JP2019184355A - コアレス電流測定装置 - Google Patents

Abstract

【課題】磁気シールドの外部から磁気ノイズが及ぶ場合であっても電流検出の応答遅れが生じないコアレス電流測定装置を提供すること目的とする。【解決手段】電流経路３から発生する磁束を検知して検出信号を生起するコアレス磁気検知素子５２と、コアレス磁気検知素子５２の周囲に配置され外部からの磁束を遮蔽するシールド板５４と、コアレス磁気検知素子５２の出力端子５２１に生起した検出信号を伝送する検出信号伝送導体６２とを備え、シールド板５４はコアレス磁気検知素子５２を挟んで対峙する一方のシールド板部分５４ａと他方のシールド板部分５４ｂとを含む形態で配置され、検出信号伝送導体６２は、一方のシールド板部分５４ａと他方のシールド板部分５４ｂとのそれぞれの周囲に形成配置され巻回方向が逆方向である一方のコイル状導体部６６ａと他方のコイル状導体部６６ｂとを含むコアレス電流測定装置。【選択図】図２

Description

本発明は、コアレス電流測定装置に関し、特に、電動機を駆動するインバータの駆動出力電流の測定に適したコアレス電流測定装置に関する。

感磁素子を用いてカレントトランス等によらずに電流を測定可能な電流測定装置が知られている（例えば、特許文献１参照）。この種の電流測定装置は車両を駆動する電動機に供給する電流の測定にも用いられる。このような用途では、特に、応答遅れの無い測定が求められる。特許文献１の電流測定装置は、測定の応答性を高めるために、電流によって生起する磁界の変化により逆起電圧が生じるコイルを磁気シールド板のギャップに備えている。このコイルを感磁素子の検出出力を導出する導体に介挿させ、磁気シールド板の保磁力に起因する電流検出の応答遅れをコイルの逆起電圧を利用して改善している。

また、本出願人は、先に、ホール素子を用いたコアレス電流測定装置を提案した（例えば、特許文献２参照）。特許文献２における提案では、測定対象の電流路とは別の電流路の電流により生起する磁界に影響されてホール素子の検出出力が本来の測定対象電流の位相に対して遅延することを補償している。即ち、コアレス式の電流測定では磁気ノイズの影響を抑制するために磁気シールド板が用いられるが、磁気シールド板内を通る磁束の変化に起因して、電流の検出に位相遅れが生じる。特許文献２の技術では、ホール素子の出力端子に生起した検出信号を伝送する検出信号伝送導体中に磁気シールド板を囲むコイル状導体部を介挿する。このコイル状導体部に磁気シールド板の磁束の変化によって生起する逆起電圧を利用して測定対象電流に対する検出出力の位相遅れを改善している。

特開２０１３‐１７１０１３号公報 特許第５６３２０７８号公報

特許文献１や特許文献２における技術では、コイル状導体部に磁気シールドの外部から磁気ノイズが及ぶ場合には、コイル状導体部に生起する逆起電圧で測定対象となる電流の検出出力の遅れを補償しても、外部からの磁気ノイズに起因して電流の検出値に影響が生じるような場合には対処できない。

本発明は、上記事情に鑑みてなされものであり、コアレス磁気検知素子を用いて電流の測定を行うに際し、磁気シールドの外部から磁気ノイズが及ぶ場合であっても電流の検出値に影響が生じないコアレス電流測定装置を提供すること目的とする。

（１）電流経路（例えば、後述するバスバー３）から発生する磁束を検知して自己の出力端子（例えば、後述する検出出力端子５２１）に前記電流経路を流れる電流値に対応する検出信号を生起するコアレス磁気検知素子（例えば、後述するコアレス磁気検知素子５２）と、前記コアレス磁気検知素子の周囲に配置され前記コアレス磁気検知素子に対する外部からの磁束を遮蔽するシールド板（例えば、後述するシールド板５４）と、前記コアレス磁気検知素子の前記出力端子に生起した検出信号を伝送する検出信号伝送導体（例えば、後述する出力線６２）とを備えたコアレス電流測定装置であって、前記シールド板は前記コアレス磁気検知素子を挟んで対峙する一方のシールド板部分（例えば、後述する左シールド面部５４ａ）と他方のシールド板部分（例えば、後述する右シールド面部５４ｂ）とを含む形態で配置され、前記検出信号伝送導体は、前記一方のシールド板部分と前記他方のシールド板部分とのそれぞれの周囲に形成配置された一方のコイル状導体部（例えば、後述するターン配線６６ａ）と他方のコイル状導体部（例えば、後述するターン配線６６ｂ）とを含み、前記一方のコイル状導体部と前記他方のコイル状導体部とは巻回方向が逆方向であることを特徴とするコアレス電流測定装置。

