JP2019091990A - フレームエラーレート予測装置、無線通信装置および無線通信システム - Google Patents

Abstract

【課題】複数帯域同時伝送を用いる通信システムにおいて、帯域ごとに変調方式が異なり、異なる伝搬環境となる場合にも、フレームエラーレートを予測する技術を提供する。【解決手段】畳み込み符号化直交周波数分割多重方式により、複数の周波数帯による同時伝送で通信する通信システムのフレームエラーレート予測装置１１１０は、畳み込み符号化処理手段の構成により定まるエラーパターンの誤りビットがマッピングされる周波数帯域と、誤りビットがマッピングされるサブキャリアとビット位置とをインターリーバーおよびパーサーの構成から決定し、各周波数帯域の受信パワー、伝搬路特性情報および雑音電力の推定値からペアワイズ誤り率を計算し、フレーム誤り率を予測するフレーム誤り率予測部３０３０とを備える。【選択図】図５

Description

本発明は、フレームエラーレート予測装置、およびそれを用いる無線通信装置および無線通信システムの構成に関する。

近年、ＩＳＭ（industrial, scientific, and medical radio）帯においてモバイルトラヒックのオフロードが進展しており、無線ＬＡＮ（local area network）の周波数利用効率向上が望まれている。高い周波数利用効率の実現に向けては、実用上十分に低いフレーム誤り率（ＦＥＲ: frame error rate）を達成可能で、かつできるだけ高い伝送レートを用いる必要がある。一般に、ＦＥＲ が１％から１０％程度となるよう、伝搬状況に応じてＭＣＳ（modulation and coding scheme）を制御することが考えられる。ここで、ＭＣＳとは、変調方式・チャネル符号化率について、予め定められた組合せのテーブルをいう（たとえば、特許文献１を参照）。たとえば、受信機の受信状態が悪い場合や、低誤り率での通信が必要な送信データは、低い伝送レートのＭＣＳを用い、逆に、受信機の受信状態が良い場合や、比較的高い誤り率を許容する送信データは、高い伝送レートのＭＣＳを用いるなどの決定方法を用いるような適応的な制御が行われる。

無線ＬＡＮにおいて、適切なＭＣＳに制御する方式として、伝送成功率や再送回数に応じてＭＣＳを調節し、伝搬状況に適したＭＣＳを選択する方式が知られている（非特許文献１を参照）。しかし、この方式では最適なＭＣＳを選択するまで伝搬状況に合わないＭＣＳでフレーム送信を行うため、再送や低レート送信によって、スループットが低下する恐れがある。このため、伝送効率の改善には事前にＦＥＲ（Frame Error Rate）を予測し、その結果に基づいてＭＣＳの決定を行うことが望ましいが、その実現には高精度なＦＥＲ予測が必要となる。

ＦＥＲはフレームサイズと復号後のビット誤り率（ＢＥＲ: bit error rate）から算出できることから、復号後のＢＥＲを予測することによってＦＥＲ予測が可能となる。

一般に、無線ＬＡＮでＦＥＲが１％から１０％程度となることを精度よく予測する場合、ペアワイズ誤り率（ＰＥＰ: pairwise error probability）によって精度よくＦＥＲを求められることが知られている（非特許文献２）。

現在普及しているＩＥＥＥ８０２.１１a以降の無線ＬＡＮにおいてＰＥＰによって誤り率を求める場合、畳み込み符号化ＯＦＤＭ（ＣＯＦＤＭ: coded orthogonal frequency division multiplexing）におけるＰＥＰを求める必要がある。ＣＯＦＤＭにおけるＰＥＰについては、これまで非特許文献３などで検討されている。

非特許文献３では、インターリーブ後のビット誤りがランダムとみなせる場合の、ＰＥＰの解析を行っている。ランダム誤りとみなせる場合、ハミング距離が最小自由距離だけ離れたエラーパスが支配的となり、かつ伝搬路の周波数応答もランダムとみなすことができる。この性質を用いて非特許文献３では、ＰＥＰの定式化を行っている。

しかしながら、現実的な無線ＬＡＮの運用を想定した場合、その通信路は、必ずしもランダム誤りとみなせる環境とはならない。ＩＥＥＥ８０２.１１aなどの無線ＬＡＮでは、帯域幅、インターリーブサイズが十分に広くなく、かつ、数百（ns）程度の遅延分散までしか考慮されていないため、ビット誤りの発生を十分に分散させることができない場合がある。したがって、非特許文献３のＰＥＰの定式化では、無線ＬＡＮ環境におけるＰＥＰを適切に表現できていない。

このような問題を解決するために、非特許文献４に開示された技術では、畳み込み符号化ＯＦＤＭ方式で通信する通信システムにおいて、ビット誤り率（ＢＥＲ：bit error rate）予測として、送信機、受信機、あるいはその両方において推定された通信経路による電力の減衰を表す情報および雑音電力とに基づいて、ＰＥＰを導出する。マルチパス環境下のＯＦＤＭ通信の場合、伝搬路の影響はサブキャリアの周波数応答によって異なる。さらに、無線LANでは多値変調も利用される。そのため、各符号語ビットは異なる影響を受けるため、ＰＥＰはトレリスの各時点で異なる。
非特許文献４に開示された技術ではトレリスの位置によるＰＥＰの違いを考慮するため、インターリーバサイズに相当するトレリスの区間内の各時点においてＰＥＰを計算し、得られたＰＥＰから復号後にビット誤りとなるビット数の期待値を算出しＢＥＲ予測を行う。

図８は、このような非特許文献４の処理の概念を説明するための図である。

図８に示されるように、非特許文献４では、畳み込み符号化された信号は、インターリーブ部によりインターリーブ処理がされた後に、単一帯域にマッピングされるものとして、エラーパス中の誤りビットがマッピングされるサブキャリアのＳＮＲと変調方式によって定まる信号点間距離からペアワイズ誤り率（ＰＥＰ）を計算している。

一方で、非特許文献５および非特許文献６では、スペクトルの効率を増加させるために、５ＧＨｚ、２．４ＧＨｚおよび９２０ＭＨｚのような多数のバンドを同時に使用するＷＬＡＮシステムが提案されている。ここで、提案された複数周波数帯のＷＬＡＮシステムは、キャリアセンシングにより複数の周波数帯から利用可能な無線資源を探索する。２個以上の利用可能なバンドが見つかる場合、フレーム中の符号化されたペイロードは複数の部分に分割され、それらは利用可能なバンド上にマッピングされ、適切に変調され、変調されたシンボルは同時に送信される。受信機側では、多数のバンドに分割されたフレームは統合されデコードされる。バンド毎に異なる伝搬特性となるので、ここで提案されたシステムは、複数のバンドに分散したアイドル状態の資源を利用することによりスペクトルの効率を改善することができると同時に周波数ダイバーシチを得ることができる。

特開２０１０−４１０７４号明細書

特開２０１１−２１１４３３号明細書

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しかしながら、非特許文献４に開示されたような従来技術を、上述した非特許文献５および非特許文献６に開示されたような複数バンドを同時に使用する技術に適用する場合、複数帯域同時伝送では帯域ごとに伝送品質が異なるため、伝搬環境に合った変調方式が各帯域で別々に用いられることが検討されている．
そのため、同一フレーム内の各ビットは異なる変調を施され、かつ異なる伝搬路の影響を受けるため既存技術の枠組みではＰＥＰを計算できない、という問題がある。

本発明は、上記のような問題点を解決するためになされたものであって、その目的は、複数帯域同時伝送を用いる通信システムにおいて、帯域ごとに変調方式が異なり、かつ異なる伝搬環境となる場合にも、フレームエラーレートを予測して、帯域ごとに適応的に、変調方式を設定することを可能とする無線通信装置および無線通信システムを提供することである。

