JP2019068723A - ヘッドウェアラブル補聴装置用の再構成可能スイッチトキャパシタｄｃ−ｄｃ変換器 - Google Patents

Abstract

【課題】幅広い負荷やＤＣ入力電圧に対してエネルギー効率を向上するヘッドウェアラブル補聴装置を提供する。
【解決手段】本発明は、マルチ出力スイッチトキャパシタＤＣ−ＤＣ変換器５００を有するヘッドウェアラブル補聴装置において、マルチ出力スイッチトキャパシタＤＣ−ＤＣ変換器は、スイッチマトリクスを有する。スイッチマトリクスは、当該スイッチマトリクスの各回路ノード組の間に接続された複数の個別制御可能半導体スイッチＳＷ１−ＳＷ１７と複数のフライングキャパシタＣｆｌｙ１−Ｃｆｌｙ３とを有する。コントローラは、スイッチマトリクスの複数の個別制御可能半導体スイッチの各制御端子に接続され、構成選択ルールに基づいて、それぞれ第１および第２変換器部を構成する。
【選択図】図６

Description

本発明は、マルチ出力スイッチトキャパシタＤＣ−ＤＣ変換器を有するヘッドウェアラブル補聴装置に関する。前記マルチ出力スイッチトキャパシタＤＣ−ＤＣ変換器は、スイッチマトリクスを有する。スイッチマトリクスは、当該スイッチマトリクスの各回路ノード組の間に接続された複数の個別制御可能半導体スイッチと複数のフライングキャパシタとを有する。コントローラは、前記スイッチマトリクスの前記複数の個別制御可能半導体スイッチの各制御端子に接続され、構成選択ルールに基づいて、それぞれ第１および第２変換器部を構成して、第１および第２変換器構成を実現する。

当分野で公知のスイッチトキャパシタＤＣ−ＤＣ電力変換器が、ヘッドウェアラブル補聴装置等、様々な種類の携帯通信装置で利用されている。スイッチトキャパシタＤＣ−ＤＣ電力変換器は、充電池のような、携帯通信装置のエネルギー源または電源からのＤＣ入力電圧を、各種集積回路やその他アクティブな構成要素への電力供給に適した、より高いまたはより低いＤＣ出力電圧に変換する。スイッチトキャパシタＤＣ−ＤＣ電力変換器は、インダクタ型のものと比べて、所定の有利な特性を持つ。一例として、インダクタの磁界にエネルギーが貯蔵されるようなことがないため、ＥＭＩが比較的低レベルとなることが挙げられる。スイッチトキャパシタＤＣ−ＤＣ電力変換器は小型で、高エネルギー変換効率となり得る。別の構成のスイッチトキャパシタＤＣ−ＤＣ電力変換器によると、ＤＣ電圧ステップアップ（即ち、昇圧）および、ＤＣ電圧ステップダウン（即ち、降圧）を、例えば、１：２または１：３ステップアップ変換や、２：１および３：１ステップダウン変換等の、構成に応じた最適電圧変換率により実現できる。

ヘッドウェアラブル補聴装置は、ハウジングまたはカスタムシェルの寸法がコンパクトで、さらにバッテリー容量が小さいため、電力供給回路のサイズ、電力変換効率、電磁放射が著しく限定されるが、その点スイッチトキャパシタＤＣ−ＤＣ変換器は、ヘッドウェアラブル補聴装置の電力供給に非常に有用である。

しかし、マルチ出力スイッチトキャパシタＤＣ−ＤＣ変換器の技術は、さらなる小型化、負荷条件やＤＣ入力電圧の変動への対応改善等の、性能特徴向上が求められている。特に、幅広い負荷やＤＣ入力電圧に対してエネルギー効率を向上することが求められる。例えばＤＣ入力電圧を供給する充電池電源の充電状態の変化により、ＤＣ入力電圧が大幅に変動することも多いのである。

本発明の第１態様は、バッテリー供給電圧を受けて、第１ＤＣ出力電圧および第２ＤＣ出力電圧へ変換するための、ＤＣ入力を有するマルチ出力スイッチトキャパシタＤＣ−ＤＣ変換器を備えるヘッドウェアラブル補聴装置であって、前記マルチ出力スイッチトキャパシタＤＣ−ＤＣ変換器は、
・複数の個別制御可能半導体スイッチを含むスイッチマトリクスと、
・前記スイッチマトリクスの各回路ノード組の間に接続されるＰ個のフライングキャパシタと、
・前記スイッチマトリクスの前記複数の個別制御可能半導体スイッチの各制御端子に接続されるコントローラと、を有し、
前記コントローラは、
・個別制御可能半導体スイッチの第１サブセットと、Ｎ個のフライングキャパシタの第１群を選択することで第１変換器部を構成して、前記第１ＤＣ出力電圧を生成するように構成された第１変換器構成を実現し、
・個別制御可能半導体スイッチの第２サブセットと、（Ｐ−Ｎ）個のフライングキャパシタの第２群を選択することで第２変換器部を構成して、前記第２ＤＣ出力電圧を生成するように構成された第２変換器構成を実現し、
・前記コントローラは、前記第１変換器構成および第２変換器構成を、構成選択ルールに基づいて選択するように構成され、
Ｐ＞１が成立し、
Ｎは正の整数で、０＜＝Ｎ＜＝Ｐが成立する、ヘッドウェアラブル補聴装置に関する。

ヘッドウェアラブル補聴装置は、ＢＴＥ、ＲＩＥ、ＩＴＥ、ＩＴＣ、ＣＩＣ型補聴器のような補聴器であってもよい。補聴器は、聴覚機器の外部環境から音声を拾い、それに応じて第１音響信号を生成するための１以上のマイクロフォンを有してもよい。あるいはヘッドウェアラブル補聴装置は、イヤーハンガー、インイヤー、オンイヤー、オーバーイヤー、ビハインドネック、ヘルメット、またはヘッドガードのヘッドセット、ヘッドホン、イヤホン、イヤディフェンダ、またはイヤマフであってもよい。

Ｐ個のフライングキャパシタはそれぞれ、スイッチトキャパシタＤＣ−ＤＣ変換器が、ヘッドウェアラブル補聴装置のその他アクティブ回路ブロックと集積化された、集積回路の外部に設けられたキャパシタを備えてもよい。あるいは、Ｐ個のフライングキャパシタはそれぞれ、半導体ダイまたは、集積回路の基板に集積化されたオンチップキャパシタのように、集積回路に完全に集積されていてもよい。実際の変換器では、マルチ出力スイッチトキャパシタＤＣ−ＤＣ変換器のフライングキャパシタの数Ｐは、スイッチマトリクスのサイズや部品点数が、ヘッドウェアラブル補聴装置に組み込まれる上で、妥当となるよう、２、３、または４個でもよい。ヘッドウェアラブル補聴装置は、サイズや電力消費に関して、非常に制限されることが多い。第１および第２変換器部のいくつかの構成では、Ｎ＝０である。これにより、Ｐ個のフライングキャパシタの全てが第１変換器部に接続される。また別の構成として、第１および第２変換器部はＮ＝Ｐが成立する。この場合、Ｐ個のフライングキャパシタはすべて第２変換器部に接続される。これについて、添付の図面を参照して後述する。

バッテリー供給電圧は、マルチ出力スイッチトキャパシタＤＣ−ＤＣ変換器のＤＣ入力にバッテリー供給電圧を伝送する充電池セル（複数可）または１または複数の使い捨ての電池セルにより、供給される。１または複数の電池セルは、例えば使い捨ての空気亜鉛電池を含んでもよいし、または少なくとも１のリチウムイオン充電池セルを含んでもよい。リチウムイオン電池セルは、約４．０Ｖの公称バッテリー電圧を供給するが、バッテリー電圧は満充電状態の約４．２から、放電状態の約３．０まで大幅に変動し得る。

本願のスイッチトキャパシタＤＣ−ＤＣ変換器のクロック信号の周波数は、２０ｋＨｚから２．０ＭＨｚ等、１６ｋＨｚから４ＭＨｚの間であってもよい。第１および第２クロック位相はクロック信号により得られるため、クロック信号の周波数により、チャージポンプ回路の切り替え周波数が設定されてもよい。

いくつかの実施形態に係るスイッチトキャパシタＤＣ−ＤＣ変換器は、いわゆるパルススキッピング機構を利用して、第１ＤＣ出力電圧および第２ＤＣ出力電圧を調整してもよい。この実施形態では、クロック信号の連続クロックパルス間の時間間隔は、負荷に応じて変化する。

この実施形態では、スイッチトキャパシタＤＣ−ＤＣ変換器は、リチウムイオン電池セルの充電状態に応じて、約１．２ＶのＤＣ出力電圧レベルが供給されるように、受けたＤＣ入力電圧を、約２：１および／または３：１の比率で降圧してもよい。

ヘッドウェアラブル補聴装置は、送られてくる会話またはその他に関する音声信号を受信し、受信した音声信号を処理し、処理した音声信号を、ユーザの耳に送る、さらに／あるいは遠隔のユーザに送信するための対応する出力音声信号に変換する、様々なアクティブ要素と音響トランスデューサを有してもよい。ヘッドウェアラブル補聴装置は、さらに
・制御および処理回路
を含む補聴器を有してもよい。
当該回路は、
・第１音響信号を受信する第１音響入力チャネルと、前記第１音響信号を受信して処理し、ユーザの聴力損失に合わせた補償マイクロフォン信号を生成する信号プロセッサと、
・前記補償マイクロフォン信号を受信し、所定の変調周波数の変調出力信号を生成する、クラスＤ出力アンプと、
・変調出力信号を受信し、ユーザの耳に送る出力音声信号を生成する、小型レシーバまたはラウドスピーカーとを有する。補償マイクロフォン信号は、磁気インダクタンスアンテナにより送信される無線データ信号内に埋め込まれるか、符号化されてもよい。補償マイクロフォン信号は、対応する磁気インダクタンスアンテナと、符号化された無線データ信号用に合わせた受信および復号化回路を有する別の補聴器に送られてもよい。

第１音響信号は、補聴器のマイクロフォンから得られてもよいし、適切な復号化により、磁気インダクタンスアンテナから供給された無線データ信号から得られてもよい。したがって、無線データ信号は、携帯型マイクロフォン、別の聴覚機器、または携帯電話等の、遠隔音響信号源から供給されてもよい。クラスＤ出力アンプは、スイッチトキャパシタＤＣ−ＤＣ変換器により供給されるＤＣ出力電圧で、直接電力供給されてもよい。

信号プロセッサは、専用デジタル論理回路、ソフトウェアプログラマブルプロセッサ、またはその任意の組合せを含んでもよい。本明細書に記載の用語「プロセッサ」、「信号プロセッサ」、「コントローラ」、「システム」等は、マイクロプロセッサや、ハードウェア、ハードウェアとソフトウェアの組合せ、ソフトウェア、実行中のソフトウェアのようなＣＰＵ関連エンティティを示す。例えば、「プロセッサ」、「信号プロセッサ」、「コントローラ」、「システム」等は、プロセッサで動作する処理、プロセッサ、オブジェクト、実行可能ファイル、実行スレッド、および／またはプログラムであってもよいが、これらに限定されない。説明において、用語「プロセッサ」、「信号プロセッサ」、「コントローラ」、「システム」等は、プロセッサとハードウェアプロセッサ上で動作するアプリケーションを指す。１以上の「プロセッサ」、「信号プロセッサ」、「コントローラ」、「システム」等、またはそれらの任意の組合せは、処理、および／または実行スレッド内に存在してもよい。また、１以上の「プロセッサ」、「信号プロセッサ」、「コントローラ」、「システム」等、またはそれらの任意の組合せは、１つのハードウェアプロセッサ（別のハードウェア回路と組み合わせられ得る）上にローカライズされてもよいし、さらに／あるいは２つ以上のハードウェアプロセッサ（別のハードウェア回路と組み合わせられ得る）の間で分配されてもよい。また、プロセッサ（または同様の用語）は、信号処理を実行可能な任意の要素、または任意の要素の組合せであってもよい。例えば、信号プロセッサはＡＳＩＣプロセッサ、ＦＰＧＡプロセッサ、汎用プロセッサ、マイクロプロセッサ、回路要素、または集積回路であってもよい。

前記コントローラは、前記構成選択ルールに応じて、動的に
・個別制御可能半導体スイッチの第３サブセットと、Ｍ個のフライングキャパシタの第３群を選択することで第１変換器部を再構成して、前記第１ＤＣ出力電圧を生成するように構成された第３変換器構成を実現し、
・個別制御可能半導体スイッチの第４サブセットと、（Ｐ−Ｍ）個のフライングキャパシタの第４群を選択することで前記第２変換器部を再構成して、前記第２ＤＣ出力電圧を生成するように構成された第４変換器構成を実現し、
Ｍは正の整数で、０＜＝Ｍ＜＝Ｐが成立し、Ｎ≠Ｍであってもよい。

コントローラの、第１および第２変換器部を動的に再構成する能力により、第１および第２変換器部間で、利用可能なＰ個のフライングキャパシタを、それぞれ動的に再分配できる。この特徴により、第１および第２変換器部の構成を、負荷条件変化に応じて動的に変更できる。これについて、添付の図面を参照して後述する。

マルチ出力スイッチトキャパシタＤＣ−ＤＣ変換器は、クロック信号を生成し、そこから得られた１または複数の非重複クロック位相対を取得するクロックジェネレータを有することが好ましい。これにより、スイッチマトリクスの複数の個別制御可能半導体スイッチの切り替え状態が制御される。いくつかの実施形態において、第１変換器部の制御可能半導体スイッチと、第２変換器部の制御可能半導体スイッチは、同じ単一の非重複クロック位相対により駆動される。

