JP2019106843A - 電力変換装置 - Google Patents

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Abstract

【課題】実際の負荷のインピーダンス特性に適応して好適な制御を実現できる電力変換装置を提供する。【解決手段】電力変換装置１００は、直流電源１からの直流電力を交流電力に変換するインバータ部３と、インバータ部を制御するための制御信号を生成する制御部１０とを備える。制御部は、系統６に外乱信号を注入し、外乱信号が注入された負荷からの電圧信号に基づき負荷のインピーダンスの推定値を求めるインピーダンス推定部１４と、インピーダンスの推定値に基づき制御パラメータが設定され、制御パラメータにしたがい、出力電流信号を補正するインピーダンス補償器部１３と、制御目標値を示す指令値を出力する指令値部１２と、指令値部からの指令値と、インピーダンス補償器部からの電流信号とに基づき制御信号を生成する制御補償器部１１と、を含む。【選択図】図２

Description

本発明は、直流電力を交流電力に変換して出力する電力変換装置に関する。
太陽電池で発電された直流電力を交流電力に変換する電力変換装置がある。例えば、特許文献１は、直流電源から出力された電力を電力系統に出力する系統連系システムにおける電力制御装置を開示する。特許文献１の電力制御装置は、電力系統のインピーダンスを測定する測定手段と、測定したインピーダンスに基づいて、電力系統へ出力する電力に関する制御パラメータを設定する設定手段と、制御パラメータを用いて電力系統へ出力する電力を制御する制御手段と、を備える。この構成により、系統連系システムにおいて、系統電圧の上昇を確実かつ安定的に抑制すると共に発電効率や利用率を高めている。
特開２００５−３４１６８０号公報
一般に、電力変換装置は、配線を介して系統（具体的には、柱上トランス）に接続される。この配線はインピーダンス（以下「系統インピーダンス」という）を有する。系統に連系した電力変換装置において安定した制御を行うためには、この系統インピーダンスを考慮して制御パラメータを設定する必要がある。しかし、系統インピーダンスの値は、配線の長さにより変化し、電力変換装置の設置環境に応じて異なった値となる。
電力変換装置の設計時において、将来の設置環境での系統インピーダンスの値を事前に知ることは困難である。このため、従来、系統インピーダンスに応じて制御が不安定となることを懸念し、電力変換装置の設計において、交流出力電圧の平滑用インダクタのインダクタンス値を、想定されるインピーダンスの最大値を考慮してマージンを持たせて設計していた。このことは電力変換装置の部品の大型化や高コスト化の要因となっていた。
本発明は、上記課題を鑑みてなされたものであり、実際の負荷の特性（インピーダンス）に適応して好適な制御を実現できる電力変換装置を提供する。
本発明の一態様に係る電力変換装置は、直流電源からの直流電力を交流電力に変換して負荷に出力する電力変換装置であって、前記直流電源からの直流電力を交流電力に変換するインバータ部と、前記負荷の電圧を検出して電圧信号を生成する電圧検出部と、前記インバータ部の出力電流を検出して電流信号を生成する電流検出部と、前記インバータ部を制御するための制御信号を生成する制御部と、を備える。前記制御部は、前記負荷に外乱信号を注入し、前記外乱信号が注入された負荷からの電圧信号に基づき前記負荷のインピーダンスの推定値を求めるインピーダンス推定部と、前記インピーダンスの推定値に基づき制御パラメータが設定され、前記制御パラメータにしたがい前記電流信号を補正するインピーダンス補償器部と、制御目標値を示す指令値を生成する指令値生成部と、前記指令値生成部からの指令値と、前記インピーダンス補償器部からの電流信号とに基づき前記制御信号を生成する制御補償器部と、を含む。
本発明によれば、負荷のインピーダンスの推定値を求め、その推定値に基づき制御パラメータを設定する。このため、負荷の特性に適応したインピーダンス補償が実現でき、負荷の特性に適応した負荷の好適な制御を実現できる。
本発明に係る電力変換装置の適用例を示す図。 実施の形態に係る系統連系インバータ（電力変換装置の一例）のハードウェア構成例を示す図。 系統連系インバータにおけるインピーダンス推定部の構成例を示す図。 系統連系インバータにおける制御パラメータ設定動作のシーケンスを示す図。 系統連系インバータから出力される外乱信号の波形の一例を示す図。 外乱信号に対する応答信号から求めた外乱波形増幅率の周波数に対する変化の例を示す図。 実測した共振周波数(fc)から系統インピーダンス(LineLz)を算出する方法を説明するための図。 実測した共振周波数(fc)と系統インピーダンス(LineLz)の関係を示す図。 インピーダンス推定のシミュレーション結果を示す図。 変形例１に係る系統連系インバータにおいてインピーダンス抑制補償器部にノッチフィルタを適用した構成例を示す図。 系統連系インバータにおけるノッチフィルタがある場合とない場合におけるボード線図。 変形例２に係る系統連系インバータにおいてインピーダンス抑制補償器部に位相進み補償器を適用した構成例を示す図。 変形例３に係る系統連系インバータにおいてインピーダンス抑制補償器部にオブザーバを適用した構成例を示す図。 変形例４に係る系統連系インバータにおけるインピーダンス推定部のハードウェア構成例を示す図。 変形例５に係る系統連系インバータのハードウェア構成例を示す図。
以下、本発明の一側面に係る実施の形態を添付の図面に基づいて説明する。
§１ 適用例
