CN109428482A - 用于头戴式听力装置的可重新配置的开关电容器dc-dc转换器 - Google Patents

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Abstract

本发明涉及一种头戴式听力装置，该头戴式听力装置包括多输出开关电容器DC‑DC转换器。所述多输出开关电容器DC‑DC转换器包括开关矩阵，该开关矩阵包括多个可单独控制的半导体开关和连接在该开关矩阵的各组电路节点之间的多个快速电容器。控制器被连接到开关矩阵的多个可单独控制的半导体开关的相应控制端子，以基于拓扑选择规则分别配置第一和第二转换器部分以形成第一和第二转换器拓扑。

Description

用于头戴式听力装置的可重新配置的开关电容器DC-DC转 换器
技术领域
本发明涉及一种头戴式听力装置，该头戴式听力装置包括多输出开关电容器DC-DC转换器。所述多输出开关电容器DC-DC转换器包括开关矩阵，该开关矩阵包括多个可单独控制的半导体开关和连接在该开关矩阵的各组电路节点之间的多个快速电容器(flyingcapacitor)。控制器连接到开关矩阵的多个可单独控制的半导体开关的相应控制端子，以基于拓扑选择规则分别配置第一和第二转换器部分以形成第一和第二转换器拓扑。
背景技术
开关电容器DC-DC电力转换器在本领域中是已知的，并且已经用于各种类型的便携式通信装置，例如头戴式听力装置。开关电容器DC-DC电力转换器用于将来自便携式通信装置的能量或电源(例如可再充电电池)的直流输入电压转换成适于为各种类型的集成电路和其他有源部件供电的更高或更低的直流输出电压。与基于电感器的对应物相比，开关电容器DC-DC电力转换器具有某些吸引人的特性-例如相对较低的EMI水平，因为在电感器的磁场中没有存储的能量。开关电容器DC-DC电力转换器可具有小尺寸和高能量转换效率。开关电容器DC-DC电力转换器的不同拓扑能够提供直流电压升压(step-up)(即升压(boost))和直流电压降压(step-down)(即降压(buck))，具有依赖于拓扑的最佳电压转换比，例如1：2或1：3升压转换和2：1和3：1降压转换。
开关电容器DC-DC转换器非常适用于为头戴式听力装置供电，其中，外壳或定制壳体的紧凑尺寸以及小电池容量通常严重限制了电源电路的尺寸、功率转换效率和电磁辐射。
然而，本领域仍然需要具有改进的性能特性的多输出开关电容器DC-DC转换器，例如更小的尺寸和更好地适应变化的负载条件和变化的直流输入电压。具体地，例如由于提供直流输入电压的可再充电电池电源的变化充电状态而造成直流输入电压经常变化很大，因此在宽范围的负载和宽范围的直流输入电压下提供改进的能量效率。
发明内容
本发明的第一方面涉及一种头戴式听力装置，包括：
多输出开关电容器DC-DC转换器，包括直流输入端，用于接收电池供电电压并将其转换为第一直流输出电压和第二直流输出电压；
所述多输出开关电容器DC-DC转换器包括：
-包括多个可单独控制的半导体开关的开关矩阵，
-连接在开关矩阵的各组电路节点之间的P个快速电容器；
-连接到开关矩阵的多个可单独控制的半导体开关的相应控制端子的控制器，以配置第一转换器部分和第二转换器部分：
-通过选择第一子组可单独控制的半导体开关和第一组N个快速电容器以形成被配置成产生第一直流输出电压的第一转换器拓扑来配置第一转换器部分；并且
-通过选择第二子组可单独控制的半导体开关和第二组(P-N)个快速电容器以形成被配置成产生第二直流输出电压的第二转换器拓扑来配置第二转换器部分；
-所述控制器被配置为基于拓扑选择规则选择第一转换器拓扑和第二转换器拓扑；
其中，P为大于1的正整数；N为正整数，并且0<＝N<＝P。
头戴式听力装置可以为助听器，例如BTE、RIE、ITE、ITC或CIC等助听器。助听器可包括一个或多个麦克风，用于从听力仪器的外部环境拾取声音并响应地产生第一音频信号。头戴式听力装置可替代地为头戴耳机(headset)、头戴式听筒(headphone)、耳塞(earphone)、护耳器耳罩(ear defender)或耳套(earmuff)等，例如耳挂式耳机(Ear-Hook)、入耳式耳机(In-Ear)、贴耳式耳机(On-Ear)、耳罩式耳机(Over-the-Ear)、颈后式耳机(Behind-the-Neck)、头盔或护头式耳机(Helmet or Headguard)等。
P个快速电容器中的每者可以包括相对于集成电路的外部电容器，开关电容器DC-DC转换器例如与头戴式听力装置的其他有源电路块一起集成在该集成电路上。另选地，P个快速电容器中的每者可以完全集成在集成电路上，即在集成电路的半导体管芯或衬底上整体形成的片上电容器。在转换器的实际实施方式中，多输出开关电容器DC-DC转换器的快速电容器的数量P可以为2、3或4个，以将开关矩阵的尺寸和部件数保持在用于集成在头戴式听力装置中的实际水平上。头戴式听力装置往往受到严格的尺寸限制和功耗限制。在第一和第二转换器部分N＝0的一些配置中，使得所有P个快速电容器连接到第一转换器部分，而第一和第二转换器部分的其他配置具有N＝P，使得如下面参考附图更详细地讨论的所有P个快速电容器连接到第二转换器部分。
电池供电电压可以由可再充电电池单元或一次性电池单元提供，将电池供电电压输送到多输出开关电容器DC-DC转换器的直流输入端。上述电池单元可以例如包括一次性锌空气电池或者可以包括至少一个可再充电的锂离子电池单元。锂离子电池单元提供约4.0V的标称电池电压，但是电池电压从完全充电状态下的约4.2伏变化到放电状态的约3.0伏。
本开关电容器DC-DC转换器的时钟信号的频率可以在16kHz和4MHz之间，例如在20kHz和2.0MHz之间。时钟信号的频率可以设定电荷泵电路(charge pump circuit)的开关频率，因为第一和第二时钟相位从时钟信号导出。
开关电容器DC-DC转换器的一些实施例可以利用所谓的脉冲跳跃(pulse-skipping)机制来实现第一直流输出电压和第二直流输出电压的稳压。在该实施例中，时钟信号的连续时钟脉冲之间的时间跨度根据负载而变化。
在后一实施例中，开关电容器DC-DC转换器可以被配置为以约2：1和/或3：1的倍数(这取决于锂离子电池单元的充电状态)将接收到的直流输入电压降压以提供约1.2V的直流输出电压电平。
头戴式听力装置可以包括各种有源部件和音频换能器以用于接收输入的语音和其他声音信号、处理接收到的声音信号并且将处理过的声音信号转换成对应的输出声音信号以便应用于使用者的耳朵和/或传输到远程的收听者。头戴式听力装置可包括助听器，助听器另外包括：
-控制和处理电路，包括：
-用于接收第一音频信号的第一音频输入通道和用于接收并处理第一音频信号以用于根据使用者的听力损失产生补偿的麦克风信号的信号处理器；
-用于接收补偿的麦克风信号并以预定的调制频率产生调制的输出信号的D类输出放大器，
-用于接收调制的输出信号并产生输出声音信号以用于应用于使用者的耳朵的微型接收器或扬声器。经补偿的麦克风信号可以被嵌入或编码在由磁感应天线发送的无线数据信号中。经补偿的麦克风信号可以被发送到另一个助听器，该助听器包括对应的磁感应天线和用于编码的无线数据信号的兼容的接收和解码电路。
第一音频信号可以从助听器的麦克风导出，或者可以通过适当的解码从由磁感应天线提供的无线数据信号导出。因此，无线数据信号可以由例如便携式麦克风，另一听力仪器或移动电话等的远程音频信号源提供。D类输出放大器可以由开关电容器DC-DC转换器提供的直流输出电压直接供电。
信号处理器可包括专用数字逻辑电路、软件可编程处理器或其任何组合。如本文所使用的，术语“处理器”、“信号处理器”、“控制器”、“系统”等旨在指代微处理器或CPU相关实体、硬件、硬件和软件的组合、软件或执行中的软件。例如，“处理器”、“信号处理器”、“控制器”、“系统”等可以为但不限于为在处理器上运行的进程、处理器、对象、可执行文件、执行的线程和/或程序。作为说明，术语“处理器”、“信号处理器”、“控制器”、“系统”等指定在处理器和硬件处理器上运行的应用。一个或多个“处理器”、“信号处理器”、“控制器”、“系统”等或其任何组合可以驻留在进程和/或执行的线程内，以及一个或多个“处理器”、“信号处理器”、“控制器”、“系统”等或其任何组合可以位于一个硬件处理器上、可能与其他硬件电路组合和/或分布在两个或多个硬件处理器之间、可能与其他硬件电路组合。而且，处理器(或类似术语)可以为能够执行信号处理的任何部件或部件的任何组合。例如，信号处理器可以为ASIC处理器、FPGA处理器、通用处理器、微处理器、电路部件或集成电路。
控制器可以响应于拓扑选择规则以通过以下方式动态地重新配置第一转换器部分和第二转换器部分：
-通过选择第三子组可单独控制的半导体开关和第三组M个快速电容器以形成被配置成产生第一直流输出电压的第三转换器拓扑来重新配置第一转换器部分；并且
-通过选择第四子组可单独控制的半导体开关和第四组(P-M)个快速电容器以形成被配置成产生第二直流输出电压的第四转换器拓扑来重新配置第二转换器部分；
M为正整数；0<＝M<＝P；并且N≠M。
控制器动态地重新配置第一和第二转换器部分的能力使得能够在第一转换器部分和第二转换器部分之间动态地重新分配可用的P个快速电容器的各个电容器。该特征能够响应于如下面参考附图进一步详细讨论的变化的负载条件实现第一和第二转换器部分的动态拓扑变化。
多输出开关电容器DC-DC转换器优选地包括时钟发生器，该时钟发生器产生时钟信号并从其导出一对或几对非重叠时钟相位以用于控制开关矩阵的多个可单独控制的半导体开关的状态切换。在一些实施例中，第一转换器部分的可控半导体开关和第二转换器部分的可控半导体开关可以由相同的单对非重叠时钟相位驱动。
在多输出开关电容器DC-DC转换器的替代实施例中，第一转换器部分的可控半导体开关和第二转换器部分的可控半导体开关由分开的非重叠时钟相位对驱动。因此，多输出开关电容器DC-DC转换器的后一实施例可包括：
时钟发生器，所述时钟发生器被配置为基于时钟信号产生第一对和第二对非重叠时钟相位；
所述控制器被配置为：
-在第一对非重叠时钟相位的第一时钟相位期间对第一转换器部分的第一组N个快速电容器充电，并在第二对非重叠时钟相位的第一时钟相位期间对第二转换器部分的第二组(P-N)个快速电容器充电；并且
在第一对非重叠时钟相位的第二时钟相位期间使第一组N个快速电容器放电，并且在第二对非重叠时钟相位的第二相位期间使第二转换器部分的第二组(P-N)个快速电容器放电。
对第一和第二转换器部分中的每者使用单独的一对非重叠时钟相位具有的优点在于，它在很大程度上消除了由第一和第二转换器部分产生的第一直流输出电压Vo1和第二直流输出电压Vo2之间的交叉稳压(cross-regulation)问题。第一对非重叠时钟相位的时钟频率可以例如独立于第二对非重叠时钟相位的时钟频率进行调节。
