TWI519054B - 一種基於分切合整的ｌｃｌ電容電流補償控制方法 - Google Patents

一種基於分切合整的ｌｃｌ電容電流補償控制方法 Download PDF

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Description

一種基於分切合整的LCL電容電流補償控制方法
本發明有關於一種LCL電容電流補償控制方法，特別有關一種基於分切合整的LCL電容電流補償控制方法。
自從18世紀開始工業革命以來，持續不斷地大量使用石油、煤炭、以及天然氣等石化燃料。惟，經過兩百多年開發使用，現有能源趨近枯竭，能源危機問題日益嚴重。依據目前估計，以所知石油蘊藏量，最多僅能支持幾十年就會耗盡枯竭。另外，使用於核能發電之鈾礦，亦會在幾十年內耗竭用盡。因此，作為理想替代能源的綠色能源發電為未來能源之希望，而受到極大重視。
綠色能源發電(太陽發電、風力發電…)所產生電力可以兩種方式處理，以電池儲存或直接併入電網。其中，使用電池之缺點為，其電力容量與使用壽命有限，成本也相對較高。又，將綠色能源經換流器直接併入台灣電力公司供應電力之電網，可以減少電池充/放電過程之電力消 耗，使發電系統更有效率。
在將綠色能源所產生電力併入電網時，換流器的併網電流必須符合特定規範，例如：IEEE 1547.2-2008和519-1992，故對併網電流諧波有嚴格之限制與要求，通常諧波失真必須降低至3~5%。為了達到所規範要求，換流器至市電端必須加入LCL(電感-電容-電感)濾波器。
傳統的LCL換流器如第1圖所示，其本身存在著不穩定問題，會導致併網電流產生諧波而失真，以致於接收此電流之電子裝置之靈敏度或準確度會退化。為使此併網系統穩定，此技術人士提出許多設計與方法，以期改善或抑制併網電流之諧波。
在目前文獻中，以SPWM或SVPWM方式調變是將換流器視為電壓源來進行分析和控制，例如：適應性電流控制、PR控制、電流回授控制等。雖然此等控制設計與策略能夠有效地改善併網電流之諧波問題，但是並未探討併網LCL換流器輸出阻抗與電網阻抗的穩定性。另一種習知技術提出換流器對於阻抗之穩定性準則，還有一種習知技術對阻抗的穩定性作進一步探討，提出阻抗整形(impedance shaping)方法，以提高換流器併入電網的穩定性。此方法雖然可行，惟其輸出阻抗在低頻時相角非常接近-90度，此在電網阻抗較高時，會導致系統振盪。此外，在控制器之設計中，並未考慮換流器之電感值會隨電流變化，此在高功率應用中會導致系統不穩定。
因此，目前LCL換流器之併網設計與性能仍有許多缺失，實有進一步改進之必要。
通常，台灣電力公司所提供電力之標準值為：60Hz之220伏特電壓，其諧波量為零，若偏離此標準值則被認為電網不穩定。在實際上，台灣電力公司所提供電力之電壓為220伏特±10%，電壓頻率為60Hz±1%，其諧波量在3%~5%。諧波之來源為電力公司發電設備發電時所產生及/或電網中用電設備裝置所產生。在電網中，電壓與電流均會產生諧波。電壓之諧波另以穩壓技術處理，本發明主要用於處理電流之諧波，尤其是去除或抑制併網電流諧波以避免失真，而達成較理想弦波。
為克服上述習知技術之缺失與缺點，本發明提供一種基於分切合整技術的LCL電容電流補償控制法(FCCC)。此補償控制法考量電感變化，並將換流器控制為電流源，藉由修改換流器參考電流以補償失真電壓下之電容電流，以抑制併網電流之諧波而達成較理想弦波。本發明之方法具有精確追蹤電網電流、高電壓諧波抑制比、以及高穩定裕度之特點。
