JP2019179790A

JP2019179790A - 高周波モジュール

Info

Publication number: JP2019179790A
Application number: JP2018066837A
Authority: JP
Inventors: 裕史濱田; Yasushi Hamada; 秀之野坂; Hideyuki Nosaka
Original assignee: Nippon Telegraph and Telephone Corp
Current assignee: Nippon Telegraph and Telephone Corp
Priority date: 2018-03-30
Filing date: 2018-03-30
Publication date: 2019-10-17
Also published as: US11490549B2; WO2019188113A1; US20200404816A1

Abstract

【課題】モジュール内共振とそれによる高周波回路の特性劣化を抑制することができる高周波モジュールを提供する。【解決手段】高周波モジュール（１）は、導体から形成されて内部空間を有する筐体（２０）と、前記筐体の前記内部空間に収容される高周波回路基板（１０）と、前記内部空間を規定する前記筐体の内壁のうち前記高周波回路基板と対向する内壁と前記高周波回路基板との間に設けられた抵抗体（３０）とを有する。【選択図】図４

Description

本発明は、高周波電気信号を扱うモジュール技術に関し、特に、導体から形成された筐体の内部空間に高周波回路基板を収容した高周波モジュールに関する。

高速光通信用電子回路やミリ波帯無線通信用電子回路などの高周波回路は、通常、金属製の筐体に実装された状態で使用される。このときに問題となるのが基板共振である。基板共振とは、高周波回路が形成されている半導体もしくは誘電体からなる基板の中に、高周波回路内を伝搬する電磁波が漏洩し、漏洩した電磁波が基板中を伝搬し、基板の厚さや長さ、および、筐体のサイズ等で決まる特定の周波数で共振をおこすなどして高周波回路本来の特性を損なう現象である。高周波回路が増幅回路であった場合には、基板共振により増幅回路の出力信号の一部が増幅回路の入力端子に入力され、増幅回路の発振などの不安定動作を引き起こす場合もある。

基板共振を抑制するための方法として、基板貫通ビアを使用する方法（非特許文献１）が知られている。これは、基板を貫通するビアを基板全体にわたり稠密に形成し、基板全体を等価的に金属とみなすことができるようにすることで、基板への電磁波の漏洩を防止して、基板共振を抑制する技術である。

しかしながら、１００ＧＨｚを超えるような極めて高い周波数においては、高周波回路基板だけではなく、高周波回路の表面と金属製の筐体の天井（すなわち、筐体の内壁で、高周波回路の表面に面している面）との間で電磁波の共振が発生することがある。このような「モジュール内共振」は、次に述べるようないくつかの理由により発生する。

第１には、１００ＧＨｚを超えるような周波数帯では、高周波回路を伝搬する電磁波は、高周波回路から放射され、空間を伝搬するモードへと結合することがある。これは、１００ＧＨｚ以上の周波数帯では、その波長が短いため、高周波信号の入出力パッド部や幅の広い伝送線路など、そのサイズが高周波信号の波長と同程度となり、これら伝送媒体がアンテナとしての機能も持ち始めることに起因する。
また、第２には、金属製の筐体のインターフェースである同軸線路あるいは導波管と高周波回路との接続部分における接続損失の一部も空間を伝搬するモードへと結合する。

これらの理由で空間に放射された電磁波が高周波回路基板の表面と筐体の天井との間の空隙を伝搬すると、これが、上述した基板共振と同様に、金属製の筐体のサイズ等で決まる特定の周波数で共振を生じ、または、増幅回路の入出力間を等価的に接続する等の現象をまねき、高周波回路の本来の特性を損なう原因となる。

Hiroshi Hamada et al., "300-GHz band 20-Gbps ASK transmitter module based on InP-HEMT MMICs," IEEE Compound Semiconductor Integrated Circuit Symposium (CSICS), Oct. 2015.