（２）前記一方のコイル状導体部と前記他方のコイル状導体部とは、コイルの巻き数が等しいことを特徴とする（１）に記載のコアレス電流測定装置。

（３）前記コアレス磁気検知素子は、所定の電動機とこの電動機への電力供給態様を制御するインバータとを結ぶ給電導体に対応して配置されていることを特徴とする（１）又は（２）に記載のコアレス電流測定装置。

（１）のコアレス電流測定装置では、磁気シールドの外部から磁気ノイズが飛来した場合に、一方のコイル状導体部（ターン配線６６ａ）と他方のコイル状導体部（ターン配線６６ｂ）とは巻回方向が逆であるため、双方のコイル状導体部にそれぞれ生起する逆起電圧は位相が反転したものとなる。これら逆起電圧は一方のコイル状導体部と他方のコイル状導体部とを含む一連の検出信号伝送導体中で相互にキャンセルされる。このため、検出信号伝送導体の出力端側における電流検出出力は、外部からの磁気ノイズの影響が除去されたものとなる。

（２）のコアレス電流測定装置では、一方のコイル状導体部（ターン配線６６ａ）と他方のコイル状導体部（ターン配線６６ｂ）とは巻き数が等しいため、同じ磁気ノイズに対して振幅が等しく逆位相の逆起電圧が生起する。このため一方のコイル状導体部と他方のコイル状導体部とを電気的に直列に接続するだけの簡単な構成で、磁気ノイズによる影響が相殺される。

（３）のコアレス電流測定装置では、電動機とインバータとを結ぶ給電導体の電流検出に適用しているため、他相からの磁気ノイズが多く重畳する環境下でも、磁気ノイズの影響を効果的に除去して、高速回転域まで精度の高い電動機の制御が可能になる。

本発明の一実施形態としてのコアレス電流測定装置を搭載した電動車両の概略構成図である。 本実施形態のコアレス電流測定装置の構成を示す平面図である。 図２のコアレス電流測定装置のＡ−Ａ線における断面図である。 比較例としてのコアレス電流測定装置の構成を示す平面図である。 図４のコアレス電流測定装置のＢ−Ｂ線における断面図である。 本発明の一実施形態としてのコアレス電流測定装置を電動車両に搭載した場合の電流路（バスバー）周辺の概略構成を示す図である。

以下、本発明の一実施形態について、図面を参照しながら説明する。
図１は、本発明の一実施形態としてのコアレス電流測定装置を搭載した電動車両の概略構成図である。

車両Ｖは、二次電池Ｂと、電動発電機Ｍと、電力回路Ｐと、を備える。

二次電池Ｂは、化学エネルギを電気エネルギに変換する放電と、及び電気エネルギを化学エネルギに変換する充電との両方が可能な電池である。以下では、この二次電池Ｂとして、電極間をリチウムイオンが移動することで充放電を行う所謂リチウムイオン蓄電池を用いた場合について説明するが、二次電池Ｂはこれに限らない。

電動発電機Ｍは、主として車両Ｖが走行するための動力を発生する。電動発電機Ｍは図示しない駆動輪に接続されている。二次電池Ｂから電力回路Ｐを通して電動発電機Ｍに電力を供給することにより電動発電機Ｍで発生させたトルクは駆動輪に伝達され、駆動輪を回転させ、車両Ｖを走行させる。また電動発電機Ｍは、車両Ｖの減速回生時には発電機として作用する。電動発電機Ｍによって発電された回生電力は、二次電池Ｂに回収される。

電力回路Ｐは、二次電池Ｂと電動発電機Ｍとの間に設けられ、二次電池側電力線１、インバータ２及びバスバー３を含む。電力回路Ｐは、二次電池Ｂの電力を電動発電機Ｍに供給し、又、電動発電機Ｍによる回生電力を二次電池Ｂに回収させる。

二次電池側電力線１は二次電池Ｂとインバータ２とを結ぶ導体であり、二次電池Ｂの正極側にリレースイッチ１１が介挿されている。リレースイッチ１１は、車両Ｖが通常動作（力行又は回生）をする際に用いられるノーマルオープン型のオンオフスイッチである。