根据使用上述单独的第一和第二对非重叠时钟相位的多输出开关电容器DC-DC转换器的一个实施例，所述控制器被配置为：
-在第一对非重叠时钟相位的第一时钟相位期间，经由第一子组可单独控制的半导体开关将第一组N个快速电容器串联连接以从直流输入电压对N个快速电容器充电，
-在第二对非重叠时钟相位的第一时钟相位期间，经由第二子组可单独控制的半导体开关将第二组(P-N)个快速电容器串联连接并从直流输入电压对(P-N)个快速电容器充电，
-在第一对非重叠时钟相位的第二时钟相位期间，经由第一子组可单独控制的半导体开关并联连接N个快速电容器，并将N个快速电容器放电到连接到第一直流输出电压的第一输出电容器；并且
-在第二对非重叠时钟相位的第二时钟相位期间，经由第三子组可单独控制的半导体开关并联连接第三组(P-N)个快速电容器，并将(P-N)个快速电容器放电到连接到第二直流输出电压的第二输出电容器。
所述控制器被配置为基于拓扑选择规则或选择标准来选择第一和第二转换器部分的相应拓扑。所述拓扑选择规则可以被设计为优化多输出开关电容器DC-DC转换器的各种性能参数，例如在DC-DC转换器的给定工作点处最大化DC-DC转换器的固有功率转换效率。所述拓扑选择规则可以强制使所述控制器考虑DC-DC转换器的一组特定系统变量以选择第一和第二转换器部分的相应拓扑。所述系统变量可以包括由第一和第二转换器部分输送的电池供电电压和/或相应的负载功率。因此，所述拓扑选择规则可以包括从以下选择的一个或多个系统变量：
-分别由被配置为第一和第二转换器拓扑的第一和第二转换器部分提供的相应负载电流和/或负载功率；
-电池供电电压，Vbat；
-第一直流输出电压的目标或设定点电压，Vo1；
-第二直流输出电压的目标或设定点电压，Vo2；
根据本发明的一个实施例，所述拓扑选择规则被配置为或被设计为最大化：
-基于所确定的系统变量的第一和第二转换器部分的总固有能量效率；所述总固有能量效率根据以下公式计算：
其中：
P1＝由第一转换器部分输送的负载功率；
P2＝由第二转换器部分输送的负载功率；
η1＝第一转换器在第一直流输出电压的设定点电压下的固有能量效率；
η2＝第二转换器部分在第二直流输出电压的设定点电压下的固有能量效率；
η1＝VCR/iVCR＝Vo1/(Vbat*iVCR)；
η2＝VCR/iVCR＝Vo2/(Vbat*iVCR)。
根据该实施例，所述控制器使用拓扑选择规则来确定P个快速电容器的分布，即第一转换器部分和第二转换器部分之间的给定值f P的N或M的值以及如下面参考附图进一步详细讨论的电流负载情况下的第一和第二转换器部分的相应拓扑。
所述控制器可以在DC-DC转换器的操作期间例如被配置为重复地确定：
-所述第一和第二转换器部分的当前电池供电电压和相应的电流负载电流或负载功率。所述控制器另外被配置为如果第二配置的总固有能量效率超过第一配置的总固有能量效率，则从第一和第二转换器部分的第一配置切换到该第一和第二转换器部分的第二配置。因此，所述控制器可以响应于改变的电池电压和/或改变的负载条件而动态地在第一和第二转换器部分的不同配置之间切换，以重复或连续地最大化第一和第二转换器部分的总固有能量效率，如下面参考附图进一步详细讨论的。
根据多输出开关电容器DC-DC转换器的一个实施例，所述控制器响应于信号处理器例如头戴式听力装置的微处理器的系统控制信号动态地重新配置第一和第二转换器部分；其中，所述系统控制信号指示第一和转换器部分中的至少一者的即将发生的负载变化。该实施例支持第一和第二转换器部分的拓扑选择的前馈控制。技术人员应理解，所述信号处理器可以控制耦合到第一和/或第二转换器部分的各种类型的负载电路例如无线接收器电路、闪存/EEPROM存储器电路、传感器接口电路等的操作状态和功耗。因此，所述信号处理器可以定制系统控制信号以将第一和第二转换器部分重新配置为负载电路的功耗的已知变化，如下面参考附图进一步详细讨论的。
根据替代实施例，所述拓扑选择规则指示控制器以：
-由第一转换器部分提供的负载功率至少比由第二转换器部分提供的负载电流或负载功率大5倍，或反之亦然：
选择P个快速电容器以用于第一转换器部分的第一拓扑，并且选择零(0)个快速电容器以用于第二转换器部分的第一拓扑，或反之亦然。从计算的角度来看，该拓扑选择规则由所述控制器实现起来相对简单，因为该规则避免了复杂变量例如先前讨论的总固有能量效率的计算。相反，在默认情况下，所述拓扑选择规则会将所有可用的P个快速电容器分配给占主要功耗的所述转换器部分，从而允许所述控制器优化使用大部分功率的转换器部分的拓扑。
多输出开关电容器DC-DC转换器可以包括至少一个输出电压稳压器以控制第一和第二直流输出电压中的至少一者。因此，一个实施例包括：
-第一输出电压稳压器，包括：
用于接收第一直流参考电压的参考电压输入端和用于接收表示第一直流输出电压或第二直流输出电压的反馈电压的反馈电压输入端，
误差信号发生器，该误差信号发生器被配置为组合第一直流参考电压和反馈电压以确定第一控制信号，
所述控制器被配置为产生：
-基于第一控制信号的第一转换器部分的第一子组可单独控制的半导体开关的第一对非重叠时钟相位；或
-基于第一控制信号的第二转换器部分的第二子组可单独控制的半导体开关的第二对非重叠时钟相位。
技术人员应理解，第一直流参考电压可指示第一直流输出电压的目标或设定点电压或指示第二直流输出电压的目标或设定点电压。
头戴式听力装置可以包括至少一个用于提供电池供电电压的可再充电电池单元，例如一个或多个锂离子电池单元。一个或多个锂离子电池单元通常提供约4.0V的标称电池电压，而锂离子电池单元的电池放电导致所提供的电池电压的较大变化-从完全充电状态下的约4.2V在放电状态下降至约3.0V，如下面参考附图进一步详细讨论的。
开关矩阵的第一和第二子组可单独控制的半导体开关可以为非重叠的，即不共享所述开关矩阵的多个可单独控制的半导体开关中的任何开关。所述开关矩阵的第三和第四子组可单独控制的半导体开关同样可以为非重叠的，如下面参考附图进一步详细讨论的。
本发明的第二方面涉及一种动态配置多输出开关电容器DC-DC转换器的第一和第二转换器部分的方法，该转换器包括连接到开关矩阵的相应电路节点的P个快速电容器，所述方法包括：
a)将所述多输出开关电容器DC-DC转换器的直流输入端连接到电池供电电压，
b)根据拓扑选择规则通过选择所述开关矩阵的第一子组可单独控制的半导体开关和第一组N个快速电容器以形成第一转换器拓扑来构建第一转换器部分；
c)根据所述拓扑选择规则通过选择所述开关矩阵的第二子组可单独控制的半导体开关和第二组(P-N)个快速电容器以形成第二转换器拓扑来构建第二转换器部分；
d)通过计时第一转换器部分的第一子组可单独控制的半导体开关来产生第一直流输出电压；
e)通过计时第二转换器部分的第二子组可单独控制的半导体开关来产生第二直流输出电压；
其中，P为大于1的正整数；N为0到P之间的正整数。
附图说明
将结合附图更详细地描述本发明的实施例，其中：
图1示出了头戴式听力装置的简化性示意框图，该听力装置包括根据其任何下述实施例的示例性开关电容器DC-DC转换器；
图2示出了第一和第二开关电容器DC-DC转换器的第一和第二简化示意性框图以说明本发明的背景，
图3示出了开关电容器DC-DC转换器的通用电气模型，
图4示出了曲线图400、410和420，该曲线图示意性地示出了对于1.2V的标称或设定点直流输出电压，在预设直流输入电压范围内的降压型SC DC-DC转换器的三个示例性拓扑的相应固有能量损耗，
图5示出了根据本发明的第一实施例的可重新配置的降压型多输出SC DC-DC转换器的四个示例性配置的简化示意性框图，
图6示出了降压型多输出SC DC-DC转换器的第一实施例的开关矩阵的示例性实施例的示意性电路图，
图7示出了说明示例性开关矩阵的拓扑的计算的电路节点图，
图8示出了以第一示例性配置布置的降压型多输出SC DC-DC转换器的第一实施例的第一和第二转换器部分的示意性电路图，
图9示出了以第二示例性配置布置的降压型多输出SC DC-DC转换器的第一实施例的第一和第二转换器部分的示意性电路图，
图10示出了以第三示例性配置布置的示例性降压型多输出SC DC-DC转换器的第一转换器部分的示意性电路图，
图11示出了根据本发明的第二实施例的可重新配置的降压型多输出SC DC-DC转换器的三个示例性配置的简化性示意框图，
图12示出了根据第二实施例的降压型多输出SC DC-DC转换器的开关矩阵的示例性实施例的示意性电路图，
图13示出了以第一和第二示例性配置布置的降压型多输出SC DC-DC转换器的第二实施例的第一和第二转换器部分的示意性电路图，
图14示出了以第三示例性配置布置的降压型多输出SC DC-DC转换器的第二实施例的第一和第二转换器部分的示意性电路图；以及
图15示出了可重新配置的降压型多输出SC DC-DC转换器的示例性实施例的框图。
具体实施方式
在下文中，参考附图描述本发明的头戴式听力装置的各种示例性实施例，该头戴式听力装置包括用于节能直流电压转换的多输出开关电容器DC-DC转换器。本领域技术人员应理解，附图为示意性的并且为了清楚而简化，因此仅示出了对于理解本发明必不可少的细节，而省略了其他细节。相同的附图标记始终指代相同的元件或部件。因此，不必相对于每个附图详细描述相同的元件或部件。技术人员应进一步理解，某些动作和/或步骤可以以特定的发生顺序来描述或描绘，但本领域的技术人员应当理解，实际上并不需要关于顺序的这种特定性。
图1示出了示例性头戴式听力装置10的简化示意性框图，该听力装置10包括根据其下述任一实施例的多输出开关电容器DC-DC转换器100。开关电容器DC-DC转换器100的直流输入电压输入端被连接到可再充电电池电源VDD。可再充电电池电源通过正供电电压端子19连接到听力装置电路，该听力装置电路包括整体形成的开关电容器DC-DC转换器100。本领域技术人员应理解，本发明的其他实施例中的电池电源可以包括不可再充电电池电源，期望该不可再充电电池电源将由这种不可再充电电池电源提供的标称直流电压电平更优化地升压或降压至不同的直流电压电平，例如更低的功耗以用于有源电路或电路块。听力仪器10可以包括任何类型的助听器外壳样式，例如耳后(BTE)、耳道内(ITC)、完全在耳道内(CIC)、RIC等。
可再充电电池电源VDD可以包括至少一个锂离子电池单元，并因此可以向开关电容器DC-DC转换器100提供约4.0V的标称直流输入电压Vbat。然而，锂离子电池单元的电池放电曲线导致直流输入电压Vbat从完全充电状态下的约4.2V在放电状态下下降到约3.0V的大变化，这对于如下所述的开关电容器DC-DC转换器10的转换器部分蕴含几种设计和拓扑选择。