そこで、本発明は、上述したモジュール内共振とそれによる高周波回路の特性劣化を抑制することができる高周波モジュールを提供することを目的とする。

上述した目的を達成するために、本発明に係る高周波モジュールは、導体から形成されて、内部空間を有する筐体（２０）と、前記筐体の前記内部空間に収容される高周波回路基板（１０）と、前記内部空間を規定する前記筐体の内壁のうち前記高周波回路基板と対向する内壁と前記高周波回路基板との間に設けられた抵抗体（３０）とを有する。

本発明に係る高周波モジュールは、前記高周波回路基板と前記抵抗体との間に空隙（４０）を有していてもよい。

このとき、前記高周波回路基板（１０）は、前記抵抗体と対向する面上に形成された導体箔（１１、１２）を含む伝送線路を有し、前記伝送線路の寸法は、前記伝送線路の損失の設計目標値をα、前記伝送線路の幅をＷＴ、前記抵抗体の抵抗率をρ、前記伝送線路の導波方向に垂直な面における電界分布をＥ（ｘ，ｙ）、二重積分を前記電界分布Ｅ（ｘ，ｙ）の前記伝送線路の導波方向に垂直な面における面積分とすると、下記の式を満たすようにしてもよい。

このとき、前記伝送線路は、前記高周波回路基板の前記面上に形成された、線状の空隙部を有する第１導体箔（１１）と、前記空隙部の中央に形成された線状の第２導体箔（１２）とからなるコプレーナ線路であってもよい。

本発明によれば、筐体の高周波回路基板と対向する内壁と高周波回路基板との間に設けられた抵抗体（３０）が、電磁波吸収体として作用し、高周波回路基板とこの高周波回路基板と対向する筐体の内壁との間の空間を伝播する電磁波を抑制するので、モジュール内共振とそれによる高周波回路の特性劣化を抑制することができる。

図１は、モジュール内共振を説明するための図である。図２は、筐体の内部空間の幅とモジュール内のTE10モードの伝搬の関係を示す図である。図３は、高周波モジュールの一構成例を説明する概念図である。図４は、本発明の実施の形態に係る高周波モジュールの一構成例を示す概念図である。図５は、本実施の形態に係る高周波モジュールの一構成例を説明する図である。図６は、抵抗体の厚さと筐体内を伝播するＴＥ１０モードの減衰量との関係を示す図である。図７は、本実施の形態に係る高周波モジュールにおいて高周波回路基板にコプレーナ線路を配置した場合を説明する図である。図８は、３００ＧＨｚにおけるコプレーナ線路伝搬損失とコプレーナ線路の全幅との関係を示す図である。図９は、コプレーナ線路の電界分布を示す図である。

以下に、本発明の原理と本発明の実施の形態について図面を参照して説明する。

［本発明の原理］
まず、図１乃至図３を参照して、本発明の原理について説明する。
図１は、高周波回路が形成されている基板（高周波集積回路基板。以下、単に「高周波回路基板」ということがある。）１０が金属製の筐体に実装された高周波モジュール（以下、単に「モジュール」ということがある。）１００の計算モデルを示している。図１においては、高周波回路基板１０と金属製の筐体の内部空間とが図示されており、筐体自体は省略されている。

図１に示す計算モデルにおいては、高周波回路基板１０の長さおよび幅はそれぞれ２０００μｍとし、厚さは５０μｍとした。高周波回路基板１０がＩｎＰから形成されている場合を仮定し、高周波回路基板１０の誘電率は１２．３とした。また、高周波回路基板１０の上面とモジュールの天井２０ａとの間の空隙は１００μｍとした。また、高周波回路基板１０とモジュール壁面とは、天井部を除いて空隙なく接触しているものと仮定した。

