JP2019090691A - センサ計測装置 - Google Patents

Abstract

【課題】ＳＡＷセンサの遅延検出範囲を拡張し、かつ感度の悪化を防止する。【解決手段】ＳＡＷセンサ素子１１の出力信号と基準信号の位相差を計測する位相比較器２１と、発生信号の周波数可変な発振器２６と、ＳＡＷセンサ素子と基準信号間の遅延差を変更可能な遅延器２５と、発振器の発振周波数を制御し、かつＳＡＷセンサ素子の出力信号と基準信号の位相差が一定になるように遅延器の遅延量を調整して、遅延器の遅延量からＳＡＷセンサの伝播遅延量を求めて、検出対象の物理量を算出する制御部２３を備える。【選択図】 図１

Description

本発明は、センサ計測装置に係り、更に詳しくは弾性表面波センサを使用した計測装置に関する。

弾性表面波センサ(ＳＡＷセンサ)は液体センサや温度センサなど様々な物理量の検出センサとして知られている。ＳＡＷセンサは、検出対象の物理量の変化によって弾性表面波が伝播する遅延時間が変化し、その遅延時間の変化を検出することで対象となる物理量の変化を検出する。遅延量の検出方法として、基準信号との位相差を位相検出器で検出する方法が知られている。この方法は、ＴＤＣ（Time to Digital Converter）を使用する方法に比べて小面積で回路に実装できる。しかし、位相検出器は周波数の一周期を越える遅延時間は区別ができないため、伝播信号の周波数、つまり周期で測定できる遅延時間の範囲が限定されてしまう。そこで、遅延時間の測定範囲を拡張するために、周波数を変更した時の位相差を計測する技術が提案されている(特許文献１)。

特開２０１４−２０８４１公報

発明者らの検討によれば、従来のＳＡＷセンサは、遅延の検出範囲の拡張に伴い感度が悪化することがわかった。然るに、特許文献１にはＳＡＷセンサの遅延の検出範囲の拡張に伴う感度の悪化に対する解決手段については言及されていない。

そこで、本発明の目的は、ＳＡＷセンサの遅延検出範囲を拡張し、かつ感度の悪化を防止できるセンサ計測装置を提供することにある。

上記課題を解決するために、本発明に係る好ましい例では、検出対象の物理量の変化によって信号の伝播遅延量が変化するＳＡＷセンサと、基準信号に対する前記ＳＡＷセンサの出力信号の位相差を検出する位相比較器と、前記ＳＡＷセンサの入力信号及び前記基準信号を生成する、発振周波数が可変な発振器と、前記ＳＡＷセンサの入力信号と前記基準信号間の遅延差を調整可能な遅延器と、前記発振器の発振周波数を制御し、かつ前記ＳＡＷセンサの出力信号と前記基準信号の位相差が一定になるように前記遅延器の遅延量を制御して、前記遅延器の遅延量から前記ＳＡＷセンサの伝播遅延量を求め、検出対象の物理量を算出する制御部と、を有するセンサ計測装置、として構成される。

本発明によれば、センサ計測装置のＳＡＷセンサの遅延検出範囲を拡張し、かつ感度の悪化を防止できる。

実施例１による弾性表面波センサ計測装置のブロック図。 実施例１による弾性表面波センサ計測装置の処理動作を示すフローチャート図。 実施例１の弾性表面波センサ計測装置の波形図。 実施例１の弾性表面波センサ計測装置の波形図。 実施例１の弾性表面波センサ計測装置の波形図。 実施例１の弾性表面波センサ計測装置の波形図。 実施例２による位相比較器２１の回路の一例を示す図。 実施例２の位相比較器２１の出力例を示す図。 実施例２の弾性表面波センサ計測装置の処理動作を示すフローチャート図。 実施例３による弾性表面波センサ計測装置のブロック図。 実施例４による弾性表面波センサ計測装置のブロック図。 実施例５による弾性表面波センサ計測装置のブロック図。 実施例６によるによる弾性表面波センサ計測装置のブロック図。