為達成以上目的，本發明提供一種基於分切合整的LCL電容電流補償控制方法，其包括以下步驟：計算新的參考電流i* lr=電網參考電流(Igr)+估算電容電流()(步驟1)；依據不同換流器型式之換流器代碼，藉由相對應分切合整數位控制特徵方程式(A)、(B)、(C)、或(D)，計算此換流器中每個開關之責任週期比d，以獲得電感電流(il)(步驟2)；計算電網電流(ig)為電感電流(il)減電容電流(ic)(步驟3)；計算電網側電感跨壓(vc-vp)等於電網側電感之阻抗(Zg)乘電網電流(ig)(步驟4)；使用公式四計算電容跨壓(vc)(步驟5)；估算電容電流()為電容跨壓(vc)除濾 波電容阻抗(Zc)(步驟6)；使用公式三估算電容電流()(步驟7)。
在本發明中，用於執行本發明方法之換流器型式包括：單相雙線雙向換流器(第1圖)，其換流器代碼設定為A01；三相四線雙向換流器(第7圖)，其換流器代碼設定為A02；三相三線雙向換流器(第8圖)，其換流器代碼設定為A03；以及單相三線雙向換流器(第9圖)，其換流器代碼設定為A04。
在上述步驟2中，若換流器代碼為A01，則執行分切合整數位控制特徵方程式(A)；若換流器代碼為A02，則執行分切合整數位控制特徵方程式(B)；若換流器代碼為A03，則執行分切合整數位控制特徵方程式(C)；以及若換流器代碼為A04，則執行分切合整數位控制特徵方程式(D)。
本發明之優點為，此種LCL電容電流補償控制方法考量電感變化，並將換流器控制為電流源，藉由修改換流器參考電流以補償失真電壓下之電容電流，以抑制併網電流之諧波而產生較理想弦波。本發明之方法具有精確追蹤電網電流、高的電壓諧波抑制比、以及高穩定裕度之特點，以避免習知技術中電網電流諧波所造成電網中各種電子裝置靈敏度與準確度退化之缺失與缺點。
100‧‧‧單相雙線雙向換流器系統
110‧‧‧單相雙線雙向換流器
120‧‧‧LCL濾波器
130‧‧‧電壓回授電路
140‧‧‧驅動電路
150‧‧‧電流回授電路
160‧‧‧單晶片微控制器
700‧‧‧三相四線雙向換流器系統
710‧‧‧三相四線雙向換流器
720‧‧‧LCL濾波器
730‧‧‧直流鏈電壓回授電路
740‧‧‧驅動電路
750‧‧‧電流回授電路
760‧‧‧電壓回授電路
770‧‧‧單晶片微控制器
800‧‧‧三相三線雙向換流器系統
810‧‧‧三相三線雙向換流器
820‧‧‧LCL濾波器
830‧‧‧直流鏈電壓回授電路
840‧‧‧驅動電路
850‧‧‧電流回授電路
860‧‧‧電壓回授電路
870‧‧‧單晶片微控制器
900‧‧‧單相三線雙向換流器系統
910‧‧‧單相三線雙向換流器
920‧‧‧LCL濾波器
930‧‧‧電壓回授電路
940‧‧‧驅動電路
950‧‧‧電流回授電路
960‧‧‧單晶片微控制器
第1圖為根據本發明第一實施例之方法所使用單相雙線雙向換流器系統之等效電路與控制方塊圖；第2圖為根據本發明第一實施例之方法所使用單相雙線雙向換流器系統之 等效電路在S域的控制方塊圖；第3圖為根據本發明實施例之基於分切合整的LCL電容電流補償控制方法之步驟流程圖；第4圖為根據本發明第一實施例之一種基於分切合整的LCL電容電流補償控制方法之輸出阻抗(Z o )與電網阻抗(Z l )波德圖；第5圖為根據習知技術在SPWM調變方式下考量電感L s 與L g 變化的輸出阻抗(Z o )與電網阻抗(Z l )波德圖；第6(a)圖為在電網失真測試條件下(Z l =2mH)市電併聯模式實測圖(i l and i g ：10A/div；v p and v dc ：100v/div；time：10ms/div)：其未採用本發明方法之電容電流補償控制(without FCCC)；第6(b)圖為在電網失真測試條件下(Z l =2mH)市電併聯模式實測圖(i l and i g ：10A/div；v p and v dc ：100v/div；time：10ms/div)：其採用本發明方法之電容電流補償控制(with FCCC)；第7圖為根據本發明第二實施例之方法所使用三相四線雙向換流器系統之等效電路與控制方塊圖；第8圖為根據本發明第三實施例之方法所使用三相三線雙向換流器系統之等效電路與控制方塊圖；以及第9圖為根據本發明第四實施例之方法所使用單相三線雙向換流器系統之等效電路與控制方塊圖。