インバータ２はバスバー３を通して二次電池側電力線１（従って、二次電池Ｂ）と電動発電機Ｍとの電力の授受を制御する。インバータ２は、例えば、複数のスイッチング素子をブリッジ接続して構成されるブリッジ回路を備えた、パルス幅変調によるＰＷＭインバータであり、直流電力と交流電力とを変換する機能を備える。図示のインバータ２は、３相フルブリッジ型のものであり、二次電池Ｂからの直流を３相の交流に変換して電動発電機Ｍに供給し、又、電動発電機Ｍによる回生電力を直流電力に変換して二次電池Ｂに回収する。

インバータ２は、各上アームのスイッチング素子２１ｕ、２１ｖ、２１ｗと、各下アームのスイッチング素子２２ｕ、２２ｖ、２２ｗを有する。上アームのスイッチング素子２１ｕ、２１ｖ、２１ｗを、以下、適宜、「上アームスイッチング素子２１」と総称し、各下アームのスイッチング素子２２ｕ、２２ｖ、２２ｗを、適宜、「下アームスイッチング素子２２」と総称する。上アームスイッチング素子２１及び下アームスイッチング素子２２には図示しない逆並列ダイオードが接続される。

上アームスイッチング素子２１及び下アームスイッチング素子２２には電子制御ユニット４のゲートドライブ回路からの駆動信号が供給されて、電動発電機Ｍの運転態様が制御される。電子制御ユニット４（以下、「ＥＣＵ（Ｅｌｅｃｔｒｉｃａｌ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｕｎｉｔ）４」との略称を用いる）はマイクロコンピュータであり、車両Ｖのインバータ２の制御を含む種々の制御を担う。電力回路Ｐには、更に、二次電池Ｂとインバータ２の直流入出力側との間に図示しないＤＣ／ＤＣコンバータを設け、二次電池Ｂの出力電圧又はインバータ２の直流入出力側の電圧を昇圧又は降圧する構成をとることもできる。

バスバー３は、インバータ２の交流入出力側と電動発電機Ｍとを結ぶ導体であり、交流電力のｕ、ｖ、ｗの各相に対応する、バスバー３０ｕ、バスバー３０ｖ、バスバー３０ｗを含む。バスバー３０ｕ、３０ｖ、３０ｗは、上アームスイッチング素子２１ｕ、２１ｖ、２１ｗと下アームスイッチング素子２２ｕ、２２ｖ、２２ｗとの接続点２５ｕ、２５ｖ、２５ｗと、電動発電機Ｍとを結ぶ板状の導体である。電動発電機Ｍを回転させるに際し、インバータ２の上アームスイッチング素子２１及び下アームスイッチング素子２２をＥＣＵ４によって所要のタイミングでオンオフさせる。これによりバスバー３０ｕ、３０ｖ、３０ｗを流れる電流の向きやデューティ比が制御される。

本発明の実施形態では、バスバー３０ｕにコアレス電流測定装置５ｕが取り付けられ、バスバー３０ｖにコアレス電流測定装置５ｖが取り付けられ、バスバー３０ｗに、コアレス電流測定装置５ｗが取り付けられる。コアレス電流測定装置５ｕ、５ｖ、５ｗを以下、適宜、「コアレス電流測定装置５」と総称する。

電動発電機Ｍにはレゾルバ６が設けられる。レゾルバ６は、電動発電機Ｍの図示しない出力軸又は外ロータの回転角度である電気角を検出し、電気角の検出信号をＥＣＵ４に供給する。

ＥＣＵ４は、コアレス電流測定装置５からの検出出力をＡ／Ｄ変換してＥＣＵ４内部で検出電流値（バスバー電流Ｉｂ）として処理できるようにする。従って、コアレス電流測定装置５とＥＣＵ４の該当する機能部とでコアレス電流センサユニットを構成すると観念することもできる。

次に、図２及び図３を参照してコアレス電流測定装置５について説明する。
図２は、本実施形態のコアレス電流測定装置の構成を示す平面図である。
図３は、図２のコアレス電流測定装置のＡ−Ａ線における断面図である。
図２及び図３に示すように、コアレス電流測定装置５は、バスバー３と並行に配置されたプリント基板であるガラスエポキシ樹脂基板５１に設けられたコアレス磁気検知素子５２と、コアレス磁気検知素子５２を部分的に囲んで配されたシールド板５４とを含む。