以下、図面を参照して、本発明の好ましい実施例について説明する。
以下の実施例による弾性表面波センサ計測装置は、例えば自動車の排ガス中の微粒粒子（ＰＭ）を計測するＰＭセンサを用いた例である。

図１は、弾性表面波センサ計測装置の一例を示すブロック図である。
弾性表面波センサ計測装置は、ＳＡＷセンサ１と、センサ制御回路２を備えて構成される。弾性表面波センサ計測装置の出力は、ＥＣＵ(Electronic Control Unit)３に提供されて、エンジンやその他電子機器などの制御に使用される。

ＳＡＷセンサ１は、ＰＭがセンシング部に付着することで伝播信号の遅延量が変化するＳＡＷセンサ素子（以下単にセンサ素子という）１１と、ＰＭの付着によって伝播信号の遅延量が変化せず温度や製造ばらつきの影響をキャンセルするためのＳＡＷリファレンス素子（以下単にリファレンス素子という）１２と、センサ素子１１をリフレッシュするためにセンサ素子１１の表面に付着したＰＭを燃焼するヒータ４０と、を備える。

センサ制御回路２は、センサ素子１１の出力信号１３とリファレンス素子１２の出力信号１５の位相差を比較する位相比較器２１と、位相比較器２１の出力電圧信号２７をデジタル値に変換するアナログデジタルコンバータ（ＡＤＣ）２２と、ＡＤＣ２２の出力信号２８のデータ演算や他の回路（例えば電圧生成回路３９等）の制御処理を行うマイクロコントロールユニット（ＭＣＵ：Micro Control Unit）２３と、ＭＣＵ２３からの出力信号２９及びその入力信号３０、及びＥＣＵ３への出力信号３７及びその入力信号３８の変換を行う入出力回路（Ｉ／Ｏ）２４と、センサ素子１１への入力信号１８を生成する発振器（ＯＳＣ）２６と、センサ素子１１への入力信号１８とリファレンス素子１２への入力信号１９に所望の遅延量を設定できる遅延器（ＤＥＬＡＹ）２５と、ＭＣＵ２３からの制御信号４１によってヒータ４０への印加電圧を発生させる電圧生成回路（ＶＧＥＮ）３９を有する。ＭＣＵ２３は、発振器２６の発振周波数を設定する制御信号３１、遅延器２５の遅延量を設定する制御信号３２、電圧生成回３９を制御する制御信号４１、を出力する。また、１４はセンサ素子１１からのＧＮＤ（接地）出力信号、１６はリファレンス素子１２からのＧＮＤ出力信号、１７はセンサ素子１１及びリファレンス素子１２へのＧＮＤ入力信号である。

ＭＣＵ２３は、発振器２６の発振周波数を制御し、かつセンサ素子１１の出力信号と基準信号の位相差が一定になるように遅延器２５の遅延量を制御する。そして、遅延器２５の遅延量からセンサ素子１１の伝播遅延量とリファレンス素子１２の伝播遅延量の差分を求め、検出対象の物理量（ＰＭ濃度）を算出する。なお、ＭＣＵ２３の処理動作については、フローチャートを参照して詳細に後述する。ここで、ＭＣＵ２３は、マイクロプログラムを実行することで所定の機能や動作を実現するものであり、演算処理部或いは単に処理部、或いは制御部と称してもよい（特許請求の範囲では制御部と称している）。

図２は、ＭＣＵ２３による処理動作を示す。
ＭＣＵ２３は各周波数の位相差及び、位相差の差分が０度になるように制御する。
まず、発振器２６の周波数をｆ１に設定し（Ｓ２０１）、センサ素子１１とリファレンス素子１２の出力信号の位相差Δφ１を計測する（Ｓ２０２）。次に発振器２６の周波数をｆ２に設定して（Ｓ２０３）、センサ素子１１とリファレンス素子１２の出力信号Δφ２を計測する（Ｓ２０４）。次に、Δφ１とΔφ２の位相差Δφ１−Δφ２を計算する（Ｓ２０５）。