さらに、図１に示す計算モデルにおいては、簡単のために、高周波回路基板１０の上面（高周波回路が形成されている面）はすべて金属でおおわれていると仮定した。これは、基板上面にグランドメタルを備えるコプレーナ線路（ＣＰＷ）を用いる場合や、基板上面に形成された多層配線の一部をグランドメタルとして用いる薄膜マイクロストリップ線路（ＴＦＭＳ）を用いる場合など、高周波回路においてよく用いられる構成を想定したものである。コプレーナ線路や薄膜マイクロストリップ線路は、高周波集積回路においてよく用いられる伝送路であり、これらの伝送路では、基板上面の大部分をグランドメタルが占めることを想定したもので、上記の仮定は妥当なものである。また、この計算で用いる金属は導電率が無限大の理想導体とした。

上述した計算モデルを用いて、図１に示すように、モジュール１００の１対の互いに対向する面にそれぞれ信号ポートＡ、Ｂを設定し、ポートＡからポートＢへの通過特性（Ｓ２１）を計算した。このＳ２１が大きな値を持つ場合には、電磁波がモジュール内の空隙を伝搬するモードが存在している、ということになる。
モジュール内の空隙は、周りが金属で覆われているため、周波数の高い信号に対しては導波管として働く。したがって、導波管の場合に最も低い周波数から伝搬可能となるＴＥ１０モードがモジュール内共振の主要な伝搬モードとなる。このＴＥ０１モードは、図１に示すように、電解が高周波回路基板１０の面に垂直な方向となるモードである。

図２に、図１の計算モデルにおいて計算されたＴＥ１０モードのＳ２１を示す。ここで、高周波回路基板１０の幅Ｗを５００μｍ、１０００μｍ、１５００μｍ、２０００μｍとした場合のそれぞれに対してＳ２１を計算した。

図２によれば、それぞれの幅Ｗに対し、カットオフ周波数以上でＳ２１が０ｄＢ、すなわち通過損失０で伝搬し始めることが判る。これは、一般的な導波管を伝わるＴＥ１０モードと同様の性質であり、上述のように空隙が導波管と等価な働きをしていることが判る。また、モジュールの幅（このモデルにおいては基板幅と同じ値）が大きくなるとともに、カットオフ周波数が低下し、より低い周波数においてもモジュール内共振が生じることが判る。また、図２より、Ｓ２１を低減してモジュール内共振を回避するためには、モジュールの空隙の幅を狭くすることが効果的であることがわかる。

しかしながら、一般に、高周波回路基板のチップ幅は１ｍｍ以上であり、また、図３に示すように、高周波回路基板１０の周辺には、内装基板５１やＤＣ基板やチップコンデンサ等の周辺部品５４、さらにはそれらを接続するワイヤ５２、５３、５５を配置するための空間が必要となるため、実際には高周波回路基板１０のチップ幅が１ｍｍであっても、高周波回路基板１０のまわりの空隙の幅は１ｍｍよりも必ず大きくなる。そのため、モジュールの空隙幅を小さくしてＴＥ１０モードをカットオフにする手法には限界がある。特に、図２によれば、３００ＧＨｚ以上周波数帯でＴＥ１０モードをカットオフにしようとすると、空隙幅を５００μｍ以下と極めて小さくする必要があり、実際の高周波回路のチップ幅が１ｍｍ以上あることを考慮すれば、３００ＧＨｚ以上の周波数帯においては事実上ＴＥ１０モードをカットオフにすることが不可能であることが判る。

そこで、本発明においては、ＴＥ１０モードをカットオフにするのではなく、ＴＥ１０モードに損失を与えることでＴＥ１０モードの伝搬を抑制するものである。

［実施の形態］
図４に本発明の実施の形態に係る高周波モジュールの一構成例を示す。
本実施の形態に係る高周波モジュール１は、導体から形成されて、内部空間を有する筐体２０と、筐体２０の内部空間に収容される高周波回路基板１０とを有する高周波モジュールであって、内部空間を規定する筐体２０の内壁のうち高周波回路基板１０と対向する内壁とこの高周波回路基板１０との間に抵抗体３０が設けられている。

