を超えて、ＦＥＴ６０５が過電流故障してしまう。

そこで、駆動信号生成部９０５は、負側閾値超過信号１１０４がＨレベルを出力したタイミングで、電流８０１がＦＥＴ６０５の許容電流を超える前にローサイドＦＥＴゲート駆動信号６２９をロー出力することでＦＥＴ６０５をオフする。期間６でデッドタイムをおく。その後、期間７でハイサイドＦＥＴゲート駆動信号６２８をハイ出力することでＦＥＴ６０４をオンにする。以上の動作を行うことで、過電流がＦＥＴ６０５に流れてＦＥＴ６０５が破壊することを防止しつつインバータ１６を動作させることができる。

《第２の実施形態》
第１の実施形態では、まずエンジン制御部４３で生成した閾値超過信号１１０３、１１０４を駆動信号生成部９０５に入力する。次に、入力された閾値超過信号１１０３、１１０４に基づきＦＥＴ６０４、６０５のオン時間を制御することで磁気飽和によるＦＥＴ６０４、６０５の破壊を防止しつつ動作させる方法を提案した。

本実施形態は、まずエンジン制御部４３で生成した閾値超過信号１１０３、１１０４を駆動波形演算部９０２に入力する。次に、入力された閾値超過信号に基づきインバータ１６への入力電圧を制御することで、磁気飽和によるＦＥＴ６０４、６０５の破壊を防止しつつ動作させる方法を説明する。以下では、本実施形態について、第１の実施形態と異なる点を主として説明し、共通する構成については、同一符号を付けて説明を省略する。

（定着回路ブロック１２１の具体的構成と動作）
図１３を用いて、定着回路ブロック１２１における第１の実施形態と異なる部分の構成を説明する。エンジン制御部４３に入力された閾値判断回路６２４の出力である正負の閾値判断信号５１６、５１７に基づいて、インバータ１６の入力電圧を制御する電圧制御手段である電圧制御回路６３２の構成を説明する。電圧制御回路６３２は、第３のスイッチング素子であるＦＥＴ６３６、コイル６３８、コンデンサ６３９、ダイオード６３７で構成される降圧コンバータである。

ＦＥＴ６３６は、絶縁素子６３３を介してエンジン制御部４３から送られる所定の周波数で駆動パルス幅可変のゲート駆動信号（以後、降圧用ＦＥＴゲート駆動信号６３４と呼ぶ）により駆動される。

（電圧制御回路６３２の動作）
以下、電圧制御回路６３２の動作を説明する。インバータ１６の入力電圧となる、コンデンサ６３９の両端電圧は、以下のようになる。すなわち、コンデンサ６０３の両端電圧と降圧用ＦＥＴゲート駆動信号６３４の駆動パルス幅/駆動周期（以後、デューティ（ＤＵＴＹ）と呼ぶ）を用いて（コンデンサ６３９の両端電圧）＝（コンデンサ６０３の両端電圧）×（デューティ）となる。デューティを５０％と設定した場合、コンデンサ６０３の両端電圧はコンデンサ６３９の両端電圧の５０％の電圧となる。

ＦＥＴ６３６がオンしている期間、コンデンサ６０３→ＦＥＴ６３６→コイル６３８→コンデンサ６３９の順に電流が発生する。コイル６３８は、コイル６３８中を流れる電流を磁気エネルギーとして蓄える。ＦＥＴ６３６がオフしている期間、コイル６３６は、磁気エネルギーとして蓄えていたエネルギーを電流として吐き出す。このとき吐き出された電流の経路は、コイル６３８→コンデンサ６３９→ダイオード６３７である。このように、ＦＥＴ６３６のデューティを変える（導通期間と非導通期間の比も変わる）ことで、電圧制御回路６３２はコンデンサ６３９の両端電圧を変えることができる。

これにより、電流検出部６１２の検出結果が閾値を超えた場合、後述するように第３のスイッチング素子であるＦＥＴ６３６を非導通状態とし所定の時間をおいて再び導通状態とすることで、インバータ１６に供給する電圧を変化させることができる。

そして、ＦＥＴ６３６のデューティに関し、後述するように第３のスイッチング素子の導通期間を、円筒状回転体の温度を検出する温度検出手段の検出結果と予め設定した目標温度の差分に応じて決定するようにできる。