ここで、Δφ１とΔφ２の出力のどちらかが３６０度から０度に変化すると、３６０度のずれが生じるので、Δφ１−Δφ２の値を補正する必要がある。ＳＡＷセンサの遅延量がΔφ１−Δφ２が−１８０度から１８０度の範囲までで使用すると決めていれば（Ｓ２０６）、Δφ１−Δφ２＞１８０度の場合は３６０度を引き（Ｓ２２１，Ｓ２２２）、Δφ１−Δφ２＜１８０度の場合は３６０度を足せば（Ｓ２２３）、所望の補正が可能になる。位相差の差分Δφ１−Δφ２を補正した値Δφ１２を求めて（Ｓ２０７、Ｓ２２２、Ｓ２２３）、Δφ１２が０以上の場合（Ｓ２０８：ＹＥＳ）、遅延器２５の遅延量を増加させ（Ｓ２０９）、Δφ１２が０より小さい場合は（Ｓ２０８：ＮＯ）、遅延器２５の遅延量を削減する（Ｓ２３１）。

上記の、遅延器２５の遅延量の増減により、Δφ１２及び、Δφ１、Δφ２が閾値Ｐｔｈ１２、Ｐｔｈ１、Ｐｔｈ２以下の範囲に収まれば（Ｓ２１０：ＹＥＳ）、フィードバックが安定したと判断する。そして、ＭＣＵ２３は、遅延器２５の遅延の遅延量つまり遅延の設定値からセンサ素子１１の遅延量を計算し、センサ素子１１の遅延量からＰＭの付着量を計算する（Ｓ２１１）。ＰＭの付着量の時間変化から排気ガス中のＰＭ濃度を計算しＥＣＵ３に出力する。

その後、ＭＣＵ２３は、遅延器２５の遅延量が規定値を超えているかを判断する（Ｓ２１２）。判断の結果、遅延量が規定値を超えていなければ（Ｓ２１２：ＮＯ）、最初に戻る。一方、遅延量が規定値を超えていれば（Ｓ２１２：ＹＥＳ）、ヒータ４０でセンサ素子１１を加熱してセンサ素子１１の表面に付着しているＰＭを燃焼させて（Ｓ２１３）、ＰＭの付着していない状態にリフレッシュする。その後、遅延器２５の遅延量を０にリセットして（Ｓ２１４）、最初に戻る。

図３Ａ〜３Ｄは、センサ素子１１とリファレンス素子１２の遅延差を１００ｎｓ、周波数ｆ１を１００ＭＨｚ、ｆ２を１０１ＭＨｚとした場合の遅延器の遅延量と位相差と位相差の差分の関係を示した波形図である。横軸は時間軸であるが、制御のフィードバック時間に依存する値であり、絶対値は重要でない。図３Ａは周波数が１００ＭＨｚの場合のセンサ素子１１とリファレンス素子１２の出力信号の位相差Δφ１と１０１ＭＨｚの場合の位相差Δφ２の時間変化を示す。図３ＢはΔφ１とΔφ２の差分の時間変化を示す。図３ＣはΔφ１とΔφ２の位相周りを補正した補正値Δφ１２を示す。図３Ｄは遅延器２５の遅延量の変化を示す。

遅延器の遅延量がセンサ素子１１とリファレンス素子１２の遅延差１００ｎｓと等しくなった時に図３Ｃの位相差の差分の補正値は０になる。また、遅延量の増加に伴い、図３Ａの位相差は３６０度以上何度も回転しているが、図３Ｃの位相差の差分の補正値は−１８０度から１８０度の間に収まっている。図３Ｃの位相差の差分が正の場合は遅延器の遅延量を増加、負の場合は遅延器の遅延量を減少するようにフィードバックをかければ、遅延器の遅延量は位相差の差分が０になる点に安定する。また、位相差の差分が０なので、遅延器の遅延量がＳＡＷセンサ素子とＳＡＷリファレンス素子の遅延差に等しい。
このように周波数を変更したときの位相差の差分を計測することで、遅延の測定範囲の拡張ができる。また、遅延器にフィードバック制御をかけてその度に遅延器の遅延量を可変制御してＰＭ付着量を算出するので、感度の悪化を防ぐことができる。