為使 貴審查委員方便了解本發明之內容，及所能達成之功效，茲配合圖式列舉具體實施例，詳細說明如下： (又，由於本發明中使用諸多公式，其中兩者各長達一頁。故，將所有公式列於本文最後，以方便讀者得以作文字連續閱讀，合先敘明。)
在以下所說明實施例一至四中所使用：單相雙線雙向換流器系統、三相四線雙向換流器系統、三相三線雙向換流器系統、以及單相三線雙向換流器系統均屬習知技術之裝置。在使用該等裝置將自行發電電力併入市電電網時，併網電流會嚴重失真而產生諧波。惟，使用該等裝置以執行本發明「基於分切合整的LCL電容電流補償控制方法」後，可去除或抑制併網電流之諧波而為理想之弦波，以避免習知技術之缺失與缺點。此缺點為，此接收此種電網電流之各種電子裝置之精密度與靈敏度會受到諧波影響而退化。藉由使用本發明之基於分切合整的LCL電容電流補償控制方法可以避免習知技術上述之缺失與缺點。
第一實施例 (單相雙線雙向換流器系統)
首先，參考第1圖，其為根據本發明第一實施例之方法所使用單相雙線雙向換流器系統之等效電路與控制方塊圖。如同於第1圖中所示，此單相雙線雙向換流器系統100包括：一單相雙線雙向換流器110；一LCL濾波器120；一電壓回授電路130；一驅動電路140；一電流回授電路150；以及一單晶片微控制器(micro controller)160。其中，單相雙線雙向換流器100包括四個開闢，其各由；第一開關(電晶體SA+、二極體DA+)、第二開關(電晶體SA-、二極體DA--)、第三開關(電晶體SB+、二極體DB+)、第四開關(電晶體SB-、二極體DB-)所構成。其中，第一開關與第二開關連接，其接點連接至LCL濾波器120之輸入正端，第三開關與第四開 關連接，其接點連接至LCL濾波器120之輸入負端。LCL濾波器120包括：串聯之電感器Ls、Lg、以及與其並聯之電容器Cs，其所流經電流各為il、ig、以及iC。跨電容器Cs之電壓為vc，此LCL濾波器1 20之輸出電壓為vp，且連接一負載。此換流器100輸入側電壓為vdc，且此輸入側並聯一輸入電容器cdc。此LCL濾波器120之負載阻抗為Z1，電網電壓為vg。
此外，電壓回授電路130之一端連接至單相雙線雙向換流器110與LCL濾波器120，從其接收回授電壓vdc、vc、vp，並傳送至另一端所連接之單晶片微控制器160。又，電流回授電路150連接至LCL濾波器120，且從其接收回授電流il，並將其傳送至另一端所連接之單晶片微控制器160。另，驅動電路140之一端連接至單晶片微控制器160，從其接收指令，將控制信號SA+、SA-、SB+、SB-傳送至驅動電路140另一端所連接之單相雙線雙向換流器110。
在以上說明單相雙線雙向換流器系統之等效電路與控制方塊圖中，換流器電流(i l )的電流追蹤命令(I gr )是基頻的正弦函數(參看公式一)。藉由分切合整控制，換流器可精確地追蹤電流追蹤命令(I gr )。然而，當換流器所連接的電網存在顯著的電壓諧波時，電網電流(i g )將會嚴重失真。當電網電壓含有諧波時，濾波器中電容電流(i C )也將會有諧波成份。為了能夠將基頻的弦波電流注入電網，換流器電流(i l )的電流追蹤命令必須被更新為新的參考電流(i * lr )，如公式一所示。其中I gr 為電流追蹤命令亦是電網參考電流，如公式二所示；是估算的電容電流，由公式三計算而來。公式四是對公式三中的v c (n+1)進行估算，其中v c (n)是感測的電容電壓，v p (n)是感測的責任分界點(PCC)電壓；I gr 與v p 同相位，以及I M 是 I gr 的振幅。