多输出开关电容器DC-DC转换器100被配置为利用各种转换因子使所接收的直流输入电压降压以提供约1.2V的第一直流输出电压Vo1并且提供可以高于约Vo1的第二直流输出电压Vo2，Vo2标称值约为1.8V。技术人员应理解，第一直流输出电压Vo1可以偏离1.2V，例如具有介于0.6V和1.2V之间的任何电压，并且第二直流输出电压Vo2同样偏离1.8V，例如介于1.4和2.2V之间。第一输出/平滑电容器Co1被连接到第一直流输出电压Vo1。1.2V直流输出电压通常为听力装置的某些单独电路或电路块例如D类输出放大器113或DSP109内的某些支持电路提供最佳或接近最佳的电源条件。第二直流输出电压Vo2可以连接到听力装置的某些其他电路块，例如无线接收器和解码器104，该无线接收器和解码器104耦合到RF天线105以用于接收无线RF调制数字音频信号和/或数据信号。技术人员应理解，无线接收器和解码器104可以符合蓝牙标准，例如蓝牙LE标准。无线接收器和解码器104可能需要由第二直流输出电压Vo2提供的1.8V供电电压电平以正确地起作用或至少最佳地起作用，并因此需要单独的不是第一直流输出电压的直流供电电压。此外，技术人员应理解，无线接收器和解码器104可以在其功率或电流消耗相对较高的操作模式与其功率或电流消耗相对较低的睡眠或待机模式例如在至少比操作模式小10倍的模式之间切换。由第二直流输出电压Vo2供电的听力装置10的许多其他电路块(例如闪存/EEPROM存储器或传感器接口电路)可具有类似的时变电流或功耗。该时变的电流消耗对传统固定拓扑开关电容器DC-DC转换器造成某些挑战，而本开关电容器DC-DC转换器100的可配置特性能够适应电流功耗，如下面进一步详细讨论的。第一输出/平滑电容器Co1和第二输出/平滑电容器Co2中的每者的电容可以大于500nF，例如在1和10μF之间，而第一和第二快速电容器Cf1和Cf2中的每者的电容可以介于10至500nF之间。输出/平滑电容器和/或快速电容器Cf1、Cf2可以在集成电路的外部，其中，开关电容器DC-DC转换器100与听力装置的其他有源电路块一起集成在该集成电路上。听力仪器的其他有源电路可以包括模数转换器ΣΔ1 120、时钟发生器115、D类输出放大器113。
听力装置10包括至少一个麦克风M1，麦克风M1响应于听力仪器处的传入声音而产生音频信号。音频信号在包括可选的麦克风前置放大器(未示出)和模数转换器120的输入通道中被放大/缓冲和数字化，以将数字麦克风信号提供给控制和处理电路109的适当输入端口或通道。控制和处理电路109可以包括软件可编程DSP内核，并且可以在一组可执行程序指令或代码的控制下将一个或多个信号处理函数应用于数字麦克风信号。在听力装置包括助听器或听力补偿功能使得适当补偿的麦克风信号经由扬声器119提供给使用者的实施例中，一个或多个信号处理函数可以适于根据听力装置的使用者的听力损失来处理数字麦克风信号。这些信号处理函数可以包括例如非线性放大、降噪、频率响应整形等函数的不同处理参数。因此，可以在使用者在听力专家办公室处进行的并被加载到控制和处理电路109的非易失性数据存储空间中的先前助听器试配(fitting)会话期间确定一个或多个信号处理函数的各种处理参数。控制和处理电路109由主/系统时钟发生器115提供的主时钟信号计时，并且时钟频率可以高于2MHz，例如在2MHz至40MHz之间。主时钟发生器115可以另外将同步时钟信号提供给模数转换器ΣΔ1和D类输出放大器113。如上所述，D类输出放大器113可以将补偿的麦克风信号转换成预定调制频率的对应调制输出信号，该对应调制输出信号被施加到微型接收器或扬声器119以用于在听力仪器使用者的耳道中产生声压。D类输出放大器的调制频率可以根据调制方案的类型和特定应用中放大器的性能要求而变化。D类输出放大器113可以被配置为以250kHz和2MHz之间的调制频率对至扬声器119的输出信号进行PWM或PDM调制。
SC DC-DC转换器100由固定或可调的时钟频率计时，该时钟频率可由合适的输出电压稳压器选择或控制。SC DC-DC转换器100的时钟频率可以介于16kHz和4MHz之间，例如介于20kHz和2MHz之间。根据本听力装置的一个实施例，SC DC-DC转换器100的时钟频率和D类输出放大器的预定调制频率是同步的。虽有温度变化和部件漂移等，但该特征对于保持SC DC-DC转换器100的开关频率与D 类输出放大器113的调制频率之间的明确定义的关系是特别有利的。
图2的上部为具有固定拓扑的第一开关电容器DC-DC转换器的电荷泵级的简化示意框图，以用于说明本发明的背景。开关电容器DC-DC转换器为降压型2：1拓扑，该拓扑被配置为用于将直流输入电压Vbat转换为约直流输入电压的一半的直流输出电压。电荷泵电路200包括快速电容器Cfly、输出/平滑电容器Cout和包括第一可控半导体开关SW1、第二可控半导体开关SW2、第三可控半导体开关SW3和第四可控半导体开关SW4的开关阵列。开关SW1和SW2由时钟信号的第一时钟相位Φ1驱动，并且开关SW3和SW4由该时钟信号的第二时钟相位Φ2驱动，如附图中示意性所示。时钟信号的第一和第二时钟相位Φ1、Φ2(在附图中可选地表示为p1、p2)为互补的且不重叠的。到电荷泵电路200的直流输入电压Vbat被施加到开关SW1，并且直流输出电压Vout在输出/平滑电容器Cout处被输送。电荷泵电路200的负载被连接在输出/平滑电容器Cout两端，并且技术人员应理解，当快速电容器Cfly从直流输入电压充电时，该输出/平滑电容器Cout向负载提供能量电力。本领域技术人员应理解，可控半导体开关SW1、SW2、SW3和SW4中的每者可以包括MOSFET，例如NMOS晶体管或MOSFET的组合，因为MOSFET开关的小尺寸、大截止电阻和低导通电阻在电荷泵电路200的许多应用中是有利的特性。在电荷泵电路200的本降压型拓扑中，SW1被连接在直流输入电压Vbat和快速电容器SW4的正端子之间；SW2被连接在快速电容器SW4的负端子和直流输出电压之间。在另选的1：2升压实施例中，SW2被连接在快速电容器的负端子和负直流供电轨例如GND之间。SW3被连接在快速电容器的负端子和负DC供电轨例如GND之间。在另选的1：2升压实施例中，SW3被连接在快速电容器的负端子和直流输入电压之间。SW4被连接在快速电容器的正端子和直流输出电压之间。在电荷泵电路200的操作期间，第一开关SW1和第二开关SW2根据第一时钟相位Φ1在相应的导通状态和断开状态之间切换，并且第三开关SW3和第四开关SW4根据第二时钟相位Φ2在相应的导通状态和断开状态之间切换。因此，所述开关阵列被配置为在第一时钟相位中或其期间，通过SW1和SW2的导通电阻从直流输入电压Vbat对快速电容器Cfly充电。SW1和SW2的组合导通电阻由电阻器2*RSW示意性地表示。
此外，在第一时钟相位期间，开关SW3和SW4断开或不导通，这产生等效的示意性电路图200a。如图所示，快速电容器Cfly和输出电容器Cout有效地串联连接在直流输入电压Vin和GND之间，使得当没有从电荷泵电路200的输出电压抽取负载电流时，通过在稳态操作中在第一时钟相位和第二时钟相位之间周期性地切换，输出电压被充电到直流输入电压的约一半。所述开关阵列被配置成在第二时钟相位Φ2中或其期间，通过由于快速电容器Cfly和通过导通状态的开关SW3和SW4的输出电容器的并联连接所产生的电荷共享机制，将快速电容器Cfly放电到输出电容器Cout中。在第二时钟相位期间，开关SW1和SW2断开，即不导通，这产生等效的示意电路图200b。如图所示，快速电容器Cfly和输出电容器Cout有效地并联连接并且与直流输入电压Vbat断开。本领域技术人员应理解，可控半导体开关SW1、SW2、SW3和SW4中的每者可以包括控制端子(未示出)，例如MOSFET的栅极端子，第一时钟相位Φ1或第二时钟相位Φ2被施加到该栅极端子以选择性地使所述可控半导体开关在其导通状态和断开状态之间切换。
图2的下部为具有固定拓扑的第二开关电容器DC-DC转换器的电荷泵级200-1的简化示意性框图，以用于说明本发明的背景。开关电容器DC-DC转换器的本实施例可以被设计为通过适当调节转换器拓扑来提供1/3、1/2和2/3的降压转换比。与前面讨论的泵电路200相比，本电荷泵电路200-1包括两个单独的快速电容器-第一快速电容器Cfly1和第二快速电容器Cfly2。如图所示，电荷泵电路200-1另外包括输出/平滑电容器Cout和开关阵列，该开关阵列包括由第一非重叠时钟相位Φ1和第二非重叠时钟相位Φ2的相应时钟相位控制的总共七个可控半导体开关。在电荷泵电路200的操作期间，开关阵列被配置为在第一时钟相位中或其期间，通过有源开关的导通电阻同时从直流输入电压Vin对第一快速电容器Cfly1和第二快速电容器Cfly2充电。此外，在第一时钟相位期间，由第二时钟相位Φ2操作的开关断开或不导通，这产生等效的示意性电路图200-1a。如图所示，第一和第二快速电容器和输出电容器Cout有效地串联连接在直流输入电压Vbat和GND或另一个负电源轨之间，使得由于上面结合第一电荷泵电路200讨论的原因，在泵电路的稳态操作中输出电压被充电到直流输入电压的约三分之一。所述开关阵列被配置为在第二时钟相位Φ2期间，通过由第一和第二快速电容器与通过有源/导通开关的相应接通电阻的输出电容器的并联连接所产生的电荷共享机制，将第一和第二快速电容器放电到输出电容器Cout中。在第二时钟相位期间，由第一时钟相位Φ1操作的开关断开或不导通，而由第二时钟相位Φ2操作的开关接通或导通，这产生电荷泵电路200-1的等效示意性电路图200-1b。如图所示，第一快速电容器Cfly1和第二快速电容器Cfly2以及输出电容器Cout与直流输入电压Vbat有效地并联连接并且与其断开。
图3为开关电容器DC-DC转换器的通用模型300，下面讨论该模型以突出显示根据本发明的多输出开关电容器DC-DC转换器的一些有利特性的背景。直流输入电压Vin将输入功率或能量馈送到开关电容器DC-DC转换器，并且在操作期间，该开关电容器DC-DC转换器产生直流输出电压Vout，取决于如上所述的开关电容器DC-DC转换器的拓扑，该直流输出电压Vout可以高于或低于直流输入电压。通常，开关电容器DC-DC转换器效率受到固有能量损耗以及一些“外在损耗”的影响，所述固有能量损耗是由于当SC DC-DC转换器以偏离所谓的理想电压转换比(iVCR)的电压转换比(VCR)操作时的线性损耗，所述外在损耗是由于例如在输出级节点处的寄生电容、半导体开关的栅极电容等。SC DC-DC转换器开关的导通电阻导致开关电容器DC-DC转换器中的固有功率损耗，因为将直流输出电压稳压到低于Vbat*iVCR的水平的过剩功率在这些导通电阻中消散。