図１を用いて、本発明の電力変換装置が適用される場面の一例について説明する。図１は、本発明の電力変換装置が系統連系インバータ１００に適用された例を模式的に示した図である。系統連系インバータ１００は、配線５２０を介して柱上トランス５００に接続されている。系統連系インバータ１００は、太陽電池３００で発電された直流電力を交流電力に変換して系統へ供給する。系統連系インバータ１００は、系統連系インバータ１００から柱上トランス５００までの配線５２０のインピーダンスである系統インピーダンス(特にインダクタ成分（LineLz)）を推定し、推定した系統インピーダンスに基づき制御系が安定になるように制御パラメータを設定する。ここで、制御パラメータとは、系統連系インバータ１００の動作特性を制御するための設定値である。
具体的には、系統連系インバータ１００は系統５００へ外乱（外乱信号）を注入し、外乱に対する応答を系統５００から受け、その応答に基づき系統インピーダンス(LineLz)を推定し、推定した系統インピーダンスに基づき制御系が安定になるように、インピーダンス補償に関する制御パラメータを設定する。これにより、系統連系インバータ１００の設置場所の条件に応じた適切なインピーダンス補償を実現でき、安定した制御が可能となる。また、系統連系インバータ１００の設置環境において推定（測定）した系統インピーダンスを用いて制御パラメータを設定するため、予め余裕を持たせて大きな部品を用いて設計する必要がなく、部品の小型化、ローコスト化が実現できる。
以下の説明では、本発明に係る電力変換装置の一例として系統連系インバータを説明するが、本発明に係る電力変換装置は、系統連系インバータに限定されるものではなく、無停電電源装置（ＵＰＳ）、自立インバータ、サーボ制御装置およびモータ制御装置のそれぞれにおいて使用されるインバータ回路に対しても適用することができる。すなわち、本発明に係る電力変換装置は、直流電力を交流電力に変換して負荷（制御対象）に供給する様々な装置に対して広く適用することができる。例えば、モータ（負荷）を制御するモータ制御装置のインバータ回路に本発明の電力変換装置を適用して、モータのインピーダンスを推定し、推定したインピーダンス値に基づき、インピーダンス補償に関する制御パラメータを設定してもよい。
§２ 構成例
２．１ ハードウェア構成
２．１．１ 系統連系インバータ
図２を用いて、本発明に係る電力変換装置の一つの実施の形態である系統連系インバータ１００のハードウェア構成の一例について説明する。図２は、系統連系インバータ１００のハードウェア構成の一例を模式的に示した図である。系統連系インバータ１００は直流電源１からの直流電力を交流電力に変換して系統６へ出力する装置である。ここで、直流電源１は直流電圧を出力する電源であり、例えば、太陽電池、燃料電池である。
図２の例では、系統連系インバータ１００は、コンデンサ２と、インバータ回路３と、ＬＣフィルタ回路４と、電流検出部７と、電圧検出部８と、ＰＷＭ波形生成部９と、制御部１０とを備える。
コンデンサ２は、直流電源１からの直流電圧を平滑化する。インバータ回路３は、コンデンサ２を介して入力した直流電圧を所望の周波数、電圧を有する交流電圧に変換する回路である。インバータ回路３は、スイッチング素子のフルブリッジ回路を含む。ＬＣフィルタ回路４はインダクタとコンデンサを含む。ＬＣフィルタ回路４は、インバータ回路３から出力されるパルス状の波形を正弦波状の波形に整形する機能を有する。系統連系インバータ１００は、ＬＣフィルタ回路４を介して系統６と連係し、系統６に電力を出力する。
図２において、系統連系インバータ１００と系統６（具体的には、柱上トランス）の間の導線経路のインピーダンスを系統インピーダンス５として示している。系統インピーダンス５はインダクタ成分と抵抗成分とを含む。なお、本実施の形態では、系統インピーダンス５の虚部の成分としては、容量成分は無視できるほど小さいと考え、インダクタ成分のみを考慮しているが、系統インピーダンスの虚部に容量成分を含めても良い。
電圧検出部８は、系統６の電圧を検出し、検出した電圧値を示す電圧信号を出力する。電流検出部７は、系統連系インバータ１００の出力電流を検出し、出力電流の値を示す電流信号を出力する。
ＰＷＭ波形生成部９は、制御部１０からの制御信号に基づき、インバータ回路３の各スイッチング素子を駆動するためのＰＷＭ（Pulse Width Modulation）信号を生成し、インバータ回路３に出力する。
インバータ回路３は、コンデンサ２で平滑された直流電圧を交流電圧に変換し、ＬＣフィルタ回路４を介して系統６へ出力する。
制御部１０は、電流検出部７からの電流信号および電圧検出部８からの電圧信号に基づき、系統連系インバータ１００の出力電流が制御目標値になるようにインバータ回路３を制御するための制御信号を生成する。制御部１０は、制御補償器部１１と、指令値生成部１２と、インピーダンス抑制補償器部１３と、インピーダンス推定部１４と、切替スイッチ１５と、減算器３１と、加算器３２とを備える。制御部１０は、ＣＰＵ（Central Processing Unit）、ＲＡＭ（Random Access Memory）、ＲＯＭ（Read Only Memory）等を含み、情報処理に応じて各構成要素の制御を行う。制御部１０で実行されるプログラムは、ネットワークを介してまたは光ディスクやメモリカードのような記録媒体を介して提供されてもよい。また、制御部１０は、所定の機能を実現するために専用に設計された半導体素子（ＦＰＧＡ、ＡＳＩＣ等）であってもよい。
指令値生成部１２は、系統連系インバータ１００の出力の制御目標値（目標電流値）である指令値を生成し、制御補償器部１１に出力する。
制御補償器部１１は、指令値生成部１２からの指令値とインピーダンス抑制補償器部１３からの出力とにしたがいＰＩＤ(Proportional Integral Differential)制御を行い、インバータ回路３を駆動するための制御信号を生成する。
インピーダンス推定部１４は、系統インピーダンスを推定（測定）する。すなわち、インピーダンス推定部１４は、系統インピーダンスのインダクタ成分に起因する虚部（LineLz）の値を、系統インピーダンスの推定値として求める。なお、以下の説明では、説明の便宜上、系統インピーダンス５の虚部を単に「系統インピーダンス」という。