実施例２に係る位相比較器２１の回路構成の一例を図４に示す。
位相比較器２１は主に、コンパレータ４３と、コンパレータ４４と、ＸＯＲ（排他的ＯＲゲート）４５と、ローパスフィルタ４６により構成される。

位相比較器２１の動作を説明する。まず、センサ素子１１の出力信号１３とリファレンス素子１２の出力信号１５をコンパレータ４３、４４でロウレベルからハイレベルまで振幅するデジタル信号に変換する。コンパレータの比較基準信号４７は入力信号１３及び１５の振幅の中心値に設定される。コンパレータ４３、４４でデジタル信号に変換された信号４８と４９はＸＯＲ４５に入力される。ＸＯＲ４５の出力信号５０は、ＸＯＲ４５の入力信号４８と４９の位相のずれに比例した幅のパルス信号を出力する。このパルス信号をローパスフィルタ４６でＤＣ電圧に変換すれば、１周期に対するパルス幅の比が、電圧比に換算される。

位相差とローパスフィルタの出力信号２７の出力電圧の関係を図５に示す。図５のグラフでは、ロウレベルが０Ｖ，ハイレベルが５Ｖの場合を示している。位相のずれが０度の時、ＸＯＲ４５の入力信号４８と４９の組み合わせは常にロウとロウ、もしくはハイとハイになり、ＸＯＲ４５の出力は常にロウになる。位相差が１８０度の時は、入力信号４８と４９の組み合わせは常にハイとロウ、もしくはロウとハイになり、ＸＯＲ４５の出力はハイで最大となり、位相差が３６０度になると０度と同じくロウレベルとなる。図５のグラフにおいて、０度と、１８０度と、３６０度の付近で位相差に対する電圧変化の傾きが減少していることが分かる。

これは、ＸＯＲ４５の出力信号がハイからロウもしくはロウからハイに遷移する遷移時間よりパルス幅が短くなり、パルスがロウレベルからハイレベルに完全に達さなくなること、ＸＯＲ回路４５の応答時間の影響が見えることによる。このような特性を持つ位相比較器２１で位相差が常に０度になる制御をかけると、位相器の感度が悪い箇所を常に使用することになる。一方、位相比較器の感度の悪い箇所の使用を避けるのであれば、収束点の位相差を０度以外に設定すればよい。図５のグラフの特性の位相比較器２１であれば、０度や１８０度３６０度を避けて、位相差が９０度で一定になるように制御をかければよい。

図６は、ＭＣＵ２３による処理動作を示す。
ＭＣＵ２３は、まず、発振器２６の周波数をｆ１（Hz）に設定し（Ｓ６０１）、センサ素子１１とリファレンス素子１２の位相差Δφ１を測定する（Ｓ６０２）。次に、Δφ１の９０度に対する差分（即ち（Δφ１−９０度）の絶対値）が誤差Ｐｔｈ１'以下に近づくまで遅延器２５の遅延量を増加する（Ｓ６０３，Ｓ６２１）。

そして、ＭＣＵ２３は、Δφ１の９０度に対する差分が誤差Ｐｔｈ１'以下になったと判断したら（Ｓ６０３：ＹＥＳ）、発振器２６の周波数をｆ２に設定して（Ｓ６０４）、センサ素子１１とリファレンス素子１２の位相差Δφ２を計測する（Ｓ６０５）。そして、Δφ１とΔφ２の差分Δφ１２を計算する（Ｓ６０６）。