经验表明，在使用外部SMD电容器作为快速电容器的开关电容器DC-DC转换器设计中，固有能量损耗通常占主导地位，因为对于这样的外部电容器，有用电容与寄生电容的比率非常大。开关电容器DC-DC转换器的固有和外在损耗机制由图3的模型300说明，开关电容器DC-DC转换器包括具有由实际VCR设定的可变绕组比(即，Vout/Vin)的理想变压器302和与变压器302的次级绕组串联连接的等效损耗电阻Req。损耗电阻Req包括两个单独的电阻部件：
1)第一电阻部件，表示与在驱动第一和第二时钟相位的时钟信号的时钟频率下切换一个或多个快速电容器相关的等效输出电阻。本领域技术人员应理解，该等效输出电阻与时钟频率成反比，使得增加的时钟频率导致等效输出电阻减小；并且
2)第二电阻部件，表示在任何特定时钟相位中有源半导体开关的组合导通电阻，例如，在先前讨论的示例性2：1降压型电荷泵电路100的第一时钟相位Φ1中的开关SW1和SW2的导通电阻。
当直流输入电压和直流输出电压与SC DC-DC转换器的拓扑相关的理想电压转换比iVCR之一，例如1/3或1/2或2/3或2或3或5等相关时，开关电容器DC-DC转换器特别节能或高效。大量的快速电容器可以实现越来越多的可能的转换器拓扑和如下面的表1所示的相关iVCR，表1说明降压型开关电容器DC-DC转换器的iVCR随着n的快速增长：
C<sub>fly</sub>,数，n N(n)
1 1/2 1/1
2 1/3 1/2 2/3 1/1
3 1/5 1/4 1/3 2/5 1/2 3/5 2/3 3/4 4/5 1/1
表1
如上所述，当转换器以上述iVCR之一操作时，开关电容器DC-DC转换器的所谓固有能量损耗被最小化，或等效地固有能量效率被最大化。因此，似乎希望在开关电容器DC-DC转换器设计中包括大量快速电容器，以在直流输入电压变化很大和/或目标直流输出电压变化很大时启用多个转换器拓扑或齿轮(gear)。大量的转换器拓扑使得可以选择具有接近SC转换器的任何期望工作点的iVCR的转换器拓扑，并从而确保转换器的高固有能量效率。然而，由于增加了载流子占用面积，增加了开关电容器DC-DC转换器的制造成本等，通常不希望有大量外部电容器。这些缺点对于紧凑的可穿戴装置(例如受到严重空间限制的助听仪器和头戴式听筒)尤其明显。
图4的曲线图400、410和420示意性地示出了当降压型SC DC-DC转换器的标称或设定直流输出电压固定在1.2V时，直流输入电压范围Vbat在3.0V至4.2V的降压型SC DC-DC转换器的三个示例性拓扑的相应固有能量损耗。曲线图400、410和420说明了在可变直流输入电压条件下开关电容器DC-DC转换器的大量快速电容器并且因此可用的拓扑如何有效地降低转换器的固有能量损耗。
上图400的阴影区域401表示直流输入电压范围在3.0至4.2V的内的降压型SC DC-DC转换器针对固定2：1拓扑的固有能量损耗。该固定2：1拓扑的电压范围主要对应于前面讨论过的锂离子电池单元供电电压的变化。此转换器拓扑的唯一可用电压转换比(VCR)为1和1/2，后者在1.5V和2.1V之间的直流输出电压下具有iVCR。2.1V的直流输出电压远离该拓扑的iVCR。换句话说，如阴影区域401所示，在SC转换器的上述等效损耗电阻Req上感应出大的电压降，最明显的是Vbat＝4.2V，但也是在较低的电池电压例如Vbat＝3.6V时，在Req中对应产生大的功耗。
中间曲线图410的阴影区域411示出了在降压型SC DC-DC转换器的直流输入电压(Vbat)范围在3.6V以上的内的固有能量损耗的显著减少，其中，该转换器的两个快速电容器产生如上面的表1中所示的许多新拓扑。低于Vbat＝3.6V时，最佳转换器拓扑或“齿轮”仍然为1/2，但当Vbat达到3.6V时，转换器拓扑被切换到1/3，这导致SC转换器在此工作点的iVCR操作(结合Vbat和目标/设定点直流输出电压)。因此，在3.6V工作点，SC转换器的固有能量损耗降低到约零，但由于转换器在更高的Vbat下达到理想工作点的距离增加，固有能量损耗仍然随着Vbat电压的增加而增加。
最下面的曲线图420的阴影区域421示出了与第一SC转换器拓扑的曲线图400相比，在具有三个快速电容器的降压型SC DC-DC转换器的整个直流输入电压(Vbat)范围低于和高于3.6V的固有能量损耗的显著降低。低于Vbat＝3.6V时，最佳转换器拓扑或“齿轮”选项现在为2/5，而不是用于曲线图410上所示的先前拓扑所使用的1/2拓扑。当Vbat达到3.6V时，转换器拓扑被切换到1/3拓扑，这再次致使转换器在此3.6V工作点(结合Vbat和目标/设定点直流输出电压)下进行iVCR操作。因此，即使固有能量损耗随着Vbat电压的增加而不可避免地增加，切换到1/3拓扑也将SC转换器的固有能量损耗降低到该特定工作点处的近似零。
图5示出了根据降压型多输出开关电容器(SC)DC-DC转换器500的第一实施例的四个示例性配置-配置1、配置2、配置3、配置4 的简化示意性框图。多输出开关电容器(SC)DC-DC转换器500可以例如代替前面讨论的结合图1讨论的用于向各种电路块提供适当的直流供电电压的听力装置10的SC DC-DC转换器。多输出开关电容器(SC)DC-DC转换器500包括第一转换器部分V1v2，第一转换器部分V1v2被配置为产生第一直流输出电压Vo1，取决于由第一直流输出电压Vo1供电的电路块的供电电压要求，Vo1可以在标称0.6V和1.2V之间。SCDC-DC转换器500包括第二转换器部分V1v8，第二转换器部分V1v8被配置为产生第二直流输出电压Vo2，取决于由第二直流输出电压Vo2供电的电路块的供电电压要求，Vo2可以在标称1.4V和2.2V之间。SC DC-DC转换器500通过在第一转换器部分V1v2和第二转换器部分V1v8之间实现一组可用的快速电容器Cf1、Cf2和Cf3的各个电容器的动态重新分配而动态地重新配置。该特征实现了第一转换器部分V1v2和第二转换器部分V1v8的动态拓扑改变-例如，响应于变化的负载条件，即在第一直流输出电压Vo1和第二直流输出电压Vo2处改变负载电流或负载功率而执行该动态拓扑改变。一组可用的快速电容器Cf1、Cf2和Cf3的重新分配可以由SC转换器的合适控制器执行。控制器被连接到第一转换器部分V1v2和第二转换器部分V1v8的公共开关矩阵(未示出)，并且开关矩阵的可控半导体开关将快速电容器Cf1、Cf2和Cf3互连，如下面进一步详细讨论的。所述控制器可以包括SC DC-DC转换器500的数字状态机。
所述控制器可以被配置为基于合适的拓扑选择规则或选择标准来改变第一转换器部分V1v2和第二转换器部分V1v8的相应拓扑，所述拓扑选择规则或选择标准例如旨在最大化考虑到Vbat电压和由第一和第二直流输出电压输送的电流负载功率的整个SC DC-DC转换器500的固有功率转换效率。
四个独立配置-配置1、配置2、配置3和配置4的框图例如通过不同的实施例说明了第一直流输出电压Vo1和第二直流输出电压Vo2的不同负载条件以及动态重新配置SC DC-DC转换器500的几种可能方式。SC DC-DC转换器500的控制器可以被配置为在下述负载条件下在配置1和配置2之间切换：其中，在第一直流输出电压Vo1处抽取的负载电流I1v2或等效负载功率随着时间的推移是相对恒定的，例如，1mA，而在第二直流输出电压Vo2处抽取的负载电流I1v8或功率随时间高度可变，例如在所示的0.1mA和14mA之间变化。0.1mA负载电流I1v8可以例如在SC DC-DC转换器500的操作时间的90％期间被抽取，而14mA负载电流在操作时间的剩余10％期间被抽取。这些时间功耗波动是仅由听力装置临时使用的某些电路块或模块(例如，闪存)的共同特征，并因此在长时间内通过相对短暂的导致功耗的对应突发的活动突发中断处于睡眠模式/断电状态。因此，控制器可以被配置为在第二转换器部分V1v8的负载电流I1v8较小的时间间隔期间选择配置1。
控制器通过选择开关矩阵(未示出)的第一子组可单独控制的半导体开关和第一组N个快速电容器来配置第一转换器部分V1v2以形成被配置成产生第一直流输出电压的第一转换器拓扑。该组N个快速电容器可以在一个极端情况下包括所有可用的快速电容器，并且在另一个极端情况下可以包括(0)个可用的快速电容器。控制器通过选择开关矩阵(未示出)的第二子组可单独控制的半导体开关和第二组(P-N)个快速电容器来配置第二转换器部分V1v8以形成被配置成产生第二直流输出电压的第二转换器拓扑。因此，第二组(P-N)个快速电容器在配置第一转换器部分V1v2之后包括剩余的快速电容器。因此，取决于第一转换器部分的配置，第二转换器部分还可以在一个极端情况下包括所有可用的快速电容器，并且在另一个极端情况下可以包括(0)个可用的快速电容器。在第一转换器部分和第二转换器部分之间的快速电容器Cf1、Cf2、Cf3的分布以及在所选数量的快速电容器可用的那些拓扑中的相应拓扑的选择可以基于适当的拓扑选择规则-例如考虑到系统变量(如当前Vbat电压、Vo1和Vo2各自的设定点电压以及转换器部分的当前负载电流)。
根据SC DC-DC转换器500的一些实施例，控制器被配置为在第一转换器部分和第二转换器部分之间分配快速电容器并选择其相应的拓扑以基于所确定的系统变量使第一和第二转换器部分的总固有能量效率最大化。总固有转换效率的这种最大化可以产生上面讨论的快速电容器在配置1(配置1)下的初始分布，这使得上面表1中列出的四种不同的转换器拓扑(在n＝2下)可用于第一转换器部分并且使表1 中列出的两个不同的转换器拓扑(在n＝1下)可用于第二转换器部分。此后，控制器选择第一转换器部分V1v2的第一转换器拓扑和第二转换器部分V1v8的第一转换器拓扑-例如考虑到当前Vbat电压以及Vo1和Vo2的相应设定点电压。例如，如上所述，如果Vbat＝4.2V且设定点Vo1＝1.2V，则意味着VCR约为0.285，所述控制器选择第一转换器部分的1/3拓扑，因为对于该1/3拓扑而言，第一转换器部分的当前工作点由于上面结合图4讨论的原因相对接近iVCR。根据类似的推理，即使第二转换器部分的当前工作点(Vbat＝4.2V和Vo2＝1.8V)的VCR稍微远离1/2拓扑的iVCR，控制器也可以为第二转换器部分V1v8选择该1/2拓扑。然而，由于第二转换器部分V1v8抽取的负载功率小，与第一转换器部分V1v2抽取的功率相比，由小于第二转换器部分的理想转换器拓扑的转换器拓扑对整个SC DC-DC转换器500赋予的总能量损耗仍然很小。当在配置1下操作时，由于后一转换器部分消耗整个SC DC-DC转换器500的大部分能量，所以对于提供第一转换器部分的更理想的转换器拓扑，即具有最佳可用能量效率具有更大的影响。