具体的には、インピーダンス推定部１４は、正弦波の外乱信号を生成し、系統６へ注入する。そして、インピーダンス推定部１４は、外乱信号が注入された系統６からの応答（電圧信号）を受け、その応答に基づき系統インピーダンスの推定値（LineLz）を求める。インピーダンス推定部１４の詳細な構成は後述する。インピーダンス推定部１４により求められた系統インピーダンスの推定値は、インピーダンス抑制補償器部１３に送られる。
切替スイッチ１５は、インピーダンス推定部１４から出力される外乱信号を系統６へ注入するか否かを切り替えるためのスイッチである。切替スイッチ１５がオンのときに外乱信号が系統６へ注入される。
加算器３２は、インピーダンス推定部１４からの外乱信号を、指令値生成部１２からの指令値に加算する。
インピーダンス抑制補償器部１３は、系統インピーダンスの影響を補償するための手段である。インピーダンス抑制補償器部１３の制御パラメータは、系統インピーダンスの推定値に基づき設定される。インピーダンス抑制補償器部１３は電流検出部７から電流信号を入力する。系統インピーダンスの推定値を求める動作中では、インピーダンス抑制補償器部１３は、電流検出部７からの電流信号をそのまま出力する（すなわち、電流検出部７からの電流信号をゲイン１で増幅して出力する）。一方、系統連系インバータ１００の通常運転時には、インピーダンス抑制補償器部１３は、制御パラメータにしたがい電流検出部７からの電流信号を補正する。制御パラメータは、インピーダンス抑制補償器部１３の動作特性を制御するためのパラメータであり、例えば、インピーダンス抑制補償器部１３の出力のゲイン及び／または位相を制御するための設定値である。
減算器３１は、加算器３２の出力と、インピーダンス抑制補償器部１３の出力との差分を算出する。
制御補償器部１１は、減算器３１からの出力に基づき、インバータ回路３の出力電流が目標値となるようにインバータ回路３の各スイッチング素子をＰＷＭ駆動するための制御信号を生成する。
２．１．２ インピーダンス推定部
図３は、系統連系インバータ１００におけるインピーダンス推定部１４の構成の一例を模式的に示した図である。インピーダンス推定部１４は、外乱周波数生成部１６と、外乱生成部１７と、記憶部１８と、共振周波数推定部１９と、インピーダンス演算部２０と、を備える。
外乱周波数生成部１６は、外乱信号の周波数を決定し、周波数を示す信号を出力する。外乱周波数生成部１６は、外乱信号の周波数を所定の範囲内(f_min〜f_max)で変化させる。外乱生成部１７は、外乱周波数生成部１６からの出力信号に基づき、外乱周波数生成部１６で指示された周波数の外乱信号を生成する。ここで、外乱信号（Ｐｄ）は正弦波の微小電力であり、下記式で表される。
Ｐｄ ＝ Ａｓｉｎ（２πｆｔ）
ｆ_min ≦ ｆ ≦ ｆ_max
ここで、Ａは外乱信号の振幅、ｔは時間、ｆは外乱信号の周波数、ｆ_minは外乱信号の周波数の最小値、ｆ_maxは外乱信号の周波数の最大値である。
記憶部１８は、外乱信号に対する応答信号の値と、外乱信号の周波数とを対応づけて記憶する。記憶部１８は例えばＲＡＭである。共振周波数推定部１９は、記憶部１８に記憶された情報を用いて応答信号の共振周波数ｆｃを求める。インピーダンス演算部２０は、共振周波数ｆｃに基づき系統インピーダンスの虚部（LineLz）を求めて出力する。
§３．動作例
以上のようにして構成される系統連系インバータ１００の動作について説明する。系統連系インバータ１００は、系統６へ接続されたときに制御パラメータの設定動作を行う。具体的には、系統インピーダンスを推定し、推定した系統インピーダンスの値に基づきインピーダンス抑制補償器部１３の制御パラメータを設定する。その後、系統連系インバータ１００は、直流電源からの直流を交流に変換して系統６へ出力する通常運転動作を行う。以下、系統連系インバータ１００の通常運転動作及び制御パラメータの設定動作についてそれぞれ説明する。
３．１ 通常運転
まず、系統連系インバータ１００の通常運転動作について説明する。通常運転動作は、直流電源１の直流電力を交流電力に変換して系統６へ供給するという、系統連系インバータ１００の本来の機能を実現する動作である。通常運転動作は、制御パラメータが設定された後に行われる。
系統連系インバータ１００は直流電源１から直流電圧を入力する。入力した直流電圧はコンデンサ２にて平滑され、インバータ回路３に出力される。インバータ回路３は直流電力を交流電力に変換する。
ＬＣフィルタ回路４は、インバータ回路３の出力を平滑し、系統６に出力する。電流検出部７は、インバータ回路３の出力電流を検出し、検出値を示す電流信号を出力する。電圧検出部８は、インバータ回路３の出力電圧を検出し、検出値を示す電圧信号を出力する。制御部５０は、電流検出部７からの電流信号および電圧検出部８からの電圧信号を用いて、インバータ回路３を駆動するための制御信号を生成する。
制御部１０において、通常運転動作時では、切替スイッチ１５はオフに制御され、インピーダンス推定部１４はその動作を停止している。これにより、通常運転動作時は外乱信号が系統６へ注入されない。
指令値生成部１２は、電圧検出部８からの電圧信号を受け、制御目標値である指令値（電流指令値）を生成する。具体的には、指令値生成部１２は、電圧検出部８からの電圧信号を受け、電圧信号のゼロクロスのタイミングに基づき正弦波を生成し、その正弦波にしたがい指令値を生成する。
減算器３１は、指令値生成部１２で生成された指令値と、インピーダンス抑制補償器部１３からの電流信号との差分（電流差）を算出する。制御補償器部１１は、その差分に基づき、インバータ回路３を駆動するための制御信号を生成する。