コアレス磁気検知素子５２は、電流経路としてのバスバー３から発生する磁束を検知して自己の出力端子（後述する検出出力端子５２１）にバスバー３を流れる電流値に対応する検出信号Ｖｍを生起する。コアレス磁気検知素子５２の検出出力端子５２１に生起する検出信号Ｖｍは、ガラスエポキシ樹脂基板５１に設けられた検出信号伝送導体である出力線６２を通して出力される。

シールド板５４は、コアレス磁気検知素子５２の周囲に配置されコアレス磁気検知素子５２に対する外部からの磁束を遮蔽する。図２及び図３に示すように、シールド板５４は、バスバー３と並行な下シールド面部５４ｃと、下シールド面部５４ｃにそれぞれ垂直でコアレス磁気検知素子５２を挟んで対峙する部分である左シールド面部５４ａ及び右シールド面部５４ｂを含む形態で配置される。

詳細には、コアレス磁気検知素子５２は、バスバー３から発生する磁束Φ１を検知して電圧変換を行い、磁束Φ１に応じた電圧信号である検出信号Ｖｍを検出出力端子５２１とグランド端子５２０間に生起する。磁束Φ１はバスバー３を流れる電流であるバスバー電流Ｉｂ［Ａ］に比例する。このため、検出信号Ｖｍは、バスバー電流Ｉｂに対応する値を示す。検出信号Ｖｍは検出出力端子５２１から出力される。

コアレス磁気検知素子５２としては、例えば、ホール素子、磁気抵抗素子、ホール素子とアンプ回路を組み合わせたホールＩＣのいずれかを用いることができる。図示の例におけるコアレス磁気検知素子５２は、上述の検出出力端子５２１とグランド端子５２０を含む８つの外部端子を有するが、各個の端子についての詳細な説明は省略する。

シールド板５４は、コアレス磁気検知素子５２への外乱ノイズの入射を防止するものであり、それ自体はコアレス式の電流センサー等において一般的に用いられる。シールド板５４は、パーマロイ等の磁気を通し易い材質からなる。このため、コアレス磁気検知素子５２に向かう外乱ノイズ（磁気ノイズ）が発生しても、磁気ノイズは、大部分がシールド板５４の内部を通過する。このため、コアレス磁気検知素子５２に磁気ノイズは到達せず、コアレス磁気検知素子５２を磁気ノイズから保護することができる。

図２に示すように、プリント配線６０は、基板端部の端子部に「ＯＵＴ」と表記の出力線６２と、端子部に「ＧＮＤ」と表記のグランド線６４とを含む。出力線６２の一方の端部にはコアレス磁気検知素子５２の検出出力端子５２１が接続され、他方は基板端部の端子部に「ＯＵＴ」と表記の端子部をなしている。図２の出力線６２は、検出出力端子５２１の接続部と「ＯＵＴ」と表記の基板端部の端子部とが分かれて見えるが電気的には一連なりの導体であるため、２箇所に同一の符号を附している。一方、グランド線６４は多層化されたガラスエポキシ樹脂基板５１の内部又は裏面側を通るためその経路は直接視認されないが、コアレス磁気検知素子５２のグランド端子５２０にランド部５１０で接続されている。「ＯＵＴ」と表記の出力線６２及び「ＧＮＤ」と表記のグランド線６４はいずれもＥＣＵ４の入力端子に接続されている。ガラスエポキシ樹脂基板５１の導体パターンの交差部分では、スルーホール６８ａ及び６８ｂを介してガラスエポキシ樹脂基板５１内を通る迂回路が構成されて短絡が回避される。

本実施形態では、出力線６２は、コアレス磁気検知素子５２の検出出力端子５２１に生起した検出信号を伝送する検出信号伝送導体を構成している。上述のように、出力線６２は、コアレス磁気検知素子５２の検出出力端子５２１と、「ＯＵＴ」と表記の基板端部の端子部とを結ぶが、上記検出出力端子５２１側から上記「ＯＵＴ」側に到る方向に経路を辿る順に、ターン配線６６ｂ及び６６ａをこの順に含む。
ターン配線６６ｂは、シールド板５４の右シールド面部５４ｂの周囲を取り囲むコイル状に形成されたコイル状導体部である。図２の視座で、ターン配線６６ｂは、検出出力端子５２１から導出された導体パターンが、シールド板５４の右シールド面部５４ｂの周囲を反時計方向に廻って形成されている。
また、ターン配線６６ａは、シールド板５４の左シールド面部５４ａの周囲を取り囲むコイル状に形成されたコイル状導体部である。図２の視座で、ターン配線６６ａは、スルーホール６８ａを介してターン配線６６ｂの末端部分と結ばれ図示の右側から左側に延び出した接続導体パターン６８０の左端部分から、導体パターンが、シールド板５４の左シールド面部５４ａの周囲を時計方向に廻って形成されている。