其次，參考第2圖，其顯示根據本發明第一實施例之方法所使用單相雙線雙向換流器系統之等效電路在S域(頻域)的控制方塊圖，於此圖中使用「分切合整控制技術」(Division & Summation)(D & Σ)所產生之結果進行說明與討論。在此對於「分切合整控制技術」作簡短說明。通常，在一數位控制系統中，在每一切換週期僅可獲得一電感器之總電流變化。藉由使用「分切合整控制」技術，可將切換週期分割成數個時間區間(interval)，各時間區間對應於電感器總電流變化之一部份。然後使用「分切合整控制技術」將在一切換週期內此電感器所有電流變化加總，並導出控制原理，藉此使得測量結果更加正確且精準。
如同於第2圖中所示，其中藉由各數字所代表參數之值或元件名稱，以說明其各運作原理與所達成功能，茲說明如下：1：併網參考電流。2：估算的需補償的電容電流。3：換流器追蹤的電感參考電流。4：電感電流實際回授值。5：電感電流需追蹤的值與實際值的誤差值。6：控制器的補償增益。7：責任週期比的變化量。8：電路中的放大增益。9：電路中電感電流的變化量。10、14：數位控制中延遲一個切換週期T S ，即上週期的數值也用於本週期。11：濾波電容頻域中的阻抗Z C =1/sC s .12：電網側電感頻域中的阻抗Z g =sL g 。13：中在數位控制的實現。15：電感電流回授比例，通常為1。16、17、18、19、20、23：加法器。21：責任分界點電壓。22：實際併網電流。
然後，參考第3圖，其顯示根據本發明第一實施例之基於分切合整的LCL電容電流補償控制方法之步驟流程圖。第3圖為對應於第2 圖方塊圖之步驟流程圖。如同於第3圖中所示，本發明之基於分切合整的LCL電容電流補償控制方法300包括以下步驟：計算新的參考電流i* lr為電網參考電流(Igr)+估算電容電流()(步驟310)；依據不同換流器系統型式之換流器代碼，藉由相對應分切合整數位控制特徵方程式(A)、(B)、(C)、(D)，計算此換流器中每個開關之責任週期比d，以獲得電感電流(il)(步驟320)；計算電網電流(ig)為電感電流(il)減電容電流(ic)(步驟330)；計算電網側電感跨壓(vc-vp)等於電網側電感之阻抗(Zg)乘電網電流(ig)(步驟340)；使用公式四計算電容跨壓(vc)(步驟350)；估算電容電流()為電容跨壓(vc)除濾波電容阻抗(Zc)(步驟360)；使用公式三估算電容電流()(步驟370)。
在本發明中，此適用於執行本發明方法之換流器型式包括：單相雙線雙向換流器系統(第1圖)，其換流器代碼設為A01；三相四線雙向換流器系統(第7圖)，其換流器代碼設為A02；三相三線雙向換流器系統(第8圖)，其換流器代碼設為A03；以及單相三線雙向換流器系(第9圖)，其換流器代碼設為A04。
在上述步驟320中，若換流器代碼為A01，則執行分切合整數位控制特徵方程式(A)；若換流器代碼為A02，則執行分切合整數位控制特徵方程式(B)；若換流器代碼為A03，則執行分切合整數位控制特徵方程式(C)；以及若換流器代碼為A04，則執行分切合整數位控制特徵方程式(D)。
值得注意的是，當本實施例中執行本發明之LCL電容電流補償控制方法時，由於在本實施例中使用單相雙線雙向換流器，其換流 器代碼為A01，故，其使用相對應分切合整數位控制特徵方程式(A)，以計算計算電感電流(il)，以便估算電容電流()，對換流器之輸出電流進行補償()，以去除或抑制諧波成份，而產生具理想弦波之電網電流(ig)。
在以上說明中，第2圖為本發明之方法在S域(頻域)的控制方塊圖，第3圖為對應於第2圖之方法流程圖。在現有傳統方法中，將換流器控制成一個電壓源，而本發明之方法是將換流器控制成一個電流源(i l )，以估算電容電流()，以便進行補償。補償後的電流()經電感L g 濾波之後產生電網電流(i g )。如同於第2圖中所示，其中G p 可由公式5求得，G c 為G p 的倒數，此種設計之目的為消除電感L s 、直流鏈電壓v dc 和切換週期T s 的變化之影響，以致於可增加系統追蹤電網電流的強健性。致於其餘的參數：H 1 =1，Z g =sL g ，Z C =1/sC s ，可由一階泰勒級數近似為(1-sT s )。