実施例２では、Δφ１２が±９０度の範囲までしか変化しない遅延量を想定しており、Δφ１を９０度に調整してからΔφ２を測定しているので、Δφ１とΔφ２の出力のどちらかが３６０度から０度に変化すること（位相回り）は起きないので、実施例１で行ったΔφ１２に３６０度を足したり引いたりする補正は行っていない。そこで、Δφ１２の絶対値が規定値Ｐｔｈ１２’より小さいかを判断する（Ｓ６０７）。その判断の結果、Δφ１２の絶対値が規定値Ｐｔｈ１２’より小さい場合は、遅延器２５の遅延量から周波数ｆ１の位相９０度に相当する遅延量を引いた遅延量がセンサ素子１１とリファレンス素子１２の遅延差となり、この遅延差からＰＭの付着量を計算する（Ｓ６０８）。

一方、Δφ１２が規定値Ｐｔｈ１２’より大きい場合は（Ｓ６０７：ＮＯ）、Δφ１２が正の場合（Ｓ６２２：ＮＯ）は遅延器２５の遅延量を削減し（Ｓ６２４）、負の場合（Ｓ６２２：ＹＥＳ）は増加させる（Ｓ６２３）。規定値Ｐｔｈ１２’はセンサ素子１１とリファレンス素子１２の遅延差が周波数ｆ１の一周期分以下となる値である。その後Ｓ６０２に戻り、周波数を変更した位相差の差分Δφ１２が規定値Ｐｔｈ１２’より小さくなるまで遅延器の調整を繰り返す。そして、Δφ１２の絶対値が規定値Ｐｔｈ１２’より小さくなると（Ｓ６０７：ＹＥＳ）、遅延器２５の遅延量から周波数ｆ１の位相差９０度分の遅延量を引いた遅延量がセンサ素子１１とリファレンス素子１２の遅延差となるので、この遅延差からＰＭの付着量を計算する（Ｓ６０８）。Δφ１２の絶対値がＰｔｈ１２’より大きい時の遅延の調整量ｄｐ１２とｄｍ１２は、ｆ１の周波数で９０度の位相差に調整する時に一周期ずれた点、つまり９０度＋３６０度もしくは９０度−３６０度に収束可能な遅延量である。

その後、ＭＣＵ２３は、遅延器２５の遅延量が規定値を超えているかを判断する（Ｓ６０９）。判断の結果、遅延量が規定値を超えていなければ（Ｓ６０９：ＮＯ）、最初に戻る。一方、遅延量が規定値を超えていれば（Ｓ６０９：ＹＥＳ）、ヒータ４０でセンサ素子１１を加熱してセンサ素子１１の表面に付着しているＰＭを燃焼させて（Ｓ６１０）、ＰＭの付着していない状態にリフレッシュする。その後、遅延器２５の遅延量を０にリセットして（Ｓ２１４）、最初に戻る。

実施例２によれば、位相比較器２１が位相差による感度差を持っている場合でも、感度の良い位相差になるようにフィードバックをかけて精度良くＳＡＷセンサの遅延量の変化を測定することができる。なお、実施例２では位相比較器２１としてＸＯＲ４５を使用した位相比較器を例として挙げたが、ＸＯＲに限らず、方式の異なる他の位相比較器を用いても実現可能である。

もし、一定値として調整する位相差をより１８０度に近づければ、Δφ１２の測定範囲を±１８０度近くの範囲まで広げて、かつΔφ１２の位相回りの補正は行わないことも可能である。

図７に、実施例３に係る弾性表面波センサ計測装置のブロック図を示す。
実施例３は実施例１に対して遅延リファレンス回路５１が追加されている。遅延器２５は例えばインバータなどの遅延素子を複数繋げて構成されるが、遅延リファレンス回路５１は遅延器２５を構成する遅延素子と同じ遅延素子で構成されたリングオシレータが用いられる。遅延リファレンス回路５１は発振信号である信号５５を出力して、その出力信号５５はＭＣＵ２３に送られる。ＭＣＵ２３は、遅延器２５の遅延量からＳＡＷセンサの伝播遅延量を計算するときに、遅延リファレンス回路５１の遅延量で補正する。すなわち、ＭＣＵ２３は、遅延リファレンス回路５１の一定時間内の発振数をカウントすることで、遅延リファレンス回路５１の遅延量の変化を計算し、その遅延量の変化から遅延器２５の温度や製造ばらつきによる遅延量の変化を補正することができる。これにより、温度や製造ばらつきの影響を低減できる。また、遅延リファレンス回路５１は遅延器２５の温度や製造ばらつきに対する遅延変化の比率が同じであれば良いので、遅延リファレンス回路５１を構成する遅延素子の数は、遅延器２５より減らすことができ、遅延リファレンス回路５１の面積オーバヘッドを抑制できる。