このとき、インピーダンス抑制補償器部１３は、電流検出部７からの電流信号を補正して出力する。事前に、インピーダンス抑制補償器部１３の制御パラメータは、系統インピーダンスの推定値に基づき設定されている。このため、インピーダンス抑制補償器部１３からは、系統インピーダンスの影響を補償した電流信号（フィードバック信号）が出力される。
ＰＷＭ波形生成部９は制御部１０からの制御信号にしたがい、インバータ回路３の各スイッチング素子を駆動するための駆動信号（ＰＷＭ信号）を生成し、インバータ回路３に出力する。これにより、インバータ回路３において、各スイッチング素子が駆動され、所望の交流電力が生成されて出力される。
３．２ 系統インピーダンスに基づく制御パラメータの設定
次に系統連系インバータ１００における制御パラメータの設定動作について説明する。制御パラメータの設定動作は、例えば、系統連系インバータ１００の設置時に実施される。制御パラメータの設定動作では、系統インピーダンス(LineLz)の推定値が算出され、算出された推定値に基づきインピーダンス抑制補償器部１３の制御パラメータが設定される。
図４は、系統連系インバータ１００の制御パラメータの設定動作に関する動作シーケンスを示す図である。以下、図４を用いて、系統連系インバータ１００の制御パラメータの設定動作を説明する。
まず、系統連系インバータ１００のインバータ回路３は、系統電力と同期した電圧の出力を開始する（Ｓ１）。このため、制御部１０の指令値生成部１２は制御目標値を示す指令値を生成し、出力する。
その後、制御部１０は、系統インピーダンスの推定値を算出するため、切替スイッチ１５をＯＮに制御する（Ｓ２）。これにより、系統インピーダンスの推定のための外乱信号の系統６への注入が可能となる。
インピーダンス推定部１４において、外乱周波数生成部１６は外乱信号の周波数を初期値f_minに設定する（Ｓ３）。初期値f_minは外乱信号の周波数の最小値である。外乱生成部１７は、外乱周波数生成部１６により設定された周波数（f_min）を持つ外乱信号の指令値（以下「外乱指令値」と称す）を生成し、出力する（Ｓ４）。このとき、切替スイッチ１５がＯＮであるため、インピーダンス推定部１４からの外乱指令値は、加算器３２により、指令値生成部１２からの指令値に加算される（Ｓ４）。
減算器３１において、外乱指令値が加算された指令値と、インピーダンス抑制補償器部１３からの電流信号との差分が演算される。このとき（系統インピーダンスの推定値を算出する間）、インピーダンス抑制補償器部１３は、電流検出部７からの出力信号をそのまま、すなわち、出力信号にゲイン１を乗算して出力している。
制御補償器部１１は、減算器３１で演算された差分に基づきインバータ回路３の制御信号を生成し、ＰＷＭ波形生成部９に送信する。ＰＷＭ波形生成部９は制御信号にしたがいインバータ回路３を駆動し、系統６に出力する交流電力を生成する。その結果、系統６に対して、直流電源１からの直流電力に基づき変換された交流電力に加えて外乱信号が系統６に注入される。
図５は、系統６に注入される外乱信号の波形の例を示す図である。図５（Ｂ）は、図５（Ａ）に示す波形においてゼロクロス近傍の波形を拡大して示した図である。図５に示すように、系統連系インバータ１００の本来の出力電力の波形Ｐ（低い周波数の正弦波）に対して外乱信号Ｐｄ（高い周波数の正弦波）が重畳されている。
図４に戻り、制御部１０のインピーダンス推定部１４は、電圧検出部８からの電圧信号を外乱信号に対する応答として受信する。インピーダンス推定部１４は、受信した応答から、外乱波形の増幅率Ｇを測定し、その増幅率Ｇを、注入した外乱信号の周波数ｆと対応づけて記憶部１８に保存する（Ｓ５）。
制御部１０は、注入する外乱信号の周波数を所定の間隔（fstep）で変化させながら（Ｓ１１）、外乱周波数が最大値（f_max）になるまで、上記の処理を繰り返す（Ｓ４〜Ｓ６、Ｓ１１）。以上のようにして、所定範囲（f_min〜f_max）において外乱信号の周波数を段階的に(fstepずつ)変化させながら外乱信号を系統６に注入していき、各周波数での応答を測定し、外乱波形の増幅率Ｇを求めていく。
所定範囲（f_min〜f_max）の周波数について外乱信号に対する応答の測定が完了すると（Ｓ６でＹＥＳ）、外乱生成部１７は外乱指令値の出力を停止する（Ｓ７）。共振周波数推定部１９は、記憶部１８に格納されたデータを用いて共振周波数fcを求める（Ｓ７）。図６は、外乱信号に対する応答から求めた外乱波形増幅率Ｇの周波数に対する変化の例を示した図である。共振周波数推定部１９は、外乱波形増幅率Ｇが最大となるときの周波数を共振周波数fcとして求める。
その後、切替スイッチ１５がＯＦＦに設定される（Ｓ８）。インピーダンス演算部２０は、共振周波数fcから系統インピーダンスの推定値(LineLz)を算出する（Ｓ９）。系統インピーダンスの推定値(LineLz)の算出方法については後述する。
インピーダンス抑制補償器部１３は、算出された系統インピーダンスの推定値(LineLz)に基づき制御パラメータを設定する（Ｓ１０）。インピーダンス抑制補償器部１３の構成、動作の詳細は後述する。
以上のように、本実施の形態の系統連系インバータ１００は、系統６に外乱信号を注入し、注入した外乱信号に対する応答を測定し、測定した応答に基づき系統インピーダンス(LineLz)を測定する。そして、測定した系統インピーダンス(LineLz)に基づきインピーダンス抑制補償器部１３の制御パラメータを設定する。
このように、実際に系統インピーダンス(LineLz)を推定し、測定した系統インピーダンスに基づき制御パラメータを設定するため、系統連系インバータ１００の設置状況（系統インピーダンス）に適応した適切な制御が可能となる。
３．２．１ 系統インピーダンスの推定値の算出
以下、図７を参照して、共振周波数fcから系統インピーダンス(LineLz)を算出する方法を説明する。