この発明の１つの局面に従うと、畳み込み符号化直交周波数分割多重方式により、複数の周波数帯による同時伝送で通信する無線通信装置であって、受信装置から送信された、周波数帯ごとの受信パワー、伝搬路の電力の減衰を表す伝搬路特性情報および雑音電力の推定値をフィードバック情報として受信する受信手段と、畳み込み符号化直交周波数分割多重方式で採用されるものとして予め設定された畳み込み符号化の符号化率および変調方式の組の情報を格納するための記憶手段と、送信データ列に畳み込み符号化処理するための畳み込み符号化処理手段と、符号化処理手段の出力をインターリーブ処理するためのインターリーブ手段と、インターリーブ処理後の信号を複数の周波数帯に応じて分割するためのパーサー手段と、パーサー手段からの出力を一次変調して、複数のサブキャリアによる直交周波数分割多重変調するための変調手段と、を備える無線通信装置において、周波数帯ごとの符号化率および変調方式を選択するために使用されるフレームエラーレート予測装置であって、畳み込み符号化処理手段の構成により定まるエラーパターンの誤りビットがマッピングされる周波数帯域と、誤りビットがマッピングされるサブキャリアとビット位置とをインターリーブ処理とパーサー手段での分割処理の構成から決定し、各周波数帯域の受信パワー、伝搬路特性情報および雑音電力の推定値からペアワイズ誤り率を計算するペアワイズ誤り率算出手段と、算出されたペアワイズ誤り率に基づいて、フレーム誤り率を予測するフレーム誤り率予測手段とを備える。

好ましくは、ペアワイズ誤り率算出手段は、フレーム内において、送信ビットは、デインターリーブ処理後の符号化系列に対する伝搬路変動が周期的とみなせるように設定されたブロック長ごとに送信ビットが分割されている場合に、１ブロックに相当するトレリス図の区間でペアワイズ誤り率の総和としてブロック誤り率を計算し、フレーム誤り率予測手段は、各ブロック誤り率が互いに等しいものとして、ブロック誤り率とフレーム内に含まれるブロック数からフレーム誤り率を予測する。

好ましくは、ペアワイズ誤り率算出手段は、インターリーブ処理と分割処理の構成から送信データ列のビットがマッピングされる周波数帯を計算し、周波数帯間の電力差を表す係数により、周波数帯ごとの受信電力の違いを考慮し、誤りビットがマッピングされる周波数帯の変調方式から信号点間の距離を算出して、ペアワイズ誤り率を算出する。

好ましくは、通信システムは、直交周波数分割多重方式による通信を行い、ブロックは、直交周波数分割多重方式における１シンボルである。

好ましくは、伝搬路特性情報は、通信経路において推定された電力遅延プロファイルである。

好ましくは、伝搬路特性情報は、伝搬路のインパルス応答である。

この発明の他の局面に従うと、畳み込み符号化直交周波数分割多重方式により、複数の周波数帯による同時伝送で通信する無線通信装置であって、受信装置から送信された、周波数帯ごとの受信パワー、伝搬路の電力の減衰を表す伝搬路特性情報および雑音電力の推定値をフィードバック情報として受信する受信手段と、畳み込み符号化直交周波数分割多重方式で採用されるものとして予め設定された畳み込み符号化の符号化率および変調方式の組の情報を格納するための記憶手段と、送信データ列に畳み込み符号化処理するための畳み込み符号化処理手段と、符号化処理手段の出力をインターリーブ処理するためのインターリーブ手段と、インターリーブ処理後の信号を複数の周波数帯に応じて分割するためのパーサー手段と、パーサー手段からの出力を多値符号化して、複数のサブキャリアによる直交周波数分割多重変調するための変調手段と、フィードバック情報に基づいて、記憶手段に格納された符号化率および変調方式の組のうち、スループットを最大とする組を選択する選択手段とを備え、選択手段は、畳み込み符号化処理手段の構成により定まるエラーパターンの誤りビットがマッピングされる周波数帯域と、誤りビットがマッピングされるサブキャリアとビット位置とをインターリーブ処理とパーサー手段での分割処理の構成から決定し、各周波数帯域の受信パワー、伝搬路特性情報および雑音電力の推定値からペアワイズ誤り率を計算するペアワイズ誤り率算出手段と、算出されたペアワイズ誤り率に基づいて、フレーム誤り率を予測するフレーム誤り率予測手段と、予測されたフレーム誤り率に基づいて、所定のフレームエラーレート内において、最大のスループットとなる組を選択する変調方式選択手段とを含み、変調方式選択部により選択された組に応じて、送信データに対して、畳み込み符号化および変調処理を実行して送信するための送信手段をさらに備える。

好ましくは、ペアワイズ誤り率算出手段は、フレーム内において、送信ビットは、デインターリーブ処理後の符号化系列に対する伝搬路変動が周期的とみなせるように設定されたブロック長ごとに送信ビットが分割されている場合に、１ブロックに相当するトレリス図の区間でペアワイズ誤り率の総和としてブロック誤り率を計算し、フレーム誤り率予測手段は、各ブロック誤り率が互いに等しいものとして、ブロック誤り率とフレーム内に含まれるブロック数からフレーム誤り率を予測する。

好ましくは、ペアワイズ誤り率算出手段は、インターリーブ処理と分割処理の構成から送信データ列のビットがマッピングされる周波数帯を計算し、周波数帯間の電力差を表す係数により、周波数帯ごとの受信電力の違いを考慮し、誤りビットがマッピングされる周波数帯の変調方式から信号点間の距離を算出して、ペアワイズ誤り率を算出する。

好ましくは、通信システムは、直交周波数分割多重方式による通信を行い、ブロックは、直交周波数分割多重方式における１シンボルである。

好ましくは、伝搬路特性情報は、通信経路において推定された電力遅延プロファイルである。

好ましくは、伝搬路特性情報は、伝搬路のインパルス応答である。

この発明のさらに他の局面に従うと、畳み込み符号化直交周波数分割多重方式により、複数の周波数帯による同時伝送で通信する無線通信システムであって、受信装置を備え、受信装置は、通信経路において、周波数帯ごとの受信パワー、伝搬路の電力の減衰を表す伝搬路特性情報および雑音電力を推定する通信経路状態推定手段と、推定された伝搬路特性情報および雑音電力を送信するための第１の送信手段とを含み、送信装置をさらに備え、送信装置は、受信装置から送信された、周波数帯ごとの受信パワー、伝搬路の電力の減衰を表す伝搬路特性情報および雑音電力の推定値をフィードバック情報として受信する受信手段と、畳み込み符号化直交周波数分割多重方式で採用されるものとして予め設定された畳み込み符号化の符号化率および変調方式の組の情報を格納するための記憶手段と、送信データ列に畳み込み符号化処理するための畳み込み符号化処理手段と、符号化処理手段の出力をインターリーブ処理するためのインターリーブ手段と、インターリーブ処理後の信号を複数の周波数帯に応じて分割するためのパーサー手段と、パーサー手段からの出力を多値符号化して、複数のサブキャリアによる直交周波数分割多重変調するための変調手段と、フィードバック情報に基づいて、記憶手段に格納された符号化率および変調方式の組のうち、スループットを最大とする組を選択する選択手段とを備え、選択手段は、畳み込み符号化処理手段の構成により定まるエラーパターンの誤りビットがマッピングされる周波数帯域と、誤りビットがマッピングされるサブキャリアとビット位置とをインターリーブ処理とパーサー手段での分割処理の構成から決定し、各周波数帯域の受信パワー、伝搬路特性情報および雑音電力の推定値からペアワイズ誤り率を計算するペアワイズ誤り率算出手段と、算出されたペアワイズ誤り率に基づいて、フレーム誤り率を予測するフレーム誤り率予測手段と、予測されたフレーム誤り率に基づいて、所定のフレームエラーレート内において、最大のスループットとなる組を選択する変調方式選択手段とを有し、変調方式選択部により選択された組に応じて、変調手段により変調された送信データ列に対する変調信号を送信するための送信手段をさらに備える。
（用語の定義）
本明細書において、用語の意義は、以下の通りとする。