ここで、図２及び図３に示すコアレス電流測定装置５のターン配線６６ａ及び６６ｂ周辺の電磁気学的現象について説明する。

本実施形態のコアレス電流測定装置５における電磁気学的現象を理解するために、先ず、コアレス電流測定装置５に対する比較例としてのコアレス電流測定装置５０について図４及び図５参照して説明する。
図４は比較例としてのコアレス電流測定装置の構成を示す平面図である。
図５は図４のコアレス電流測定装置のＢ−Ｂ線における断面図である。

比較例としてのコアレス電流測定装置５０（図４及び図５）の、本実施形態のコアレス電流測定装置５（図２及び図３）との相違点は、コアレス電流測定装置５が左シールド面部５４ａ及び右シールド面部５４ｂそれぞれに対応してターン配線６６ａ及び６６ｂを有しているのに対して、コアレス電流測定装置５０ではターン配線６６ａに相当する導体部を有しない点である。その他の構成については、図２及び図３を参照して説明したコアレス電流測定装置５と同様であり、対応部に同一の符号を附している。

図４及び図５において、比較例としてのコアレス電流測定装置５０は、右シールド面部５４ｂの周囲を取り囲むコイル状に形成されたコイル状導体部であるターン配線６６ｂを有する。このようなターン配線６６ｂの作用について説明するに当たり、先ず、ターン配線６６ｂを有しない場合の現象について説明する。

図４及び図５に示された磁束Φ１は、正方向（図４中、下側から上側に向かう方向）にバスバー電流Ｉｂを流した場合のコアレス電流測定装置５０周囲の磁束を示している。バスバー電流Ｉｂを流すと右ねじの法則より、バスバー３の周囲には、図５では時計回りの磁束Φ１が発生する。磁束Φ１は、図４では、ガラスエポキシ樹脂基板５１を正面から見込む視座で、シールド板５４の左シールド面部５４ａから右シールド面部５４ｂに向かう磁界が発生する。この磁束Φ１は、バスバー３周囲のシールド板５４を通る。

シールド板５４の右シールド面部５４ｂの内部には、磁束Φ１が発生する際、この磁束Φ１の変化を妨げる方向に渦電流Ｉｅｂが発生する。
この渦電流Ｉｅｂの発生により、シールド板５４の磁束Φ１の位相がバスバー電流Ｉｂの位相に対し若干遅相となる。このシールド板５４の磁束Φ１の位相遅れの影響を受けて、コアレス磁気検知素子５２の出力である検出信号Ｖｍの位相がバスバー電流Ｉｂの位相に対して遅延するという現象を生じる。

このようにコアレス磁気検知素子５２の出力である検出信号Ｖｍの位相がバスバー電流Ｉｂの位相に対して遅延するという現象は、バスバー電流Ｉｂを上述の正方向とは反対の負方向（図４中、上側から下側に向かう方向）に流した場合にも同様に生じる。

図４及び図５における、比較例としてのコアレス電流測定装置５０では、検出信号Ｖｍの位相がバスバー電流Ｉｂの位相に対して上述のように遅延するという現象に対処するためにターン配線６６ｂを設けている。ターン配線６６ｂは、図４の通り、コアレス磁気検知素子５２の検出出力端子５２１から導出されてシールド板５４の右シールド面部５４ｂの周囲を反時計方向に廻って出力線６２の「ＯＵＴ」と表記の端部に到るコイル状のパターンを有する。交流であるバスバー電流Ｉｂにより変化する磁束が右シールド面部５４ｂに生じる。図４及び図５に表記された磁束の向きは、バスバー電流Ｉｂの正の半サイクル期間におけるものである。この磁束の変化に対応して、ターン配線６６ｂには、レンツの法則に従い磁束の変化に抗する方向の電流を流す向きに逆起電圧Ｖｉｂが生起する。