（エンジン制御部４３の具体的構成と動作）
次に、エンジン制御部４３の構成と動きを説明する。図１４は、エンジン制御部４３の内部構成を示すブロック図である。駆動波形演算部９０２は、記憶部９０１に保存されているプログラムと、温度検出手段９、１０、１１で検出した定着スリーブ１の温度、正側閾値エッジ検知部９０３と負側閾値エッジ検知部９０４が出力する両閾値超過信号に基づき、以下を演算する。すなわち、電圧制御回路６３２を制御するために必要なＦＥＴ６３６の駆動周波数とデューティを演算する。そして、演算結果を駆動信号生成部９０５に出力する。

駆動信号生成部９０５は、駆動波形演算部９０１からの指示に従い降圧用ＦＥＴゲート駆動信号６３４を制御する。

（駆動波形演算部９０２の動作シーケース）
駆動波形演算部９０２の動作について、図１５のフローチャートを用いて説明する。制御が開始されると、駆動波形演算部９０２は降圧用ＦＥＴ６３６のＤＵＴＹ（デューティ）を１００％に設定する（Ｓ１４０１）。Ｓ１４０２で、正側閾値超過信号１１０３を取得した場合はＳ１４０４に移行する。Ｓ１４０２で、正側閾値超過信号１１０３を取得しなかった場合、Ｓ１４０３で負側閾値超過信号１１０４が出力されたか確認する。

負側閾値超過信号１１０４を取得した場合、Ｓ１４０４に移行する。負側閾値超過信号１１０４を取得しなかった場合は、Ｓ１４０４に移行する。Ｓ１４０４では、温度検出素子９、１０、１１の温度情報を取得する。Ｓ１４０５では、温度検出素子９、１０、１１の温度情報から降圧コンバータとしての電圧制御回路６３２に備わるＦＥＴ６３６のＤＵＴＹを１００％から新たな値に再設定する。

ＤＵＴＹの設定は、係数Ｋ（Ｋは１未満とする）と、３つの温度検出素子９、１０、１１のうち最も高い温度情報と、像加熱装置Ａの目標温度を用いて決定する。例えば、温度検出素子１０が最も高温だった場合、ＤＵＴＹ＝Ｋ＊（目標温度／温度検出素子１０の温度情報）で決定する。Ｓ１４０７で、ゼロクロス信号１５０２の立上りないしは立下りエッジを検出する。エッジ検出したら、駆動信号生成部９０５に降圧用ＦＥＴ６３５のＤＵＴＹを送る（Ｓ１４０７）。

加熱終了したかＳ１４０８で確認し、終了していなければ、Ｓ１４０１からＳ１４０８のシーケンスを繰り返す。終了した場合、制御を終了する（Ｓ１４０８）。

（保護動作時の各波形と動作）
図１６を用いて、磁気飽和に対する保護動作時の各波形と動作を説明する。図１６は、上から順に、商用電源電圧波形１５０１、ゼロクロス信号波形１５０２、降圧用ＦＥＴ６３９のゲート駆動信号６３４を示す。更に、順にコンデンサ６３９の両端電圧１５０１、リーケージインダクタンス６０８に流れる電流８０１、正側閾値超過信号１１０３、負側閾値超過信号１１０４を示している。

期間１は閾値超過信号１１０３、１１０４を出力している期間の波形、期間２は閾値超過信号１１０３、１１０４に基づき電圧制御している時の波形を示している。閾値超過信号１１０３、１１０４を出力している期間の各波形の説明は、第１の実施形態で行っているため省略するので、閾値超過信号１１０３、１１０４に基づき電圧制御している時の動作として、以下の動作を行う。

正側閾値超過信号１１０３、ないしは負側閾値超過信号１１０４がＨレベルを出力したゼロクロス周期の次のゼロクロス周期に電圧制御回路６３２のゲート駆動信号６３４を制御することで、インバータ１６の入力電圧を制限する。以降、期間１〜期間２の動きを説明する。