図７は、本実施の形態の系統連系インバータ１００のインバータ回路３及び系統６の等価回路を示す図である。図７の等価回路に対する回路方程式は下記式（１）のようになる。
Figure 2019106843
 ここで、Vinvはインバータ回路３の出力、Voutは系統連系インバータ１００の出力、ACLはＬＣフィルタ回路４のインダクタ成分、ACCはＬＣフィルタ回路４の容量成分、LineLzは系統インピーダンスの虚部（インダクタ寄与分）の値である。
式（１）において、系統連系インバータ１００の出力Vout(s)が最大になるときは分母が最小となる場合、すなわち分母が０に限りなく近づく場合である。よって、分母＝０とし、LineLzについて解くと下記式（２）が求まる。
Figure 2019106843
 ここで、s=j2πfとしている（jは虚数単位、ｆは周波数）。
ACL,ACCは部品定数であり、既知の値である。系統連系インバータ１００の出力Vout(s)が最大になるのは、周波数fが共振周波数fcであるときである。よって、式（２）においてｆに共振周波数fcの値を代入することで、系統インピーダンスLineLzを求めることができる。
ACL,ACCの値はハードウェア設計時に決定する。図８は、例えば、ACL=0.00036H,ACC=0.000015Fのときの、上式（２）に基づく、共振周波数fcと系統インピーダンスLineLzの関係を示した図である。系統インピーダンスLineLzの範囲は設計者が仕様として適宜設定する。測定したい系統インピーダンスLineLzの値の範囲が予め分かっていれば、応答信号の周波数の可変範囲、すなわち周波数の最小値f_min及び最大値f_maxは、図８の関係から決定することができる。例えば、ACL=0.00036H,ACC=0.000015Fであり、求めたい系統インピーダンスLineLzの範囲が0.1mH〜8mHの場合、式（２）の関係から、周波数の最大値f_max=4645.176Hzとなり、最小値f_min=2214.019Hzとなる。
図９は、上記の方法により求めた系統インピーダンスの推定値の精度を説明するための図である。図９（Ａ）は、異なる３つの系統インピーダンスについて、その真値と推定値との誤差を数値で対比して示した図である。図９（Ｂ）は、図９（Ａ）に示す値をグラフで表現した図である。これらの図から、本実施の形態で示した方法により、精度よく系統インピーダンスの推定値が求まっていることが分かる。
３．３ 作用、効果
以上のように、本実施の形態の系統連系インバータ１００（電力変換装置の一例）は、直流電源１からの直流電力を交流電力に変換して系統６（負荷の一例）に出力する装置である。系統連系インバータ１００は、直流電源１からの直流電力を交流電力に変換するインバータ回路３（インバータ部）と、系統６の電圧を検出して電圧信号を生成する電圧検出部８と、インバータ回路３の出力電流を検出して電流信号を生成する電流検出部７と、インバータ回路３を制御するための制御信号を生成する制御部１０と、を備える。
制御部１０は、系統６に外乱信号を注入し、外乱信号が注入された系統６からの電圧信号に基づき系統インピーダンス（負荷のインピーダンスの一例）の推定値を求めるインピーダンス推定部１４と、系統インピーダンスの推定値に基づき制御パラメータが設定され、制御パラメータにしたがい電流信号を補正するインピーダンス抑制補償器部１３（インピーダンス補償器部）と、制御目標値を示す指令値を出力する指令値生成部１２（指令値部の一例）と、指令値生成部１２からの指令値と、インピーダンス抑制補償器部１３からの電流信号とに基づき制御信号を生成する制御補償器部１１と、を含む。
以上の構成により、系統連系インバータ１００は、系統６へ外乱信号を注入し、その応答に基づき系統インピーダンスの推定値(LineLz)を求め、その推定値に基づき制御パラメータを設定する。これにより、系統連系インバータ１００の実際の使用環境における系統インピーダンスに基づきインピーダンス補償が実現でき、系統インピーダンスに適応した好適な電力制御を実現できる。その結果、従来のように予め想定されるインピーダンスの最大値を考慮してマージンを持たせて設計する必要がなくなり、系統連系インバータ１００の部品を物理的に小さく設計できるため、系統連系インバータ１００の大型化、高コスト化を抑制することができる。
§４ 変形例
４．１ 変形例１
変形例１では、制御部１０におけるインピーダンス抑制補償器部１３の具体的な構成の例を説明する。変形例１では、系統インピーダンス（LineLz）及びＬＣフィルタ回路４のインピーダンス（ACL、ACC）の共振点によるゲイン上昇を抑制するために、インピーダンス抑制補償器部１３にノッチフィルタを適用する。
図１０に、ノッチフィルタ１３ｂを適用した系統連系インバータ１００の構成例を示す。ノッチフィルタ１３ｂの特性（伝達関数）は中心周波数fsを用いて下記で示される。
Figure 2019106843
一方、電流制御系の共振点fsは次式で求められる。ここで、ACLはＬＣフィルタ回路４のインダクタ成分、ACCはＬＣフィルタ回路４の容量成分である。
Figure 2019106843
制御部１０は、インピーダンス推定部１４から受信した系統インピーダンスLineLzの推定値と、式（４）とにしたがい共振点fsの値を算出し、算出した共振点fsの値をノッチフィルタ１３ｂにおける中心周波数fs（式（３）参照）に設定する。このように、制御パラメータとしてノッチフィルタ１３ｂの中心周波数fsを、系統インピーダンスLineLzの推定値に基づき設定することで、共振点でのゲインを抑制する。
図１１は、ノッチフィルタ１３ｂがある場合とない場合における系統連系インバータ１００のボード線図である。図１１に示すように、ノッチフィルタ１３ｂがない場合、二点鎖線で示すように、位相が１８０°シフトした周波数でのゲイン（Ｂ点）は０ｄＢを超えている。このため制御系は不安定になる。一方、インピーダンス抑制補償器部１３にノッチフィルタ１３ｂを導入した場合、図１１の実線で示すように、位相が１８０°シフトした周波数でのゲイン（Ａ点）が抑制されて０ｄＢを下回っている。このため制御系を安定させることができる。