このようにターン配線６６ｂに生じる逆起電圧Ｖｉｂは、コアレス磁気検知素子５２の検出出力端子５２１から出力線６２の「ＯＵＴ」と表記の端部に到る導体中で、検出出力端子５２１に生起した検出出力信号に対して重畳される。逆起電圧Ｖｉｂの位相は、バスバー電流Ｉｂに対するコアレス磁気検知素子５２の検出出力の遅延量の位相と逆相の関係にある。従って、ターン配線６６ｂ（に生じる）をコアレス磁気検知素子５２の検出出力に対して直列に介挿させる上述のような構成によって、コアレス磁気検知素子５２の検出出力の遅延を逆起電圧Ｖｉｂで補償することができる。
尚、ターン配線６６ｂにレンツの法則に従って流れる電流によって、図５に概念的に表記した通り、磁束Φ１を打ち消す方向の磁束Φ２が生じる。

比較例のコアレス電流測定装置５０について要約すれば次の通りである。
検出対象であるバスバー電流Ｉｂにより右シールド面部５４ｂに生起する渦電流Ｉｅｂに起因してコアレス電流測定装置５０周囲の磁束Φ１の位相が遅延する。
磁束Φ１の位相が遅延することによりコアレス磁気検知素子５２における検出信号Ｖｍが遅延する。
右シールド面部５４ｂ内部の磁束の変化によって検出信号Ｖｍの遅延に見合った逆起電圧Ｖｉｂがターン配線６６ｂに生起する。
この逆起電圧Ｖｉｂを検出信号Ｖｍに加算して遅延を相殺する。
即ち、検出信号Ｖｍの位相遅れに見合った大きさで向きが当該位相遅れを相殺する向きの逆起電圧Ｖｉｂを、検出信号Ｖｍに加算して、バスバー電流Ｉｂに対する検出信号Ｖｍの位相遅れを解消している。

比較例のコアレス電流測定装置５０における検出信号Ｖｍの遅延への対処は、ターン配線６６ｂに生起する逆起電圧Ｖｉｂの値が検出信号Ｖｍの遅延に略見合った値である場合に相応に功を奏する。しかしながら、ターン配線６６ｂに生起する逆起電圧Ｖｉｂの値が検出信号Ｖｍの遅延に略見合った値を逸脱する場合がある。即ち、ターン配線６６ｂの鎖交磁束が右シールド面部５４ｂ内の磁束に限られず、他の外部磁界などの磁気ノイズに影響される場合である。このような場合、比較例のコアレス電流測定装置５０では、検出信号Ｖｍに対して逆起電圧Ｖｉｂを一律に加算する構成であることから、検出対象であるバスバー電流Ｉｂに対する検出信号Ｖｍに磁気ノイズに起因するノイズが重畳してしまう場合もある。これは、比較例のコアレス電流測定装置５０における残された課題である。

図２及び図３の本実施形態のコアレス電流測定装置５では、比較例のコアレス電流測定装置５０における上述のような残された課題についても対処することができる。

説明を、図２及び図３に戻す。
図２及び図３のコアレス電流測定装置５では、左シールド面部５４ａ及び右シールド面部５４ｂそれぞれに対応して、ターン配線６６ａ及びターン配線６６ｂを有する。上述のように、ガラスエポキシ樹脂基板５１を正面から見込む視座で、ターン配線６６ｂは右シールド面部５４ｂに対して反時計方向に巻回され、一方、ターン配線６６ａは左シールド面部５４ａに対して時計方向に巻回される。また、ターン配線６６ａとターン配線６６ｂとは、検出信号伝送導体である出力線６２において、上述のようにガラスエポキシ樹脂基板５１端部の「ＯＵＴ」と表記の端部とコアレス磁気検知素子５２の検出出力端子５２１に接続された端部との間に電気的に直列に接続されている。このため、ターン配線６６ａとターン配線６６ｂとは、それらの巻回方向と接続関係に着目すれば、いわば「８」の字型に接続されている。

このようなコアレス電流測定装置５について、シールド板５４の右シールド面部５４ｂの周囲を取り囲むターン配線６６ｂの部分に着目すると、この部分での作用は、比較例のコアレス電流測定装置５０におけるターン配線６６ｂと同様である。
即ち、図２及び図３のターン配線６６ｂには、交流であるバスバー電流Ｉｂの変化に対して、レンツの法則に従い、磁束の変化に抗する方向の電流を流す向きに逆起電圧Ｖｉｂが生起する。