共振電流は、ＦＥＴ６０４→リーケージインダクタンス６０８→コンデンサ６０９の経路で流れる。しかし、磁気飽和が発生し、リーケージインダクタンス６０８の電流８０１の電流ピーク値が大きくなると、ＦＥＴ６０４、６０５の許容電流を超えて、ＦＥＴ６０４、６０５が過電流故障してしまう。

そこで、本実施形態では、正側閾値超過信号１１０３および負側閾値超過信号１１０４を判断基準として、電流８０１がＦＥＴ６０４、６０５の許容電流を超える前にコンデンサ６３９の両端電圧を低電圧に制御する。これにより、電流８０１を小さくする、すなわち降圧用ＦＥＴゲート駆動信号６３４のデューティを低くする。

期間１（ＦＥＴ６３６はデューティ１００％で駆動）において、商用電源電圧波形１５０１のピーク電圧値近傍で、リーケージインダクタンス６０８を流れる電流８０１の電流ピーク値が、正負の閾値判断信号５１６、５１７を超過する。すると、正負の閾値超過信号１１０３、１１０４が出力される。

期間２では、期間１で出力された正負の閾値超過信号１１０３、１１０４を受けて、ゼロクロス信号波形１５０２の立上りタイミングで、降圧用ＦＥＴゲート駆動信号６３４のデューティを切り替える。降圧用ＦＥＴゲート駆動信号６３４のデューティを低くすることで、コンデンサ６３９の両端電圧１５０１を低くする。その結果、電流８０１を小さくすることができる。

以上の動作を行うことにより、磁気飽和が発生してＦＥＴ６０４、６０５に過電流が流れる前に、ＦＥＴ６０４とＦＥＴ６０５に流れる電流８０１を小さくすることができる。これにより、磁気飽和によるＦＥＴ６０４、６０５の過電流破壊を防止しつつインバータ１６を動作させることができる。

本実施形態では、電圧制御回路として降圧コンバータを用いたが、本構成に限定されるものではなく、電圧制御用スイッチング素子のみの構成でも良い。電圧制御用スイッチング素子のみを用いた場合、閾値超過信号１１０３、１１０４が出力された期間の次のゼロクロスの期間は、電圧制御用スイッチング素子をオフする。オフした結果、ＦＥＴ６０４、６０５に過電流が流れる前に電流８０１を小さくすることができ、磁気飽和によるＦＥＴ６０４、６０５の過電流破壊を防止しつつ、インバータ１６を動作させることができる。

（変形例）
上述した実施形態では、本発明の好ましい実施形態を説明したが、本発明はこれに限定されず、本発明の範囲内で種々の変形が可能である。そして、上述の実施形態に記載されている構成部品の寸法、材質、形状それらの相対配置などは、発明が適用される装置の構成や各種条件により適宜変更されるべきものである。

（変形例１）
上述した実施形態では、閾値に関し特に限定していないが、第１及び第２のスイッチング素子のそれぞれの導通抵抗ないしは導通電圧と、過渡熱抵抗と許容温度で決定されるそれぞれの最大許容電流値に基づき決定されるようにしても良い。

（変形例２）
上述した実施形態では、定着スリーブ１に対向し、定着スリーブ１と共に記録材を挟持搬送するニップ部を形成する対向部材として、加圧ローラ８を用いたが、これに限定あれるものではなく、回転可能な無端ベルトで構成されても良い。

１・・定着スリーブ、２・・磁性コア（コア）、３・・励磁コイル、８・・加圧ローラ、１６・・インバータ、４３・・エンジン制御部、１０１・・感光ドラム、１０８・・転写ローラ、６０４、６０５・・ＦＥＴ（スイッチング素子）、６１２・・電流検出部、６２４・・閾値判断回路、６２８、６２９・・ゲート駆動信号

Claims (9)