「ペアワイズ誤り率（ＰＥＰ）」とは、送信機から長さＬの符号語Ｃ_Lが送信されたとする場合、この系列を受信機側で、Ｃ_L´と誤りを含んで復号するときに、符号語Ｃ_Lを符号語Ｃ_L´と誤って判定する確率のことをいう。

「最小自由距離」とは、畳み込み符号において、２つの情報系列ｕとｖに対する符号語をｃ（ｕ）、ｃ（ｖ）とするとき、全エラーパスと真のパスについて、２つの符号系列のハミング距離の最小値をいう。

「電力遅延プロファイル」とは、伝搬路が遅延時間の異なる多数のパスから構成されていると想定するとき、受信電力が遅延時間領域でどのように分布しているかを表す。すなわち、実施の伝搬路では、経路ごとにその経路長が異なるため、インパルス応答は時間広がりを有する。そこで、「電力遅延プロファイル」は、インパルス応答の２乗集合平均値で表される。

「ダイバーシチ次数」とは、あるエラーパスに対応する符号語と送信符号語間で異なるビットがマッピングされる各サブキャリアの周波数応答がランダム（無相関）とみなせるサブキャリアの数をいう。通信路の誤りが、ランダム誤りとみなせる環境では、ダイバーシチ次数が最大（エラーパスに対応する符号語と送信符号語間で異なるビットが通過した伝搬路の周波数応答が無相関）となる。ダイバーシチ次数がそれより低い場合、バースト誤りが生じやすく、ＢＥＲが劣化する。

「エラーパス」とは、畳み込み符号に対する最尤復号によってそのパスが選択された場合、ビット誤りが生じるパスをいう。

「エラーパターン」とは、真のパスとエラーパスで異なる区間に対応するエラーパスの符号語をいう。所定の畳み込み符号において、発生しうるエラーパターンは、生成多項式に応じて有限個であるため、これに番号を付して、たとえば、「ｐ番目のエラーパターン」と呼ぶことにする。

「ハミング距離」とは、２つのビット列の中で、対応する位置にある異なったビットの数をいう。

「一次変調」とは、BPSK、QPSK、16QAM、64QAM、256QAM等のように、情報のデジタル信号によって変調信号の振幅または位相、あるいはその両方を変化させて変調することをいい、「二次変調」とは、同じ帯域幅でチャネル数を増やしたり、伝送速度を速くしたりするための変調をいい、たとえば、ＯＦＤＭ変調のことをいう。

この発明によれば、複数帯域同時伝送を用いる通信システムにおいて、帯域ごとに変調方式が異なり、かつ異なる伝搬環境となる場合にも、フレームエラーレートを予測することが可能である。

実施の形態１の無線通信システムの構成を説明するためのブロック図である。 図１に示したＯＦＤＭ方式での送信および受信処理を模式的に説明するための概念図である。 拘束長３、生成多項式(５，７)_８を有する畳み込み符号のｄ_H＝５におけるエラーパスを示す図である。 本実施の形態のフレームエラーレート予測について説明する概念図であり、図８と対比される図である。 適応レート制御部１１１０の構成を説明するためのブロック図である。 実施の形態１の適応レート制御について説明するためのフローチャートである。 無線ＬＡＮで使用される１６ＱＡＭの同相信号のコンスタレーションおよびそのサブセットを示す図である。 従来技術の問題点を説明するための概念図である。

以下、本発明の実施の形態の無線通信システムおよび無線通信装置の構成を説明する。なお、以下の実施の形態において、同じ符号を付した構成要素および処理工程は、同一または相当するものであり、必要でない場合は、その説明は繰り返さない。
（複数帯域同時伝送の通信システムでのフレームエラーレート予測の課題）
以下では、本発明の実施の形態の説明をする前提として、上述した非特許文献４に開示された技術を、非特許文献５や非特許文献６に開示されたような複数帯域同時伝送を用いる通信システムに適用する場合の問題点について、簡単にまとめる。

構成ビットが全て０の符号語を生じるトレリスパス（以下、真のパス）とハミング距離ｄ_H離れた符号語を生じるパス（以下、エラーパス）を考える（畳み込み符号は線形符号であるので、上述のように真のパスとエラーパスを設定しても一般性は失われない）。
図３は、拘束長３、生成多項式(５, ７)_８を有する畳み込み符号のｄ_H＝５におけるエラーパスを示す図である。

この場合、真のパスは符号語…, ０, ０, ０, ０, ０, ０，…に対応し、エラーパスは符号語…，１, １, ０, １, １, １，… に対応する。エラーパスはトレリス上のある位置（図３では、ｔ＝２）で真のパスから離れ、その後合流するため、この区間のみ異なるビットのパターンを持つ。

さらに、後述するように、所定の畳み込み符号について発生しうる、このようなエラーパターンに基づいて、フレームエラーレートが予測される。なお、以下では、文字ｘにアンダーバーが付されているものを「ｘ（アンダーバー）」と表記し、文字ｘが、ベクトルであることを表すものとする。
条件付きＰＥＰは、非特許文献４によれば、以下の式で表される。

エラーパスe _t,p（アンダーバー）をインターリーブし、エラーパターンのｗ番目の誤りビットがマッピングされたサブキャリア番号をｋ_w、当該サブキャリアで送信するシンボル内ビット位置をｉ_wとする。また、Δ_w（ｉ_w）で表される距離は誤りビットが割り当てられたシンボルについて、誤りがない場合の信号点と、誤りビットを含んだ場合の信号点間の２乗ユークリッド距離とする。また、H _kは第kサブキャリアの周波数応答を表し、H_kwはw番目の誤りビットがマッピングされたサブキャリアの周波数応答である。さらに、H、ΔはそれぞれH_kw、Δ_w（ｉ_w）を要素に持つベクトルである。

この場合、ＰＥＰはH、Δについて期待値を求めることにより、次式で与えられる。

ここで、Ｅ｛…｝_aはａに関する期待値演算を表す。式（１）では伝送フレームごとに伝搬路が変化することを想定し、複数フレームを伝送した場合の復号後ＦＥＲを導出するため、サブキャリアの周波数応答Ｈ_kwに関して期待値を求めている。また、Δ_w（ｉ_w）は真のパスとエラーパス、インターリーバ構造から決定できるが、実際には真のパスは符号器の入力ビットに依存するためΔ_w（ｉ_w）は確率変数となる。そのため、式（１）ではΔ_w（ｉ_w）に関しても期待値を求めている。さらに、非特許文献４によると条件付きＰＥＰは次式で与えられる。

式（１）によると、ＰＥＰを導出するためには式（２）について、Ｈ_kw，Δ_w（ｉ_w）に関する期待値を求めればよい。その準備としてまず、式（２）の分子を以下のように変形する。

次にＰＡ´Ｐを固有値分解すると、以下のようになる。

ここで、λ_lはｌ番目に大きなユークリッドノルムを持つＰＡ´Ｐの非零の固有値、v_lはｖのｌ番目の要素でその振幅は、以下の確率密度関数のレイリー分布に従う。

ｒは、ダイバーシチ次数である。ただし、rank（…）は行列のランク、min（…）は最小値を表す。

ここで、ＰＥＰについては以下のようにいうことができる。

送信されたビット列はトレリス線図上の１つのパスで表すことができ、送信したビット列以外のパスが受信側で選ばれるとき復号後ビット誤りが生じる。受信側では各パスのメトリックを計算し、最大のメトリックを持つパスを選ぶことになる。「ＰＥＰ」とはあるエラーパスのメトリックが真のパスのメトリックを超える確率であり、低ＦＥＲ領域ではエラーパスに対応する系列が復号結果として得られる確率に漸近する。

式（８）を式（２）に代入して次式を得る。

ｖ_lに関して期待値を求めることにより次式を得る。

さらに、Δ_w（ｉ_w）に関して期待値を求める。
Δ_w（ｉ_w）はシンボル内のビット位置ｉ_wによって異なる確率密度を持つ有限な離散確率変数であり、λ_lはＰＡ´Ｐの固有値であるため、あるエラーパスe _t,pが与えられている場合、Δ_w（ｉ_w）から一意に決定できる。