隨後，參考第4圖與第5圖。第4圖為根據本發明之一種基於分切合整的LCL電容電流補償控制方法之輸出阻抗(Z o )與電網阻抗(Z l )波德圖(plot)；以及第5圖為根據習知技術在SPWM調變方式下考量電感L s 與L g 變化的輸出阻抗(Z o )與電網阻抗(Z l )波德圖。將第4圖與第5圖比對，可明顯看出：在第4圖中，本發明之方法在整個頻段均具有較高的相角裕度，即使電網阻抗(Z l )增加，也可保持系統穩定運作。第5圖中傳統方法則不同，當電網阻抗(Z l )增加到一定數值時，系統的相角裕度會變差，此時若不增加額外的控制來提高相角裕度，系統就會振盪發散。除此之外，本發明方法去除電感L s 變化之影響，故輸出阻抗(Z o )的波德圖只有一條曲綫。相對於此，傳統方法則受到電感L s 變化的影響，輸出阻抗 (Z o )的波德圖有不同的曲綫。此外，在低頻時，本發明方法比傳統方法具有更高的阻抗特性，可以作為更佳等效電流源。
參考第6(a)、(b)圖，其為在電網電壓存在諧波(如同表一所示)時市電併網模式實測圖。如第6圖(a)所示，在習知技術不採用電容電流補償控制時，電網電流(i g )受到電網電壓諧波的影響而嚴重失真，其波形帶有鋸齒形狀，其總諧波失真為18.8%。相對於此，如第6圖(b)所示，在本發明採用電容電流補償控制機制之後，電網電流(i g )為接近理想弦波，其總諧波失真下降至3.2%。由以上實際數字可知，本發明方法可以有效降低因電網電壓諧波所導致電流總諧波失真，可以抑制與減少電網電流之諧波，以避免習知技術之缺失與缺點。此缺點為，接收與使用此種電網電流之各種電子裝置之精密度與靈敏度會受到諧波影響而退化。藉由使用本發明之基於分切合整的LCL電容電流補償控制方法，可以避免習知技術上述缺點。
又，於表一中，PF代表功率轉換率(Power Factor)，VTHD代表電壓總諧波失真(Voltage Total Harmonic Distortion)，以及ITHD代表電流總諧波失真(Current Total Harmonic Distortion)。
以下參考第7、8、9圖，其分別為三相四線、三相三線與單相三線雙向之換流器系統之等效電路與控制方塊圖，且其分別為本發明第二、第三、以及第四實施例。此三種換流器系統亦適用第1圖對於單相雙線雙向換流器系統所提出之方法，可用於實現此基於分切合整的LCL電容電流補償控制，以有效降低因電網電壓諧波所導致電流總諧波失真，以抑制與減少併網電流之諧波，以避免習知技術之缺失與缺點。茲說明如下：
第二實施例 (三相四線雙向換流器系統)
參考第7圖，其為根據本發明第二實施例之方法所使用三相四線雙向換流器系統之等效電路與控制方塊圖。此第7圖之三相四線雙向換流器系統本身為習知技術裝置，本實施例使用此裝置，再藉由本發明方法步驟與以下公式，經由修改換流器參考電流以補償失真電壓下之電容電流，以達成抑制併網電流諧波而產生較理想弦波之功效。如同於第7圖中所示，此三相四線雙向換流器系統700包括：一三相四線雙向換流器710，一LCL濾波器720，一直流鏈電壓回授電路730，一驅動電路740，一電流回授電路750，一電壓回授電路760，一單晶片微控制器(micro controller)770。
此換流器系統之結構與第1圖中第一實施例之單相雙線雙向換流器系統之結構類似，所不同者為：本實施例使用8個開關(各由一電晶體與一二極體所構成)，以及由四組電感器-電容器-電感器所形成之LCL濾波器。此外，本實施例中，LCL濾波器之輸出連接電網中三個負載且產生3個電網電壓。在以上說明中，此8個開關依序各為：SRH、SRL、SSH、SSL、STH、STL、SNH、SNL。此四組電感器-電容器-電感器(LCL)依序各為：(LlR、Cs、LgR)、(LlS、Cs、LgS)、(LlT、Cs、LgT)、(LlN)。此三個負載均為Zl，電網電壓依序各為VgR、VgS、VgT。