図８に、実施例４に係る弾性表面波センサ計測装置のブロック図を示す。
実施例４は実施例３に対して電圧生成回路５２が追加されている。また、実施例４では、遅延器２５は電圧生成回路５２の出力電圧信号５４によって遅延量が変化する遅延素子を使用している。５３はＭＣＵ２３から電圧生成回路５２へ与えられる電圧制御信号である。遅延器の遅延量は電圧制御により変更することが可能である。さらに、遅延素子の段数の切り替えにより遅延器の遅延量の変更が可能である。前者と後者を用いることで、遅延素子の段数の切り替えにより広範囲に遅延量を切り替えつつ、電圧制御によって遅延量を連続的に変化させることができるため微調整も可能になる。また、遅延量の最大値も、より少ない遅延素子の段数で増やすことができる。

実施例５は、ＭＣＵ２３が周波数の変更による遅延量の演算を、起動時とヒータ４０によってセンサに付着したＰＭを燃焼した直後にのみ行う。図９に示すように、実施例５は、実施例１に対して、パワーオンリセット回路５６と、位相器の位相が回った回数をカウントするためのカウンタ５７が追加される。パワーオンリセット回路５６は、センサ制御回路２の電源投入時に、パワーオンリセット信号５８を生成する。カウンタ５７は、位相比較器２１の位相差が何度回ったかを記憶する記憶手段として機能する。信号６０はＭＣＵ２３がカウンタ５７のカウント数を設定するための信号、信号５９はカウンタ５９がカウンタ５７のカウンタ数を読み出すための信号である。

次にＭＣＵ２３による処理動作について説明する。
ＭＣＵ２３は、電源投入時にパワーオンリセット回路５６からパワーオンリセット信号５８を受け取る。ＭＣＵ２３は、パワーオンリセット信号５８を受け取った時、もしくはヒータ４０によりセンサ素子１１に付着したＰＭを燃焼させた後に（このときを状態１という）、初期動作として発振器２６の周波数をｆ１とｆ２に変更し、その変更した場合の位相差の差分を求める。そして、ＭＣＵ２３は、その位相差の差分からセンサ素子１１とリファレンス素子１２の遅延差を求め、その遅延差をｆ１の周期の何倍かを計算する。計算された倍数はカウント数としてカウンタ５７に設定される。例えば、遅延差が、ｆ１の周期に換算して７７０度であれば、７７０度＝２×３６０度＋５０度なので、カウント数は“２”になる。

初期動作の完了後（このときを状態２という）、ＭＣＵ２３は、周波数をｆ１に固定（一定値に）して、センサ素子１１とリファレンス素子１２の位相差を検出する。位相差が、位相比較器２１の感度の悪い箇所であれば遅延器２５でｆ１の周期の９０度分だけ遅延をずらし、位相比較器２１の感度のよい範囲を使用するようにする。位相比較器２１の位相が３６０度回るたびに、カウンタ５７のカウント数に反映させていく。ＭＣＵ２３は、カウンタ５７のカウント数と位相比較器２１の位相差を基にセンサ素子１１とリファレンス素子１２の遅延差の絶対値を求めて、センサ素子１１のＰＭ付着量を計算する。ＭＣＵ２３はセンサ素子１１のＰＭ付着量の時間変化からＰＭ濃度を求めて、最終的にＥＣＵ３に出力することができる。

なお、図９に示す例では、ハードウェア回路としてパワーオンリセット回路５６とカウンタ５７が追加されているが、これらの機能はＭＣＵ２３によるプログラムの実行による機能として実現することも可能である。