ここで、高周波回路基板１０は、ＩｎＰ等の半導体材料からなり、その基板の上や内部に金等の導体箔が設けられ、伝送路を形成している。
また、筐体２０は、銅やアルミニウム等の金属、すなわち導体からなり、略立法体の内部空間を形成している。この筐体２０の内部空間には、高周波回路基板１０の他に、内装基板５１やＤＣ基板やチップコンデンサ等の周辺部品５４が配置され、ワイヤ５２、５３によって互いに接続されている。また、筐体２０の側壁には、同軸コネクタ５０の取付口やＤＣ端子５６が設けられている。同軸コネクタ５０およびＤＣ端子５６は、直接またはワイヤ５５によって、それぞれ内装基板５１および周辺部品５４に接続されている。

また、抵抗体３０は、電磁波吸収体からなる板状の部材である。抵抗体３０としては、例えば、導電性Ｓｉ基板を用いることができる。
抵抗体３０は、筐体２０の内部空間内に、高周波回路基板１０から離間して設けられる。抵抗体３０は、高周波回路基板１０とこの高周波回路基板１０と対向する筐体２０の内壁との間に配設されればよいが、本実施の形態においては、モジュール１の空隙部の天井、すなわち、筐体２０の高周波回路基板１０と対向する内壁面に抵抗体３０を装荷する。

筐体２０の内部空間の高周波回路基板１０と対向する天井（内壁面）２０ａは、金属でできているため、同電位である。同電位の面に抵抗体３０を配置しても、一般的にはそこを伝搬する信号に損失を与えることはできない。しかしながら、伝搬する信号がＴＥ１０モードの場合には、電界が天井と垂直な向きであるため（図１を参照。）、抵抗体３０が有限な厚さを持っている場合には、抵抗体３０の天井２０ａと接する面と高周波回路基板１０と対向する面との間に電位差が生じ、ＴＥ１０モードにジュール損失を与えることが出来る。結果として、空隙を伝搬するＴＥ１０モードを減衰させ、モジュール内共振を抑制することが出来るのである。
このように抵抗体３０を設けることで、筐体２０内部の空隙を伝搬するＴＥ１０モードに伝搬損失を与え、モジュール内共振を抑制することが出来る。

次に、本実施の形態に係るモジュール１として、３００ＧＨｚ帯モジュールの天井に抵抗体３０を配置した場合を想定したシミュレーションについて説明する。
図５は、計算モデルを説明する図であり、図６は、シミュレーション結果を示す図である。

図５に示すように、このシミュレーションに用いた計算モデルにおいては、図１に示した計算モデルと同様に、高周波回路基板１０の材料をＩｎＰとして、その誘電率を１２．３とした。また、簡単のために、高周波回路基板１０の上面は理想導体によって覆われているとした。また、高周波回路基板１０と筐体２０の天井２０ａとの距離は１５０μｍとし、空隙の幅は２０００μｍとした。抵抗体３０としては、導電性Ｓｉ基板を用いるものと仮定して、抵抗率０．０１Ωｃｍ、誘電率１１．９とし、厚さＴμｍをパラメータとした。

図１と同様に、高周波モジュール１の一対の互いに対向する面に信号ポートＡ、Ｂを設定し、ポートＡからポートＢへの通過特性（Ｓ２１）を算出してＴＥ１０モードの減衰量を計算した。
図６にその計算結果を示す。この結果から、抵抗体３０の厚さを１００μｍ以上にすることで、２５０ＧＨｚから３５０ＧＨｚの周波数帯において、ＴＥ１０モードの減衰量を１０ｄＢ以上とることができることがわかる。モジュール内共振はＴＥ１０モードがモジュール内壁で反射され定在波を生じることが原因と考えられるから、抵抗体３０の厚さＴを１００μｍ以上にすることで、ＴＥ１０モードが内壁に一回反射されてもどってくるまでの往復の減衰量を２０ｄＢ以上取れることがわかる。