マルチ出力スイッチトキャパシタＤＣ−ＤＣ変換器の別実施形態では、第１変換器部の制御可能半導体スイッチと、第２変換器部の制御可能半導体スイッチは、それぞれ異なる非重複クロック位相対により駆動される。したがって、このマルチ出力スイッチトキャパシタＤＣ−ＤＣ変換器の実施形態は
クロック信号に基づいて、第１非重複クロック位相対および第２非重複クロック位相対を生成するように構成されたクロックジェネレータを有してもよく、
前記コントローラは、
前記第１非重複クロック位相対の第１クロック位相の際に、前記第１変換器部の前記Ｎ個のフライングキャパシタの第１群を充電し、前記第２非重複クロック位相対の第１クロック位相の際に、前記第２変換器部の前記（Ｐ−Ｎ）個のフライングキャパシタの第２群を充電し、
前記第１非重複クロック位相対の第２クロック位相の際に、前記第１変換器部の前記Ｎ個のフライングキャパシタの第１群を放電し、前記第２非重複クロック位相対の第２クロック位相の際に、前記第２変換器部の前記（Ｐ−Ｎ）個のフライングキャパシタの第２群を放電するように構成される。

第１および第２変換器部にそれぞれ別の非重複クロック位相対を使用することで、第１および第２変換器部により生成される第１および第２ＤＣ出力電圧Ｖｏ１およびＶｏ２のクロスレギュレーションの問題を大幅に解消できるという利点がある。例えば、第１非重複クロック位相対のクロック周波数は、第２非重複クロック位相対のクロック周波数とは独立して、調整されてもよい。

上述の、個別の第１非重複クロック位相対および第２非重複クロック位相対を使用したマルチ出力スイッチトキャパシタＤＣ−ＤＣ変換器の一実施形態によると、前記コントローラは、
・前記第１非重複クロック位相対の前記第１クロック位相の際に、前記個別制御可能半導体スイッチの第１サブセットを介して、前記Ｎ個のフライングキャパシタの第１群を直列接続して、前記ＤＣ入力電圧により前記Ｎ個のフライングキャパシタを充電し、
・前記第２非重複クロック位相対の前記第１クロック位相の際に、前記個別制御可能半導体スイッチの第２サブセットを介して、前記（Ｐ−Ｎ）個のフライングキャパシタの第２群を直列接続して、前記ＤＣ入力電圧により前記（Ｐ−Ｎ）個のフライングキャパシタを充電し、
・前記第１非重複クロック位相対の前記第２クロック位相の際に、前記個別制御可能半導体スイッチの第１サブセットを介して、前記Ｎ個のフライングキャパシタを並列接続して、前記Ｎ個のフライングキャパシタを、前記第１ＤＣ出力電圧に接続された第１出力キャパシタに放電させ、
・前記第２非重複クロック位相対の前記第２クロック位相の際に、前記個別制御可能半導体スイッチの第３サブセットを介して、前記（Ｐ−Ｎ）個のフライングキャパシタの第３群を並列接続して、前記（Ｐ−Ｎ）個のフライングキャパシタを、前記第２ＤＣ出力電圧に接続された第２出力キャパシタに放電させるように構成される。

コントローラは、構成選択ルールまたは選択基準に基づいて、第１および第２変換器部の各構成を選択するように構成される。構成選択ルールは、マルチ出力スイッチトキャパシタＤＣ−ＤＣ変換器の各種性能パラメータの最適化、即ち、ＤＣ−ＤＣ変換器の所与の動作点でのＤＣ−ＤＣ変換器の固有電力変換率を最大化するように設計されてもよい。構成選択ルールはコントローラに、第１および第２変換器部の各構成を選択する際、ＤＣ−ＤＣ変換器の特定のシステム変数群を考慮することを強いるものであってもよい。システム変数は、バッテリー供給電圧および／または第１および第２変換器部により伝送される各負荷電力を含んでもよい。したがって、前記構成選択ルールは、
・それぞれ前記第１および第２変換器構成に設定された前記第１および第２変換器部により供給される各負荷電流または負荷電力、
・前記バッテリー供給電圧Ｖｂａｔ、
・前記第１ＤＣ出力電圧の目標または設定電圧Ｖｏ１、
・前記第２ＤＣ出力電圧の目標または設定電圧Ｖｏ２、から選択される１以上のシステム変数を含んでもよい。

本発明の一実施形態によると、前記構成選択ルールは、
・決定された前記システム変数に基づいて、前記第１および第２変換器部の総固有エネルギー効率を最大化するように構成または設計され、
前記総固有エネルギー効率は以下のとおりに計算され、

式中：
Ｐ_１＝前記第１変換器部により伝送される負荷電力、
Ｐ_２＝前記第２変換器部により伝送される負荷電力、
η_１＝前記第１ＤＣ出力電圧の前記設定電圧における前記第１変換器の固有エネルギー効率、
η_２＝前記第２ＤＣ出力電圧の前記設定電圧における前記第２変換器部の固有エネルギー効率、
η_１＝ＶＣＲ／ｉＶＣＲ＝Ｖｏ１／（Ｖｂａｔ^＊ｉＶＣＲ）、
η_２＝ＶＣＲ／ｉＶＣＲ＝Ｖｏ２／（Ｖｂａｔ^＊ｉＶＣＲ）、である

この実施形態によると、コントローラは構成選択ルールを使用して、第１および第２変換器部間の、Ｐ個のフライングキャパシタの分配（即ち、所与の値Ｐに対するＮまたはＭの値）や、現在の負荷シナリオにおける第１および第２変換器部の各構成を決定する。これについて、添付の図面を参照して後述する。

例えばＤＣ−ＤＣ変換器の動作中、コントローラは
・現在のバッテリー供給電圧と、前記第１および第２変換器部の現在の各負荷電流または負荷電力とを繰り返し判定するように構成されてもよい。前記コントローラはさらに、前記第２構成の前記総固有エネルギー効率が、前記第１構成の前記総固有エネルギー効率を上回る場合、前記第１および第２変換器部の第１構成から、前記第１および第２変換器部の第２構成に切り替えるように構成される。したがって、バッテリー電圧変化および／または負荷条件変化に応じて、コントローラは繰り返し、または連続的に第１および第２変換器部の異なる構成間を切り替えることができる。これにより、第１および第２変換器部の総固有エネルギー効率を最大化することができる。添付の図面を参照してこれを後述する。

マルチ出力スイッチトキャパシタＤＣ−ＤＣ変換器の一実施形態によると、前記コントローラは、前記ヘッドウェアラブル補聴装置の、マイクロプロセッサのような信号プロセッサのシステム制御信号に応じて、前記第１および第２変換器部を動的に再構成し、前記システム制御信号は、前記第１および第２変換器部の少なくとも１の予期される負荷変化を示す。この実施形態は、第１および第２変換器部の構成選択のフィードフォワード制御に対応する。当業者には、信号プロセッサが、無線レシーバ回路、フラッシュメモリ／ＥＥＰＲＯＭメモリ回路、センサインタフェース回路等の、第１および／または第２変換器部に接続された各種の種類の負荷回路の動作状態や電力消費を制御してもよいことが理解されよう。したがって、信号プロセッサは、負荷回路の既知の電力消費変化に合わせて第１および第２変換器部を再構成するように、システム制御信号を調整してもよい。これを、添付の図面を参照して後述する。

別の実施形態によると、
前記所定の構成選択ルールは、前記コントローラに、
・前記第１変換器部により供給される前記負荷電力が、前記第２変換器部により供給される前記負荷電流、または負荷電力よりも少なくとも５倍大きい場合、またはその逆の場合、
前記第１変換器部の前記第１構成に対してＰ個のフライングキャパシタを選択し、前記第２変換器部の前記第１構成に対して、ゼロ（０）個のフライングキャパシタを選択する、またはその逆を選択するように指示する。計算上、この構成選択ルールはコントローラにより、比較的簡易に実現可能である。当該ルールは、前述の総固有エネルギー効率のような複雑な変数の計算を避けるものである。あるいは構成選択ルールは初期設定で、全ての利用可能な、即ちＰ個のフライングキャパシタを、最も電力消費が高い変換器部に割り当てるようにする。これにより、コントローラは、電力消費の大部分を担う変換器部の構成を最適化できる。

マルチ出力スイッチトキャパシタＤＣ−ＤＣ変換器は、第１および第２ＤＣ出力電圧の少なくとも一方を制御するため、少なくとも１の出力電圧レギュレータを有してもよい。したがって、一実施形態は、
・第１出力電圧レギュレータであって、
第１ＤＣ基準電圧を受信するための基準電圧入力と、前記第１ＤＣ出力電圧、または第２ＤＣ出力電圧を示すフィードバック電圧を受信するためのフィードバック電圧入力と、
前記第１ＤＣ基準電圧と、前記フィードバック電圧とを組み合わせて、第１制御信号を決定する誤差信号生成部と、を有する第１出力電圧レギュレータを有し、
前記コントローラは、
・前記第１制御信号に基づいて、前記第１変換器部の、前記個別制御可能半導体スイッチの第１サブセットに対する、前記第１非重複クロック位相対を生成するか、
・前記第１制御信号に基づいて、前記第２変換器部の、前記個別制御可能半導体スイッチの第２サブセットに対する、前記第２非重複クロック位相対を生成するように構成される。

当業者には、第１ＤＣ基準電圧が、第１ＤＣ出力電圧の目標または設定電圧を示してもよく、または第２ＤＣ出力電圧の目標または設定電圧を示してもよいことが理解されよう。

ヘッドウェアラブル補聴装置は、１以上のリチウムイオン電池セルのような、前記バッテリー供給電圧を供給する少なくとも１の充電池セルを有してもよい。１以上のリチウムイオン電池セルは、典型的には、約４．０Ｖの公称バッテリー電圧を供給するが、リチウムイオン電池セル（複数可）のバッテリー放電により、このバッテリー電圧が、満充電状態の約４．２Ｖから、放電状態の約３．０Ｖまで大幅に変動する。これを添付の図面を参照して後述する。

前記スイッチマトリクスの前記個別制御可能半導体スイッチの第１および第２サブセットは重複しない、すなわちスイッチマトリクスの前記複数の個別制御可能半導体スイッチのうちの任意のスイッチを共有することがなくてもよい。スイッチマトリクスの個別制御可能半導体スイッチの第３および第４サブセットは、同様に重複しなくてもよい。これを、添付の図面を参照して後述する。

本発明の第２態様は、スイッチマトリクスの各回路ノードに接続されたＰ個のフライングキャパシタを有するマルチ出力スイッチトキャパシタＤＣ−ＤＣ変換器の第１および第２変換器部を動的に設定する方法であって、
ａ）前記マルチ出力スイッチトキャパシタＤＣ−ＤＣ変換器のＤＣ入力をバッテリー供給電圧に接続することと、
ｂ）構成選択ルールに応じて、前記スイッチマトリクスの個別制御可能半導体スイッチの第１サブセットと、Ｎ個のフライングキャパシタの第１群を選択して前記第１変換器部を構成することで、第１変換器構成を実現することと、
ｃ）前記構成選択ルールに応じて、前記スイッチマトリクスの個別制御可能半導体スイッチの第２サブセットと、（Ｐ−Ｎ）個のフライングキャパシタの第２群を選択して前記第２変換器部を構成することで、第２変換器構成を実現することと、
ｄ）前記第１変換器部の前記個別制御可能半導体スイッチの第１サブセットをクロックして、前記第１ＤＣ出力電圧を生成することと、
ｅ）前記第２変換器部の前記個別制御可能半導体スイッチの第２サブセットをクロックして、前記第２ＤＣ出力電圧を生成することと、を含み、
Ｐは２以上の正の整数で、
Ｎは０とＰの間の正の整数である、方法に関する。

以下の添付の図面を参照に、本発明の実施形態をより詳細に説明する。
図１は、以下の任意に実施形態に係る例示的スイッチトキャパシタＤＣ−ＤＣ変換器を有するヘッドウェアラブル補聴装置を簡略化して示す概略ブロック図である。 図２は、本発明の背景を説明するための、第１および第２スイッチトキャパシタＤＣ−ＤＣ変換器を簡略化して示す、第１および第２の概略ブロック図である。 図３は、スイッチトキャパシタＤＣ−ＤＣ変換器の一般的に適用可能な電気的モデルを示す。 図４は、１．２Ｖの公称または設定ＤＣ出力電圧に対するあらかじめ設定されたＤＣ入力電圧範囲内の、ステップダウンＳＣ ＤＣ−ＤＣ変換器の３つの例示的構成の各固有エネルギー損失を概略的に示すグラフ４００、４１０、４２０を示す。 図５は、本発明の第１の実施形態に係る、再構成可能ステップダウンマルチ出力ＳＣ ＤＣ−ＤＣ変換器の４つの例示的構成を簡略化して示す概略的ブロック図である。 図６は、ステップダウンマルチ出力ＳＣ ＤＣ−ＤＣ変換器の第１の実施形態のスイッチマトリクスの例示的実施形態の概略的回路図である。 図７は、例示的スイッチマトリクスの構成の計算を示す回路ノード図である。 図８は、第１例示的構成で構成されたテップダウンマルチ出力ＳＣ ＤＣ−ＤＣ変換器の第１の実施形態の第１および第２変換器部を示す概略的回路図である。 図９は、第２例示的構成で構成されたステップダウンマルチ出力ＳＣ ＤＣ−ＤＣ変換器の第１の実施形態の第１および第２変換器部を示す概略的回路図である。 図１０は、第３例示的構成で構成された例示的ステップダウンマルチ出力ＳＣ ＤＣ−ＤＣ変換器の第１変換器部を示す概略的回路図である。 図１１は、本発明の第２実施形態に係る再構成可能ステップダウンマルチ出力ＳＣ ＤＣ−ＤＣ変換器の３つの例示的構成を簡略化して示す概略的ブロック図である。 図１２は、第２実施形態に係るステップダウンマルチ出力ＳＣ ＤＣ−ＤＣ変換器のスイッチマトリクスの例示的実施形態の、概略的回路図である。 図１３は、第１および第２例示的構成で構成されたステップダウンマルチ出力ＳＣ ＤＣ−ＤＣ変換器の第２実施形態の第１および第２変換器部の概略的回路図である。 図１４は、第３例示的構成で構成されたステップダウンマルチ出力ＳＣ ＤＣ−ＤＣ変換器の第２実施形態の第１および第２変換器部の概略的回路図である。 図１５は、再構成可能ステップダウンマルチ出力ＳＣ ＤＣ−ＤＣ変換器の例示的実施形態を示すブロック図である。