其中，第一開關連接至第二開關，其接點連接至LCL濾波器正端之第一組電感器-電容器-電感器(LCL)。第三開關連接至第四開關，其接點連接至LCL濾波器正端之第二組LCL。第五開關連接至第六開 關，其接點連接至LCL濾波器正端之第三組LCL。第七開關連接至第八開關，其接點連接至LCL濾波器正端之第四組LCL。
此外，直流鏈電壓回授電路730連接介於三相四線雙向換流器710與單晶片微控制器770之間用接收回授電壓VDC，將其傳送至單晶片微控制器770。驅動電路740連接介於換流器710與單晶片微控制器770之間，用於將驅動信號ML與MH傳送至換流器710。電流回授電路750連接介於換流器710與單晶片微控制器770之間，用接收回授電流ILM。電壓回授電路760連接介於LCL濾波器720與單晶片微控制器770之間，用於接收回授電壓VP與VC。
此三相四線雙向換流器710與LCL濾波器720之操作原理與第一實施例之單相雙線雙向換流器100與LCL濾波器120類似，熟習此技術人士可輕易得知，在此不再贅述。值得注意的是，當在本實施例中執行本發明之LCL電容電流補償控制方法時，即執行第3圖之方法時，由於其換流器代碼為A02，故必須使用分切合整數位控制特徵方程式(B)，計算電感電流(il)，以便算出電容電流()，對換流器之輸出電流進行補償()，以去除諧波成份，而產生具弦波之電網電流(ig)。
此外，第一實施例之第4圖、第5圖、第6(a)圖、第6(b)圖亦適用於本實施例。
第三實施例 (三相三線雙向換流器系統)
參考第8圖，其為根據本發明第三實施例之方法所使用三相三線雙向換流器系統之等效電路與控制方塊圖。如同於第8圖中所示， 此三相三線雙向換流器系統800包括：一三相三線雙向換流器810，一LCL濾波器820，一直流鏈電壓回授電路830，一驅動電路840，一電流回授電路850，一電壓回授電路860，一單晶片微控制器(micro controller)870。
此換流器系統與第1圖中第一實施例之單相雙線雙向換流器類似，所不同者為：本實施例使用6個開關(各由一電晶體與一二極體所構成)，以及由三組電感器-電容器-電感器所形成之LCL濾波器。此外，在本實施例中，LCL濾波器之輸出連接電網中三個負載且產生3個電網電壓。在以上說明中，此6個開關依序各為：SRH、SRL、SSH、SSL、STH、STL。此三組電感器-電容器-電感器(LCL)依序各為：(LlR、Cs、LgR)、(LlS、Cs、LgS)、(LlT、Cs、LgT)。此三個負載均為Z1，電網電壓依序各為vgR、vgS、VgT。
其中，第一開關連接至第二開關，其接點連接至LCL濾波器正端之第一組電感器-電容器-電感器(LCL)。第三開關連接至第四開關，其接點連接至LCL濾波器正端之第二組LCL。第五開關連接至第六開關，其接點連接至LCL濾波器正端之第三組LCL。
此外，直流鏈電壓回授電路830連接介於三相三線雙向換流器810與單晶片微控制器870之間用接收回授電壓VDC，將其傳送至單晶片微控制器870。驅動電路840連接介於換流器810與單晶片微控制器870之間，用於將驅動信號ML與MH傳送至換流器810。電流回授電路850連接介於換流器810與單晶片微控制器870之間，用接收回授電流ILN，並將其傳送至單晶片微控制器870。電壓回授電路860連接介於LCL濾波器820與單晶片微控制器870之間，用接收回授電壓VP與VC。