本発明においては、筐体２０の天井２０ａの壁面に付加した抵抗体が、高周波回路に悪影響を及ぼさないように設計することが重要となる。すなわち、高周波回路への悪影響として、抵抗体３０による電波吸収効果によって高周波回路内に形成された伝送線路の伝搬損失が大きくなる副作用が想定される。特に、図７に示すように、伝送線路として、高周波回路基板１０の面上に形成された線状の空隙部を有する第１導体箔１１と、この空隙部の中央に形成された線状の第２導体箔１２とからなるコプレーナ線路を用いた場合は、高周波回路基板１０の上面への電界染み出しが大きいため、抵抗体３０の影響を受けやすいことが想定される。

この効果を定量的に評価するために、図７に示す計算モデルによってコプレーナ線路の伝搬損失を計算した。図７に示す計算モデルは、高周波回路基板１０、筐体２０、抵抗体３０の寸法及び物性値は、図５に示した計算モデルと同一とした。図７に示す計算モデルにおいては、高周波回路基板１０上に全幅（第２導体箔１２の線路幅と、この第２導体箔とグランドとなる第１導体箔との間のギャップ幅とを合わせた値）ＷＴのコプレーナ線路を形成し、全幅ＷＴを変化させたときの３００ＧＨｚにおける伝搬損失［ｄＢ／ｍｍ］を電磁界解析により算出した。このとき、コプレーナ線路は理想金属で形成されるとし、金属厚さは１μｍとした。また、コプレーナ線路の線路幅、ギャップ幅はともにＷＴ／３とした。

図８に、図７に示す計算モデルによるコプレーナ線路の伝搬損の計算結果を示す。
図８によれば、コプレーナ線路の全幅が２００μｍを超えると伝搬損失が１ｄＢ／ｍｍを超えることがわかる。

一般に、コプレーナ線路は、全幅が大きくなるほど伝搬損失は小さくなる。これは、信号線路幅が増大することで、単位長さあたりの導体損失が低下するからである。しかしながら、図８に示す結果は、これに反して、全幅が大きくなるほど伝送損失も大きくなることを示している。この理由は、全幅が大きくなると、図９に示すように、基板１０の上面へ放出される電界Ｅの一部が抵抗体３０に染み出す「電界染み出し」Ｅ_ABSが増加して、コプレーナ線路を伝搬するモードの、基板上面の抵抗体の中を伝搬する割合が増加することにあると考えられる。

したがって、単に高周波回路基板１０に対向する天井（内壁面）２０ａに抵抗体３０を配置するだけでなく、配置した抵抗体３０が高周波回路基板１０の高周波回路に影響を与えないような高周波回路側の設計も重要となる。回路設計後に、図８のように電磁界解析を行ってその損失を調査するのは手間がかかるから、あらかじめ、使用できる全幅の最大値を決定しておくための設計論が非常に重要である。以下にその設計論を述べる。

伝搬損失は、上述したように、高周波回路基板１０の上方に位置する抵抗体３０への電界染み出しＥ_ABSにより発生する（図９参照。）。そこで、全体の電界分布に占める電界染み出し量から伝搬損失を計算することができる。今、抵抗体の抵抗率をρ［Ωｍｍ］とする。伝搬損失は、下記（１）式で表されるように、全体の電界分布Ｅと、抵抗体３０において吸収される電界、すなわち、抵抗体３０に染み出した量Ｅ_ABSに抵抗率ρを乗じた値との割合となる。