响应于第二转换器部分的从先前讨论的配置1中1.0mA至14mA的加载变化，所述控制器通过向第一转换器部分V1v2分配新的子组的快速电容器(例如，Cf2)并且向第二转换器部分V1v8分配新的子组(例如，Cf1、Cf3)而动态地重新配置第一和第二转换器部分。在第一转换器部分和第二转换器部分之间的快速电容器Cf1、Cf2、Cf3的新分布可以再次基于适当的拓扑选择规则-现在考虑到第二转换器部分的大得多的负载电流，而第一转换器部分的负载电流基本不变。根据SC DC-DC转换器500的一些实施例，所述控制器(未示出)被配置为在第一转换器部分和第二转换器部分之间重新分配快速电容器并选择其相应的拓扑以最大化考虑到第二转换器部分的新的和更高的负载的第一和第二转换器部分的总固有能量效率。总固有转换效率的这种最大化可以致使所述控制器在配置2(配置2)下进行所述的快速电容器的分派或分配。配置2仅使两个不同的转换器拓扑可用于第一转换器部分，但使得四个不同的转换器拓扑可用于第二转换器部分。技术人员应理解，第二转换器部分在配置2下可用的更多数量的拓扑通常允许所述控制器选择第二转换器部分的更理想的转换器拓扑，即具有更高的固有能量效率。由于在配置2下由第二转换器部分抽取的负载功率占主导部分，第二转换器部分的固有能量效率现在在最大化SC DC-DC转换器500的总固有能量效率时变得重要。因此，由第一转换器部分的不太理想的转换器拓扑选择所赋予的整个SCDC-DC转换器500总能量损耗保持很小。此后，所述控制器选择第一转换器部分V1v2的第二转换器拓扑，例如，1/2，和第二转换器部分V1v8的第二转换器拓扑-例如，如果Vbat＝4.2V，则仍然为1/2。然而，响应于Vbat的变化，所述控制器可以以灵活的方式(由于所述拓扑的较多选择)切换到第二转换器部分的更优的拓扑。
配置3和配置4示出了SC DC-DC转换器500的仍然使用3个快速电容器的替代实施例的操作，其中，所述控制器在变化的负载条件下在这些配置之间切换，但是利用与适用于配置1和2的固有能量效率最大化规则相比的替代拓扑选择规则。本拓扑选择规则使控制器将SC DC-DC转换器500的所有可用快速电容器Cf1、Cf2、Cf3分配给第一转换器部分V1v2，并因此在配置3的负载情形下将零个快速电容器分配给第二转换器部分V1v8。因此，Vo2可以仅由线性稳压器稳压，从而导致第二转换器部分中的显著能量损耗。然而，如上所述，由于由第二转换器部分抽取的负载功率小于配置3下由第一转换器部分抽取的负载功率，因此由第二转换器部分的比理想拓扑小的拓扑引起的SC DC-DC转换器500的总能量损耗保持很小。相反，所有快速电容器对第一转换器部分的可用性使得表1中列出的大量不同的转换器拓扑(在n＝3下)可用于第一转换器部分。这种大量的转换器拓扑使所述控制器能够保持第一转换器部分的高固有能量效率，该高固有能量效率负责SC DC-DC转换器500的大部分能量消耗。由于上述原因，通过自适应地调节转换器拓扑，尽管第一转换器部分的工作点变化，但仍可实现这种高固有能量效率。
响应于第二转换器部分的负载电流从先前讨论的配置3中的0.1mA变化到配置4中的14mA的负载电流的变化，所述控制器再次通过向第一转换器部分V1v2分配新的子组的快速电容器(例如，Cf1)并且向第二转换器部分V1v8分配新的子组(例如，Cf2、Cf3)来动态地重新配置第一和第二转换器部分。在第一转换器部分和第二转换器部分之间的快速电容器Cf1、Cf2、Cf3的新分布基于本拓扑选择规则-现在考虑到第二转换器部分的负载电流的变化，而第一转换器部分的负载电流基本不变。本拓扑选择规则的应用产生与早期拓扑规则相同的快速电容器分配。如上所述，在配置4下比在配置3下可用于第二转换器部分的更大量拓扑通常允许所述控制器为第二转换器部分选择更理想的拓扑，即具有更高的固有能量效率，这对于最大化SC DC-DC转换器500的总固有能量效率是重要的，因为由第二转换器部分抽取的负载功率占主导部分。
技术人员应理解，SC DC-DC转换器500的不同拓扑选择规则可以致使所述控制器在第一转换器部分和第二转换器部分之间不同地分配快速电容器，即使对于系统变量Vbat、Vo1和Vo2的相应设定点电压以及第一和第二转换器部分的负载电流的相同值也是如此。
图6示出了SC DC-DC转换器500的示例性开关矩阵以及该开关矩阵的内部节点组与快速电容器Cf1、Cf2、Cf3之间的连接的示意性电路图。所述开关矩阵包括十七个可单独控制的半导体开关SW1-SW17，开关SW1-SW17中的每者可包括P型或N型CMOS晶体管或任何其他合适类型的开关。所述控制器被连接到可单独控制的半导体开关SW1-SW17中的每者的栅极端子(现在为简单起见)，以选择性地将每个开关布置在导通状态和断开状态。SC DC-DC转换器500的第一直流输出电压Vo1被表示为V1v2，以及第二直流输出电压Vo2被表示为V1v8，并且第一输出电容器Co1和第二输出电容器Co2分别被连接到第一和第二直流输出电压。所述开关矩阵的拓扑被设计成允许第一转换器部分和第二转换器部分的独立和同时操作，以允许独立地产生第一直流输出电压和第二直流输出电压。所述开关矩阵的一些实施例具有允许选择第一和第二转换器部分的所有可用拓扑并且对于SC DC-DC转换器500的任何给定配置独立操作的拓扑。例如，当第二转换器部分的负载电流高时，第二转换器部分应该优选地能够在第一转换器部分使用1/2拓扑的同时使用2/3拓扑，即，这些拓扑的开关连接没有重叠。所述开关矩阵的替代实施例可以具有对第一和第二转换器部分的拓扑的组合施加某些限制的拓扑，该拓扑可以被选择并且独立地操作以用于如下所述的SC DC-DC转换器500的任何给定配置。
在这两种情况下，期望识别需要最少量开关以实现第一和第二转换器部分的所有期望拓扑的特定开关矩阵拓扑，以降低互连的复杂性并减少与可单独控制的半导体开关相关的寄生开关电容。后一因素使第一和第二转换器部分的外在能量效率恶化。
本发明人的第一种方法是找到SC DC-DC转换器的第一实施例的开关矩阵拓扑的最佳或接近最佳的解决方案以一次一个地手动地将拓扑添加到电容器互连。以这种方式获得了具有18个开关的解决方案。由于设计电容器互连的任务相当于在寻找最小解决方案时在快速电容器之间移动拓扑，因此引入了利用算法实现此目的的方法。为了研究是否有可能在算法上评估电容器互连的所有可能设计，引入了称为“互连矩阵”的概念。考虑图7的未连接示意图700A，其中，三个快速电容器的每个电容器端子或节点已用数字标记。假设每个数字对应于矩阵中的行和列，可以定义给定拓扑的所需互连的表示。考虑用于图7的第一转换器部分700B的1/2拓扑的互连的示例。Cfly1的每个端子被连接到各种电压轨，以形成实现1/2转换器拓扑所需的互连。需指出，这里不使用时钟相位的概念，因为知道两个节点之间是否应该存在开关就足够了。
图7的矩阵拓扑700B的互连矩阵被命名为T1/2,a，并且在左图700B中示出，其中，“1”表示连接而“0”表示没有连接。
值得注意的是，只有矩阵的下半部分用于表示互连。上半部分为下部部分的镜像版本，并且对角线中的所有元素表示节点与自身的连接，这被认为是无效的。矩阵表示法用于通过计算机轻松操纵互连，而不是为了可读性。由图7的矩阵拓扑700B中的虚线701标记的互连仅是实现具有三个可用快速电容器的第一或第二转换器部分的1/2拓扑的一种可能方式。这第一个互连是创造“原型”。如果仅为互连中实现的每个拓扑定义了单个原型，则很可能无法达到最佳解决方案(如果将达到任何有效的解决方案)。为了考虑所有可能的实施方案，必须对每个转换器原型进行排列，即在不同的快速电容器之间移动，以定义可以实现特定拓扑的所有可能方式。在图7的示意图700C中给出了1/2转换器原型的排列的示例。
通过将该互连与图7的示意图700B进行比较，技术人员应理解，至Cfly1的连接已经在其端子之间翻转。现在已经定义了V1v2转换器的1/2转换器的两种可能的实施方式。所述拓扑也可以用Cfly2或Cfly3实现，总共产生6种可能的解决方案。本设计中使用的每个转换器的可能互连矩阵的数量列于下表2中。可以使用二项式系数和简单组合来找到排列的数量。需指出，1/2和1/1拓扑的数字已经列出两次，因为V1v2和V1v8转换器两者均存在所述数字。
将表2中的排列数相乘以得出开关互连的总数：
TN,tot＝(2×6)(2×6)×24×24×48＝35,831,808。
最后，在解决方案上施加了在第二转换器部分的1/2拓扑和第一转换器部分的1/3拓扑之间具有共存(即，同时操作)的附加的和可选的约束。此可选约束将排列数减少到13.271.040。
评估所有3500万个可能实施方式，或者另选地在可选约束的情况下，所有约1330万个可能的实施方式的一种实用方法由合适的计算机程序或脚本来实现。将所需的七种拓扑中的每一种拓扑的单个原型互连输入到脚本中，然后计算所有排列。然后，对每个解决方案施加在同时操作的第一和第二转换器部分的转换器拓扑之间不具有任何重叠开关连接的约束。
该过程可以通过以下步骤以伪代码方便地表达：
1.通过原型互连定义每个转换器拓扑。原型互连包括：
a.每个时钟相位的开关互连矩阵，即开关矩阵。
b.每个时钟相位的稳态电压矩阵。
c.共存组号；
2.对于每个转换器拓扑，计算所有可能映射到三个快速电容器的开关和电压矩阵(也称为排列)：
a.所述转换器拓扑所需的快速电容器被映射到三个可用快速电容器的所有组合，例如，对于使用单个快速电容器的1/2转换器，产生三个开关矩阵，三个可用的快速电容器中的每者具有一个开关矩阵。
b.对于上述每个映射，产生额外的映射，其中，每个快速电容器的端子被翻转或不被翻转；
3.通过对每个拓扑的所有排列组合执行以下操作，产生第一和第二转换器部分的所有可能的互连矩阵：
a.选择每个转换器拓扑的排列。
b.从每个共存组添加开关矩阵。
c.检查所得的开关矩阵总和中的任何元素是否大于1。如果是，两个拓扑需要相同的开关，并因此不能共存。
d.如果没有元素大于1，则对于每个矩阵节点，在每个拓扑电压矩阵中找到该特定矩阵节点的最大值和最小值，并将极值存储在最大和最小输出级电压矩阵中。
e.如果满足所有共存约束，则存储第一和第二转换器部分的互连矩阵及其组合电压矩阵。
4.对于在步骤3中确定的第一和第二转换器部分输出级的每个有效配置，计算以下参数。
a.开关矩阵中的开关数量。
b.通过比较开关矩阵与最大和最小组合输出级电压矩阵，每个开关所需的最大击穿电压。