此三相三線雙向換流器810與LCL濾波器820之操作原 理與第一實施例之單相雙線雙向換流器110與LCL濾波器120類似，熟習此技術人士可輕易得知，在此不再贅述。必須注意的是，當在本實施例中執行本發明之LCL電容電流補償控制方法時，即執行第3圖之方法時，由於其換流器代碼為A03，故必須使用分切合整數位控制特徵方程式(C)，計算計算電感電流(il)，以便算出電容電流()，對換流器之輸出電流進行補償()，以去除諧波成份，而產生具弦波之電網電流(ig)。
此外，第一實施例之第4圖、第5圖、第6(a)圖、第6(b)圖亦適用於本實施例。
第四實施例 (單相三線雙向換流器系統)
參考第9圖，其為根據本發明第四實施例之方法所使用單相三線雙向換流器系統之等效電路與控制方塊圖。如同於第9圖中所示，此單相三線雙向換流器系統900包括：一單相三線雙向換流器910，一LCL濾波器920，一電壓回授電路930，一驅動電路940，一電流回授電路950，以及一單晶片微控制器(micro controller)960。
此換流器系統之結構與第1圖中第一實施例之單相雙線雙向換流器系統之結構類似，所不同者為：在本實施例中使用4個開關(各由一電晶體與一二極體所構成)，以及由二組電感器-電容器-電感器所形成之LCL濾波器。此外，本實施例中，LCL濾波器之輸出連接電網中2個負載且產生2個電網電壓。在以上說明中，此單相三線雙向換流器910包括四個開闢，其各為：第一開關(電晶體SA+、二極體DA+)、第二開關(電晶體SA-、二極體DA-)、第三開關(電晶體SB+、二極體DB+)、第四開關(電晶體SB-、 二極體DB-)。此二組電感器-電容器-電感器(LCL)依序各為：(LlA、CA、LgA)、(LlB、CB、LgB)。此2個負載均為Z1，電網電壓依序各為vgA、vgB。
其中，第一開關連接至第二開關，其接點連接至LCL濾波器正端之第一組LCL。第三開關連接至第四開關，其接點連接至LCL濾波器負端之第二組LCL。
此外，此一電壓回授電路930之一端連接至單相三線雙向換流器910與LCL濾波器920，從其接收回授電壓vdc、vcA、vCB、vpA、vpB，並傳送至另一端所連接之單晶片微控制器960。又，電流回授電路950連接至LCL濾波器920，且從其接收回授電流ilA、ilB，並將其傳送至單晶片微控制器960。另，驅動電路940之一端連接至單晶片微控制器960，從其接收指令，將控制信號SA+、SA-、SB+、SB-傳送至驅動電路940另一端所連接之單相三線雙向換流器910。
此單相三線雙向換流器910與LCL濾波器920之操作原理與第一實施例之單相雙線雙向換流器110與LCL濾波器120類似，熟習此技術人士可輕易得知，在此不再贅述。值得注意的是，當在本實施例中執行本發明之LCL電容電流補償控制方法時，即執行第3圖之方法時，由於其換流器代碼為A04，故必須使用分切合整數位控制特徵方程式(D)，以計算電感電流(il)，以便估算電容電流()，對換流器之輸出電流進行補償()，以去除諧波成份，而產生具弦波之電網電流(ig)。
此外，第一實施例之第4圖、第5圖、第6(a)圖、第6(b)圖亦適用於本實施例。
在上述第一實施例至第四實施例中，此單晶片微控制 器(micro controller)之設計為，將中央處理單元(CPU)、隨機存取記憶體(RAM)、唯讀記憶體(ROM)、輸入/輸出裝置(I/0)、以及類比/數位轉換器(A/D)等整合於一單晶片上，使其具微型電腦功能。在上述實施例中，可將本發明之基於分切合整的LCL電容電流補償控制方法、步驟、以及公式，以電腦程式或軟體方式儲存於第1、7、8、9圖中之單晶片微控制器之記憶體中，在當須要執行時將其載入主記憶體中由CPU實施，以達成本發明方法之去除電網中電流諧波之目的與功效。