Δ_w（ｉ_w）は有限な離散確率変数であるから、λ_lも有限な離散確率変数となる。したがって、以下のようになる。

ここで，離散確率変数Δ_w（ｉ_w）の取りうる値がｍ_iw通りとすると、以下の関係がなりたつ。

エラーレートが低い領域では、シンボル誤りは隣接する信号点に誤る場合が支配的になることが予想される。
信号点間の最小ユークリッド距離をｄ_minとすると、ｗ＝１，…，ｄ_Hに対してΔ_w（ｉ_w）＝ｄ_min ²となる項がＪ個の項の中で支配的になると期待される。また、この支配的になる項のＰ_jをＰ_minと表記する。すなわち、Ｐ_minはｗ＝１，…，ｄ_Hに対してΔ_w（ｉ_w）＝ｄ_min ²となる確率を表し、変調方式とエラーパス、インターリーバ構造から決定される。

また、λ_l,minは、以下の式で算出される行列ＰＡ_min´Ｐの固有値である。

本実施の形態では、送信機側と受信機側とで、インターリーバ構造は、予め既知である。したがって、式（１１）の計算を実行する場合は、送信機側で、電力遅延プロファイルの情報（行列ＰＡ´Ｐの計算に必要）、雑音電力（σの算出に必要）と符号器の構成（すなわち、ＭＣＳの情報）があれば、実行できることになる。

式（１１）の総乗部分はダイバーシチ次数ｒが大きくなるにつれて減少し、ダイバーシチ次数の大きなエラーパスのＰＥＰはダイバーシチ次数の小さなエラーパスのＰＥＰより低くなる。しかし、無線ＬＡＮを想定した場合、遅延分散が小さいためｄ_H≧Ｌとなる可能性がある。このとき、すべてのエラーパスのダイバーシチ次数が等しくＬとなり、ＦＥＲが低い領域においても最小自由距離より離れたパスのＰＥＰが無視できなくなる可能性がある。そのため、真のパスからハミング距離ｄ_f＋φ離れたエラーパスのＰＥＰ まで考慮する。ここで、φの値は、実験的に、予め適切な値を設定しておくものとする。

上記の式において、ｄ_Hは、上述のとおり、エラーパスのハミング距離であって、符号器の構成から決定される。

また、Ｈ_kwは、伝搬路の周波数応答であり、受信機側で推定することが可能である。

また、Ｈからチャネルインパルス応答、および電力遅延プロファイルも推定できる。

ところが、上式を複数帯域同時伝送のシステムに適用するには、以下の問題がある。

１）単一帯域での通信を想定しており、帯域内の平均ＳＮＲが単一である定式化がなされている。したがって、複数帯域同時伝送のような帯域ごとにＳＮＲが大きく異なる場合のＰＥＰを計算できない。

２）また、Δ_w（ｉ_w）＝ｄ_min ²としているので、帯域ごとに変調方式を変更した場合に、信号点間距離が異なることを取り入れていない。

そこで、以下では、このような問題点に対処するための構成について説明する。
［実施の形態１］
図１は、実施の形態１の無線通信システムの構成を説明するためのブロック図である。

図１を参照して、送信装置１０００は、送信系列のデータに対して、畳み込み符号による誤り訂正符号化処理を行うための誤り訂正符号化部１００２と、誤り訂正符号化後のデータに対してインターリーブ処理を行うインターリーブ部１００４と、インターリーブ後のデータ列に対して、複数帯域ごとのデータストリームに分割するパーサー１００６と、パーサー１００６からの出力に対して、それぞれ直列並列変換をし、後述するように選択されたＭＣＳに基づいて、データ列をサブキャリア数に分割し、それぞれ分割したデータにサブキャリア変調を行うための変調部１０１０．１〜１０１０．３とを備える。

特に限定されないが、図１においては、複数帯域としては、３バンドを使用するものとし、これら３バンドにそれぞれ対応して、変調部１０１０．１〜１０１０．３が設けられているものとして説明する。以下では、一例として、このような３バンドとしては、ＩＳＭ帯の５ＧＨｚ、２．４ＧＨｚおよび９２０ＭＨｚバンドを使用するものとする。

さらに、送信装置１０００は、変調部１０１０．１〜１０１０．３の出力のデジタル信号に対して、逆フーリエ変換処理およびガードインターバルの付加処理を実行して直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ：Orthogonal Frequency Division Multiplexing）シンボルを生成し、デジタルアナログ変換処理をそれぞれ実行するためのＯＦＤＭ変調部１０１２．１〜１０１２．３と、ＯＦＤＭ変調後の信号に対して、直交変調処理、アップコンバート処理、電力増幅処理などをそれぞれ実行する高周波処理部（ＲＦ部）１０１４．１〜１０１４．３と、ＲＦ部１０１４．１〜１０１４．３からの高周波信号を送出するためのアンテナ１０２０．１〜１０２０．３とを含む。

なお、アンテナ１０２０．１〜１０２０．３で受信した信号に対して、ＲＦ部１０１４．１〜１０１４．３は、低雑音増幅処理、ダウンコンバート処理および直交復調処理なども実行するものとする。

また、サブキャリア変調の変調方式には、特に限定されないが、たとえば、BPSK、QPSK、16QAM、64QAMなどの種類があるものとする。
さらに、送信装置１０００は、受信装置２０００側からの平均受信電力と電力遅延プロファイルおよび雑音電力の推定値をＲＦ部１０１４．１〜１０１４．３を介して受信し、復調および復号処理を実行するための受信処理部１１００と、平均受信電力と電力遅延プロファイルおよび雑音電力の推定値に基づいて、適応的にＭＣＳを変更する制御を実施して、誤り訂正符号化部１００２の符号化率や変調部１０１０．１〜１０１０．３での変調方式を制御する適応レート制御部１１１０とを含む。

なお、受信装置２０００からの平均受信電力、電力遅延プロファイルおよび雑音電力の推定値の通信方式については、データの送信と同様の通信方式でもよいし、他の通信方式を採用してもよい。

受信装置２０００は、上述した３バンドにそれぞれ対応したアンテナ２００２．１〜２００２．３と、アンテナ２００２．１〜２００２．３の信号の低雑音増幅処理、ダウンコンバート処理および直交復調処理などを実行するＲＦ部２０１０．１〜２０１０．３と、ＲＦ部２０１０．１〜２０１０．３からの信号に対して、それぞれ、アナログデジタル変換処理、ガードインターバルの除去処理、フーリエ変換処理などのＯＦＤＭ復調処理を実行するためのＯＦＤＭ復調部２０１２．１〜２０１２．３と、ＯＦＤＭ復調部２０１２．１〜２０１２．３からの信号に対して、変調部１０１０．１〜１０１０．３のそれぞれの逆処理により、受信データ列を生成するための復調部２０１４．１〜２０１４．３と、復調部２０１４．１〜２０１４．３からの信号に対して、パーサー１００６の逆処理を実行するデパーサー２０１５と、デパーサー２０１５からの信号列に対してデインターリーブ処理を実行するためのデインターリーブ部２０１６と、畳み込み符号に対する復号により誤り訂正処理を実行するための誤り訂正部２０１８とを含む。

受信装置２０００においても、ＲＦ部２０１０．１〜２０１０．３は、平均受信電力、電力遅延プロファイルおよび雑音電力の推定値の送信のための直交変調処理、アップコンバート処理、電力増幅処理などを実行するものとする。
受信装置２０００は、さらに、ＲＦ部２０１０．１〜２０１０．３を介して受信した信号における、たとえば、パイロット信号などにより、平均受信電力と電力遅延プロファイルの推定値および雑音電力の推定値の算出を行うための平均受信電力／電力遅延プロファイル／雑音電力推定部２１００と、平均受信電力／電力遅延プロファイル／雑音電力推定部２１００からの推定値を送信信号に変換して、ＲＦ部２０１０．１〜２０１０．３を介してアンテナ２００２から送信装置１０００に向けて送信するための送信処理部２１１０とを含む。