5.所述解决方案基于例如最小开关数或每个开关的最小击穿电压的要求进行过滤。
与开关位置一起，稳态无负载节点电压也作为每个原型的输入参数给出。这些电压也与开关互连一起排列，以便能够评估每个开关所需的最大击穿电压(并且可选地使用最少数量的高压开关来选择特定的解决方案)。
表2
所实施的搜索算法或脚本找到40个解决方案，每个解决方案使用17个可控开关。在这些解决方案中，选择了需要最少数量的高压开关的解决方案，但是当然，替代解决方案，例如，应用另一个优化标准的解决方案可以容易地用在SC DC-DC转换器500的替代实施例中。用于开关矩阵拓扑的所选解决方案在图6中示出。
所需的开关击穿电压适用于最大电池电压为4.2V的本设计：
·5.0V开关：sw3，sw7-sw9。
·3.3V开关：sw1，sw2，sw4-sw6，sw11，sw12，sw14-sw16，sw17。
·1.8V开关：sw10，sw13。
这些电压用于稳态操作，并且可以针对所有负载条件仔细评估开关的阻断电压电平，以作为在进行晶体管级实施时的安全措施。
图8示出了使用上述开关矩阵的拓扑以第一示例性配置布置的SC DC-DC转换器500的第一转换器部分800A和第二转换器部分800B的示意性电路图。所述开关矩阵包括总共十七个可单独控制的半导体开关SW1-SW17。技术人员应理解，SC DC-DC转换器的所示第一示例性配置可以对应于图5的配置2。第一转换器部分800A的半导体开关和快速电容器用全黑线绘制，而剩余半导体开关和快速电容器用灰线标记。第一转换器部分800A包括第一子组(SW2、SW6、SW10和SW15)的有源半导体开关，该有源半导体开关与快速电容器Cf2(即Cfly2)一起形成第一转换器部分800A及其拓扑。有源半导体开关SW2和SW10由从SC DC-DC转换器500的两相非重叠时钟发生器(未示出)导出的第一时钟相位控制。有源半导体开关SW6和SW15通过所示1/2拓扑中的两相非重叠时钟发生器的第二时钟相位切换。技术人员应理解，通过适当选择第一转换器部分800A的第一子组有源半导体开关的开关，所述控制器可以提供1/1拓扑或1/2拓扑-例如所述1/1拓扑可以通过切换使SW15永久接通和SW10永久断开而SW6和SW2仍分别由第一和第二时钟相位驱动来选择。
第二转换器部分800B包括第二子组有源半导体开关和在示意电路图中用全黑线绘制的第二组快速电容器Cf1、Cf3(＝Cfly1、Cfly3)，而剩余半导体开关和快速电容器用灰线标记以将第二转换器部分800B的部件与上述第一转换器部分800A的部件区分开。第二组有源半导体开关包括单独的开关SW1、SW3、SW4、SW9、SW11、SW12和SW16，它们通过第一时钟相位或第二时钟相位切换，如示意图所示。本领域技术人员应理解，通过适当选择第二子组有源半导体开关，第二转换器部分800B可以适于形成如表1中所列出的任何前面讨论的转换器拓扑(在n＝2下)。本领域技术人员应理解，SC DC-DC转换器500的第一配置的第一和第二子组有源半导体开关不重叠，即在第一和第二子组中不存在任何共同的半导体开关。同样，单独的快速电容器被连接到第一转换器部分800A和第二转换器部分800B。第一转换器部分800A和第二转换器部分800B之间的有源和无源部件的这种非重叠特性使后者能够完全独立地操作并且以独立或非耦合的方式-例如只使用两个不同的时钟相位产生第一直流输出电压Vo1和第二直流输出电压Vo2。该独立操作有利于避免第一和第二直流输出电压之间的交叉耦合或干扰，使得在一个直流输出电压处的大负载变化不会引起另一个直流输出电压的电压变化。
图9示出了使用上述优选实施例的开关矩阵的拓扑以第二示例性配置布置的SCDC-DC转换器500的第一转换器部分900A和第二转换器部分900B的示意性电路图。技术人员应理解，SC DC-DC转换器的所示第三示例性配置可以对应于图5的配置1。形成第一转换器部分900A的半导体开关和快速电容器的子组已经用全黑线绘制。剩余半导体开关和剩余快速电容器Cf3在图900A中用灰线标记，以指示这些部件属于第二转换器部分900B。第一转换器部分900A的半导体开关的子组包括单独的开关SW1、SW5、SW6、SW7、SW10、SW14和SW15，该开关与快速电容器Cf1、Cf2一起形成第一转换器部分900A的拓扑。如电路图所示，第一子组可控半导体开关的各个开关或由从SC DC-DC转换器500的两相非重叠时钟发生器(未示出)导出的第一时钟相位或由第二时钟相位控制。技术人员应理解，通过适当选择第一转换器部分900A的第一子组半导体开关，所述控制器可以构建如表1中列出的先前讨论的转换器拓扑(在n＝2下)。
第二转换器部分900B的示意性电路图示出了后者用全黑线绘制的半导体开关和快速电容器，而剩余半导体开关和快速电容器用灰线标记以区分第二转换器部分900B的部件与上面讨论的第一转换器部分900A的部件。第二子组可单独控制或有源半导体开关包括SW3、SW12、SW16和SW17以及快速电容器Cf3。如图中所示，第二子组可单独控制的半导体开关的半导体开关通过第一时钟相位或第二时钟相位切换。技术人员应理解，通过适当选择第二子组有源半导体开关，所述控制器可以提供第二转换器部分900B的1/1拓扑或1/2拓扑。本领域技术人员应理解，第一和第二子组可单独控制的半导体开关不再重叠，即在第一和第二子组中不存在任何共同的半导体开关。同样地，将单独的一组快速电容器分配给第一和第二转换器部分900A、900B，从而产生SC DC-DC转换器500的先前讨论的优点。
图10示出了使用上述开关矩阵的实施例以第三示例性配置布置的SC DC-DC转换器500的第一转换器部分1000A的示意性电路图。技术人员应理解，SC DC-DC转换器的所示第三示例性配置可以对应于图5的配置3。第一转换器部分1000A的第一子组有源半导体开关和所有可用的快速电容器Cf1、Cf2、Cf3(＝Cfly1-3)已用全黑线绘制，而剩余半导体开关和快速电容器(无)用灰线标记以指示第一转换器部分1000A的有源部件。第一子组可控有源半导体开关包括单独的开关SW1、SW5、SW6、SW7、SW8、SW9、SW10、SW13、SW14、SW16，其与Cf1、Cf2和Cf3一起形成第一转换器部分1000A的拓扑。如图所示，第一子组可控半导体开关的各个开关或由从SC DC-DC转换器500的两相非重叠时钟发生器(未示出)导出的第一时钟相位或由第二时钟相位控制。技术人员应理解，通过适当选择第一转换器部分1000A的第一子组有源半导体开关的开关，所述控制器可以提供如表1中列出的先前讨论的转换器拓扑(在n＝3下)。
未示出第二转换器部分的示意性电路图，因为第二子组可单独控制或有源的半导体开关为空的，即没有任何半导体开关。技术人员应理解，SC DC-DC转换器500可以包括连接在电池电压Vbat和耦合到第二直流输出电压V1v8的输出电容器Co2之间的线性电压稳压器。在本配置中，线性电压稳压器可以被配置为将第二直流输出电压V1v8稳压到期望的目标直流电压，并且可以包括考虑到NMOS传输晶体管两端的相对大的电压降的NMOS公共漏极线性稳压器。本领域技术人员应理解，第一和第二子组可单独控制的半导体开关不再重叠，即在第一和第二子组中不存在任何共同的半导体开关。
图11示出了根据降压型多输出开关电容器(SC)DC-DC转换器1100的第二实施例的三个示例性配置-配置1、配置2、配置3的简化示意性框图。多输出开关电容器(SC)DC-DC转换器1100可以例如代替前面讨论的结合图1讨论的用于向各种电路块提供适当的直流供电电压的听力装置10的SC DC-DC转换器。多输出开关电容器(SC)DC-DC转换器1100包括两个快速电容器Cf1和Cf2。多输出开关电容器(SC)DC-DC转换器1100包括第一转换器部分V1v2，第一转换器部分V1v2被配置为产生第一直流输出电压(未示出)，取决于由第一直流输出电压Vo1供电的电路块的供电电压要求，Vo1可以在标称0.6V和1.2V之间。SC DC-DC转换器1100包括第二转换器部分V1v8，第二转换器部分V1v8被配置为产生第二直流输出电压(未示出)，取决于由第二直流输出电压供电的电路块的供电电压要求，第二直流输出电压可以在标称1.4V和2.2V之间。SC DC-DC转换器1100通过在第一转换器部分V1v2和第二转换器部分V1v8之间实现一组可用的快速电容器Cf1和Cf2的各个电容器的动态重新分配而实现类似于根据第一实施例的先前讨论的SC DC-DC转换器500的可重新配置的特性的可动态地重新配置的特性。该特征实现了第一转换器部分V1v2和第二转换器部分V1v8的动态拓扑改变-例如，响应于变化的负载条件，即在第一直流输出电压Vo1和第二直流输出电压Vo2处改变负载电流或负载功率而执行该动态拓扑改变。可用的一组快速电容器Cf1和Cf2的重新分配可以由SC转换器1100的合适控制器执行。所述控制器被连接到第一转换器部分V1v2和第二转换器部分V1v8的公共开关矩阵(如图12所示)，并且开关矩阵的可控半导体开关将快速电容器Cf1和Cf2互连，如下面进一步详细讨论的。所述控制器可以包括SC DC-DC转换器1100的数字状态机。
如前所述，所述控制器可以被配置为基于合适的拓扑选择规则或选择标准来改变第一转换器部分V1v2和第二转换器部分V1v8的相应拓扑以定义转换器1100的各种配置，所述拓扑选择规则或选择标准例如旨在最大化考虑到Vbat电压和由第一和第二直流输出电压中的每者输送的电流负载功率的整个SC DC-DC转换器1100的固有功率转换效率。
三个独立配置-配置1、配置2和配置3的框图说明了第一直流输出电压Vo1和第二直流输出电压Vo2的不同负载条件以及控制器1100遵循与上面结合SC DC-DC转换器500讨论的机制相同的机制动态地重新配置SC DC-DC转换器1100的几种可能方式。
图12示出了多输出SC DC-DC转换器1100的第二实施例的示例性开关矩阵以及所述开关矩阵与快速电容器Cf1和Cf2的内部节点组之间的连接的示意性电路图。所述开关矩阵包括十一个可单独控制的半导体开关SW1-SW11，开关SW1-SW11中的每者可包括P型或N型CMOS晶体管或任何其他合适类型的开关。所述控制器被连接到可单独控制的半导体开关SW1-SW11中的每者的栅极端子(现在为简单起见)，以选择性地将每个开关布置在导通状态和断开状态。SC DC-DC转换器1100的第一直流输出电压Vo1被表示为V1v2，以及第二直流输出电压Vo2被表示为V1v8，并且第一输出电容器Co1和第二输出电容器Co2分别被连接到第一和第二直流输出电压。所述开关矩阵的拓扑被设计成允许第一转换器部分和第二转换器部分的独立和同时操作，以允许独立地产生第一直流输出电压和第二直流输出电压。所述开关矩阵的一些实施例具有允许选择第一和第二转换器部分的所有可用拓扑并且对于SCDC-DC转换器1100的任何给定配置独立操作的拓扑。所述开关矩阵的替代实施例可以具有对第一和第二转换器部分的拓扑的组合施加某些限制的拓扑，该拓扑可以被选择并且独立地操作以用于SC DC-DC转换器1100的任何给定配置。