以下に、高エネルギー効率ＤＣ電圧変換のため、マルチ出力スイッチトキャパシタＤＣ−ＤＣ変換器を有する本開示のヘッドウェアラブル補聴装置の各種例示的実施形態を、添付の図面を参照して説明する。当業者には、添付の図面は明瞭にするために概略的且つ簡略化されているので、他の詳細は省略しており、単に本発明の理解に不可欠な詳細を示していることを理解されよう。同様の参照符号は、全体を通して同様の要素又は構成部品を指す。したがって、同様の要素又は構成部品については、必ずしも各図において詳細に説明していない。当業者には、特定の動作及び／又はステップの発生は、特定の順序で記述又は描写され得ることを理解するであろうし、また当業者は、順序に関するそのような特定は実際には必要でないことを理解されよう。

図１は、後述の実施形態に係るマルチ出力スイッチトキャパシタＤＣ−ＤＣ変換器１００を有する例示的ヘッドウェアラブル補聴装置１０を簡略的に示す概略ブロック図である。スイッチトキャパシタＤＣ−ＤＣ変換器１００のＤＣ入力電圧入力は、充電池電源Ｖ_ＤＤに接続される。充電池電源は、集積化されたスイッチトキャパシタＤＣ−ＤＣ変換器１００を含む補聴装置回路に、正供給電圧端子１９を介して接続される。当業者には、本発明の別の実施形態のバッテリー電源が、非充電池電源を含んでもよいことが理解されよう。この場合、当該非充電池電源により供給される公称ＤＣ電圧レベルを、アクティブな回路または回路ブロックにより理想的な（例えば、低電力消費の）、異なるＤＣ電圧レベルに昇圧するか降圧することが望ましい。聴覚機器１０は、耳かけ（ＢＴＥ）型、外耳道挿入型（ＩＴＣ）、完全外耳道挿入（ＣＩＣ）、ＲＩＣ等、任意の補聴器筐体構成を含んでもよい。

充電池電源Ｖ_ＤＤは、少なくとも１のリチウムイオン電池セルを有してもよく、これによりスイッチトキャパシタＤＣ−ＤＣ変換器１００に約４．０Ｖの公称ＤＣ入力電圧Ｖｂａｔを供給してもよい。しかし、リチウムイオン電池セルのバッテリー放電曲線によると、ＤＣ入力電圧Ｖｂａｔは、満充電状態では約４．２Ｖ、放電状態では約３．０Ｖと大きく変動する。これは、後述のようにスイッチトキャパシタＤＣ−ＤＣ変換器１０の変換器部の設計および構成の選択にある程度影響する。

マルチ出力スイッチトキャパシタＤＣ−ＤＣ変換器１００は、受けたＤＣ入力電圧を、様々な変換係数で降圧し、約１．２Ｖの第１ＤＣ出力電圧Ｖｏ１と、Ｖｏ１よりも高くなりうる、公称１．８Ｖ程度の第２ＤＣ出力電圧Ｖｏ２とを供給するように構成される。当業者には、第１ＤＣ出力電圧Ｖｏ１が１．２Ｖから乖離していてもよいことが理解されよう。例えば、０．６Ｖから１．２Ｖの間の任意の電圧であってもよい。同様に、第２ＤＣ出力電圧Ｖｏ２は１．８Ｖから乖離していてもよい。例えば、１．４Ｖから２．２Ｖの間であってもよい。第１出力／平滑キャパシタＣｏ１は、第１ＤＣ出力電圧Ｖｏ１に接続される。典型的には、１．２ＶのＤＣ出力電圧により、クラスＤ出力アンプ１１３のような、補聴装置の所与の個別の回路または回路ブロック、またはＤＳＰ１０９内の所与のサポート回路に対する、最適または準最適な供給条件が実現される。第２ＤＣ出力電圧Ｖｏ２は、無線レシーバおよびデコーダ１０４等の、補聴装置の所与のその他回路ブロックに接続されてもよい。当該無線レシーバおよびデコーダ１０４は、ＲＦアンテナ１０５に接続されて、無線ＲＦ変調デジタル音響信号、および／またはデータ信号を受信する。当業者には、無線レシーバおよびデコーダ１０４が、Ｂｌｕｅｔｏｏｔｈ（登録商標）ＬＥ規格のような、Ｂｌｕｅｔｏｏｔｈ規格に対応可能であってもよいことが理解されよう。無線レシーバおよびデコーダ１０４は、正しく機能するため、又は少なくとも最適に機能するために、第２ＤＣ出力電圧Ｖｏ２により提供される１．８Ｖの供給電圧レベルが必要であり得る。したがって、第１ＤＣ出力電圧の代わりに、別個のＤＣ供給電圧を必要とし得る。当業者には、無線レシーバおよびデコーダ１０４が動作モードと、スリープまたはスタンバイモードとの間で切り替え可能であることが理解されよう。動作モードでは、電力または電流消費は比較的大きく、スリープまたはスタンバイモードでは電力または電流消費は比較的小さい（例えば少なくとも動作モードよりも１０倍低い）。同様の時変電流または電力消費は、第２ＤＣ出力電圧Ｖｏ２により駆動される、例えば、フラッシュメモリ／ＥＥＰＲＯＭメモリまたはセンサインタフェース回路のような、補聴装置１０のその他多くの回路ブロックにも生じ得る。このような時変電流または電力消費は、従来の、構成が固定されたスイッチトキャパシタＤＣ−ＤＣ変換器ではいくつかの問題を生じる。一方で、本スイッチトキャパシタＤＣ−ＤＣ変換器１００は、構成が変更可能という特性を持つため、このような電流電力消費に対応可能となる。これについては以下に詳述する。第１および第２出力／平滑キャパシタＣｏ１およびＣｏ２のそれぞれの静電容量は、５００ｎＦよりも大きく、１から１０μＦ等である。一方、第１および第２フライングキャパシタＣｆ１およびＣｆ１の静電容量は、１０から５００ｎＦの間である。出力／平滑キャパシタ、および／またはフライングキャパシタＣｆ１およびＣｆ２は、スイッチトキャパシタＤＣ−ＤＣ変換器１００が、補聴装置のその他アクティブ回路ブロックと集積化された、集積回路の外部に設けられてもよい。聴覚機器のその他アクティブ回路は、アナログ−デジタル変換器ΣΔ１ １２０と、クロックジェネレータ１１５と、クラスＤ出力アンプ１１３とを含んでもよい。

補聴装置１０は、聴覚機器に届く音に応じて、音響信号を生成する少なくとも１のマイクロフォンＭ_１を有する。音響信号は、任意のマイクロフォンプリアンプ（不図示）およびアナログ−デジタル変換器１２０を含む入力チャネルにおいて、増幅／バッファリングおよびデジタル化されて、デジタルマイクロフォン信号が制御および処理回路１０９の適切な入力ポートまたはチャネルに提供される。制御および処理回路１０９は、ソフトウェアプログラマブルＤＳＰコアを有し、実行可能プログラム指示又はコード群の制御下で、デジタルマイクロフォン信号に１以上の信号処理機能を適用してもよい。１以上の信号処理機能は、補聴装置のユーザの聴力損失に応じて、デジタルマイクロフォン信号を処理するように適用されてもよい。即ち、適切に補償されたマイクロフォン信号がラウドスピーカー１１９を介してユーザに提供されるように、補聴装置が補聴器または聴力補償機能を有する実施形態で適用されるのである。信号処理機能は、非線形増幅、ノイズ低減、周波数応答整形等の機能の、様々な異なる処理パラメータを含んでもよい。したがって、１以上の信号処理機能の各種処理パラメータは、オーディオロジストのオフィスにて、ユーザに対し行われる事前補聴器フィッテイング工程において決定され、制御および処理回路１０９の不揮発性データメモリ空間にロードされる。制御および処理回路１０９は、マスター／システムクロックジェネレータ１１５により供給されるマスタークロック信号によりクロックされる。クロック周波数は２ＭＨｚ超、例えば２から４０ＭＨｚの間であってもよい。マスタークロックジェネレータ１１５はさらに、アナログ−デジタル変換器ΣΔ１およびクラスＤ出力アンプ１１３に、同期クロック信号を供給してもよい。上述のように、クラスＤ出力アンプ１１３は、補償マイクロフォン信号を、対応する変調出力信号に変換してもよい。当該出力信号は所定の変調周波数を有し、聴覚機器ユーザの外耳道内で音圧を生成するため、小型レシーバまたはラウドスピーカー１１９に提供される。クラスＤ出力アンプの変調周波数は、変調方式の種類および、特定の用途においてアンプに求められる性能に応じて変化する。クラスＤ出力アンプ１１３は、２５０ｋＨｚから２ＭＨｚの間の変調周波数で、ラウドスピーカー１１９に対する出力信号にＰＷＭまたはＰＤＭ変調を実行するように構成されてもよい。

ＳＣ ＤＣ−ＤＣ変換器１００は、適切な出力電圧レギュレータにより選択または制御され得る固定または可変クロック周波数によりクロックされてもよい。ＳＣ ＤＣ−ＤＣ変換器１００のクロック周波数は、２０ｋＨｚから２ＭＨｚ等、１６ｋＨｚから４ＭＨｚの間であってもよい。本補聴装置の一実施形態によると、ＳＣ ＤＣ−ＤＣ変換器１００のクロック周波数と、クラスＤ出力アンプの所定の変調周波数は同期している。この特徴は、ＳＣ ＤＣ−ＤＣ変換器１００のスイッチイング周波数と、クラスＤ出力アンプ１１３の変調周波数との関係を、温度変化および構成要素のドリフト等に係らず良好に保つのに、特に有効である。

図２Ａは、本発明の背景を説明するための、固定構成を有する第１スイッチトキャパシタＤＣ−ＤＣ変換機のチャージポンプステージを簡略的に示す、概略的ブロック図である。スイッチトキャパシタＤＣ−ＤＣ変換器は、ＤＣ入力電圧Ｖｂａｔを、当該ＤＣ入力電圧の約半分のＤＣ出力電圧に変換するため、ステップダウン２：１構成を有する。チャージポンプ回路２００は、フライングキャパシタＣ_ｆｌｙと、出力／平滑キャパシタＣ_ｏｕｔと、スイッチアレイとを有する。スイッチアレイは、第１制御可能半導体スイッチＳＷ１と、第２制御可能半導体スイッチＳＷ２と、第３制御可能半導体スイッチＳＷ３と、第４制御可能半導体スイッチＳＷ４とを有する。概略的に図示されるように、スイッチＳＷ１およびＳＷ２は、クロック信号の第１クロック位相Φ_１により駆動され、スイッチＳＷ３およびＳＷ４は、クロック信号の第２クロック位相Φ_２により駆動される。クロック信号の第１および第２クロック位相Φ_１およびΦ_２（図では、参照符号はｐ_１およびｐ_２ともする）は、相補的で、互いに重複しない。チャージポンプ回路２００に対するＤＣ入力電圧Ｖｂａｔが、スイッチＳＷ１に印加され、ＤＣ出力電圧Ｖ_ｏｕｔが出力／平滑キャパシタＣ_ｏｕｔに送られる。チャージポンプ回路２００の負荷は、出力／平滑キャパシタＣ_ｏｕｔを介して接続される。当業者には、ＤＣ入力電圧によるフライングキャパシタＣ_ｆｌｙ充電の際に、出力／平滑キャパシタＣ_ｏｕｔが負荷に電力を供給することが理解されよう。当業者には、制御可能半導体スイッチＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ３、ＳＷ４は、例えばＮＭＯＳトランジスタのようなＭＯＳＦＥＴ、またはＭＯＳＦＥＴの組合せを含んでもよいことが理解されよう。ＭＯＳＦＥＴスイッチは小型で、オフ抵抗が高く、ＯＮ抵抗が低いという、チャージポンプ回路２００の多様な用途で有効な特性を有するのである。チャージポンプ回路２００の本ステップダウン構成において、ＳＷ１はＤＣ入力電圧Ｖｂａｔと、フライングキャパシタＳＷ４の正端子との間に接続され、ＳＷ２はフライングキャパシタＳＷ４の負端子と、ＤＣ出力電圧との間に接続される。１：２ステップアップの別実施形態において、ＳＷ２はフライングキャパシタの負端子と、ＧＮＤのような負のＤＣ電源レールとの間に接続される。ＳＷ３は、フライングキャパシタの負端子と、例えばＧＮＤのような負のＤＣ電源レールとの間に接続される。１：２ステップアップの別実施形態において、ＳＷ３はフライングキャパシタの負端子と、ＤＣ入力電圧との間に接続される。ＳＷ４はフライングキャパシタの正端子と、ＤＣ出力電圧との間に接続される。チャージポンプ回路２００の動作中、第１および第２スイッチＳＷ１およびＳＷ２は、第１クロック位相Φ_１に応じて、それぞれＯＮ状態およびＯＦＦ状態との間で切り替えられ、第３および第４スイッチＳＷ３およびＳＷ４は、第２クロック位相Φ_２に応じて、それぞれＯＮ状態およびＯＦＦ状態との間で切り替えられる。したがって、スイッチアレイは、第１クロック位相の際または場合、ＯＮ抵抗ＳＷ１およびＳＷ２を介して、ＤＣ入力電圧ＶｂａｔによりフライングキャパシタＣ_ｆｌｙを充電するように構成される。ＯＮ抵抗ＳＷ１およびＳＷ２を、抵抗器２^＊Ｒ_ＳＷとして概略的に示す。