一方、左シールド面部５４ａ及びターン配線６６ａの部分に着目すると、この部分でも、上述のターン配線６６ｂに生起する逆起電圧とは同位相の逆起電圧Ｖｉｂが生起する。これは、ターン配線６６ａを通る（従って、左シールド面部５４ａを通る）磁束の方向がターン配線６６ｂにおける磁束の方向とは逆方向であるが、上述のとおりターン配線６６ａはターン配線６６ｂとは巻回方向も逆であるからである。

従って、上述のように、いわば「８」の字型に接続されているターン配線６６ａ及びターン配線６６ｂは、バスバー電流Ｉｂに起因してそれらに生起する逆起電圧については、和動的に作用して、バスバー電流Ｉｂの検出出力であるコアレス磁気検知素子５２の検出信号Ｖｍの遅延を効果的に補償する。

これに対し、ターン配線６６ａ及びターン配線６６ｂに対して同じ方向から外部磁気ノイズが飛来した場合には、双方のターン配線６６ａ及び６６ｂには逆位相の逆起電圧が生起する。上述のようにターン配線６６ａとターン配線６６ｂは電気的に直列に、検出信号伝送導体である出力線６２に介挿されている。従って、外部磁気ノイズに起因して双方のターン配線６６ａ及び６６ｂに生起する逆起電圧は相互にキャンセルし合う。結果的に、外部磁気ノイズの影響は、コアレス電流測定装置５における上記「ＧＮＤ」と「ＯＵＴ」間の検出出力には影響しなくなる。

上述のように、磁気ノイズが外部から飛来した際に、左シールド面部５４ａのターン配線６６ａと右シールド面部５４ｂのターン配線６６ｂとは巻回方向とが逆方向であることからそれらに生起する逆起電圧は、位相が反転しており、且つ、両ターン配線６６ａ及び６６ｂは直列に接続されているため差動的に作用し、結果的に相殺される。特に、ターン配線６６ａとターン配線６６ｂとは巻き数が等しいため、同じ外部磁気ノイズに対して振幅が等しく逆位相の逆起電圧が生起する。このため一方のコイル状導体部と他方のコイル状導体部とを電気的に直列に接続するだけの簡単な構成で、磁気ノイズによる影響が相殺される。

即ち、シールド板５４内を通る磁束の変化に起因するコアレス電流測定装置５の検出出力のバスバー電流Ｉｂに対する位相遅れは、上述した逆起電圧Ｖｉｂが和動的に作用して効果的に解消される。一方、外部から飛来する磁気ノイズに対しては、磁気ノイズによる逆起電圧が差動的に作用してこのような磁気ノイズの影響が抑制される。

図６は、本発明の一実施形態としてのコアレス電流測定装置を電動車両に搭載した場合の電流路（バスバー）周辺の概略構成を示す図である。
ここに、電動車両は、例えば、図１を参照して説明した車両Ｖである。図６に示すように、Ｕ相のバスバー３０ｕに対して、図２及び図３を参照して説明したようなＵ相対応のコアレス電流測定装置５ｕが設けられる。またＶ相のバスバー３０ｖに対して、Ｖ相対応のコアレス電流測定装置５ｖが設けられる。更に、Ｗ相のバスバー３０ｗに対して、Ｗ相対応のコアレス電流測定装置５ｗが設けられる。即ち、コアレス電流測定装置５ｕ、５ｖ、５ｗは、電動機である電動発電機Ｍとこの電動機への電力供給態様を制御するインバータ２とを結ぶ給電導体に対応して配置されている。

一般に、電動車両における車両駆動用の電動発電機の制御においては、インバータと電動発電機間で授受される電流の測定が、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の３相について各別に必要とされる。この場合、各相が相互に接近し電流路の間隔も狭いことから、他相から飛来する磁気ノイズの影響が無視できない。
これに対し、本実施形態のコアレス電流測定装置を適用すれば、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の各自相における電流の変化（即ち、磁束の変化）に起因するコアレス磁気検知素子による電流の測定における応答遅れが補償されるのみならず、他相やその他から飛来する外来ノイズについても、簡単な構成によってそれらによる影響を抑制することができる。

このため、インバータ２による電動発電機Ｍの制御を極めて高精度で行うことができる。同じ応答遅れ時間に対するインバータ２による相回転の回転角、従って、電動発電機Ｍの回転角は、高速回転になるほど大きい。本実施形態の、コアレス電流測定装置を適用すれば、このような観点からも、極めて高速回転の領域においても十分な精度で電動発電機Ｍの制御を行うことができる。