実施例５によれば、通常動作時の周波数変更の制御を省くことで、応答性の向上及びＭＣＵの制御負荷の低減が可能になる。ＭＣＵの制御負荷の低減は低電力化になる。また、ＭＣＵをカスタムＩＣで実装する場合には小面積化、ディスクリートのＭＣＵを使用する場合はより低性能な低価格の製品を選択することができ、低コスト化になる。

図１０に示すように、実施例６は、実施例１に対して電源を遮断してもデータが消えない不揮発性メモリ６１が記憶手段として追加される。また、発振器２６の周波数を変更するための制御信号３１（実施例１）が削除されている。不揮発性メモリ６１は、使用開始時もしくはヒータ４０によるセンサ素子１１に付着したＰＭの燃焼後からの位相比較器２１の位相が３６０度以上回った回数を記憶する。ＭＣＵ２３は、位相比較器２１が検出する位相差と不揮発メモリ６１に記憶された値からセンサ素子１１とリファレンス素子１２の遅延差の絶対値を計算する。これにより、周波数変更の制御が不要になり、センサの応答性の高速化及び、回路の簡単化による低コスト化が可能になる。また、ヒータ４０によるセンサ素子１１に付着したＰＭを燃焼した直後の位相差を記録しておき、その後の遅延差を求める際にオフセットとして差し引くことで、ヒータ４０によるＰＭの燃焼が不完全だった場合やＰＭ燃焼後の付着物による誤差の増加を防止できる。

以上のように、本発明の幾つかの好ましい実施例によれば、ＳＡＷセンサの遅延検出範囲の拡張を図りつつ高感度にＰＭ計測することが可能となる。これにより、センサ計測装置を小規模な回路、低コストで実現することができる。

１：ＳＡＷセンサ
２：センサ制御回路
３：ＥＣＵ
１１：ＳＡＷセンサ素子
１２：ＳＡＷリファレンス素子
２１：位相比較器
２２：ＡＤＣ
２３：ＭＣＵ
２４：入出力回路
２５：遅延器
２６：発振器
３９：電圧生成回路
４０：ヒータ
４１：制御信号
４２：印加電圧

Claims (12)