さらに、第１クロック位相の際または場合、スイッチＳＷ３およびＳＷ４はＯＦＦで、非導通状態であり、等価の概略的回路図２００ａのようになる。図示のように、フライングキャパシタＣ_ｆｌｙおよび出力キャパシタＣ_ｏｕｔは、ＤＣ入力電圧Ｖ_ｉｎとＧＮＤとの間で実効的に直列接続され、チャージポンプ回路２００の出力電圧から負荷電流が引き込まれない定常状態動作において、第１および第２クロック位相との間を定期的に切り替えることで、出力電圧がＤＣ入力電圧の約半分にチャージされるようになる。スイッチアレイは、第２クロック位相Φ_２の際または場合に、スイッチＳＷ３およびＳＷ４の導通状態で、フライングキャパシタおよび出力キャパシタの並列接続により、フライングキャパシタＣ_ｆｌｙから出力キャパシタＣ_ｏｕｔに、電荷共有機構を介して放電するように構成される。第２クロック位相の際、スイッチＳＷ１およびＳＷ２はＯＦＦで、非導電状態であり、等価の概略的回路図２００ｂのようになる。図示のように、フライングキャパシタＣ_ｆｌｙと出力キャパシタＣ_ｏｕｔとは、実効的に並列接続され、ＤＣ入力電圧Ｖｂａｔから切り離される。当業者には、制御可能半導体スイッチＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ３、およびＳＷ４はそれぞれ、該当する制御可能半導体スイッチをＯＮ状態とＯＦＦ状態との間で選択的に切り替えるように、第１または第２クロック位相Φ_１、Φ_２が適用される、例えばＭＯＳＦＥＴ用のゲート端子のような制御端子（不図示）を含んでもよいことが理解されよう。

図２Ｂは、本発明の背景を説明するための、固定構成を有する第２スイッチトキャパシタＤＣ−ＤＣ変換器のチャージポンプステージ２００−１を簡略化して示す、概略的ブロック図である。本実施形態のスイッチトキャパシタＤＣ−ＤＣ変換器は、適切な変換器構成により、ステップダウン変換率１／３、１／２、２／３を実現するように設計されてもよい。前述のポンプ回路２００と異なり、本チャージポンプ回路２００−１は２つの個別のフライングキャパシタ（第１フライングキャパシタＣ_ｆｌｙ１および第２フライングキャパシタＣ_ｆｌｙ２）を有する。図示のように、チャージポンプ回路２００−１はさらに、出力／平滑キャパシタＣ_ｏｕｔと、スイッチアレイとを有する。スイッチアレイは、重複しない第１および第２クロック位相Φ_１、Φ_２の各クロック位相により制御される計７つの制御可能半導体スイッチを含む。チャージポンプ回路２００の動作中、第１クロック位相の際または場合に、スイッチアレイはＤＣ入力電圧Ｖ_ｉｎにより、アクティブスイッチのＯＮ抵抗を介して、第１フライングキャパシタＣ_ｆｌｙ１および第２フライングキャパシタＣ_ｆｌｙ２を同時に充電するように構成される。さらに、第１クロック位相の際、第２クロック位相Φ_２により動作されるスイッチはＯＦＦで、非導通状態であり、等価概略回路図２００−１ａのようになる。図示のように、ＤＣ入力電圧Ｖｂａｔと、ＧＮＤまたはその他負の電源レールとの間で、第１および第２フライングキャパシタおよび出力キャパシタＣ_ｏｕｔが実効的に直列接続される。これにより、第１チャージポンプ回路２００に関して上述した理由により、ポンプ回路の定常状態動作において、出力電圧がＤＣ入力電圧の約３分の１にチャージされる。スイッチアレイは、第２クロック位相Φ_２の際、アクティブ／導通状態のスイッチの各ＯＮ抵抗を介した第１および第２フライングキャパシタと出力キャパシタとの並列接続による電荷共有機構を介して、第１および第２フライングキャパシタから出力キャパシタＣ_ｏｕｔに放電するように構成される。第２クロック位相の際、第１クロック位相Φ_１で動作されるスイッチはＯＦＦ、または非導通状態であり、第２クロック位相Φ_２で動作されるスイッチはＯＮまた導通状態である。したがって、チャージポンプ回路２００−１の等価の概略的回路図２００ｂ−１が実現される。図示のように、第１および第２フライングキャパシタＣ_ｆｌｙ１およびＣ_ｆｌｙ２と出力キャパシタＣ_ｏｕｔとは、実効的に並列接続され、ＤＣ入力電圧Ｖｂａｔから切り離される。

図３は、スイッチトキャパシタＤＣ−ＤＣ変換器の一般的に適用可能なモデル３００である。本発明に係るマルチ出力スイッチトキャパシタＤＣ−ＤＣ変換器の、いくつかの有利な特性についての背景を明示するように、このモデルを以下に説明する。ＤＣ入力電圧Ｖ_ｉｎにより、スイッチトキャパシタＤＣ−ＤＣ変換器に入力電力またはエネルギーが供給される。スイッチトキャパシタＤＣ−ＤＣ変換器は動作中、ＤＣ出力電圧Ｖ_ｏｕｔを生成する。ＤＣ出力電圧Ｖ_ｏｕｔは、上述のように、スイッチトキャパシタＤＣ−ＤＣ変換器の構成に応じて、ＤＣ入力電圧よりも高くても低くてもよい。一般的に、スイッチトキャパシタＤＣ−ＤＣ変換器の効率は、固有エネルギー損失と、いくつかの「外因性の損失」の両方により、向上が阻まれる。固有エネルギー損失は、ＳＣ ＤＣ−ＤＣ変換器がいわゆる理想的な電圧変換率ｉＶＣＲから乖離した電圧変換率（ＶＣＲ）で動作されることによる、直線的な損失によるものである。外因性の損失は、例えば出力ステージのノードの寄生容量や、半導体スイッチのゲート容量等によるものである。半導体スイッチのＯＮ抵抗は、スイッチトキャパシタＤＣ−ＤＣ変換器の固有電力損失につながる。即ち、ＤＣ出力電圧をＶｂａｔ^＊ｉＶＣＲ未満のレベルに規制するための過度な電力は、このＯＮ抵抗で散逸するのである。

実験により、固有のエネルギー損失は、外部ＳＭＤキャパシタをフライングキャパシタとして使用するように設計されたスイッチトキャパシタＤＣ−ＤＣ変換器において、特に顕著であることが示されている。当該外部キャパシタの場合、寄生容量に対する有用な容量の比が非常に大きいためである。図３のモデル３００により、スイッチトキャパシタＤＣ−ＤＣ変換器の固有および外因性損失が起きるメカニズムを説明する。モデル３００は、実際のＶＣＲ（即ちＶ_ｏｕｔ／Ｖ_ｉｎ）で設定される、可変巻線比を有する理想的な変換器３０２を含む。損失抵抗Ｒｅｑは、次の２つの個別の抵抗要素を有する。
（１）第１および第２クロック位相を駆動するクロック信号のクロック周波数での、１以上のフライングキャパシタの切り替えに関する等価出力抵抗を表わす第１抵抗要素。当業者には、この等価出力抵抗がクロック周波数と反比例する、即ちクロック周波数の増加により、減少することが理解されよう。
２）例えば、第１クロック位相Φ_１の際の、上述の例示的２：１ステップダウンチャージポンプ回路１００のスイッチＳＷ１およびＳＷ２のＯＮ抵抗のような、任意の特定のクロック位相における、アクティブ半導体スイッチの合成ＯＮ抵抗を表わす第２抵抗要素。

ＤＣ入力電圧と、ＤＣ出力電圧との関係が、ＳＣ ＤＣ−ＤＣ変換器の構成に関する理想的な電圧変換率ｉＶＣＲ（複数可）（１／３、１／２、２／３、２、３、または５）の１つとなれば、スイッチトキャパシタＤＣ−ＤＣ変換器のエネルギーまたは電力効率は非常に高くなる。フライングキャパシタが多数存在すれば、変換器構成と、それに関するｉＶＣＲの選択肢の幅を広げることが可能となる。これを、以下の表１に示す。この表は、ｉＶＣＲの急増を示す。表中、ｎはステップダウン型スイッチトキャパシタＤＣ−ＤＣ変換器を示す。

上述のように、変換器がｉＶＣＲの１つに基づいて動作すれば、スイッチトキャパシタＤＣ−ＤＣ変換器のいわゆる固有エネルギー損失は最小限にとどまり、即ち固有エネルギー効率が最大限引き出される。したがって、ＤＣ入力電圧、および／または目標ＤＣ出力電圧が大幅に変化する場合、多数の変換器構成または比率が実現可能となるように、スイッチトキャパシタＤＣ−ＤＣ変換器はフライングキャパシタを多数含むように設計されることが望ましい。変換器構成が多数実現できれば、ＳＣ変換器の任意の所望の動作点に近いｉＶＣＲを持つ変換器構成が選択可能となる。これにより、変換器の高固有エネルギー効率が保証される。しかし、多数の外部キャパシタは、スイッチトキャパシタＤＣ−ＤＣ変換器のキャリアフットプリント増加、製造コスト増加等を招き、通常は好ましくない。このような欠点は、空間的制約が非常に高い聴覚機器やヘッドセットのような、小型ウェアラブル装置に対して非常に顕著となる。

図４のグラフ４００、４１０、および４２０は、変換器の公称または設定ＤＣ出力電圧が１．２Ｖに固定されている場合での、ＤＣ入力電圧Ｖｂａｔ範囲３．０Ｖから４．２Ｖにおける、ステップダウンＳＣ ＤＣ−ＤＣ変換器の３つの例示的構成についての各固有エネルギー損失を概略的に示す。グラフ４００、４１０、および４２０は、スイッチトキャパシタＤＣ−ＤＣ変換器の多数のフライングキャパシタ、したがって、多数の利用可能な変換器構成が、ＤＣ入力電圧が変動する状況で如何に固有エネルギー損失の低減に効果的であるかを示す。

上段グラフ４００の、網掛け部分４０１は、ＤＣ入力電圧範囲３．０から４．２Ｖにおける、固定２：１構成のステップダウンＳＣ ＤＣ−ＤＣ変換器の固有エネルギー損失を示す。この電圧範囲は、リチウムイオン電池セルの、上述した供給電圧変動に深く関連する。この変換器構成において利用可能な電圧変換率（ＶＣＲ）は、１および１／２のみである。後者の構成では、１．５Ｖから２．１Ｖの間のＤＣ出力電圧でｉＶＣＲを有する。ＤＣ出力電圧２．１Ｖは、本構成のｉＶＣＲからかなり離れている。即ち、網掛け部分４０１で示すような大幅な電圧降下が、ＳＣ変換器の上述の等価損失抵抗Ｒ_ｅｑ全体におよぶ。Ｖｂａｔ＝４．２Ｖにおいて最大となるが、Ｖｂａｔ＝３．６Ｖのようなより低いバッテリー電圧の場合でも、比較的大きなエネルギー散逸Ｒ_ｅｑが生じる。

中段グラフ４１０の網掛け部分４１１は、上述の表１に記載したように、２つのフライングキャパシタを有することで、多数の新たな構成が利用可能なステップダウンＳＣ ＤＣ−ＤＣ変換器において、３．６Ｖを超えるＤＣ入力電圧（Ｖｂａｔ）範囲の、大幅な固有エネルギー損失の低減を示す。Ｖｂａｔ＝３．６Ｖ未満でも、理想的な変換器構成または「段」は１／２だが、３．６Ｖに達すると、変換器構成は１／３に切り替えられ、当該動作点（Ｖｂａｔと目標／設定ＤＣ出力電圧との組み合わせ）でのＳＣ変換器のｉＶＣＲ動作が実行される。ＳＣ変換器の固有エネルギー損失は、３．６Ｖ動作点では略０まで低減されるが、Ｖｂａｔ電圧がさらに高くなると、変換器の理想的な動作点から離れていき、Ｖｂａｔ電圧が増加して、固有エネルギー損失も増加していく。

下段グラフ４２０の網掛け部分４２１は、３つのフライングキャパシタを有するステップダウンＳＣ ＤＣ−ＤＣ変換器では、３．６Ｖよりも高いＤＣ入力電圧（Ｖｂａｔ）範囲、低いＤＣ入力電圧（Ｖｂａｔ）範囲の両方で全体的に、最初のＳＣ変換器構成のグラフ４００と比較して、固有エネルギー損失が大幅に低減していることを示す。この場合、Ｖｂａｔ＝３．６Ｖ未満では、変換器構成または「比率」の最適な選択肢は、グラフ４１０で示す前述の構成の１／２ではなく、２／５となる。Ｖｂａｔが３．６Ｖに達すると、変換器構成は１／３構成に切り替えられる。したがって、前記同様に当該動作点（Ｖｂａｔと目標／設定ＤＣ出力電圧との組み合わせ）でのＳＣ変換器のｉＶＣＲ動作が実行される。したがって、Ｖｂａｔ電圧の増加によるＳＣ変換器の固有エネルギー損失増加は避けられないが、３．６Ｖ動作点では当該損失は略０まで低減される。

図５は、第１の実施形態に係るステップダウンマルチ出力スイッチトキャパシタ（ＳＣ）ＤＣ−ＤＣ変換器５００の４つの例示的構成（構成１、構成２、構成３、構成４）を簡略的に示す概略的ブロック図である。例えば、マルチ出力スイッチトキャパシタ（ＳＣ）ＤＣ−ＤＣ変換器５００は、例えば各種回路ブロックに対して、適切なＤＣ供給電源を供給するための、図１を参照して上述した補聴装置１０のＳＣ ＤＣ−ＤＣ変換器にとって代わることができるものである。マルチ出力スイッチトキャパシタ（ＳＣ）ＤＣ−ＤＣ変換器５００は、第１変換器部Ｖ１ｖ２を有する。第１変換器部Ｖ１ｖ２は、第１ＤＣ出力電圧Ｖｏ１により電力供給される回路ブロックの電圧供給要件に応じて、公称電圧０．６Ｖから１．２Ｖの間であり得る、第１ＤＣ出力電圧Ｖｏ１を生成するように構成される。ＳＣ ＤＣ−ＤＣ変換器５００は、第２変換器部Ｖ１ｖ８を有する。第２変換器部Ｖ１ｖ８は、第２ＤＣ出力電圧Ｖｏ２により電力供給される回路ブロックの電圧供給要件に応じて、公称電圧１．４Ｖから２．２Ｖの間であり得る、第２ＤＣ出力電圧Ｖｏ２を生成するように構成される。ＳＣ ＤＣ−ＤＣ変換器５００は、第１および第２変換器部Ｖ１ｖ２、Ｖ１ｖ８の間の利用可能なフライングキャパシタ群Ｃｆ１、Ｃｆ２、およびＣｆ３の各キャパシタを動的に再分配することで、動的に再構成可能である。この特徴により、第１および第２変換器部Ｖ１ｖ２およびＶ１ｖ８の構成を動的に変更することを可能とする。構成変更は、例えば負荷条件変化、即ち第１および第２ＤＣ出力電圧Ｖｏ１およびＶｏ２の負荷電流または負荷電力変動に応じて実行される。利用可能なフライングキャパシタ群Ｃｆ１、Ｃｆ２、およびＣｆ３の再分配は、ＳＣ変換器の適切なコントローラにより実行されてもよい。コントローラは、第１および第２変換器部Ｖ１ｖ２およびＶ１ｖ８の共通スイッチマトリクス（不図示）に接続される。スイッチマトリクスの制御可能半導体スイッチは、フライングキャパシタＣｆ１、Ｃｆ２、およびＣｆ３を相互接続している。これについては、後述する。コントローラは、ＳＣ ＤＣ−ＤＣ変換器５００のデジタルステートマシンを有してもよい。