図２は、図１に示したＯＦＤＭ方式での送信および受信処理を模式的に説明するための概念図である。

図２に示すように、畳み込み符号化されインターリーブされた送信信号は、所定の変調方式で、複素信号としてサブキャリアごとにマッピングされ、逆フーリエ変換の後に、デジタルアナログ変換されて、直交変調などを含む周波数変換処理がされて、伝送路に送出される。

伝送路から受信した信号は、直交検波などを含む周波数逆変換処理を経て、アナログデジタル変換されて、フーリエ変換され、逆マッピングされた受信信号は、デインターリーブ処理および畳み込み符号による誤り訂正処理が実行される。

構成ビットが全て０の符号語を生じるトレリスパス（以下、真のパス）とハミング距離ｄ_H離れた符号語を生じるパス（以下、エラーパス）を考える（畳み込み符号は線形符号であるため、真のパス、エラーパスを上述のように設定しても一般性を失わない）。

図４は、本実施の形態のフレームエラーレート予測について説明する概念図であり、図８と対比される図である。

図４に示されるように、本実施の形態では、パーサーにより送信データ系列の各バンドへの分割処理がなされるため、エラーパス中の誤りビットが異なる帯域にマッピングされる場合を考慮する。

すなわち、後述するように、インターリーバとパーサーの構成からマッピングされる帯域を計算し、帯域間の電力差を表す係数を導入して、帯域ごとの受信電力の違いを考慮し、さらに、誤りビットがマッピングされる帯域の変調方式から信号点間の距離を算出して、ペアワイズ誤り率を算出して、フレームエラーレートを予測する。
［ＦＥＲの予測処理の構成］
図５は、図１に示した適応レート制御部１１１０の構成を説明するためのブロック図である。

図５を参照して、適応レート制御部１１１０は、予め設定されたＭＣＳの組の情報を格納するためのＭＣＳ記憶部３０２０と、受信装置２０００側から送られてきた平均受信電力の推定値、電力遅延プロファイルの推定値および雑音電力の推定値を受けて、ＭＣＳ記憶部３０２０に格納された各ＭＣＳについて、通信に使用されるフレームサイズの情報に基づいて、フレームエラーレート（ＦＥＲ）を、各ＭＣＳについて予測するＦＥＲ予測部３０３０と、予測されたＦＥＲの値に基づいて、システムにおいて予め設定され要求されているＦＥＲを下回るＭＣＳの中で最大のスループットを達成するＭＣＳを選択するＭＣＳ選択部３０４０とを含む。

なお、ＦＥＲ予測部３０３０の動作については、後ほど、より詳しく説明する。

図６は、実施の形態１の適応レート制御について説明するためのフローチャートである。

図６を参照して、まず、受信装置２０００側において、平均受信電力、電力遅延プロファイル／雑音電力推定部２１００が、平均受信電力と電力遅延プロファイルと雑音電力との推定を実行する（Ｓ１００）。

電力遅延プロファイルの推定と雑音電力の推定には、特に限定されないが、たとえば、以下の文献に開示の手法を用いることができる。

公知文献１：T. Cui and C. Tellambura, ”Power delay profile and noise variance estimation for ＯＦＤＭ，” IEEE Communications Letters, vol. 10, no. 1, pp. 25-27, Jan 2006．
また、平均受信電力の推定には、特に限定されないが、たとえば、以下の文献に開示の手法を用いることができる
公知文献２：S. Hong, Y. Li, Y.C. He, G.Wang, and M. Jin, ”A cyclic correlation based blind SINR estimation for OFDM systems，” Communications Letters, IEEE, vol.16, no.11, pp.1832-1835, Nov. 2012.
電力遅延プロファイルの推定にあたり、受信電力も含む形で推定される（すなわち、ρ_bＰ_bとして）場合は、平均受信電力の推定を別途行う必要はなく、電力遅延プロファイルのみを推定する。

推定値は、受信装置２０００から送信されて（Ｓ１０２）、送信装置１０００で受信され（Ｓ１０４）、送信装置１０００のＦＥＲ予測部３０３０では、フレーム内の各時点についてエラーパスのペアワイズ誤り率のフレーム内での総和を算出することで、各ＭＣＳについてフレームエラーレートの予測値を算出し（Ｓ１０８）、ＭＣＳ選択部３０４０が、算出されたフレームエラーレートに基づいて、所定のＭＣＳのうちで、規定のＦＥＲを達成する範囲で、最大のスループットとなるＭＣＳを選択する（Ｓ１１０）。

選択されたＭＣＳに応じて、選択された符号化率で誤り訂正符号化部１００２が畳み込み符号化を実行して、変調部１０１０が選択された多値変調方式でのサブキャリア変調を実行する（Ｓ１１２）。

変調後のデータが送信装置１０００から送信され（Ｓ１１４）、受信装置２０００において受信される（Ｓ１１６）。

このような処理であれば、受信装置側で、平均受信電力、電力遅延プロファイルと雑音電力との推定を行い、送信装置側にフィードバックした時点で、適応的に符号化率や変調方式を変更できる。したがって、フレーム誤り率（ＦＥＲ）を正確に予測することによって伝搬状況に合わないＭＣＳでのフレーム送信回数を低減しスループットを向上できる。

[ＦＥＲ予測部３０３０が実行する動作]
以下では、ＦＥＲ予測部３０３０が実行する動作について、数式に従い説明する。

１．本実施の形態の手法の特徴
以下の説明で明らかとなるように、本実施の形態のＦＥＲの予測では、以下のような特徴がある。

１）帯域によって異なるＳＮＲに対応するために、帯域毎の受信信号電力を含んだ定式化を行い、符号語誤りビットがマッピングされる帯域（インターリーバとパーサーの構成から逆算可能）によって受信信号電力を切り替えることで帯域ごとに異なるＳＮＲの影響を考慮したＰＥＰの計算を可能にする。

２）誤りビットがマッピングされた帯域によって、信号点間距離ｄ_min ²を切り替えることにより、帯域ごとに異なる変調方式の影響を考慮したＰＥＰ計算を可能にする。

以下、さらに詳しく説明する。

２．システムモデル
以下では、複数周波数帯の同時通信のシステムとして、利用可能なバンドの個数をＢ個とする。図１の例では、Ｂ＝３である。

また、特に限定されないが、一例として、情報ビットは、誤り訂正符号化部１００２へＲ＝１／２の符号化率で与えられるものとする。

このとき、生成されたコードワードは、以下の式で表される。

Ｌ_frameがコードワードの長さであり、ｃ_j∈｛０，１｝は、コードワードｃ（アンダーバー）におけるｊ番目の符号化されたビットである。

コードワードは、インターリーブ部１００４およびパーサー１００６により、インターリーブされ、利用可能な複数のバンドに分割される。

その後、上述したように、分割されたコードワードはそれぞれ、各バンドで個々に変調され、対応するサブキャリアに写像される。

ｊ番目の符号化されたビットc_jがｂ番目のバンド中のｋ番目のサブキャリア上の変調されたシンボルのi番目のビットにマッピングされる場合、この写像は以下のように表わされる。

送信されるフレームは、サブキャリアにマップされた変調されたシンボルに、ＯＦＤＭ変調処理を適用することにより生成される。

さて、以下の実施の形態においては、伝搬路（チャンネル）がフレーム内では静的であるものの、フレームごとには独立して変動する（ブロック・フェージング）、と考える。
ｂ番目の帯域のチャンネル・インパルス応答h'_b（アンダーバー）は、以下のように表わされる。

h_b（アンダーバー）が、平均０および分散１の複合ガウス分布に従う任意のベクトルである場合、Ｐ_bは、主対角成分上の非負の実数値ｐ_lを有するＬ_b×Ｌ_b対角行列である（Ｌ_bはチャンネル・インパルス応答の長さである）。