1. 記録材にトナー画像を形成する画像形成部と、
   導電層を有する回転可能な円筒状回転体と、
   前記円筒状回転体の中空部に挿通され、前記円筒状回転体の長手方向に沿って配置された磁性芯材と、
   前記円筒状回転体の中空部に挿通され、前記磁性芯材の長手方向を中心軸として前記磁性芯材に巻かれた励磁コイルと、
   前記円筒状回転体に対向し、前記円筒状回転体と共に前記トナー画像を担持した記録材を挟持搬送するニップ部を形成する対向体と、
   前記ニップ部を加熱するために第１のスイッチング素子と第２のスイッチング素子を備えたハーフブリッジ回路を有するインバータと、
   前記励磁コイルに流れる電流を検出する電流検出部と、
   前記電流が互いに逆方向の第１及び第２の方向にそれぞれ流れるとき、それぞれの閾値とそれぞれの前記電流検出部の出力とを比較し、第１及び第２の閾値判断信号を出力する閾値判断部と、
   前記第１及び第２の閾値判断信号を基に、導通期間を制御して前記第１及び第２のスイッチング素子を駆動する第１及び第２のゲート駆動信号を出力する制御部と、
   を有することを特徴とする画像形成装置。
2. 前記それぞれの閾値は、前記第１及び第２のスイッチング素子のそれぞれの導通抵抗ないしは導通電圧と、過渡熱抵抗と許容温度で決定されるそれぞれの最大許容電流値に基づき決定されることを特徴とする請求項１に記載の画像形成装置。
3. 前記制御部は、前記電流検出部の出力が前記閾値を超えたと判断すると、前記第１及び第２のスイッチング素子のうち、前記閾値を超える電流が流れたときに導通状態の前記第１のスイッチング素子を非導通状態とし、所定の時間をおいてこれまで非導通状態であった前記第２のスイッチング素子を導通状態とすることを特徴とする請求項１または２に記載の画像形成装置。
4. 電圧制御用の第３のスイッチング素子を備え、商用電源と前記インバータの間に前記インバータに供給する電圧を変化させるための電圧制御手段を有し、
   前記制御部は、前記電流検出部の出力が前記閾値を超えた場合、前記第３のスイッチング素子を制御することで前記インバータに供給する電圧を変化させることを特徴とする請求項１乃至３のいずれか１項に記載の画像形成装置。
5. 電圧制御用の第３のスイッチング素子を備えた電圧制御手段を有し、
   前記電流検出部の出力が前記閾値を超えた場合、前記第３のスイッチング素子を非導通状態とし所定の時間をおいて再び導通状態とすることで、前記インバータに供給する電圧を変化させることを特徴とする請求項１乃至３のいずれか１項に記載の画像形成装置。
6. 電圧制御用の第３のスイッチング素子を備えた電圧制御手段を有し、
   前記電流検出部の出力が前記閾値を超えた場合、所定の時間、前記第３のスイッチング素子の所定の周期における導通期間と非導通期間の比を制御することで、前記インバータに供給する電圧を変化させることを特徴とする請求項１乃至３のいずれか１項に記載の画像形成装置。
7. 前記円筒状回転体の温度を検出する温度検出手段を有し、
   前記制御部は、前記電流検出部の出力が前記閾値を超えた場合、前記第３のスイッチング素子の導通期間を、前記温度検出手段の検出結果と予め設定した目標温度の差分に応じて決定することを特徴とする請求項４乃至６のいずれか１項に記載の画像形成装置。
8. 導電層を有する回転可能な円筒状回転体と、
   前記円筒状回転体の中空部に挿通され、前記円筒状回転体の長手方向に沿って配置された磁性芯材と、
   前記円筒状回転体の中空部に挿通され、前記磁性芯材の長手方向を中心軸として前記磁性芯材に巻かれた励磁コイルと、
   前記円筒状回転体に対向し、前記円筒状回転体と共にトナー画像を担持した記録材を挟持搬送するニップ部を形成する対向体と、
   前記ニップ部を加熱するために第１及び第２のスイッチング素子を備えたハーフブリッジ回路を有するインバータと、
   前記励磁コイルに流れる電流を検出する電流検出部と、
   前記電流が互いに逆方向の第１及び第２の方向にそれぞれ流れるとき、それぞれの閾値とそれぞれの前記電流検出部の出力とを比較し、第１及び第２の閾値判断信号を出力する閾値判断部と、
   前記第１及び第２の閾値判断信号を基に、導通期間を制御して前記第１及び第２のスイッチング素子を駆動する第１及び第２のゲート駆動信号を出力する制御部と、
   を有することを特徴とする画像加熱装置。
9. 前記対向体は加圧ローラであることを特徴とする請求項８に記載の画像加熱装置。