コントローラは、適切な構成選択ルールまたは選択基準に基づいて、第１および第２変換器部Ｖ１ｖ２およびＶ１ｖ８の各構成を変更するように構成されてもよい。当該ルールまたは基準は、例えば、電圧Ｖｂａｔと、第１および第２ＤＣ出力電圧による現在の負荷電力を考慮して、ＳＣ ＤＣ−ＤＣ変換器５００全体の固有電力変換効率を最大限引き出すように設定される。

４つの個別の構成（構成１、構成２、構成３、構成４）を示すブロック図は、第１および第２ＤＣ出力電圧Ｖｏ１およびＶｏ２の異なる負荷条件と、例えば異なる実施形態によりＳＣ ＤＣ−ＤＣ変換器５００を動的に再構成できる方法をいくつか示す。ＳＣ ＤＣ−ＤＣ変換器５００のコントローラは、以下の負荷条件に基づいて、構成１と構成２との間を切り替えるように構成される。当該条件とは即ち、第１ＤＣ出力電圧Ｖｏ１で引き出される負荷電流Ｉ_１ｖ２または等価負荷電力が、時間が経過しても例えば１ｍＡで比較的一定で、第２ＤＣ出力電圧Ｖｏ２で引き出される負荷電流Ｉ_１ｖ８または電力が、例えば図示のように０．１ｍＡから１４ｍＡの間で、時間の経過と共に大幅に変動することである。例えば、ＳＣ ＤＣ−ＤＣ変換器５００の動作時間の９０％で、０．１ｍＡの負荷電流Ｉ_１ｖ８が引き出され、その残りの１０％で、１４ｍＡの負荷電流が引き出される。このような時間経過による消費電力変動は、特定の回路ブロックまたはモジュールで共通した特性である。具体的に、特定の回路ブロックまたはモジュールとは、例えばフラッシュメモリのように、補聴装置で一時的にのみ使用されるため、長期スリープモード／ＯＦＦにされており、比較的短期間でのアクティビティの突発（したがって、突発的な消費電力を伴う）により起動する。したがって、コントローラは、第２変換器部Ｖ１ｖ８の負荷電流Ｉ_１ｖ８が小さい期間中は構成１を選択するように構成されてもよい。

コントローラは、スイッチマトリクス（不図示）の個別制御可能半導体スイッチの第１サブセットと、Ｎ個のフライングキャパシタの第１群を選択して第１変換器部Ｖ１ｖ２を構成することで、第１ＤＣ出力電圧を生成するように構成された第１変換器構成を実現する。ある極端な例では、Ｎ個のフライングキャパシタの群は、利用可能なフライングキャパシタを全て含んでもよく、別の極端な例では、利用可能なフライングキャパシタを一切含まなくてもよい（０）。コントローラはさらに、スイッチマトリクス（不図示）の個別制御可能半導体スイッチの第２サブセットと、（Ｐ−Ｎ）個のフライングキャパシタの第２群を選択して第２変換器部Ｖ１ｖ８を構成することで、第２ＤＣ出力電圧を生成するように構成された第２変換器構成を実現する。したがって、第１変換器部Ｖ１ｖ２設定後の残りのフライングキャパシタが、（Ｐ−Ｎ）個のフライングキャパシタの第２群に含まれる。したがって、第１変換器部の設定に応じて第２変換器部も、ある極端な例では利用可能なフライングキャパシタを全て含んでもよく、別の極端な例では利用可能なフライングキャパシタを一切含まなくてもよい（０）。適切な構成選択ルールに基づいて、第１および第２変換器部の間のフライングキャパシタＣｆ１、Ｃｆ２、Ｃｆ３の分配、さらに選択された数のフライングキャパシタに対して利用可能な各構成の選択を実行してもよい。当該ルールの例としては、Ｖｂａｔ電圧、各設定電圧Ｖｏ１およびＶｏ２、変換器部の現在の負荷電流のようなシステム変数を考慮したものであってもよい。

ＳＣ ＤＣ−ＤＣ変換器５００のいくつかの実施形態によると、コントローラは、決定されたシステム変数に基づいて、第１および第２変換器部の総固有エネルギー効率を最大化するように、第１および第２変換器部間でフライングキャパシタを分配し、その各構成を選択する。このような総変換効率の最大化は、上述したような、構成１のフライングキャパシタの初期分配につながり得る。構成１では、上述の表１に記載の４つの異なる変換器構成が第１変換器部に対して利用可能になる（ｎ＝２の場合）。さらに、表１に記載の２つの異なる変換器構成が第２変換器部に対して利用可能になる（ｎ＝１の場合）。その後、例えば電流Ｖｂａｔ電圧、および各設定電圧Ｖｏ１およびＶｏ２に基づいて、コントローラは第１変換器部Ｖ１ｖ２のために第１変換器構成を選択し、第２変換器部Ｖ１ｖ８に対して第１変換器構成を選択する。例えば、上述のようにＶｂａｔ＝４．２Ｖで、設定Ｖｏ１＝１．２Ｖ（約０．２８５のＶＣＲを示唆）であると、コントローラは第１変換器部に対して１／３構成を選択する。図４を参照して上述した理由で、第１変換器部の現在の動作点は、この１／３構成に対応するｉＶＣＲに比較的近いためである。同様の理由で、第２変換器部の現在の動作点（Ｖｂａｔ＝４．２ＶおよびＶｏ２＝１．８Ｖ）のＶＣＲがたとえこの１／２構成に対応するｉＶＣＲよりもある程度離れていても、コントローラは第２変換器部Ｖ１ｖ８に対して１／２構成を選択してもよい。しかし、第１変換器部Ｖ１ｖ２により引き出される電力よりも、第２変換器部Ｖ１ｖ８により引き出される負荷電力が小さいことで、第２変換器部のこの理想的ではない変換器構成でも、ＳＣ ＤＣ−ＤＣ変換器５００全体の総エネルギー損失を小さくとどめることができる。第１変換器部に対して、より理想に近い変換器構成（即ち、最も高い利用可能なエネルギー効率）を利用可能にすることが非常に重要である。構成１での動作の場合、ＳＣ ＤＣ−ＤＣ変換器５００全体のエネルギー消費の大部分は、第１変換器部によるものである。

第２変換器部に対する負荷が、上述の構成１における１．０ｍＡから１４ｍＡに変化すると、コントローラは動的に第１および第２変換器部を再構成し、フライングキャパシタの新たなサブセット（例えばＣｆ２）を第１変換器部Ｖ１ｖ２に割り当て、新たなサブセット（例えばＣｆ１、Ｃｆ３）を第２変換器部Ｖ１ｖ８に割り当てる。このような第１および第２変換器部の間のフライングキャパシタＣｆ１、Ｃｆ２、Ｃｆ３の新規分配も、適切な構成選択ルールに基づいてもよいが、ここでは、第１変換器部の負荷電流がほぼ一定で、第２変換器部の負荷電流が大幅に大きくなったことを考慮する。ＳＣ ＤＣ−ＤＣ変換器５００のいくつかの実施形態によると、コントローラ（不図示）は、第２変換器部の新たな、より大きな負荷を考慮して、第１および第２変換器部の総固有エネルギー効率を最大化するように、第１および第２変換器部間でフライングキャパシタを再分配し、その各構成を選択する。このような総変換効率の最大化は、コントローラに図示のような、構成２（構成２）のフライングキャパシタの割り当ておよび分配を行わせ得る。構成２は単純に、２つの異なる変換器構成を第１変換器部に対して利用可能する一方で、４つの異なる変換器構成を第２変換器部に対して利用可能とする。当業者には、構成２において、第２変換器部に対してより多くの構成を利用可能とすることで、概してコントローラに第２変換器部のより理想に近い変換器構成（即ち、より高い固有エネルギー消費を実現）を選択可能となることが理解されよう。構成２では、第２変換器部による負荷電力の割合が非常に大きいため、ＳＣ ＤＣ−ＤＣ変換器５００の総固有エネルギー効率の最大化には、今度は第２変換器部の固有エネルギー効率が重要となる。したがって、第１変換器部に対して理想的ではない変換器構成を選択しても、ＳＣ ＤＣ−ＤＣ変換器５００全体の総エネルギー損失は小さくとどめることができる。その後、コントローラは、第１変換器部Ｖ１ｖ２に対して第２変換器構成（例えば１／２）を選択し、第２変換器部Ｖ１ｖ８に対して第２変換器構成（例えば、Ｖｂａｔ＝４．２Ｖであれば同様に１／２）を選択する。しかし、構成の選択肢が多いため、Ｖｂａｔの変動に応じて、コントローラは柔軟に第２変換器部のより理想的な構成に切り替え可能である。

構成３および構成４は、ＳＣ ＤＣ−ＤＣ変換器５００の別実施形態の動作を示す。ここでも３つのフライングキャパシタが使用される。コントローラは、負荷条件の変化に報じて、これら構成間の切り替えを行う。但し、構成１および２で適用された固有エネルギー効率最大化のためのルールとは異なる構成選択ルールが利用される。この構成選択ルールによると、構成３の負荷シナリオにおいて、コントローラはＳＣ ＤＣ−ＤＣ変換器５００の全ての利用可能なフライングキャパシタＣｆ１、Ｃｆ２、Ｃｆ３を第１変換器部Ｖ１ｖ２に割り当て、第２変換器部Ｖ１ｖ８には一切フライングキャパシタを割り当てない。したがって、Ｖｏ２は単純に線形レギュレータにより調整されてもよい。これにより、第２変換器部のエネルギー損失が大きくなる。しかし、構成３でも上述のように、第１変換器部により引き出される電力よりも、第２変換器部により引き出される負荷電力が小さいことで、第２変換器部のこの理想的ではない変換器構成でも、ＳＣ ＤＣ−ＤＣ変換器５００全体の総エネルギー損失を小さくとどめることができる。一方で、全てのフライングキャパシタが第１変換器部に利用可能であることで、表１に記載のように、多数の異なる変換器構成が第１変換器部に利用可能になる（ｎ＝３の場合）。変換器構成が多数利用できることで、コントローラは第１変換器部の高固有エネルギー効率を維持できる。ＳＣ ＤＣ−ＤＣ変換器５００全体のエネルギー消費の大部分は、第１変換器部によるものである。上述の理由から、変換器構成を適応調整することで、第１変換器部の動作点が変化しても、高固有エネルギー効率を実現できる。

第２変換器部の負荷電流が、上述の構成３の０．１ｍＡから、構成４の１４ｍＡに変化すると、コントローラは再度動的に第１および第２変換器部を再構成し、フライングキャパシタの新たなサブセット（例えばＣｆ１）を第１変換器部Ｖ１ｖ２に割り当て、新たなサブセット（例えばＣｆ２、Ｃｆ３）を第２変換器部Ｖ１ｖ８に割り当てる。このような第１および第２変換器部の間のフライングキャパシタＣｆ１、Ｃｆ２、Ｃｆ３の新規分配も、適切な構成選択ルールに基づいてもよいが、ここでは、第１変換器部の負荷電流がほぼ一定で、第２変換器部の負荷電流が大幅に大きくなったことを考慮する。この構成選択ルールを適用しても、前述の構成ルールと同様のフライングキャパシタ配置となる。上述のように、構成４の方が構成３よりも第２変換器部に利用可能な構成が多いことで、コントローラは第２変換器部に対してより理想に近い（即ち、より固有エネルギー効率な）構成を選択できる、第２変換器部による負荷電力の割合が非常に大きいため、ＳＣ ＤＣ−ＤＣ変換器５００の総固有エネルギー効率の最大化には、第２変換器部の固有エネルギー効率が重要なのである。

当業者には、第１および第２変換器部のシステム変数Ｖｂａｔ、各設定電圧Ｖｏ１およびＶｏ２、負荷電流値が同じでも、ＳＣ ＤＣ−ＤＣ変換器５００の構成選択ルールが変わると、コントローラは第１および第２変換器部の間のフライングキャパシタの分配を変えることが理解できよう。

図６は、ＳＣ ＤＣ−ＤＣ変換器５００の例示的スイッチマトリクスと、スイッチマトリクスとフライングキャパシタＣｆ１、Ｃｆ２、Ｃｆ３の内部ノード群を示す概略的回路図である。スイッチマトリクスは、１７個の個別制御可能半導体スイッチＳＷ１からＳＷ１７を含む。当該スイッチはそれぞれ、Ｐ型、Ｎ型、またはその他適切なスイッチ種類のＣＭＯＳトランジスタを含み得る。コントローラは、個別制御可能半導体スイッチＳＷ１からＳＷ１７それぞれのゲート端子（図示簡略化のために不図示）に接続されて、各スイッチをＯＮ状態とＯＦＦ状態との間で選択的に切り替える。図中、Ｖ１ｖ２はＳＣ ＤＣ−ＤＣ変換器５００の第１ＤＣ出力電圧Ｖｏ１を示し、Ｖ１ｖ８は第２ＤＣ出力電圧Ｖｏ２を示す。第１および第２出力キャパシタＣｏ１およびＣｏ２は、それぞれ第１および第２ＤＣ出力電圧に接続される。スイッチマトリクスの構成は、第１変換器部および第２変換器部が同時にそれぞれ独立した動作を実行できるように設計されている。これにより、第１ＤＣ出力電圧と、第２ＤＣ出力電圧とがそれぞれ独立して生成できる。ＳＣ ＤＣ−ＤＣ変換器５００の所与の構成について、第１および第２変換器部の全ての利用可能な構成が、独立して選択、動作可能なようにスイッチマトリクスのいくつかの実施形態は構成される。例えば、第２変換器部の負荷電流が大きければ、第１変換器部に１／２構成が使用されている状態で、第２変換器部に２／３構成が使用可能であることが好ましい。即ち、これら構成についてはスイッチ接続が重複しない。スイッチマトリクスの別の実施形態は、下記のように、ＳＣ ＤＣ−ＤＣ変換器５００の所与の任意の構成について、第１および第２変換器部の、独立して選択、動作可能な利用可能な構成の組み合わせに所定の限定が課されるように、構成されてもよい。