ここで、分母の二重積分は、図９に示したコプレーナ線路断面の、計算領域全体でのモードのエネルギーの総和をあらわし、分子の二重積分は、図９に示したコプレーナ線路断面の、抵抗体と交わる部分（Ｅ_ABS）を伝搬するモードのエネルギーを表している。
ここで、電界分布Ｅは、コプレーナ線路の全幅ＷＴを変化させると変わるから、全幅ＷＴの関数Ｅ（ＷＴ）と表すことができるから、図９に示すように、高周波回路基板１０から抵抗体３０までの距離をＨ_ABSとした場合、伝搬損失をα［ｄＢ／ｍ］以下に抑えた設計をしたいとすれば、下記の式（２）を満足するようにあらかじめコプレーナ線路の全幅ＷＴを決めておけばよい。

上述したように、コプレーナ線路の全幅ＷＴを増やすと抵抗体３０への電界染み出しＥ_ABSは増えるから、式（２）の左辺は全幅ＷＴの単調増加関数である。したがって、式（２）を満たす全幅ＷＴには上限ＷＴｕが存在する。式（２）は二次元の計算だから、図８の計算で用いたような三次元の計算は必要なく、短時間で計算することが出来る。
そこで、あらかじめ図６に示すような、通過特性（Ｓ２１）と抵抗体３０の厚さＴとの関係から必要となる抵抗体３０の厚さを計算しておき、その厚さにおいて、全幅ＷＴをパラメータとして式（２）の左辺を計算し、式（２）を満たす全幅ＷＴの上限ＷＴｕを決定しておけばよい。

高周波回路を設計する際には、このように決定した全幅ＷＴの上限ＷＴｕを超えない範囲のコプレーナ線路を用いて設計すれば、抵抗体の影響を小さくした設計を実施できる。特に、パワーアンプ等の出力電力を大きくするために出力段の損失を低減する必要のある回路では、出力段の損失を低減するために広幅のコプレーナ線路を用いることが多いため、抵抗体の影響をうけやすい。出力段の低損失設計を行うためには、回路設計の段階で全幅ＷＴの上限ＷＴｕを把握しておくことで、抵抗体の影響を抑制したより精度の高いパワーアンプ設計が可能となる。

上記の議論は、コプレーナ線路ではなくマイクロストリップ線路を用いる場合にも全く同様に適用できることはいうまでもない。

本発明は、高周波電気信号を扱う高周波モジュールに利用することができる。

１、１００…高周波モジュール（モジュール）、１０…高周波回路基板、１１…第１導体箔、１２…第２導体箔、２０…筐体、２０ａ…天井、３０…抵抗体、４０…空隙、５０…同軸コネクタ、５１…内装基板、５２、５３、５５…ワイヤ、５４…周辺部品、５６…ＤＣ端子。

Claims

導体から形成されて、内部空間を有する筐体と、
前記筐体の前記内部空間に収容される高周波集積回路基板と、
前記内部空間を規定する前記筐体の内壁のうち前記高周波集積回路基板と対向する内壁と前記高周波集積回路基板との間に設けられた抵抗体と
を有する高周波モジュール。
請求項１に記載された高周波モジュールにおいて、
前記高周波集積回路基板と前記抵抗体との間に空隙を有する
ことを特徴とする高周波モジュール。
請求項２に記載された高周波モジュールにおいて、
前記高周波集積回路基板は、前記抵抗体と対向する面上に形成された導体箔を含む伝送線路を有し、
前記伝送線路の寸法は、前記伝送線路の損失の設計目標値をα、前記伝送線路の幅をＷＴ、前記抵抗体の抵抗率をρ、前記伝送線路の導波方向に垂直な面における電界分布をＥ（ｘ，ｙ）、二重積分を前記電界分布Ｅ（ｘ，ｙ）の前記伝送線路の導波方向に垂直な面における面積分とすると、下記の式を満たすことを特徴とする高周波モジュール。
請求項３に記載された高周波モジュールにおいて、
前記伝送線路は、前記高周波集積回路基板の前記面上に形成された、線状の空隙部を有する第１導体箔と、前記空隙部の中央に形成された線状の第２導体箔とからなるコプレーナ線路であることを特徴とする高周波モジュール。