４．２ 変形例２
変形例２では、制御部１０におけるインピーダンス抑制補償器部１３の別の具体的な構成例を説明する。変形例２では、系統インピーダンス（LineLz）及びＬＣフィルタ回路４のインピーダンス（ACL、ACC）の共振点による位相遅れを抑制するために、インピーダンス抑制補償器部１３に位相進み補償器を適用する。
図１２に、位相進み補償器１３ｃを適用した系統連系インバータ１００の構成例を示す。位相進み補償器１３ｃの特性は下記式で示される。
Figure 2019106843
制御部１０は、インピーダンス推定部１４から受信した系統インピーダンスLineLzの推定値と、式（４）とにしたがい共振点fsを算出し、算出した共振点fsの値に基づき、式（５）に示す周波数f1,f2を設定することで、位相進み補償器１３ｃの特性を設定する。このように、位相進み補償器１３ｃの特性を系統インピーダンスLineLzの推定値に基づき設定することで共振点による位相遅れを抑制する。
具体的には、位相進み補償器１３ｃにおいて、共振点fsよりも低い周波数において折れ点周波数を設定し、共振点fsにおける位相を進ませるとともに、共振点fsにおける位相＜１８０°となることを維持するように構成する。すなわち、式（５）において、系統インピーダンスLineLzの推定値から求めた共振点fsに基づき、f1<fs，f2>fsを満たすようにf1,f2を設定することで、fs-f1〜fs+f2の帯域で位相を進めることができる。これにより、制御系を安定させることができる。このように、変形例２では、位相進み補償器１３ｃの位相進み量を制御するための制御パラメータ（f1,f2）が系統インピーダンスLineLzの推定値に基づき設定される。
４．３ 変形例３
変形例３では、制御部１０におけるインピーダンス抑制補償器部１３のさらに別の具体的な構成例を説明する。変形例３では、インピーダンス抑制補償器部１３としてオブザーバ１３ｄを設定し、状態フィードバックによる極配置により安定性を確保する。
図１３に、インピーダンス抑制補償器部１３にオブザーバ１３ｄを適用した系統連系インバータ１００の構成例を示す。変形例３におけるインピーダンス推定部１４は、系統インピーダンスの実部の推定値(Rz)も算出する。具体的には、インピーダンス推定部１４は、電圧信号と電流信号とから、実部と虚部の双方を含む系統インピーダンス全体の値Zを算出する。そして、インピーダンス推定部１４は、系統インピーダンス全体の値(Z)と、系統インピーダンスの虚部の推定値(LineLz)とから、下記の関係式に基づき系統インピーダンスの実部の推定値(Rz)を求める。
Figure 2019106843
オブザーバ１３ｄは、系統連系インバータ１００の回路モデルと同じふるまいを行うように構築される。オブザーバ１３ｄは、回路モデルにおいて、インピーダンス推定部１４による推定結果を反映させる。すなわち、オブザーバ１３ｄは、回路モデルにおいて、系統インピーダンスの実部の推定値(Rz)を抵抗成分として、系統インピーダンスの虚部の推定値(LineLz)をインダクタンス成分として代入し、シミュレーションを行い、インバータ回路３の出力電流値のシミュレーション結果を出力する。オブザーバ１３ｄは、実際に測定をしていない系統インピーダンスの両端電圧、電流の推定値を求め、これらの推定値に基づき状態フィードバックを構築する。オブザーバ１３ｄは状態フィードバックゲインを設定し、極配置により安定性を確保する。このように、変形例３では、制御パラメータとしてオブザーバ１３ｄの回路モデルの回路定数が系統インピーダンスLineLzの推定値に基づき設定される。なお、オブザーバ１３ｄに対して、系統インピーダンスの虚部の推定値(LineLz)のみを代入してもよい。
４．４ 変形例４
上記の実施の形態では、外乱信号注入中において外乱信号の振幅を一定（固定）とした。この場合、負荷である系統６の共振のＱ値によっては、注入した外乱信号が大幅に増幅され、外乱信号が系統６に過大な影響を与えてしまう場合がある。変形例４では、このような外乱信号の増幅による系統６への影響を低減するための構成を説明する。
変形例４の系統連系インバータ１００は、インピーダンス推定部の構成が上記の実施の形態のものと異なる。図１４は、変形例４における系統連系インバータ１００におけるインピーダンス推定部１４ｂのハードウェア構成例を模式的に示した図である。変形例４のインピーダンス推定部１４ｂは、注入する外乱信号の振幅を制御する機能を有する。このため、図１４に示すように、インピーダンス推定部１４ｂは、図３に示すインピーダンス推定部１４の構成に加えて、帯域通過フィルタ２２と、波高値計算部２３と、外乱振幅基準値生成部２４と、外乱振幅補償器２１と、減算器３３と、乗算器３４とをさらに備える。
帯域通過フィルタ２２は、電圧検出部８からの電圧信号において外乱信号と同じ周波数成分の信号のみを通過させる。波高値計算部２３は、帯域通過フィルタ２２からの出力を受けて、系統の電圧の波高値を計算する。
外乱振幅基準値生成部２４は、正弦波である外乱信号の振幅の基準値を設定する。例えば、出力電圧の波高値の最大値が「１」であると想定される場合、外乱信号の振幅の基準値として「１」を設定する。
減算器３３は、外乱振幅基準値生成部２４で設定される基準値と、波高値計算部２３で求められた波高値との差分を演算する。外乱振幅補償器２１は、減算器３３で演算された差分に基づき、外乱信号の振幅を制御するためのゲインを生成する。
乗算器３４は、外乱生成部１７から出力された指令値に、外乱振幅補償器２１で生成されたゲインを乗算し、最終的な外乱指令値として出力する。このとき、変化させる周波数毎に、外乱振幅補償器２１から出力されるゲインと、外乱信号の周波数とを関連づけて記憶部１８に記憶させる。