在这两种情况下，期望识别需要最少量开关以实现第一和第二转换器部分的所有期望拓扑的特定开关矩阵拓扑，以降低互连的复杂性并减少与可单独控制的半导体开关相关的寄生开关电容。后一种寄生开关电容增加了第一和第二转换器部分的外在能量损耗，从而恶化了这些部分的总固有能量效率。使用与上述类似的方法确定本开关矩阵的拓扑，即，在算法上评估电容器互连的所有可能设计，所述拓扑在仅具有两个可用的快速电容器的约束下适当地修改。
图13的最上部分示出了使用上述SC DC-DC转换器1100的开关矩阵的拓扑以第一示例性配置布置的SC DC-DC转换器1100的第一转换器部分1300A和第二转换器部分1300B的示意性电路图。图13的下部分示出了使用上述SC DC-DC转换器1100的开关矩阵的拓扑以第二示例性配置布置的SC DC-DC转换器1100的第一转换器部分1300A和第二转换器部分1300B的示意性电路图。技术人员应理解，SC DC-DC转换器的所示第一示例性配置可以对应于图11的配置3，在该配置中，可用的一组快速电容器Cf1和Cf2均耦合到第二转换器部分1300B。SC DC-DC转换器的第二示例性配置可以对应于图11的配置2，在该配置中，可用的快速电容器中的一者耦合到第一转换器部分而另一个快速电容器耦合到第二转换器部分1300B。
图14示出了使用上述SC DC-DC转换器1100的开关矩阵的拓扑以第三示例性配置布置的SC DC-DC转换器1100的第一转换器部分1300A和第二转换器部分1300B的示意性电路图。为简单起见，未示出第一输出电容器Co1和第二输出电容器Co2。技术人员应理解，SCDC-DC转换器的所示第三示例性配置可以对应于图11的配置1，在该配置中，可用的一组快速电容器Cf1和Cf2均耦合到第一转换器部分1300A。第一转换器部分1100A的半导体开关和快速电容器用全黑线绘制，而剩余半导体开关和快速电容器用灰线标记，如上面结合SCDC-DC转换器500的第一实施例所讨论的。
图15示出了先前公开的示例性降压型多输出SC DC-DC转换器的一个实施例1100。用于本SC DC-DC转换器1100的直流输入电压Vbat可以由可再充电电池电源提供，该可再充电电池电源输送明显高于听力装置的相应有源电路块的期望或最佳供电电压的标称直流电压。可再充电电池电源可以例如包括一个或多个锂离子电池单元，每个锂离子电池单元可以表现出约3.7V的标称输出电压。其中，SC DC-DC转换器1100被集成在先前讨论的头戴式听力装置中，往往希望将该标称锂离子电池电压降压到约1.2V的第一直流输出电压Vo1，这是常规的非可再充电锌空气电池的典型电压电平。此外，可穿戴式听力装置的有源电路还可能需要约1.8V的第二和不同的直流供电电压，例如以供应先前讨论的无线收发器或非易失性存储器。因此，第一直流参考电压Vref1被施加在SC DC-DC转换器1100的控制器1101的Ref1输入端。第二直流参考电压Vref2被施加在控制器1101的Ref2输入端。控制器1101可以用作输出级500的组合配置选择器并用作第一和第二直流输出电压Vo1、Vo2的输出电压稳压器。控制器1101的输出电压稳压器功能可以包括时钟发生器(未示出)，其设定输出级500或电荷泵电路的时钟频率。所述时钟发生器产生时钟信号sw_clk，其在本实施例中可具有可调节或可编程频率，而替代实施例可使用该时钟信号的单个固定时钟频率。时钟相位电路1104被配置为从时钟信号导出第一对非重叠时钟相位并从时钟信号导出第二对非重叠时钟相位第一对非重叠时钟相位通过开关驱动器或升压电路1110施加到第一转换器部分的可单独控制的半导体开关，而第二对非重叠时钟相位通过开关驱动电路1110被施加到第二转换器部分的可单独控制的半导体开关。开关驱动器电路1110被配置为根据需要升高第一和第二对非重叠时钟相位的相应电压电平，以适当地驱动输出级500的半导体开关。
对第一和第二转换器部分中的每者使用单独的一对非重叠时钟相位具有的优点在于，它在很大程度上消除了由第一和第二转换器部分产生的第一直流输出电压Vo1和第二直流输出电压Vo2之间的交叉稳压问题。技术人员应理解，时钟发生器和时钟相位电路1104可以整体形成。在本实施例中，时钟信号的频率用于经由从第一和第二直流输出电压延伸并例如经由相应的反馈线或导体返回到控制器的第一和第二电压感测输入端(感测1和感测2)的第一和第二电压稳压回路来提供第一和/或第二直流输出电压Vo1、Vo2的稳压。
输出电压稳压器另外包括第一和第二直流参考电压输入端Ref1和Ref2，以用于接收指示Vo1的期望或目标输出电压的第一直流参考电压Vref1以及接收指示Vo2的期望或目标输出电压的第二直流参考电压Vref2。第一和第二电压稳压回路可操作以通过调节一对非重叠时钟相位的相应时钟频率来最小化Vref输入端处的相应直流参考电压与实际直流输出电压之间的电压差或偏差。

Claims (15)

1.一种头戴式听力装置，包括：
多输出开关电容器DC-DC转换器，包括直流输入端，所述直流输入端用于接收电池供电电压并将其转换为第一直流输出电压和第二直流输出电压；
所述多输出开关电容器DC-DC转换器包括：
-包括多个可单独控制的半导体开关的开关矩阵，
-连接在所述开关矩阵的各组电路节点之间的P个快速电容器；
-连接到所述开关矩阵的所述多个可单独控制的半导体开关的相应控制端子的控制器，以通过如下方式配置第一转换器部分和第二转换器部分：
-通过选择第一子组可单独控制的半导体开关和第一组N个快速电容器以形成被配置成产生所述第一直流输出电压的第一转换器拓扑来配置第一转换器部分；并且
-通过选择第二子组可单独控制的半导体开关和第二组(P-N)个快速电容器以形成被配置成产生所述第二直流输出电压的第二转换器拓扑来配置第二转换器部分；
-所述控制器被配置为基于拓扑选择规则选择所述第一转换器拓扑和第二转换器拓扑；
其中，P>1；
N为正整数，并且0<＝N<＝P。
2.根据权利要求1所述的头戴式听力装置，其中，所述控制器响应于所述拓扑选择规则以通过如下方式动态地重新配置所述第一转换器部分和所述第二转换器部分：
-通过选择第三子组可单独控制的半导体开关和第三组M个快速电容器以形成被配置成产生所述第一直流输出电压的第三转换器拓扑来重新配置所述第一转换器部分；并且
-通过选择第四子组可单独控制的半导体开关和第四组(P-M)个快速电容器以形成被配置成产生所述第二直流输出电压的第四转换器拓扑来重新配置所述第二转换器部分；
M为正整数；0<＝M<＝P；并且N≠M。
3.根据权利要求1或2所述的头戴式听力装置，其中，所述多输出开关电容器DC-DC转换器包括：
时钟发生器，所述时钟发生器被配置为基于时钟信号产生第一对非重叠时钟相位和第二对非重叠时钟相位；
所述控制器被配置为：
-在所述第一对非重叠时钟相位的第一时钟相位期间对所述第一转换器部分的第一组N个快速电容器充电，并在所述第二对非重叠时钟相位的第一时钟相位期间对所述第二转换器部分的第二组(P-N)个快速电容器充电；并且
在所述第一对非重叠时钟相位的第二时钟相位期间使所述第一组N个快速电容器放电，并且在所述第二对非重叠时钟相位的第二相位期间使所述第二转换器部分的第二组(P-N)个快速电容器放电。
4.根据权利要求3所述的头戴式听力装置，其中，所述控制器被配置为：
-在所述第一对非重叠时钟相位的所述第一时钟相位期间，经由第一子组可单独控制的半导体开关将第一组N个快速电容器串联连接以从所述直流输入电压对N个快速电容器充电，
-在所述第二对非重叠时钟相位的第一时钟相位期间，经由第二子组可单独控制的半导体开关将第二组(P-N)个快速电容器串联连接并从所述直流输入电压对(P-N)个快速电容器充电，
-在所述第一对非重叠时钟相位的第二时钟相位期间，经由第一子组可单独控制的半导体开关并联连接N个快速电容器，并将所述N个快速电容器放电到连接到所述第一直流输出电压的第一输出电容器；并且
-在所述第二对非重叠时钟相位的第二时钟相位期间，经由第三子组可单独控制的半导体开关并联连接第三组(P-N)个快速电容器，并将所述(P-N)个快速电容器放电到连接到所述第二直流输出电压的第二输出电容器。
5.根据前述权利要求中任一项所述的头戴式听力装置，其中，所述拓扑选择规则包括选自以下的一个或多个系统变量：
-分别由被配置为所述第一转换器拓扑和第二转换器拓扑的所述第一转换器部分和第二转换器部分提供的相应负载电流或负载功率；
-电池供电电压；
-所述第一直流输出电压的目标或设定点电压，Vo1；
-所述第二直流输出电压的目标或设定点电压，Vo2。
6.根据权利要求5所述的头戴式听力装置，其中，所述拓扑选择规则最大化：
-基于所确定的系统变量的第一转换器部分和第二转换器部分的总固有能量效率；所述总固有能量效率根据以下公式计算：
其中：
P1＝由所述第一转换器部分输送的负载功率；
P2＝由所述第二转换器部分输送的负载功率；
η1＝所述第一转换器在所述第一直流输出电压的设定点电压下的固有能量效率；
η2＝所述第二转换器部分在所述第二直流输出电压的设定点电压下的固有能量效率；
η1＝VCR/iVCR＝Vo1/(Vbat*iVCR)；
η2＝VCR/iVCR＝Vo2/(Vbat*iVCR)。
7.根据权利要求6所述的头戴式听力装置，其中，所述控制器被配置为重复地确定：
-当前的电池供电电压，
-在所述第一转换器部分和第二转换器部分处的相应当前负载电流或负载功率；并且
所述控制器被配置为如果第二配置的总固有能量效率超过第一配置的总固有能量效率，则从所述第一转换器部分和第二转换器部分的第一配置切换到所述第一转换器部分和第二转换器部分的第二配置。
8.根据权利要求2所述的头戴式听力装置，其中，所述控制器响应于信号处理器例如所述头戴式听力装置的微处理器的系统控制信号动态地重新配置所述第一转换器部分和第二转换器部分；所述系统控制信号指示所述第一转换器部分和第二转换器部分中的至少一者的即将发生的负载变化。
9.根据权利要求5所述的头戴式听力装置，其中，所述预定拓扑选择规则指示所述控制器以：
-由所述第一转换器部分提供的所述负载功率至少比由所述第二转换器部分提供的所述负载电流或负载功率大5倍：
为所述第一转换器部分的第一拓扑选择P个快速电容器，并且为所述第二转换器部分的第一拓扑选择零(0)个快速电容器。