対角線成分ｐ_lは、Ｌ_b個のタップの周波数選択チャネルの電力遅延プロファイルであり、以下の式を満たす。

第１次の到来パスからのマルチパスの最大遅延時間は、ガードインターバル（ＧＩ）の長さを超えないものと仮定する。

受信機側では、ＯＦＤＭ復調後の各帯域のｋ番目のサブキャリアの受信信号は、以下の式（１５）によって表されるものとする。

ここで、ρ_bがｂ番目の帯域の受信信号パワーとするとき、Ｘ_k、bは、平均電力を１に規格化した送信シンボルであり、Ｚ_k、bは、平均０および分散σ²の複素加法性ホワイトガウスノイズ（ＡＷＧＮ：additive white Gaussian noise）の周波数領域表現であり、Ｈ_k,bは、ｂ番目の帯域中のｋ番目のサブキャリアの周波数領域のチャネル係数である。

この実施の形態では、電力遅延プロファイルＰ_b、雑音分散σ²および各バンド中の受信パワーρ_bが、受信側で推定され、送信側にフィードバック情報として返信されるものとする。

ここで、Ｈ_k,bは、以下の式（４）で与えられる。

ここで、Ｋ_fft、bはｂ番目の帯域の高速フーリエ変換（ＦＦＴ）サイズであり、ｇ^H _Kfft,b （ｋ）は、ＦＦＴマトリックスのｋ番目の列から抽出されたベクトルである。

伝送された情報ビットの最尤推定を行なうために、トレリス図上のすべての考慮されうるパスのメトリックを計算する。

パスメトリックは、パスに沿うブランチメトリックの合計により与えられる。ｊ番目のビット・メトリックは以下の式（１７）で与えられる。

ここでψ^-1は、式（１３）におけるψの逆写像であり、ｆ(Ｙ_k、b|Ｘ，Ｈ_k、b)は、式（１５）中の受信信号の条件付き確率密度関数であり、χⁱ _q (ｂ)は、ｂ番目のバンドの変調方式のi番目のビットがｑ∈{０，１}である信号点の集合である。

したがって、伝達情報ビットの最尤推定は、以下の式（１８）によって得られる。

ここで、c′（アンダーバー）は、候補コードワードであり、Ｃは可能なコードワードの集合である。
［フレームエラーレート（ＦＥＲ）予測］
トレリス図は畳み込み符号を分析するために広く使用され、図３でも示したように、トレリス図では、コードワードは、トレリスパスに１対１で対応する。

任意のエラーパスのメトリックが正しいパスより大きい場合、エラーイベントが、ビタビ復号処理後に生じことになる。

例えば、図３では、生成多項式(５, ７)_８を備えたトレリス図を示したが、畳み込み符号が線形であるので、この実施の形態の説明においては、正しいパスは全ゼロパスであると考えることにしたとしても、一般性を失わない。

図３において、［０，０，１，１，０，１，１，１，０，０，…］として描かれるエラーパスは、t＝２で正しいパスから離れ、t = ５で正しいパスに合流している。

この正しいパスから離れている期間に、エラーパスは、正しいパスとは異なったビットパターンを持っており、本実施の形態ではこの異なるビットのパターンをエラーパターンと呼ぶ。例えば、図３では、エラーパターンは[１, １, ０, １, １, １] である。

エラーパターンは生成多項式によって決定される。また、各エラーパターンに番号pを付ける。t番目のトレリス位置で始まるp番目のエラーパターンを持っているエラーパスは、ｅ_t,p（アンダーバー）として表わされる。

さらに、エラーパスｅ_t,p（アンダーバー）に関係しているメトリックが、真のパスのメトリックを超えるというイベントは、ε_t,pと表され、その確率Ｐｒ(ε_t,p)は、また、ＰＥＰ（ｅ_t,p（アンダーバー））として表される。
（無線ＬＡＮ環境におけるユニオンバウンドに基づいたＦＥＲの表現）
ＦＥＲは、少なくとも1つのエラーイベントがフレーム中に生じる確率である。

そして、以下では、無線ＬＡＮを例にとって、ＦＥＲの予測の表式を導くことにする。

以下では、送信される１フレーム内のＯＦＤＭシンボルごとにインターリーブ処理がされるものとし、Ｌ_symを、ＯＦＤＭシンボルにおいて符号化されたビット数に等しい、インターリーバーサイズとして定義する。

たとえば、ＩＥＥＥ802.11a/n/ac 規格の無線ＬＡＮシステムでは、インターリーブ処理は、ＯＦＤＭシンボル毎に繰り返し行なわれる。

したがって、ｃ_jおよびｃ_j+Lsymは同じ帯域中の同じサブキャリア上に写像され、無線ＬＡＮ環境では、チャンネル変動は、１つのフレーム内では無視できると考えられるので、同じチャンネル・フェージングの影響を受けるとみなしてよい。

したがって、ＰＥＰ(e_t,p(アンダーバー))は周期的であり、以下の式が成り立つ。

そこで、ＦＥＲを得るために１つのＯＦＤＭシンボルに生じるエラーイベントを考慮する。ＯＦＤＭシンボル内で少なくとも1つのエラーイベントが生起する確率は、式（１９）として表現することができる。

ここでt′は、１からＲＬLsymの範囲のインデックスである（Ｒは符号化率）。式（１９）のユニオンバウンドは、以下の式（２０）で表される。

ここで、ユニオンバウンドとは、以下の式で表されるように和事象の確率の上界を表す関係のことをいう。以下の例では、２つの事象について記載しているが、複数事象の和事象でも同様であり、ビタビ復号によって、何らかのエラーイベントが生じてしまう確率の上界は、すべてのイベント誤りが発生する確率の和によって表される。

その結果、ＦＥＲは、以下の式（２１）として表現される。

以下の説明では、上記のとおり、インターリーブ処理は、フレーム内のＯＦＤＭシンボル毎に、同一の処理が繰り返されているものとして説明する。

ただし、より一般には、インターリーブ処理は、フレーム内の所定のブロック毎に、同一の処理が繰り返されているとすることが可能である。この場合、式（２１）の右肩の指数は、１フレーム内に存在するブロックの個数となり、ＲＬsymは、トレリス図内の１つのブロックに相当する期間とすることができる。すなわち、フレーム内において、送信ビットは、デインターリーブ処理後の符号化系列に対する伝搬路変動が周期的とみなせるように設定されたブロック長ごとに送信ビットが分割されている場合に、１ブロックに相当するトレリス図の区間でペアワイズ誤り率の総和としてブロック誤り率を計算し、各ブロック誤り率が互いに等しいものとして、ブロック誤り率とフレーム内に含まれるブロック数からフレーム誤り率を予測することになる。
（複数周波数帯の同時通信のためのペアワイズ誤り率）
次に、複数周波数帯の同時通信において、ペアワイズ誤り率ＰＥＰ(e_t,p（アンダーバー）)を導出する。

ＰＥＰ(e_t,p（アンダーバー）)は、エラーパスのメトリックが正しいパスのメトリックを超える確率であるので、以下の式（２２）が得られる。

ここで、e_t,p (j)（アンダーバー）は、e_t,p（アンダーバー）のj番目の要素であり、距離ｄ_Hはe_t,p（アンダーバー）のハミング重み（正しいパスとエラーパスとのハミング距離）であり、また、ｊ_wは、e_t,p (ｊ) （アンダーバー）の中のｗ番目の誤りビットの位置を表す。例えば、図３に示した例では、エラーパス［０，０，１，１，０，１，１，１，０，…］は、５つの誤りビットがあり、各エラービットの位置は、 ｊ₁=３，ｊ₂=４，ｊ₃＝６，ｊ₄＝７，およびｊ₅＝８となる。

さらに、エラーパスが正しいパスとは異なるｄ_H個の誤った符号化されたビットを含んでいるという事実から、非特許文献３中の手続きを参照すると、条件付きのＰＥＰは、以下の式（２３）と（２４）から与えられる。

ここで、以下のＨ（アンダーバー）は、チャネル係数ベクトルである。

また、以下は、正しいシンボルと、サイズｄ_Hの誤りシンボルとの間の２乗ユークリッド距離ベクトルである。

さらに、ｗ番目の誤りビットについて、ｉ_w、ｋ_wおよびｂ_wは、それぞれ、シンボル、サブキャリアおよびバンド中でのビット位置である。それらは、以下のように与えられる。