いずれの場合でも、最低限の切り替えで、第１および第２変換器部の全ての望ましい構成を実施できるような、所定のスイッチマトリクス構成を特定することが望ましい。これにより、相互接続の複雑さを抑え、個別制御可能半導体スイッチに関連する寄生スイッチ容量が低減できるのである。当該寄生スイッチ容量は、第１および第２変換器部の外因性エネルギー効率の悪化を招く。

ＳＣ ＤＣ−ＤＣ変換器の第１の実施形態のスイッチマトリクス構成に対する、理想的または準理想的な手法を探すための、本発明者らの第１のアプローチは、手動で、構成をキャパシタ相互接続に１つずつ加えることであった。フライングキャパシタ間で各種構成を切り替えるためのキャパシタ相互接続を設計する際、最小の接続数を探すのが課題となる。これを実現するために、アルゴリズムを導入する。キャパシタ相互接続の可能な設計すべてをアルゴリズムで評価できるかを調べるために、「相互接続マトリクス」という概念を導入する。図７の、３つのフライングキャパシタの、キャパシタ端子またはノードそれぞれに番号が付された、概略的非接続状態７００Ａを検討する。各番号は、マトリクスにおける行および列に対応する。これにより、所与の構成のために必要な相互接続の標示が定義できる。図７の、第１変換器部７００Ｂに対する１／２構成のための相互接続の例を検討する。Ｃ_ｆｌｙ１の各端子は、１／２変換器構成を実現するために必要な相互接続を形成する各種電圧レールに接続される。なお、２つのノードの間にスイッチが必要かわかれば十分なので、クロック位相の概念はここでは使用しない。

図７のマトリクス構成７００Ｂの、相互接続マトリクスをＴ_{１／２、ａ}と称し、下記左側の図式７００Ｂに示す。図中、「１」は接続を示し、「０」は非接続を示す。

なお、マトリクスの下半分のみで、相互接続が表される。上半分は、下側の鏡対称であり、対角線上の全ての要素は、無効とみなされるノードの自身への接続を示す。このマトリクス表記は、コンピュータで相互接続が操作しやすくするためのもので、見易さを追求したものではない。図７のマトリクス構成７００Ｂにおいて、点線７０１で示す相互接続は、３つのフライングキャパシタが利用可能な、第１または第２変換器部の１／２構成を実現するために実施できる方法の１つを示す。この第１相互接続を「プロトタイプ」とする。相互接続において実現される各構成について、単一のプロトタイプのみが定義される場合、理想的な手法を導きだすのはほぼ不可能であろう（それどころか、有効な手法が一つも実現できない可能性もある）。全ての可能性を検討するため、各変換器プロトタイプの置換を探る必要がある、即ち、それらを異なる各フライングキャパシタの間で、各種組み合わせる必要がある。これにより、特定の構成を実現可能なすべての方法が定義される。図７の図式７００Ｃは、１／２変換器プロトタイプの置換の一例を示す。

この相互接続を、図７の図式７００Ｂと比較すると、当業者にはＣ_ｆｌｙ１の端子に対する接続が逆になったことが明白だろう。Ｖ１ｖ２変換器に対する１／２変換器を実現可能な２つの方法が定義された。この構成は、Ｃ_ｆｌｙ２、Ｃ_ｆｌｙ３のいずれでも実現できることから、全部で６つの手法が可能となる。この設計で使用される各変換器について可能な相互接続マトリクスの数を、下記の表２にまとめる。二項係数と単純コンビナトリアルを使用して、置換数が得られる。なお、１／２構成、１／１構成については番号が×２で記載されている。これらはそれぞれ、Ｖ１ｖ２およびＶ１ｖ８変換器の両方に存在するためである。

表２の置換数の積をとることで、スイッチ相互接続の総数が得られる。
ＴＮ，ｔｏｔ＝（２×６）（２×６）×２４×２４×４８＝３５，８３１，８０８

最後に、第２変換器部の１／２構成と、第１変換器部の１／３構成との間の重複（即ち、同時動作）についての追加的／任意の限定を、この手法に加える。この任意の限定により、置換数は１３，２７１，０４０まで低減される。

３千５百万通り、または任意の限定を加えた場合の約１３３０万通りの実施可能な構成全てを評価する現実的な方法として、適切なコンピュータプログラムまたはスクリプトを利用することが挙げられる。７つの構成それぞれについて必要な単一のプロトタイプ相互接続がスクリプトに入力され、全ての置換が計算される。同時に動作する第１および第２変換器部の変換器構成間で、スイッチ接続が一切重複しないようにする限定を、各手法に加える。

この処理を、以下の工程により、疑似コードで表すことが便利であり得る。

１．プロトタイプ相互接続により、各変換器構成を定義する。プロトタイプ相互接続は以下のものを含む。
ａ：スイッチ相互接続マトリクス（即ち、各クロック位相のスイッチマトリクス）
ｂ：各クロック位相の定常状態電圧マトリクス
ｃ：重複群番号

２．３つのフライングキャパシタの全ての可能なマッピングに対する、各変換器構成、スイッチおよび電圧マトリクス（即ち置換）を計算
ａ：変換器構成に必要なフライングキャパシタを、３つの利用可能なフライングキャパシタの全ての組合せにマッピングする（例えば、単一のフライングキャパシタを使用する１／２変換器に対して）。３つの利用可能なフライングキャパシタに対して、３つのスイッチマトリクスをそれぞれ作成する。
ｂ：上述のマッピングそれぞれについて、各フライングキャパシタの端子を逆にする／しない場合の追加のマッピングを生成する。

３． 第１および第２変換器部の全ての可能な相互接続マトリクスを、各構成の置換の組合せ全てに対して以下を実行することで生成する。
ａ：変換器構成それぞれについて置換を選択
ｂ：各重複群からスイッチマトリクスを追加
ｃ：得られたスイッチマトリクスの和において、１を超える要素があるか確認。あれば、２つの構成が同じスイッチを必要とし、重複できない
ｄ：１超の要素がなければ、各マトリクスノードについて、構成電圧マトリクスそれぞれにおける当該特定のマトリクスノードの最大および最小値を探し、当該数値を最大および最小出力段電圧マトリクスに記憶
ｅ：重複についての限定条件が満たされていれば、第１および第２変換器部の相互接続マトリクスと、その合成電圧マトリクスを記憶

４．第１および第２変換器部の有効構成と、ステップ３で決定された出力段のぞれぞれについて、以下のパラメータを計算。
ａ：スイッチマトリクスにおけるスイッチ数
ｂ：スイッチマトリクスを、最大および最小組合せ出力段マトリクスと比較することで得られる、各スイッチで必要な最大ブレークダウン電圧

５．手法を、例えば最小スイッチ数、または各スイッチの最低ブレークダウン電圧の要件に基づいて、フィルタリング
スイッチ位置とともに、各プロトタイプの入力パラメータとして、定常状態無負荷ノード電圧が与えられる。これら電圧も、スイッチ相互接続とともに置換される。これにより、各スイッチに必要な最大ブレークダウン電圧を評価することが（さらに、任意で使用する高電圧スイッチの数が最も少ない手法を選択することが）可能となる。

このように得られた検索アルゴリズムまたはスクリプトにより、それぞれ１７個の制御可能スイッチを使用する、４０個の手法が発見された。ここから、使用する高電圧スイッチの数が最も少ない手法を選択した。ただし、ＳＣ ＤＣ−ＤＣ変換器５００の別実施形態では、別の手法も当然利用可能である。例えば、別の最適化基準を適用するものである。図６に、スイッチマトリクス構成に対して選択された手法を示す。

必要なスイッチブレークダウン電圧は、最大バッテリー電圧４．２Ｖの本設計用である。
・５．０Ｖスイッチ：ｓｗ３、ｓｗ７からｓｗ９。
・３．３Ｖスイッチ：ｓｗ１、ｓｗ２、ｓｗ４からｓｗ６、ｓｗ１１、ｓｗ１２、ｓｗ１４からｓｗ１６、ｓｗ１７。
・１．８Ｖスイッチ：ｓｗ１０、ｓｗ１３。

これら電圧は、定常状態動作用である。これらのトランジスターレベルを実現する際の保証措置として、全ての負荷条件についてスイッチのブロッキング電圧レベルを詳細に評価してもよい。

図８は、スイッチマトリクスの上述の構成を利用した第１例示的構成で構成されたＳＣ ＤＣ−ＤＣ変換器５００の、第１変換器部８００Ａおよび第２変換器部８００Ｂの概略的回路図である。このスイッチマトリクスは、全部で１７個の個別制御可能半導体スイッチＳＷ１からＳＷ１７を含む。当業者には、ＳＣ ＤＣ−ＤＣ変換器の図示の第１例示的構成は、図５の構成２に対応することが理解されよう。第１変換器部８００Ａの半導体スイッチとフライングキャパシタとを、黒の実線で示す。それ以外の半導体スイッチおよびフライングキャパシタは、グレーの線で示す。第１変換器部８００Ａは、アクティブ半導体スイッチの第１サブセットＳＷ２、ＳＷ６、ＳＷ１０、ＳＷ１５を含む。これらは、フライングキャパシタＣｆ２（即ちＣ_ｆｌｙ２）と共に、第１変換器部８００Ａおよびその構成を実現する。アクティブ半導体スイッチＳＷ２およびＳＷ１０は、ＳＣ ＤＣ−ＤＣ変換器５００の非重複２位相クロックジェネレータ（不図示）により得られる第１クロック位相Φ_１で制御される。アクティブ半導体スイッチＳＷ６およびＳＷ１５は、図示の１／２構成における非重複２位相クロックジェネレータの、第２クロック位相Φ_２で切り替えられる。当業者には、第１変換器部８００Ａのアクティブ半導体スイッチのスイッチを適切選択することで、コントローラが１／１構成または１／２構成を実現できることが理解できよう。例えば、切り替えＳＷ１５を常にＯＮにして、ＳＷ１０を常にＯＦＦにして、ＳＷ６およびＳＷ２はそれぞれ第１および第２クロック位相で駆動された状態にすることで、１／１構成が選択できる。

第２変換器部８００Ｂは、アクティブ半導体スイッチの第２サブセットと、第２フライングキャパシタ対Ｃｆ１、Ｃｆ３（＝Ｃ_ｆｌｙ１、Ｃ_ｆｌｙ３）を含む。これは、概略的回路図において、黒の実線で示す。それ以外の半導体スイッチおよびフライングキャパシタ（複数可）は、グレーの線で示されて、第２変換器部８００Ｂの要素が上述の第１変換器部８００Ａのものと区別される。アクティブ半導体スイッチの第２群は、個別のスイッチＳＷ１、ＳＷ３、ＳＷ４、ＳＷ９、ＳＷ１１、ＳＷ１２、ＳＷ１６を含む。図示のように、これらは、第１クロック位相Φ_１、または第２クロック位相Φ_２で切り替えられる。当業者には、アクティブ半導体スイッチの第２サブセットを適切に選択することで、第２変換器部８００Ｂは表１（ｎ＝２の場合）に記載のあらゆる上述の変換器構成を実現するように適用可能であることが理解されよう。当業者には、ＳＣ ＤＣ−ＤＣ変換器５００の第１構成のアクティブ半導体スイッチの第１および第２サブセットが重複しないことが理解されよう。即ち、第１および第２サブセットにおいて共通半導体スイッチは一切存在しない。同様に、第１および第２変換器部８００Ａおよび８００Ｂには、それぞれ別のフライングキャパシタが接続される。このように、アクティブ要素とパッシブ要素が第１および第２変換器部８００Ａおよび８００Ｂで重複しないことで、第１および第２変換器部８００Ａおよび８００Ｂは完全に互いに独立して動作可能で第１および第２ＤＣ出力電圧Ｖｏ１およびＶｏ２を独立的に、または重複せずに生成できる。これは例えば、単純に２つの異なるクロック位相を使用することによる。このような独立した動作は、第１および第２ＤＣ出力電圧間の相互結合や干渉が避けられるという利点がある。即ち、一方のＤＣ出力電圧における大きな負荷変動が、他方のＤＣ出力電圧の変化を生じないのである。

図９は、スイッチマトリクスの上述の好適な実施形態を利用した第２例示的構成で構成されたＳＣ ＤＣ−ＤＣ変換器５００の、第１変換器部９００Ａおよび第２変換器部９００Ｂの概略的回路図である。当業者には、ＳＣ ＤＣ−ＤＣ変換器の図示の第２例示的構成は、図５の構成１に対応しうることが理解されよう。第１変換器部９００Ａを形成する半導体スイッチとフライングキャパシタとを、黒の実線で示す。それ以外の半導体スイッチおよびそれ以外のフライングキャパシタＣｆ３は、図９００Ａではグレーの線で示す。これにより、これら要素が第２変換器部９００Ｂに属することが示される。第１変換器部９００Ａの半導体スイッチのサブセットは、個別のスイッチＳＷ１、ＳＷ５、ＳＷ６、ＳＷ７、ＳＷ１０、ＳＷ１４、ＳＷ１５を含む。これらは、フライングキャパシタＣｆ１、Ｃｆ２とともに、第１変換器部９００Ａの構成を実現する。回路図に図示されているように、制御可能半導体スイッチの第１サブセットの個別の各スイッチは、ＳＣ ＤＣ−ＤＣ変換器５００の非重複２位相クロックジェネレータ（不図示）による第１クロック位相Φ_１または第２クロック位相Φ_２のいずれかにより制御される。当業者には、第１変換器部９００Ａのアクティブ半導体スイッチの第１サブセットを適切に選択することで、コントローラは上述の表１（ｎ＝２の場合）に記載の変換器構成を実現できることが理解されよう。