1. 検出対象の物理量の変化によって信号の伝播遅延量が変化するＳＡＷセンサと、
   基準信号に対する前記ＳＡＷセンサの出力信号の位相差を検出する位相比較器と、
   前記ＳＡＷセンサの入力信号及び前記基準信号を生成する、発振周波数が可変な発振器と、
   前記ＳＡＷセンサの入力信号と前記基準信号間の遅延差を調整可能な遅延器と、
   前記発振器の発振周波数を制御し、かつ前記ＳＡＷセンサの出力信号と前記基準信号の位相差が一定になるように前記遅延器の遅延量を制御して、前記遅延器の遅延量から前記ＳＡＷセンサの伝播遅延量を求め、検出対象の物理量を算出する制御部と、
   を有することを特徴とするセンサ計測装置。
2. 前記ＳＡＷセンサは、検出対象の物理量の変化によって信号の伝播遅延量が変化するＳＡＷセンサ素子と、前記センサ素子と同じ特性を有し、検出対象の物理量を検知しないＳＡＷリファレンス素子を有し、
   前記遅延器の出力は前記ＳＡＷリファレンス素子に与えられ、
   前記ＳＡＷリファレンス素子の出力は前記位相記比較器に与えられて、前記位相比較器において前記ＳＡＷセンサ素子の出力信号との位相差を検出する前記基準信号として使用される、請求項１のセンサ計測装置。
3. 前記ＳＡＷセンサは、気体中に含まれる固体微粒子（ＰＭ）がセンシング部に付着することで信号の伝播遅延量が変化するＳＡＷセンサ素子を有する、請求項１のセンサ計測装置。
4. 前記ＳＡＷセンサ素子のセンシング部に付着するＰＭを燃焼させるためのヒータと、
   前記ヒータの印加電圧を生成する電圧生成回路を更に有し、
   前記制御部は、前記ＳＡＷセンサ素子の信号の遅延量を基にＰＭの付着量が規定値に達した場合、前記ヒータを加熱して前記ＳＡＷセンサ素子のセンシング部に付着したＰＭを燃焼するように前記電圧生成回路を制御する、請求項３のセンサ計測装置。
5. 前記制御部は、前記位相差を０度として、前記一定となるように制御する、請求項１のセンサ計測装置。
6. 前記制御部は、前記位相比較器の感度が位相差によって一定でない場合に、前記位相比較器の感度が良い位相差で一定となるように制御する、請求項１のセンサ計測装置。
7. 前記遅延器と遅延量の絶対値が異なり特性が同じである遅延リファレンス回路を有し、
   前記制御部は、前記遅延器の遅延量から前記ＳＡＷセンサの伝播遅延量を計算するときに、前記遅延リファレンス回路の遅延量を用いて補正する、請求項１のセンサ計測装置。
8. 前記遅延器の遅延量は、遅延段の段数の変更及び印加電圧によって変更可能であり、該遅延量を連続的に変化させて微調整を可能とする、請求項７のセンサ計測装置。
9. 前記遅延リファレンス回路はリングオシレータであり、
   前記制御部は、前記リングオシレータの一定時間内のカウント数をカウントすることで、前記遅延器の遅延量の絶対値を把握し、前記ＳＡＷセンサの伝播遅延量の計算に用いる、請求項７のセンサ計測装置。
10. 前記ＳＡＷセンサに付着したＰＭを燃焼させるヒータと、
    センサ計測装置の電源が投入された時に制御信号を生成するパワーオンリセット回路と、
    前記位相比較器の位相差が回った回数を記憶する記憶手段と、を有し、
    前記制御部は、
    電源投入時もしくは前記ヒータによる前記ＳＡＷセンサに付着したＰＭの燃焼後に（状態１）、前記発振器の周波数を変更し、周波数を変更したときの位相差の差分から前記ＳＡＷセンサの信号伝播遅延を初期遅延として計算し、前記状態１以外の時（状態２）に周波数を一定にして、前記位相比較器を用いて前記ＳＡＷセンサと前記基準信号の位相差を計測し、位相差が３６０度回った回数を前記記憶手段に記憶しておき、前記初期遅延と前記位相差が３６０度回った回数と現在の位相差から、前記ＳＡＷセンサの信号伝播遅延を計算する、
    ことを特徴とする請求項１のセンサ計測装置。
11. 前記ＳＡＷセンサに付着したＰＭを燃焼させるヒータと、
    前記位相比較器の位相差が回った回数を記憶する記憶手段と、を有し、
    前記ヒータによる前記ＳＡＷセンサに付着したＰＭの燃焼後の前記ＳＡＷセンサの位相差を前記記憶手段に初期値として記憶しておき、および位相差が３６０度回った回数を前記記憶手段に記憶しておき、
    前記制御部は、現在の位相差と、前記記憶手段に記憶された前記初期値および位相差が３６０度回った回数を基に、前記ＳＡＷセンサの信号伝播遅延を計算し、
    前記記憶手段は電源が供給されなくても記憶を失わない記憶手段である、
    ことを特徴とする請求項１のセンサ計測装置。
12. 検出対象の物理量の変化によって信号の伝播遅延量が変化するＳＡＷセンサと、
    基準信号に対する前記ＳＡＷセンサの出力信号の位相差を検出する位相比較器と、
    前記ＳＡＷセンサの入力信号及び前記基準信号を生成する、発振周波数が可変な発振器と、
    前記ＳＡＷセンサの入力信号と前記基準信号間の遅延差を調整可能な遅延器と、
    該ＳＡＷセンサの入力信号の周波数の変更の前後での位相差が所望の値になるように遅延器の遅延量にフィードバック制御を行う制御部と、
    を有することを特徴とするセンサ計測装置。

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