以上のような構成により、系統６に注入する外乱信号の振幅が、注入した外乱信号による変動成分（振幅）に基づき制御（調整）される。すなわち、系統６に注入された外乱信号による系統６の電力の変動が大きいときは、外乱信号の振幅が小さくなるように制御される。これにより、系統６内に注入される外乱信号による電力変動を抑制でき、系統６への外乱注入の影響を低減することができる。
４．５ 変形例５
図２に示す系統連系インバータ１００において、外乱信号を注入中、電流検出部７により検出される電流信号には、指令値生成部１２による本来の指令値に起因して発生する電流成分に加えて、注入した外乱に起因して発生する電流成分も含まれている。このとき、制御補償器部１１は、この電流信号をフィードバック信号として用いた場合、系統に注入した外乱信号を抑制してしまい、その結果、正しい応答信号が得られない場合がある。変形例５では、この問題を解決する系統連系インバータ１００の構成を説明する。
図１５は、変形例５における系統連系インバータ１００の構成例を示した図である。図１５に示すように、変形例５における系統連系インバータ１００における制御部１０は、図２に示す構成に加えて、ノッチフィルタ２５と、切替スイッチ１５ｂ、１５ｃとをさらに備える。
ノッチフィルタ２５は、式（３）に示すような特性を有し、所定の帯域（中心周波数fs）の信号を減衰させるフィルタである。ノッチフィルタ２５には電流検出部７から電流信号が入力される。
切替スイッチ１５ｂは、インピーダンス抑制補償器部１３およびノッチフィルタ２５のいずれかの出力を選択的に減算器３１に接続する。切替スイッチ１５ｃは、インピーダンス推定部１４の出力を、インピーダンス抑制補償器部１３およびノッチフィルタ２５のいずれかの入力に選択的に接続する。
系統インピーダンスの推定値を求めるために外乱を注入している間、制御部１０は、切替スイッチ１５ｂ、１５ｃをノッチフィルタ２５側に接続するように制御する。これにより、インピーダンス推定部１４から、外乱信号の周波数を示す情報が切替スイッチ１５ｃを介してノッチフィルタ２５に入力される。
ノッチフィルタ２５は、インピーダンス推定部１４から入力した情報にしたがい、中心周波数fsを外乱信号の周波数と同じ周波数に設定する。これにより、ノッチフィルタ２５は、電流検出部７からの電流信号から外乱信号と同じ周波数成分の信号を除去した信号を出力する。このように、電流信号において、注入している外乱信号の周波数帯域のみをノッチフィルタ２５で抑制することで、注入周波数帯域においてのみ制御応答を不感にさせることができる。その結果、外乱信号に対して正しい応答信号を得ることができる。
系統インピーダンスの推定値の算出が終了した後（すなわち、外乱信号の注入終了後）は、切替スイッチ１５ｂ、１５ｃはインピーダンス抑制補償器部１３側に切り替えられる。これにより、系統連系インバータ１００の通常動作時は、前述したとおり、推定した系統インピーダンス値に基づき制御パラメータが設定されたインピーダンス抑制補償器部１３により電流信号が処理される。これにより、安定した制御を実現できる。
なお、インピーダンス抑制補償器部１３として、図１０に示すようなノッチフィルタ１３ｂを使用する場合、系統インピーダンスの推定動作中、ノッチフィルタ１３ｂを、ノッチフィルタ２５として動作させてもよい。この場合、切替スイッチ１５ｂ、１５ｃは不要である。
変形例４、５で説明した具体的な構成は、上記の実施の形態及び他の変形例で説明した構成と適宜組み合わせることが可能である。
以上説明した実施形態は本発明の具体的な構成の例示に過ぎない。本発明の範囲を逸脱することなく、変形、置換、削除等、種々の改良を行うことができることは言うまでもない。
§５ 付記
上記の実施の形態における説明は以下の構成を開示している。
Ａ）直流電源（１）からの直流電力を交流電力に変換して負荷（６）に出力する電力変換装置（１００）であって、
直流電源からの直流電力を交流電力に変換するインバータ部（３）と、
負荷の電圧を検出して電圧信号を生成する電圧検出部（８）と、
インバータ部の出力電流を検出して電流信号を生成する電流検出部（７）と、
インバータ部を制御するための制御信号を生成する制御部（１０）と、を備え、
制御部（１０）は、
負荷に外乱信号を注入し、前記外乱信号が注入された負荷からの電圧信号に基づき負荷のインピーダンスの推定値を求めるインピーダンス推定部（１４）と、
インピーダンスの推定値に基づき制御パラメータが設定され、制御パラメータにしたがい電流信号を補正するインピーダンス補償器部（１３）と、
制御目標値を示す指令値を出力する指令値生成部（１２）と、
指令値生成部からの指令値と、インピーダンス補償器部からの電流信号とに基づき制御信号を生成する制御補償器部（１１）と、を含む、
電力変換装置。
この構成により、負荷のインピーダンスの推定値を求め、その推定値に基づき制御パラメータを設定する。このため、電力変換装置の使用環境（すなわち、負荷のインピーダンス）に適応したインピーダンス補償が実現でき、負荷の特性に適応した好適な制御が実現できる。
Ｂ）Ａ）の電力変換装置において、インピーダンス推定部は、負荷のインピーダンスの虚部（LineLz）をインピーダンスの推定値として求めてもよい。制御安定性においてはインピーダンスの虚部の影響が大きい。よって、インピーダンスの虚部を求めることで、制御安定性をより向上することができる。
Ｃ）Ａ）の電力変換装置において、インピーダンス補償器部（１３）は、外乱信号を所定範囲内で周波数を変化させながら負荷（６）に注入し、外乱信号が注入された負荷から周波数毎の電圧信号を測定し、最大となる電圧信号を受けたときの外乱信号の周波数（fc）に基づいてインピーダンスの推定値を求めてもよい。この方法により、精度良くインピーダンスの推定値を求めることができる（図９参照）。