綜上所述，本發明提供一種基於分切合整的LCL電容電流補償控制法(FCCC)，以克服習知技術之缺失與缺點。此控制法考量電感變化，並將換流器控制為電流源，藉由修改換流器參考電流以補償失真電壓下之電容電流，抑制併網電流之諧波，以使得併網電流為弦波。本發明之方法可以避免習知技術中電網電流諧波所造成電網中各種電子裝置靈敏度與準確度退化之缺失與缺點；又，本發明之方法可以達成精確追蹤電網電流、高電壓諧波抑制比、以及高穩定裕度之功效。故，本發明可達成習知技術所無法預期功效，符合專利要件且具專利價值。
以上說明內容僅為本發明一些較佳實施例，其並非用以限定本發明實施之範圍，故舉凡依本發明申請專利範圍所述之形狀、構造、材質、特徵及精神所為之等同變化與修飾，均應包括於本發明之申請專利範圍內。
公式二I gr =I M sin(ωT S )
分切合整數位控制特徵方程式(A)：
分切合整數位控制特徵方程式(B)：
分切合整數位控制特徵方程式(C)：
分切合整數位控制特徵方程式(D)：
100‧‧‧單相雙線雙向換流器系統
110‧‧‧單相雙線雙向換流器
120‧‧‧LCL濾波器
130‧‧‧電壓回授電路
140‧‧‧驅動電路
150‧‧‧電流回授電路
160‧‧‧單晶片微控制器

Claims (7)

  1. 一種基於分切合整的LCL電容電流補償控制方法，其包括以下步驟：計算新的參考電流i* lr為電網參考電流(Igr)+估算電容電流()；據不同換流器系統型式之換流器代碼，藉由相對應分切合整數位控制特徵方程式(A)、(B)、(C)、(D)，計算此換流器中每個開關之責任週期比d，以獲得電感電流(il)；計算電網電流(ig)為電感電流(il)減電容電流(ic)；計算電網側電感跨壓(vc-vp)等於電網側電感之阻抗(Zg)乘電網電流(ig)；使用公式四計算電容跨壓(vc)；估算電容電流()為電容跨壓(vc)除濾波電容阻抗(Zc)；以及使用公式三估算電容電流()；其中，該等分切合整數位控制特徵方程式(A)、(B)、(C)、(D)與該公式三與該公式四之內容分別如下：該分切合整數位控制特徵方程式(A)： 該分切合整數位控制特徵方程式(B)： 該分切合整數位控制特徵方程式(C)： 該分切合整數位控制特徵方程式(D)： 該公式三為：，該公式四為：。
  2. 如申請專利範圍第1項之基於分切合整的LCL電容電流補償控制方法，其中該換流器系統型式包括：單相雙線雙向換流器系統，其換流器代碼設為A01；三相四線雙向換流器系統，其換流器代碼設為A02；三相三線雙向換流器系統，其換流器代碼設為A03；以及單相三線雙向換流器系統，其換流器代碼設為A04。
  3. 如申請專利範圍第2項之基於分切合整的LCL電容電流補償控制方法，其中若換流器代碼為A01，則該單相雙線雙向換流器系統執行該分切合整數位控制特徵方程式(A)。
  4. 如申請專利範圍第2項之基於分切合整的LCL電容電流補償控制方法，其中若換流器代碼為A02，則該三相四線雙向換流器系統執行該分切合整數位控制特徵方程式(B)。
  5. 如申請專利範圍第2項之基於分切合整的LCL電容電流補償控制方法，其中若換流器代碼為A03，則該三相三線雙向換流器系統執行該分切合整數位控制特徵方程式(C)。
  6. 如申請專利範圍第2項之基於分切合整的LCL電容電流補償控制方法，其中若換流器代碼為A04，則該單相三線雙向換流器系統執行該分切合整數位控制特徵方程式(D)。
  7. 如申請專利範圍第2項之基於分切合整的LCL電容電流補償控制方法，其中該基於分切合整的LCL電容電流補償控制方法應用於該單相雙線雙向換流器系統、該三相四線雙向換流器系統、該三相三線雙向換流器系統、或該單相三線雙向換流器系統，其藉由修改該換流器之參考電流以補償失真電壓下之電容電流，以抑制併網電流之諧波而為理想弦波，以避免由於電網電流諧波所造成電網中各種電子裝置靈敏度與準確度退化之缺失，且達成精確追蹤電網電流、高電壓諧波抑制比、以及高穩定裕度之功效。
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