また、以下のように定義される。

図７は、無線ＬＡＮで使用される１６ＱＡＭの同相信号のコンスタレーションおよびそのサブセットを示す図である。

例えば、図７では、送信されたビットが、ビット位置ｉ＝１およびｉ＝２の上にマップされている。

図７においては、正しいシンボルおよび誤ったシンボルは、それぞれ「○」と「×」で表される。図７から、一般には、Δb_w(i_w)は、誤りビットが写像されるビット位置およびシンボル位置に依存する。

そこで、Δb_w(i_w)は、以下の式のように表される。

図７では、γb_w(i_w)は、ｉ＝１に対して、１または４である。

情報ビットは、ランダムに生起するとみなせるので、正しいシンボルの位置もまたランダムとみなせる。

したがって、Δb_w(i_w)は離散確率変数であり、その分布は、コンスタレーションとビット位置によって決定される。

さて、あらゆる可能なΔ（アンダーバー）のパターン数をＵと定義する。送信シンボルはランダムな情報ビットから生成されるので、各パターンは、高いＳＮＲの領域では、等しい確率Ｐで発生するといえる。

確率Ｐは、誤りビットがマップされたコンスタレーションおよびビット位置を考慮することで計算することができる。

したがって、式（２３）について、Δ（アンダーバー）に関する期待値は、式（２５）として与えられる。

ここで、式（２５）において、Ｕが大きな値の場合、すべてのパターンの計算は非現実的である。

そこで、最隣接した信号位置にあたるシンボル・エラーが、高いＳＮＲ領域において支配的であると仮定すると、式（２５）は、すべてのシンボル・エラーが近接するシンボルに相当する項だけを考慮することにより、近似される。すなわち、以下の関係式が成り立つ場合を考慮することになる。

すなわち、バンドごとに異なる変調方式を考慮して、最隣接した信号位置にあたるシンボル・エラーについてのΔb_w(i_w,ｕ)を考慮することに相当する。

したがって、式（２５）は、以下の式（２６）のように近似される。

すなわち、式（２５）において、式（２５−１）の条件となる項のみで式（２５）を近似したことに相当する。

式（２６）のようにすることで、上述した課題が以下のようにして解決される。

１）任意の帯域の送信電力を１（ρ_bw＝１）と仮定し、その帯域のＳＮＲの逆数をσ²とする。他帯域はσ²を雑音電力として、ＳＮＲが受信時のものとなるよう、ρ_bwによってＨ_kw,bwのスケーリングを行う。

２）信号点間距離ｄ_ｂｗ,minを、符号語誤りビットがマッピングされる帯域で用いられる変調方式に応じて切り替える。

なお、式（２６）中のＰＥＰの表現は、まだ、チャンネル係数ベクトルＨ（アンダーバー）により条件付けられている。そこで、さらにＨについての期待値を求めることで、以下のように表現される。
（伝搬路値が定数とみなせる場合（伝搬路が静的な場合））
この場合は、式（２６）おいて、Ｈ_kw,bwを定数と置くことに相当する。
（伝搬路値が変動する場合のＰＥＰの計算）
一般には、チャンネル係数Ｈ（アンダーバー）は確率変数と見なされる。

したがって、式（２６）の中でＨ（アンダーバー）についての期待値をとることで、平均したＰＥＰを得ることができ、式（２１）により、ＦＥＲを得ることができる。

Ｈ（アンダーバー）に関する期待値は、ｈ（アンダーバー）に関する期待値と等しい。
ｈ（アンダーバー）の各要素ｈは互いに独立であるために、容易に計算されるため、h（アンダーバー）にわたる期待値を求める。

期待値の演算のために、式（２６）の根号の中の分子を以下の式（２７）および式（２８）のように変形する。

ここで、

Ｐ_ｂＡ_ｂＰ_ｂの固有値分解は、Ｖ_ｂΛ_ｂＶ_ｂ ^Hとして表現することができる。
ここで、v_ｂ（アンダーバー）＝Ｖ_ｂ ^Hｈ_ｂ（アンダーバー）を定義する。また、Ｖ_ｂはユニタリ行列であるので、バンドｂ中でのv_ｂ（アンダーバー）の各要素の振幅は、以下の確率分布のレイリー分布に従う。

したがって、以下の式（２９）を得る。

ここで、r_ｂは以下のようにして決定される。

ｒ_ｂ＝ｍｉｎ(帯域ｂの伝搬路パス数,帯域ｂにマッピングされる符号語誤りビット数)
式（２６）および（２９）から、ＰＥＰは、式（３０）のように近似できる。

｜v_l,ｂ｜について (すなわち、h（アンダーバー）)についての期待値をとることで、以下の式（３１）を得る。

ここで、λ_l,bは、電力遅延プロファイルとインターリーバ，パーサーの構成から計算可能である。

したがって、式（３１）を式（２１）に代入することにより、フレームエラーレート（ＦＥＲ）を予測することができる。

以上説明したように、本実施の形態の構成によっても、複数帯域同時伝送を用いる通信システムにおいて、帯域ごとに変調方式が異なり、かつ異なる伝搬環境となる場合にも、フレームエラーレートを予測することが可能となる。またこのような、フレームエラーレート予測を用いることで、適切なＭＣＳを適応的に選択して通信を行うことが可能な無線通信装置および無線通信システムが実現できる。

今回開示された実施の形態は、本発明を具体的に実施するための構成の例示であって、本発明の技術的範囲を制限するものではない。本発明の技術的範囲は、実施の形態の説明ではなく、特許請求の範囲によって示されるものであり、特許請求の範囲の文言上の範囲および均等の意味の範囲内での変更が含まれることが意図される。

１０００ 送信装置、１００２ 誤り訂正符号化部、１００４ インターリーブ部、１００６ パーサー、１０１０．１〜１０１０．３ 変調部、１０１２．１〜１０１２．３ ＯＦＤＭ変調部、１０１４．１〜１０１４．３ ＲＦ部、１０２０．１〜１０２０．３ アンテナ、１１００ 受信処理部、１１１０ 適応レート制御部、２０００ 受信装置、２００２．１〜２００２．３ アンテナ、２０１０．１〜２０１０．３ ＲＦ部、２０１２．１〜２０１２．３ ＯＦＤＭ復調部、２０１４．１〜２０１４．３ 復調部、２０１５ デパーサー、２０１６ デインターリーブ部、２０１８ 誤り訂正部、２１００ 平均受信電力／電力遅延プロファイル／雑音電力推定部、２１１０ 送信処理部、３０２０，ＭＣＳ記憶部、３０３０ ＦＥＲ予測部、３０４０ ＭＣＳ選択部。

Claims (13)