Ｄ）Ａ〜Ｃのいずれかの電力変換装置において、インピーダンス補償器部（１３）は、電流信号において中心周波数を含む所定の帯域成分を減衰させるノッチフィルタ（１３ｂ）であり、ノッチフィルタの中心周波数がインピーダンスの推定値（LineLz）に基づき設定されてもよい。ノッチフィルタにより、系統インピーダンス（LineLz）とＬＣフィルタ回路４のインピーダンス（ACL、ACC）の共振点によるゲイン上昇を抑制でき、制御系を安定させることができる。
Ｅ）Ａ〜Ｃのいずれかの電力変換装置において、インピーダンス補償器部（１３）は、電流信号の位相を進める位相進み補償器（１３ｃ）であり、位相進み補償器の特性がインピーダンスの推定値に基づき設定されてもよい。この構成により、系統インピーダンス（LineLz）及びＬＣフィルタ回路４のインピーダンス（ACL、ACC）の共振点による位相遅れを抑制でき、制御系を安定させることができる。
Ｆ）Ａ〜Ｃのいずれかの電力変換装置において、インピーダンス補償器部（１３）は、当該電力変換装置の回路モデルをシミュレートするオブザーバ（１３ｄ）であり、回路モデルにおけるインピーダンスの値がインピーダンスの推定値（LineLz）に基づき設定されてもよい。この構成により、状態フィードバックによる極配置により安定性を確保することができる。
Ｇ）Ａ〜Ｆのいずれかの電力変換装置において、インピーダンス推定部（１４ｂ）は、電圧信号における、外乱信号と同じ周波数成分の信号の振幅が一定となるように、負荷（６）に注入する外乱信号の振幅を制御する外乱振幅補償器（２１）を備えてもよい（図１４参照）。この構成により、外乱信号の増幅による負荷（６）への影響を低減できる。
Ｈ）Ａ〜Ｆのいずれかの電力変換装置において、制御部（１０）は、負荷への外乱信号の注入時に、電流信号において、外乱信号と同じ周波数成分の信号を除去するフィルタ（２５）をさらに備えてもよい（図１５参照）。これにより、外乱信号の注入時において、フィードバック信号としての電流信号を精度よく得ることができる。
Ｉ）Ａ〜Ｆのいずれかの電力変換装置において、制御部（１０）は、インピーダンス推定部（１４）からの外乱信号を負荷（６）へ注入するか否かを切り替える切替部（１５）をさらに備える
１ 直流電源
２ コンデンサ
３ インバータ回路
４ ＬＣフィルタ回路
５ 系統インピーダンス
６ 系統
７ 電流検出部
８ 電圧検出部
９ ＰＷＭ波形生成部
１０ 制御部
１２ 指令値生成部
１３ インピーダンス抑制補償器部
１３ｂ ノッチフィルタ（インピーダンス抑制補償器部の例）
１３ｃ 位相進み補償器（インピーダンス抑制補償器部の例）
１３ｄ オブザーバ（インピーダンス抑制補償器部の例）
１４ インピーダンス推定部
１００ 系統連系インバータ

Claims (9)

  1. 直流電源からの直流電力を交流電力に変換して負荷に出力する電力変換装置であって、
    前記直流電源からの直流電力を交流電力に変換するインバータ部と、
    前記負荷の電圧を検出して電圧信号を生成する電圧検出部と、
    前記インバータ部の出力電流を検出して電流信号を生成する電流検出部と、
    前記インバータ部を制御するための制御信号を生成する制御部と、を備え、
    前記制御部は、
    前記負荷に外乱信号を注入し、前記外乱信号が注入された負荷からの電圧信号に基づき前記負荷のインピーダンスの推定値を求めるインピーダンス推定部と、
    前記インピーダンスの推定値に基づき制御パラメータが設定され、前記制御パラメータにしたがい前記電流信号を補正するインピーダンス補償器部と、
    制御目標値を示す指令値を出力する指令値部と、
    前記指令値部からの指令値と、前記インピーダンス補償器部からの電流信号とに基づき前記制御信号を生成する制御補償器部と、
    を含む、
    電力変換装置。
  2. 前記インピーダンス推定部は、前記負荷のインピーダンスの虚部を前記インピーダンスの推定値として求める、
    請求項１記載の電力変換装置。
  3. 前記インピーダンス補償器部は、前記外乱信号を所定範囲内で周波数を変化させながら前記負荷に注入し、前記外乱信号が注入された前記負荷から周波数毎の電圧信号を測定し、最大となる電圧信号を受けたときの外乱信号の周波数に基づいて前記インピーダンスの推定値を求める
    請求項１記載の電力変換装置。
  4. 前記インピーダンス補償器部は、前記電流信号において中心周波数を含む所定の帯域成分を減衰させるノッチフィルタであり、前記ノッチフィルタの中心周波数が前記インピーダンスの推定値に基づき設定される、請求項１〜３のいずれかに記載の電力変換装置。
  5. 前記インピーダンス補償器部は、前記電流信号の位相を進める位相進み補償器であり、前記位相進み補償器の特性が前記インピーダンスの推定値に基づき設定される、請求項１〜３のいずれかに記載の電力変換装置。
  6. 前記インピーダンス補償器部は、当該電力変換装置の回路モデルをシミュレートするオブザーバであり、前記回路モデルにおけるインピーダンスの値が前記インピーダンスの推定値に基づき設定される、請求項１〜３のいずれかに記載の電力変換装置。
  7. 前記インピーダンス推定部は、前記電圧信号における、外乱信号と同じ周波数成分の信号の振幅が一定となるように、前記負荷に注入する外乱信号の振幅を制御する外乱振幅補償器を備える、請求項１〜６のいずれかに記載の電力変換装置。
  8. 前記制御部は、前記負荷への外乱信号の注入時に、前記電流信号において、外乱信号と同じ周波数成分の信号を除去するフィルタをさらに備える、請求項１〜６のいずれかに記載の電力変換装置。
  9. 前記制御部は、前記インピーダンス推定部からの外乱信号を前記負荷へ注入するか否かを切り替える切替部をさらに備える、請求項１〜６のいずれかに記載の電力変換装置。
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