尚、発明者は種々実験及びシミュレーションを行う過程で、コアレス電流測定装置５ｕ、５ｖ、５ｗにおけるターン配線６６ａ及び６６ｂの巻き数は、１ターン乃至２ターン程であると、高速回転の領域まで電流検出における位相遅れが効果的に改善される場合があることを確認した。

本実施形態のコアレス電流測定装置によれば、以下の効果を奏する。
（１）左シールド面部５４ａ、右シールド面部５４ｂ、下シールド面部５４ｃを有する
シールド板５４の外部から磁気ノイズが飛来した場合に、ターン配線６６ａとターン配線６６ｂとは巻回方向が逆であるため、それらに生起する逆起電圧ＶｎａとＶｎｂは位相が反転したものとなる。逆起電圧Ｖｎａ、Ｖｎｂは双方のターン配線６６ａ、６６ｂを含む一連の検出信号伝送導体中で相互にキャンセルされる。このため、出力線（ＯＵＴ）６２における電流検出出力は、外部の磁気ノイズの影響が除去されたものとなる。

（２）のコアレス電流測定装置では、ターン配線６６ａとターン配線６６ｂとは巻き数が等しいため、同じ磁気ノイズに対して振幅が等しく逆位相の逆起電圧が生起する。このためターン配線６６ａとターン配線６６ｂとを電気的に直列に接続するだけの簡単な構成で、磁気ノイズによる影響が相殺される。

（３）のコアレス電流測定装置では、電動発電機Ｍとインバータ２とを結ぶバスバー３０ｕ，３０ｖ，３０ｗの電流検出に適用しているため、他相からの磁気ノイズが多く重畳する環境下でも、磁気ノイズの影響を効果的に除去して、高速回転域まで精度の高い電動機の制御が可能になる。

以上、本発明の一実施形態について説明したが、本発明はこれに限らない。本発明の趣旨の範囲内で、細部の構成を適宜変更してもよい。例えば、ガラスエポキシ樹脂基板に替えて、ポリイミド基板、ポリアミドイミド基板、アラミド基板等の絶縁性樹脂基板であるプリント基板を適用してもよい。

Ｂ…二次電池
Ｍ…電動発電機
Ｖ…車両
１…二次電池側電力線
２…インバータ
３，３０ｕ，３０ｖ，３０ｗ…バスバー
４…ＥＣＵ（電子制御ユニット）
５，５ｕ，５ｖ，５ｗ…コアレス電流測定装置
６…レゾルバ
５０…コアレス電流測定装置（比較例）
５１…ガラスエポキシ樹脂基板
５２…コアレス磁気検知素子
５４…シールド板
５４ａ…左シールド面部
５４ｂ…右シールド面部
５４ｃ…下シールド面部
６０…プリント配線
６２…出力線（検出信号伝送導体）
６４…グランド線
６６ａ，６６ｂ…ターン配線
５１０…ランド部
５２０…グランド端子
５２１…検出出力端子

Claims (3)

1. 電流経路から発生する磁束を検知して自己の出力端子に前記電流経路を流れる電流値に対応する検出信号を生起するコアレス磁気検知素子と、
   前記コアレス磁気検知素子の周囲に配置され前記コアレス磁気検知素子に対する外部からの磁束を遮蔽するシールド板と、
   前記コアレス磁気検知素子の前記出力端子に生起した検出信号を伝送する検出信号伝送導体と、
   を備えたコアレス電流測定装置であって、
   前記シールド板は前記コアレス磁気検知素子を挟んで対峙する一方のシールド板部分と他方のシールド板部分とを含む形態で配置され、
   前記検出信号伝送導体は、前記一方のシールド板部分と前記他方のシールド板部分とのそれぞれの周囲に形成配置された一方のコイル状導体部と他方のコイル状導体部とを含み、
   前記一方のコイル状導体部と前記他方のコイル状導体部とは巻回方向が逆方向であることを特徴とするコアレス電流測定装置。
2. 前記一方のコイル状導体部と前記他方のコイル状導体部とは、コイルの巻き数が等しいことを特徴とする請求項１に記載のコアレス電流測定装置。
3. 前記コアレス磁気検知素子は、所定の電動機とこの電動機への電力供給態様を制御するインバータとを結ぶ給電導体に対応して配置されていることを特徴とする請求項１又は２に記載のコアレス電流測定装置。

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