10.根据权利要求5所述的头戴式听力装置，其中，所述预定拓扑选择规则指示所述控制器以：
-由所述第二转换器部分提供的所述负载功率至少比由所述第一转换器部分提供的所述负载电流或负载功率大5倍：
为所述第一转换器部分的所述第二拓扑选择零(0)个快速电容器，并为所述第二转换器部分的所述第二拓扑选择P个快速电容器。
11.根据权利要求3至10中任一项所述的头戴式听力装置，其中，所述多输出开关电容器DC-DC转换器包括：
-第一输出电压稳压器，包括：
用于接收第一直流参考电压的参考电压输入端和用于接收表示所述第一直流输出电压或所述第二直流输出电压的反馈电压的反馈电压输入端，
误差信号发生器，所述误差信号发生器被配置为组合所述第一直流参考电压和所述反馈电压以确定第一控制信号，
所述控制器被配置为产生：
-基于所述第一控制信号的所述第一转换器部分的第一子组可单独控制的半导体开关的第一对非重叠时钟相位；或
-基于所述第一控制信号的所述第二转换器部分的第二子组可单独控制的半导体开关的第二对非重叠时钟相位。
12.根据前述权利要求中任一项所述的头戴式听力装置，包括至少一个用于供应电池供电电压的可再充电电池单元，例如一个或多个锂离子电池单元。
13.根据前述权利要求中任一项所述的头戴式听力装置，其中，P＝2、3或4。
14.根据前述权利要求中任一项所述的头戴式听力装置，其中，所述开关矩阵的第一子组和第二子组可单独控制的半导体开关可以为非重叠的，即不共享所述开关矩阵的所述多个可单独控制的半导体开关中的任何开关。
15.一种动态配置多输出开关电容器DC-DC转换器的第一转换器部分和第二转换器部分的方法，所述转换器包括连接到开关矩阵的相应电路节点的P个快速电容器，所述方法包括：
a)将所述多输出开关电容器DC-DC转换器的直流输入端连接到电池供电电压，
b)根据拓扑选择规则通过选择所述开关矩阵的第一子组可单独控制的半导体开关和第一组N个快速电容器以形成第一转换器拓扑来构建所述第一转换器部分；
c)根据所述拓扑选择规则通过选择所述开关矩阵的第二子组可单独控制的半导体开关和第二组(P-N)个快速电容器以形成第二转换器拓扑来构建第二转换器部分；
d)通过计时所述第一转换器部分的所述第一子组可单独控制的半导体开关来产生所述第一直流输出电压；
e)通过计时所述第二转换器部分的第二子组可单独控制的半导体开关来产生所述第二直流输出电压；
其中，P为大于1的正整数；
N为0到P之间的正整数。
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Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN110729888A (zh) * 2019-10-29 2020-01-24 上海南芯半导体科技有限公司 一种高电压转换比的混合电源变换器
CN114050618A (zh) * 2021-09-30 2022-02-15 上海伏达半导体有限公司 开关电容转换器模式转换控制方法

Families Citing this family (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
GB2531260B (en) * 2014-10-13 2019-08-14 Bae Systems Plc Peltier effect heat transfer system
EP3447894B1 (en) * 2017-08-24 2021-05-26 GN Hearing A/S A reconfigurable switched capacitor dc-dc converter for head-wearable hearing devices
US11631998B2 (en) * 2019-01-10 2023-04-18 Hengchun Mao High performance wireless power transfer and power conversion technologies
KR102246854B1 (ko) * 2019-09-27 2021-04-30 서울대학교산학협력단 매트릭스 스위치 및 이를 이용한 전력변환장치
US20240171071A1 (en) 2021-03-24 2024-05-23 Widex A/S An ear level audio device and a method of operating an ear level audio device
EP4096078A1 (en) * 2021-05-28 2022-11-30 Oticon A/s Hearing device having a power source

Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20090326624A1 (en) * 2008-06-27 2009-12-31 Medtronic, Inc. Multi-mode switched capacitor dc-dc voltage converter
CN102696242A (zh) * 2010-02-26 2012-09-26 唯听助听器公司 具有自适应体偏置电力管理的助听器
CN102754321A (zh) * 2009-12-01 2012-10-24 天工方案公司 持续可变切换的电容器dc-dc电压转换器
US20130181521A1 (en) * 2010-09-29 2013-07-18 Rf Micro Devices, Inc Single +82 c-buckboost converter with multiple regulated supply outputs
CN104701962A (zh) * 2013-12-06 2015-06-10 英飞凌科技奥地利有限公司 用于开关模式充电器的可重配置的多相功率级

Family Cites Families (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6310789B1 (en) * 1999-06-25 2001-10-30 The Procter & Gamble Company Dynamically-controlled, intrinsically regulated charge pump power converter
US20050141741A1 (en) * 2003-12-30 2005-06-30 Van Oerle Gerard Method to optimize energy consumption in a hearing device as well as a hearing device
CN101309048A (zh) * 2007-05-17 2008-11-19 比亚迪股份有限公司 一种电荷泵装置及电源电路
US9002447B2 (en) * 2013-03-14 2015-04-07 Medtronic, Inc. Implantable medical device having power supply for generating a regulated power supply
US9900708B2 (en) * 2013-12-27 2018-02-20 Gn Hearing A/S Hearing instrument with switchable power supply voltage
CA2950302A1 (en) * 2014-06-18 2015-12-23 Zpower, Llc Voltage regulator and control circuit for silver-zinc batteries in hearing instruments
EP3319216A1 (en) * 2016-11-03 2018-05-09 GN Hearing A/S Switched capacitor dc-dc power converter
EP3319215B1 (en) * 2016-11-03 2020-12-23 GN Hearing A/S Hearing instrument comprising switched capacitor dc-dc power converter
EP3447894B1 (en) * 2017-08-24 2021-05-26 GN Hearing A/S A reconfigurable switched capacitor dc-dc converter for head-wearable hearing devices

Patent Citations (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20090326624A1 (en) * 2008-06-27 2009-12-31 Medtronic, Inc. Multi-mode switched capacitor dc-dc voltage converter
CN102754321A (zh) * 2009-12-01 2012-10-24 天工方案公司 持续可变切换的电容器dc-dc电压转换器
CN102696242A (zh) * 2010-02-26 2012-09-26 唯听助听器公司 具有自适应体偏置电力管理的助听器
US20130181521A1 (en) * 2010-09-29 2013-07-18 Rf Micro Devices, Inc Single +82 c-buckboost converter with multiple regulated supply outputs
CN104701962A (zh) * 2013-12-06 2015-06-10 英飞凌科技奥地利有限公司 用于开关模式充电器的可重配置的多相功率级

Cited By (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN110729888A (zh) * 2019-10-29 2020-01-24 上海南芯半导体科技有限公司 一种高电压转换比的混合电源变换器
CN114050618A (zh) * 2021-09-30 2022-02-15 上海伏达半导体有限公司 开关电容转换器模式转换控制方法

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