第２変換器部９００Ｂの概略的回路図において、その半導体スイッチおよびフライングキャパシタは黒の実線で示す。それ以外の半導体スイッチおよびフライングキャパシタ（複数可）は、グレーの線で示されて、第２変換器部９００Ｂの要素が上述の第１変換器部９００Ａのものと区別される。個別制御可能、またはアクティブな半導体スイッチは、フライングキャパシタＣｆ３と組み合わされるＳＷ３、ＳＷ１２、ＳＷ１６、ＳＷ１７を含む。図示のように、個別制御可能半導体スイッチの第１サブセットの半導体スイッチは第１クロック位相Φ_１または第２クロック位相Φ_２のいずれかにより制御される。当業者には、アクティブ半導体スイッチの第２サブセットを適切に選択することで、コントローラは第２変換器部９００Ｂの１／１構成または１／２構成を実現できることが理解されよう。当業者には、ここでも個別制御可能半導体スイッチの第１および第２サブセットが重複しないことが理解されよう。即ち、第１および第２サブセットに共通半導体スイッチは一切存在しない。同様に、第１および第２変換器部９００Ａおよび９００Ｂには、それぞれ別のフライングキャパシタが接続される。したがって、ＳＣ ＤＣ−ＤＣ変換器５００の上述の利点が得られる。

図１０は、スイッチマトリクスの上述の好適な実施形態を利用した第３例示的構成で構成されたＳＣ ＤＣ−ＤＣ変換器５００の、第１変換器部１０００Ａの概略的回路図である。当業者には、ＳＣ ＤＣ−ＤＣ変換器の図示の第３例示的構成は、図５の構成３に対応しうることが理解されよう。第１変換器部１０００Ａのアクティブ半導体スイッチの第１サブセットと、すべての利用可能なフライングキャパシタＣｆ１、Ｃｆ２、Ｃｆ３（＝Ｃｆｌｙ１−３）とを、黒の実線で示す。それ以外の半導体スイッチおよびそれ以外のフライングキャパシタ（なし）は、グレーの線で示す。これにより、アクティブ要素が第１変換器部１０００Ａのものであると示される。第１変換器部１０００Ａの半導体スイッチのサブセットは、個別のスイッチＳＷ１、ＳＷ５、ＳＷ６、ＳＷ７、ＳＷ８、ＳＷ９、ＳＷ１０、ＳＷ１３、ＳＷ１４、ＳＷ１６を含む。これらは、フライングキャパシタＣｆ１、Ｃｆ２、Ｃｆ３とともに、第１変換器部１０００Ａの構成を実現する。回路図に図示されているように、制御可能半導体スイッチの第１サブセットの個別の各スイッチは、ＳＣ ＤＣ−ＤＣ変換器５００の非重複２位相クロックジェネレータ（不図示）による第１クロック位相Φ_１または第２クロック位相Φ_２のいずれかにより制御される。当業者には、第１変換器部１０００Ａのアクティブ半導体スイッチの第１サブセットのスイッチを適切に選択することで、コントローラは上述の表１（ｎ＝３の場合）に記載の変換器構成を実現できることが理解されよう。

第２変換器部は概略的回路図に図示されない。第２サブセットに個別制御可能またはアクティブな半導体スイッチが存在しない、即ち第２サブセットが一切半導体スイッチを有さないためである。当業者には、ＳＣ ＤＣ−ＤＣ変換器５００が、バッテリー電圧Ｖｂａｔと、第２ＤＣ出力電圧Ｖ１ｖ８に結合された出力キャパシタＣｏ２との間に接続された線形電圧レギュレータを含んでもよいことが理解されよう。本構成において、線形電圧レギュレータは第２ＤＣ出力電圧Ｖ１ｖ８を所望の目標ＤＣ電圧に調整するように構成され、ＮＭＯＳパストランジスタ前後の比較的大きな電圧降下を考慮して、ＮＭＯＳ共通ドレーンレギュレータを有してもよい。当業者には、ここでも個別制御可能半導体スイッチの第１および第２サブセットが重複しないことが理解されよう。即ち、第１および第２サブセットに共通半導体スイッチは一切存在しない。

図１１は、第２実施形態に係るステップダウンマルチ出力スイッチトキャパシタ（ＳＣ）ＤＣ−ＤＣ変換器１１００の３つの例示的構成（構成１、構成２、構成３）を簡略化して示す概略ブロック図である。例えば、マルチ出力スイッチトキャパシタ（ＳＣ）ＤＣ−ＤＣ変換器１１００は、例えば各種回路ブロックに対して、適切なＤＣ供給電源を供給するための、図１を参照に上述した補聴装置１０のＳＣ ＤＣ−ＤＣ変換器にとって代わることができるものである。マルチ出力スイッチトキャパシタ（ＳＣ）ＤＣ−ＤＣ変換器５００は、２つのフライングキャパシタＣｆ１およびＣｆ２を有する。マルチ出力スイッチトキャパシタ（ＳＣ）ＤＣ−ＤＣ変換器１１００は、第１変換器部Ｖ１ｖ２を有する。第１変換器部Ｖ１ｖ２は、第１ＤＣ出力電圧Ｖｏ１により電力供給される回路ブロックの電圧供給要件に応じて、公称電圧０．６Ｖから１．２Ｖの間であり得る、第１ＤＣ出力電圧Ｖｏ１を生成するように構成される。ＳＣ ＤＣ−ＤＣ変換器１１００は、第２変換器部Ｖ１ｖ８を有する。第２変換器部Ｖ１ｖ８は、第２ＤＣ出力電圧Ｖｏ２により電力供給される回路ブロックの電圧供給要件に応じて、公称電圧１．４Ｖから２．２Ｖの間であり得る、第２ＤＣ出力電圧Ｖｏ２は、を生成するように構成される。ＳＣ ＤＣ−ＤＣ変換器１１００は、第１の実施形態で上述したＳＣ ＤＣ−ＤＣ変換器５００の再構成可能な特性と同様に、第１および第２変換器部Ｖ１ｖ２、Ｖ１ｖ８の間の利用可能なフライングキャパシタＣｆ１、Ｃｆ２の各キャパシタを動的に再配置することで、動的に再構成可能である。この特徴により、第１および第２変換器部Ｖ１ｖ２およびＶ１ｖ８の構成を動的に変更することを可能とする。構成変更は、例えば負荷条件変化、即ち第１および第２ＤＣ出力電圧Ｖｏ１およびＶｏ２の負荷電流または負荷電力変動に応じて実行される。利用可能なフライングキャパシタ群Ｃｆ１、Ｃｆ２の再構成は、ＳＣ変換器１１００の適切なコントローラにより実行されてもよい。コントローラは、第１および第２変換器部Ｖ１ｖ２およびＶ１ｖ８の共通スイッチマトリクス（図１２に示す）に接続される。スイッチマトリクスの制御可能半導体スイッチは、フライングキャパシタＣｆ１、Ｃｆ２、を相互接続している。これについては、後述する。コントローラは、ＳＣ ＤＣ−ＤＣ変換器１１００のデジタルステートマシンを有してもよい。

前述のように、コントローラは、適切な構成選択ルールまたは選択基準に基づいて、変換器１１００の各種構成を定義するために、第１および第２変換器部Ｖ１ｖ２およびＶ１ｖ８の各構成を変更するように構成されてもよい。当該ルールまたは基準は、例えば、第１および第２ＤＣ出力電圧により得られる電圧Ｖｂａｔと、負荷電流、電力を考慮して、ＳＣ ＤＣ−ＤＣ変換器１１００全体の固有電力変換効率を最大限引き出すように設定される。

３つの個別の構成（構成１、構成２、構成３）を示すブロック図は、第１および第２ＤＣ出力電圧Ｖｏ１およびＶｏ２の異なる負荷条件と、例えば異なる実施形態によりＳＣ ＤＣ−ＤＣ変換器１１００を、ＳＣ ＤＣ−ＤＣ変換器５００について上述したのと同じようにしてコントローラにより動的に再構成できる方法をいくつか示す。

図１２は、第２実施形態のマルチ出力ＳＣ ＤＣ−ＤＣ変換器１１００の、例示的スイッチマトリクスの概略的回路図であり、スイッチマトリクスとフライングキャパシタＣｆ１、Ｃｆ２、の内部ノード群を示す。スイッチマトリクスは、１１個の個別制御可能半導体スイッチＳＷ１からＳＷ１１を含む。当該スイッチはそれぞれ、Ｐ型、Ｎ型、またはその他適切なスイッチ種類のＣＭＯＳトランジスタを含み得る。コントローラは、個別制御可能半導体スイッチＳＷ１からＳＷ１１それぞれのゲート端子（図示簡略化のために不図示）に接続されて、各スイッチをＯＮ状態とＯＦＦ状態との間で選択的に切り替える。図中、Ｖ１ｖ２はＳＣ ＤＣ−ＤＣ変換器１１００の第１ＤＣ出力電圧Ｖｏ１を示し、Ｖ１ｖ８は第２ＤＣ出力電圧Ｖｏ２を示す。第１および第２出力キャパシタＣｏ１およびＣｏ２は、それぞれ第１および第２ＤＣ出力電圧に接続される。スイッチマトリクスの構成は、第１変換器部および第２変換器部が同時にそれぞれ独立した動作を実行できるように設計されている。これにより、第１ＤＣ出力電圧と、第２ＤＣ出力電圧とがそれぞれ独立して生成できる。ＳＣ ＤＣ−ＤＣ変換器１１００の所与の構成について、第１および第２変換器部の全ての利用可能な構成が、独立して選択、動作可能なようにスイッチマトリクスのいくつかの実施形態は構成される。スイッチマトリクスの別の実施形態は、下記のように、ＳＣ ＤＣ−ＤＣ変換器１１００の所与の任意の構成について、第１および第２変換器部の、独立して選択、動作可能な利用可能な構成の組み合わせに所定の限定が課されるように、構成されてもよい。

いずれの場合でも、最低限の切り替えで、第１および第２変換器部の全ての望ましい構成を実施できるような、所定のスイッチマトリクス構成を特定することが望ましい。これにより、相互接続の複雑さを抑え、個別制御可能半導体スイッチに関連する寄生スイッチ容量が低減できるのである。当該寄生スイッチ容量は、第１および第２変換器部の外因性エネルギー損失の悪化を招く。したがって、第１および第２変換器部の総固有エネルギー効率が下がる。本スイッチマトリクスの構成は、上述同様の手法で決定された。即ち、キャパシタ相互接続の全ての可能な設計について、アルゴリズムで評価したのである。ただし、利用可能なフライングキャパシタは２つであるという限定に基づいて、適宜変形した。

図１３の上段は、上述のＳＣ ＤＣ−ＤＣ変換器１１００のスイッチマトリクスを使用した第１例示的構成で構成されたＳＣ ＤＣ−ＤＣ変換器１１００の第１変換器部１３００Ａおよび第２変換器部１３００Ｂの概略的回路図である。図１３の下段は、上述のＳＣ ＤＣ−ＤＣ変換器１１００のスイッチマトリクスを使用した第２例示的構成で構成されたＳＣ ＤＣ−ＤＣ変換器１１００の第１変換器部１３００Ａおよび第２変換器部１３００Ｂの概略的回路図である。当業者は、図示のＳＣ ＤＣ−ＤＣ変換器の第１例示的構成は、図１１の構成３に対応し得ることが理解されよう。同構成においては、利用可能なフライングキャパシタ群Ｃｆ１およびＣｆ２の両方が第２変換器部１３００Ｂに接続される。図示のＳＣ ＤＣ−ＤＣ変換器の第２例示的構成は、図１１の構成２に対応し得る。同構成では、利用可能なフライングキャパシタの一方が第１変換器部に接続され、他方が第２変換器部１３００Ｂに接続される。

図１４は、上述のＳＣ ＤＣ−ＤＣ変換器１１００のスイッチマトリクスを使用した第３例示的構成で構成されたＳＣ ＤＣ−ＤＣ変換器１１００の第１変換器部１３００Ａおよび第２変換器部１３００Ｂの概略的回路図である。第１および第２出力キャパシタＣｏ１、Ｃｏ２は、図示簡略化のため不図示である。当業者は、図示のＳＣ ＤＣ−ＤＣ変換器の第３例示的構成は、図１１の構成１に対応し得ることが理解されよう。同構成においては、利用可能なフライングキャパシタ群Ｃｆ１およびＣｆ２の両方が第１変換器部１３００Ａに接続される。第１変換器部１１００Ａの半導体スイッチとフライングキャパシタとを、黒の実線で示す。それ以外の半導体スイッチおよびフライングキャパシタは、グレーの線で示す。これは第１の実施形態のＳＣ ＤＣ−ＤＣ変換器５００で上述したことと同様である。