1. 畳み込み符号化直交周波数分割多重方式により、複数の周波数帯による同時伝送で通信する無線通信装置であって、
   受信装置から送信された、前記周波数帯ごとの受信パワー、伝搬路の電力の減衰を表す伝搬路特性情報および雑音電力の推定値をフィードバック情報として受信する受信手段と、
   前記畳み込み符号化直交周波数分割多重方式で採用されるものとして予め設定された畳み込み符号化の符号化率および変調方式の組の情報を格納するための記憶手段と、
   送信データ列に前記畳み込み符号化処理するための畳み込み符号化処理手段と、
   前記符号化処理手段の出力をインターリーブ処理するためのインターリーブ手段と、
   前記インターリーブ処理後の信号を前記複数の周波数帯に応じて分割するためのパーサー手段と、
   前記パーサー手段からの出力を一次変調して、複数のサブキャリアによる直交周波数分割多重変調するための変調手段と、を備える無線通信装置において、前記周波数帯ごとの前記符号化率および前記変調方式を選択するために使用されるフレームエラーレート予測装置であって、
   前記畳み込み符号化処理手段の構成により定まるエラーパターンの誤りビットがマッピングされる周波数帯域と、前記誤りビットがマッピングされるサブキャリアとビット位置とを前記インターリーブ処理と前記パーサー手段での分割処理の構成から決定し、各前記周波数帯域の前記受信パワー、前記伝搬路特性情報および前記雑音電力の推定値からペアワイズ誤り率を計算するペアワイズ誤り率算出手段と、
   算出された前記ペアワイズ誤り率に基づいて、フレーム誤り率を予測するフレーム誤り率予測手段とを備える、フレームエラーレート予測装置。
2. 前記ペアワイズ誤り率算出手段は、前記フレーム内において、前記送信ビットは、デインターリーブ処理後の符号化系列に対する伝搬路変動が周期的とみなせるように設定されたブロック長ごとに送信ビットが分割されている場合に、前記１ブロックに相当するトレリス図の区間で前記ペアワイズ誤り率の総和としてブロック誤り率を計算し、
   前記フレーム誤り率予測手段は、各前記ブロック誤り率が互いに等しいものとして、前記ブロック誤り率と前記フレーム内に含まれるブロック数から前記フレーム誤り率を予測する、請求項１記載のフレームエラーレート予測装置。
3. 前記ペアワイズ誤り率算出手段は、前記インターリーブ処理と前記分割処理の構成から前記送信データ列のビットがマッピングされる周波数帯を計算し、前記周波数帯間の電力差を表す係数により、前記周波数帯ごとの受信電力の違いを考慮し、誤りビットがマッピングされる前記周波数帯の変調方式から信号点間の距離を算出して、前記ペアワイズ誤り率を算出する、請求項１または２記載のフレームエラーレート予測装置。
4. 前記通信システムは、直交周波数分割多重方式による通信を行い、前記ブロックは、直交周波数分割多重方式における１シンボルである、請求項２記載のフレームエラーレート予測装置。
5. 前記伝搬路特性情報は、前記通信経路において推定された電力遅延プロファイルである、請求項１記載のフレームエラーレート予測装置。
6. 前記伝搬路特性情報は、前記伝搬路のインパルス応答である、請求項１記載のフレームエラーレート予測装置。
7. 畳み込み符号化直交周波数分割多重方式により、複数の周波数帯による同時伝送で通信する無線通信装置であって、
   受信装置から送信された、前記周波数帯ごとの受信パワー、伝搬路の電力の減衰を表す伝搬路特性情報および雑音電力の推定値をフィードバック情報として受信する受信手段と、
   前記畳み込み符号化直交周波数分割多重方式で採用されるものとして予め設定された畳み込み符号化の符号化率および変調方式の組の情報を格納するための記憶手段と、
   送信データ列に前記畳み込み符号化処理するための畳み込み符号化処理手段と、
   前記符号化処理手段の出力をインターリーブ処理するためのインターリーブ手段と、
   前記インターリーブ処理後の信号を前記複数の周波数帯に応じて分割するためのパーサー手段と、
   前記パーサー手段からの出力を多値符号化して、複数のサブキャリアによる直交周波数分割多重変調するための変調手段と、
   前記フィードバック情報に基づいて、前記記憶手段に格納された符号化率および変調方式の組のうち、スループットを最大とする組を選択する選択手段とを備え、
   前記選択手段は、
   前記畳み込み符号化処理手段の構成により定まるエラーパターンの誤りビットがマッピングされる周波数帯域と、前記誤りビットがマッピングされるサブキャリアとビット位置とを前記インターリーブ処理と前記パーサー手段での分割処理の構成から決定し、各前記周波数帯域の前記受信パワー、前記伝搬路特性情報および前記雑音電力の推定値からペアワイズ誤り率を計算するペアワイズ誤り率算出手段と、
   算出された前記ペアワイズ誤り率に基づいて、フレーム誤り率を予測するフレーム誤り率予測手段と、
   予測されたフレーム誤り率に基づいて、所定のフレームエラーレート内において、最大のスループットとなる前記組を選択する変調方式選択手段とを含み、
   前記変調方式選択部により選択された前記組に応じて、送信データに対して、畳み込み符号化および変調処理を実行して送信するための送信手段をさらに備える、無線通信装置。
8. 前記ペアワイズ誤り率算出手段は、前記フレーム内において、前記送信ビットは、デインターリーブ処理後の符号化系列に対する伝搬路変動が周期的とみなせるように設定されたブロック長ごとに送信ビットが分割されている場合に、前記１ブロックに相当するトレリス図の区間で前記ペアワイズ誤り率の総和としてブロック誤り率を計算し、
   前記フレーム誤り率予測手段は、各前記ブロック誤り率が互いに等しいものとして、前記ブロック誤り率と前記フレーム内に含まれるブロック数から前記フレーム誤り率を予測する、請求項７記載の無線通信装置。
9. 前記ペアワイズ誤り率算出手段は、前記インターリーブ処理と前記分割処理の構成から前記送信データ列のビットがマッピングされる周波数帯を計算し、前記周波数帯間の電力差を表す係数により、前記周波数帯ごとの受信電力の違いを考慮し、誤りビットがマッピングされる前記周波数帯の変調方式から信号点間の距離を算出して、前記ペアワイズ誤り率を算出する、請求項７または８記載の無線通信装置。
10. 前記通信システムは、直交周波数分割多重方式による通信を行い、前記ブロックは、直交周波数分割多重方式における１シンボルである、請求項８記載の無線通信装置。
11. 前記伝搬路特性情報は、前記通信経路において推定された電力遅延プロファイルである、請求項７記載の無線通信装置。
12. 前記伝搬路特性情報は、前記伝搬路のインパルス応答である、請求項７記載の無線通信装置。
13. 畳み込み符号化直交周波数分割多重方式により、複数の周波数帯による同時伝送で通信する無線通信システムであって、
    受信装置を備え、
    前記受信装置は、
    通信経路において、前記周波数帯ごとの受信パワー、伝搬路の電力の減衰を表す伝搬路特性情報および雑音電力を推定する通信経路状態推定手段と、
    前記推定された伝搬路特性情報および雑音電力を送信するための第１の送信手段とを含み、
    送信装置をさらに備え、
    前記送信装置は、
    受信装置から送信された、前記周波数帯ごとの受信パワー、伝搬路の電力の減衰を表す伝搬路特性情報および雑音電力の推定値をフィードバック情報として受信する受信手段と、
    前記畳み込み符号化直交周波数分割多重方式で採用されるものとして予め設定された畳み込み符号化の符号化率および変調方式の組の情報を格納するための記憶手段と、
    送信データ列に前記畳み込み符号化処理するための畳み込み符号化処理手段と、
    前記符号化処理手段の出力をインターリーブ処理するためのインターリーブ手段と、
    前記インターリーブ処理後の信号を前記複数の周波数帯に応じて分割するためのパーサー手段と、
    前記パーサー手段からの出力を多値符号化して、複数のサブキャリアによる直交周波数分割多重変調するための変調手段と、
    前記フィードバック情報に基づいて、前記記憶手段に格納された符号化率および変調方式の組のうち、スループットを最大とする組を選択する選択手段とを備え、
    前記選択手段は、
    前記畳み込み符号化処理手段の構成により定まるエラーパターンの誤りビットがマッピングされる周波数帯域と、前記誤りビットがマッピングされるサブキャリアとビット位置とを前記インターリーブ処理と前記パーサー手段での分割処理の構成から決定し、各前記周波数帯域の前記受信パワー、前記伝搬路特性情報および前記雑音電力の推定値からペアワイズ誤り率を計算するペアワイズ誤り率算出手段と、
    算出された前記ペアワイズ誤り率に基づいて、フレーム誤り率を予測するフレーム誤り率予測手段と、
    予測されたフレーム誤り率に基づいて、所定のフレームエラーレート内において、最大のスループットとなる前記組を選択する変調方式選択手段とを有し、
    前記変調方式選択部により選択された前記組に応じて、前記変調手段により変調された送信データ列に対する変調信号を送信するための送信手段をさらに備える、無線通信しシステム。