図１５は、開示された例示的ステップダウンマルチ出力ＳＣ ＤＣ−ＤＣ変換器の一実施形態１１００を示す。本ＳＣ ＤＣ−ＤＣ変換器１１００のＤＣ入力電圧Ｖｂａｔは、補聴装置の各アクティブ回路ブロックに対して所望または理想的な供給電圧よりも、大幅に高い公称ＤＣ電圧を提供する充電池電源により実現されてもよい。充電池電源は、例えば公称出力電圧約３．７Ｖであり得る１以上のリチウムイオン電池セルを含んでもよい。ＳＣ ＤＣ−ＤＣ変換器１１００は、上述のヘッドウェアラブル補聴装置に組み込まれる。多くの場合、この公称リチウムイオンバッテリー電圧を、約１．２Ｖの第１ＤＣ出力電圧Ｖｏ１に下げることが望ましい。これは、従来の非充電式空気亜鉛電池の典型的な電圧レベルである。さらに、ヘッドウェアラブル補聴装置のアクティブ回路は、上述の無線送受信機または不揮発性メモリに対する供給のため、異なる第２のＤＣ供給電圧（例えば約１．８Ｖ）を必要とし得る。したがって、第１ＤＣ基準電圧Ｖｒｅｆ１がＳＣ ＤＣ−ＤＣ変換器１１００のコントローラ１１０１のＲｅｆ１入力に印加され、第２ＤＣ基準電圧Ｖｒｅｆ２がコントローラ１１０１のＲｅｆ２入力に印加される。コントローラ１１０１は、出力段５００に対して組合せ構成選択部として機能し、第１および第２ＤＣ出力電圧Ｖｏ１およびＶｏ２に対して出力電圧レギュレータとして機能してもよい。コントローラ１１０１の出力電圧レギュレータ機能は、出力段５００またはチャージポンプ回路のクロック周波数を設定する、クロックジェネレータ（不図示）により構成されてもよい。クロックジェネレータは、本実施形態では調整可能またはプログラミング可能な周波数をもちうるクロック信号ｓｗ＿ｃｌｋを生成する。別の実施形態では、クロック信号の単一の固定のクロック周波数が使われてもよい。クロック位相回路１１０４は、クロック信号から、第１非重複クロック位相対Φ_１−１、Φ_１−２と、クロック信号から、第２非重複クロック位相対Φ_２−１、Φ_２−２とを得るように構成される。第１非重複クロック位相対Φ_１−１、Φ_１−２は、第１変換器部の個別制御可能半導体スイッチに、スイッチドライバまたは昇圧回路１１００を介して適用される。第２非重複クロック位相対Φ_２−１、Φ_２−２は、第２変換器部の個別制御可能半導体スイッチに、スイッチドライバ回路１１１０を介して適用される。スイッチドライバ回路１１１０は、出力段５００の半導体スイッチを適切に駆動するために、第１および第２非重複クロック位相対の電圧レベルを必要に応じて上げるように構成される。

第１および第２変換器部にそれぞれ別の非重複クロック位相の組を使用することで、第１および第２変換器部により生成される第１および第２ＤＣ出力電圧Ｖｏ１およびＶｏ２のクロスレギュレーションの問題を大幅に解決できるという利点がある。当業者には、クロックジェネレータと、クロック位相回路１１０４とが集積化されてよいことが理解されよう。本実施形態において、クロック信号の周波数を利用して、第１および第２電圧調整ループを介して、第１および／または第２ＤＣ出力電圧Ｖｏ１、Ｖｏ２の調整を行う。第１および第２電圧調整ループは、第１および第２ＤＣ出力電圧から始まり、コントローラの電圧感知入力Ｓｅｎｓｅ１およびｓｅｎｓｅ２に、例えば各フィードバックワイヤまたは導電体を介して戻る。

出力電圧レギュレータはさらに、所望または目標出力電圧Ｖｏ１を示す第１ＤＣ基準電圧Ｖｒｅｆ１および所望または目標出力電圧Ｖｏ２を示す第２ＤＣ基準電圧Ｖｒｅｆ２を受信するため、第１および第２ＤＣ基準電圧入力Ｒｅｆ１およびＲｅｆ２を有する。第１および第２電圧調整ループは、Ｖｒｅｆ入力でのＤＣ基準電圧と、実際のＤＣ出力電圧との差または乖離を、各非重複のクロック位相対のクロック周波数を調整することで、最小化するように動作可能である。

Claims (15)

1. バッテリー供給電圧を受けて、第１ＤＣ出力電圧および第２ＤＣ出力電圧へ変換するための、ＤＣ入力を有するマルチ出力スイッチトキャパシタＤＣ−ＤＣ変換器を備えるヘッドウェアラブル補聴装置であって、前記マルチ出力スイッチトキャパシタＤＣ−ＤＣ変換器は、
   ・複数の個別制御可能半導体スイッチを含むスイッチマトリクスと、
   ・前記スイッチマトリクスの各回路ノード組の間に接続されるＰ個のフライングキャパシタと、
   ・前記スイッチマトリクスの前記複数の個別制御可能半導体スイッチの各制御端子に接続されるコントローラと、を有し、
   前記コントローラは、
   ・個別制御可能半導体スイッチの第１サブセットと、Ｎ個のフライングキャパシタの第１群を選択することで第１変換器部を構成して、前記第１ＤＣ出力電圧を生成するように構成された第１変換器構成を実現し、
   ・個別制御可能半導体スイッチの第２サブセットと、（Ｐ−Ｎ）個のフライングキャパシタの第２群を選択することで第２変換器部を構成して、前記第２ＤＣ出力電圧を生成するように構成された第２変換器構成を実現し、
   ・前記コントローラは、前記第１変換器構成および第２変換器構成を、構成選択ルールに基づいて選択するように構成され、
   Ｐ＞１が成立し、
   Ｎは正の整数で、０＜＝Ｎ＜＝Ｐが成立する、ヘッドウェアラブル補聴装置。
2. 前記コントローラは、前記構成選択ルールに応じて、動的に
   ・個別制御可能半導体スイッチの第３サブセットと、Ｍ個のフライングキャパシタの第３群を選択することで前記第１変換器部を再構成して、前記第１ＤＣ出力電圧を生成するように構成された第３変換器構成を実現して、
   ・個別制御可能半導体スイッチの第４サブセットと、（Ｐ−Ｍ）個のフライングキャパシタの第４群を選択することで前記第２変換器部を再構成して、前記第２ＤＣ出力電圧を生成するように構成された第４変換器構成を実現し、
   Ｍは正の整数で、０＜＝Ｍ＜＝Ｐが成立し、Ｎ≠Ｍである、請求項１に記載のヘッドウェアラブル補聴装置。
3. 前記マルチ出力スイッチトキャパシタＤＣ−ＤＣ変換器は、
   クロック信号に基づいて、第１非重複クロック位相対および第２非重複クロック位相対を生成するように構成されたクロックジェネレータを有し、
   前記コントローラは、
   前記第１非重複クロック位相対の第１クロック位相の際に、前記第１変換器部の前記Ｎ個のフライングキャパシタの第１群を充電し、前記第２非重複クロック位相対の第１クロック位相の際に、前記第２変換器部の前記（Ｐ−Ｎ）個のフライングキャパシタの第２群を充電し、
   前記第１非重複クロック位相対の第２クロック位相の際に、前記第１変換器部の前記Ｎ個のフライングキャパシタの第１群を放電し、前記第２非重複クロック位相対の第２クロック位相の際に、前記第２変換器部の前記（Ｐ−Ｎ）個のフライングキャパシタの第２群を放電するように構成される、請求項１または２に記載のヘッドウェアラブル補聴装置。
4. 前記コントローラは、
   ・前記第１非重複クロック位相対の前記第１クロック位相の際に、前記個別制御可能半導体スイッチの第１サブセットを介して、前記Ｎ個のフライングキャパシタの第１群を直列接続して、前記ＤＣ入力電圧により前記Ｎ個のフライングキャパシタを充電し、
   ・前記第２非重複クロック位相対の前記第１クロック位相の際に、前記個別制御可能半導体スイッチの第２サブセットを介して、前記（Ｐ−Ｎ）個のフライングキャパシタの第２群を直列接続して、前記ＤＣ入力電圧により前記（Ｐ−Ｎ）個のフライングキャパシタを充電し、
   ・前記第１非重複クロック位相対の前記第２クロック位相の際に、前記個別制御可能半導体スイッチの第１サブセットを介して、前記Ｎ個のフライングキャパシタを並列接続して、前記Ｎ個のフライングキャパシタを、前記第１ＤＣ出力電圧に接続された第１出力キャパシタに放電させ、
   ・前記第２非重複クロック位相対の前記第２クロック位相の際に、前記個別制御可能半導体スイッチの第３サブセットを介して、前記（Ｐ−Ｎ）個のフライングキャパシタの第３群を並列接続して、前記（Ｐ−Ｎ）個のフライングキャパシタを、前記第２ＤＣ出力電圧に接続された第２出力キャパシタに放電させるように構成される、請求項３に記載のヘッドウェアラブル補聴装置
5. 前記構成選択ルールは、
   ・それぞれ前記第１および第２変換器構成に設定された前記第１および第２変換器部により供給される各負荷電流または負荷電力、
   ・前記バッテリー供給電圧、
   ・前記第１ＤＣ出力電圧の目標または設定電圧Ｖｏ１、
   ・前記第２ＤＣ出力電圧の目標または設定電圧Ｖｏ２、から選択される１以上のシステム変数を含む、請求項１から４のいずれか一項に記載のヘッドウェアラブル補聴装置。
6. 前記構成選択ルールは、
   ・決定された前記システム変数に基づいて、前記第１および第２変換器部の総固有エネルギー効率を最大化し、
   前記総固有エネルギー効率は以下のとおりに計算され、
   式中：
   Ｐ_１＝前記第１変換器部により伝送される負荷電力、
   Ｐ_２＝前記第２変換器部により伝送される負荷電力、
   η_１＝前記第１ＤＣ出力電圧の前記設定電圧における前記第１変換器部の固有エネルギー効率、
   η_２＝前記第２ＤＣ出力電圧の前記設定電圧における前記第２変換器部の固有エネルギー効率、
   η_１＝ＶＣＲ／ｉＶＣＲ＝Ｖｏ１／（Ｖｂａｔ^＊ｉＶＣＲ）、
   η_２＝ＶＣＲ／ｉＶＣＲ＝Ｖｏ２／（Ｖｂａｔ^＊ｉＶＣＲ）、である請求項５に記載のヘッドウェアラブル補聴装置。
7. 前記コントローラは、
   ・現在のバッテリー供給電圧と、
   ・前記第１および第２変換器部の現在の各負荷電流または負荷電力とを繰り返し判定するように構成され、
   前記コントローラは、前記第２構成の前記総固有エネルギー効率が、前記第１構成の前記総固有エネルギー効率を上回る場合、前記第１および第２変換器部の第１構成から、前記第１および第２変換器部の第２構成に切り替えるように構成される、請求項６に記載のヘッドウェアラブル補聴装置。
8. 前記コントローラは、前記ヘッドウェアラブル補聴装置の、マイクロプロセッサのような信号プロセッサのシステム制御信号に応じて、前記第１および第２変換器部を動的に再構成し、前記システム制御信号は前記第１および第２変換器部の少なくとも１の、予期される負荷変化を示す、請求項２に記載のヘッドウェアラブル補聴装置。
9. 前記所定の構成選択ルールは、前記コントローラに、
   ・前記第１変換器部により供給される前記負荷電力が、前記第２変換器部により供給される前記負荷電流、または負荷電力よりも少なくとも５倍大きい場合、
   前記第１変換器部の前記第１構成に対してＰ個のフライングキャパシタを選択し、前記第２変換器部の前記第１構成に対して、ゼロ（０）個のフライングキャパシタを選択するように指示する、請求項５に記載のヘッドウェアラブル補聴装置。
10. 前記所定の構成選択ルールは、前記コントローラに、
    ・前記第２変換器部により供給される前記負荷電力が、前記第１変換器部により供給される前記負荷電流、または負荷電力よりも少なくとも５倍大きい場合、
    前記第２変換器部の前記第２構成に対してＰ個のフライングキャパシタを選択し、前記第１変換器部の前記第２構成に対して、ゼロ（０）個のフライングキャパシタを選択するように指示する、請求項５に記載のヘッドウェアラブル補聴装置。
11. 前記マルチ出力スイッチトキャパシタＤＣ−ＤＣ変換器は、
    ・第１出力電圧レギュレータであって、
    第１ＤＣ基準電圧を受信するための基準電圧入力と、前記第１ＤＣ出力電圧、または第２ＤＣ出力電圧を示すフィードバック電圧を受信するためのフィードバック電圧入力と、
    前記第１ＤＣ基準電圧と、前記フィードバック電圧とを組み合わせて、第１制御信号を決定する誤差信号生成部と、を有する第１出力電圧レギュレータを有し、
    前記コントローラは、
    ・前記第１制御信号に基づいて、前記第１変換器部の、前記個別制御可能半導体スイッチの第１サブセットに対する、前記第１非重複クロック位相対を生成するか、
    ・前記第１制御信号に基づいて、前記第２変換器部の、前記個別制御可能半導体スイッチの第２サブセットに対する、前記第２非重複クロック位相対を生成するように構成される、請求項３から１０のいずれか一項に記載のヘッドウェアラブル補聴装置。
12. １以上のリチウムイオン電池セルのような、前記バッテリー供給電圧を供給する少なくとも１の充電池セルを有する、請求項１から１１のいずれか一項に記載のヘッドウェアラブル補聴装置。
13. Ｐ＝２、３、または４である、請求項１から１２のいずれか一項に記載のヘッドウェアラブル補聴装置。
14. 前記スイッチマトリクスの前記個別制御可能半導体スイッチの第１および第２サブセットは重複しない、すなわちスイッチマトリクスの前記複数の個別制御可能半導体スイッチの内の任意のスイッチを共有することがない、請求項１から１３のいずれか一項に記載のヘッドウェアラブル補聴装置。
15. スイッチマトリクスの各回路ノードにそれぞれ接続されたＰ個のフライングキャパシタを有するマルチ出力スイッチトキャパシタＤＣ−ＤＣ変換器の第１および第２変換器部を動的に設定する方法であって、
    ａ）前記マルチ出力スイッチトキャパシタＤＣ−ＤＣ変換器のＤＣ入力をバッテリー供給電圧に接続することと、
    ｂ）構成選択ルールに応じて、前記スイッチマトリクスの個別制御可能半導体スイッチの第１サブセットと、Ｎ個のフライングキャパシタの第１群を選択することで前記第１変換器部を構成して、第１変換器構成を実現することと、
    ｃ）前記構成選択ルールに応じて、前記スイッチマトリクスの個別制御可能半導体スイッチの第２サブセットと、（Ｐ−Ｎ）個のフライングキャパシタの第２群を選択することで前記第２変換器部を構成して、第２変換器構成を実現することと、
    ｄ）前記第１変換器部の前記個別制御可能半導体スイッチの第１サブセットをクロックして、前記第１ＤＣ出力電圧を生成することと、
    ｅ）前記第２変換器部の前記個別制御可能半導体スイッチの第２サブセットをクロックして、前記第２ＤＣ出力電圧を生成することと、を含み、
    Ｐは２以上の正の整数で、
    Ｎは０とＰの間の正の整数である、方法。