JP2019068355A - ミリ波レーダー用カバー - Google Patents

Abstract

【課題】ミリ波レーダーの電磁波（ミリ波）の有効活用を図るとともに、不要電磁波の放射を十分に抑制することが可能なミリ波レーダー用カバーを提供する。【解決手段】アンテナと、当該アンテナを駆動する電子回路とを備えたミリ波レーダーを収納するミリ波レーダー用カバーであって、ミリ波レーダーを保護するとともに、アンテナから発振するミリ波を透過させるためにミリ波レーダーの正面に設けられる第１の部位と、第１の部位を除きアンテナおよび電子回路を収納するための収納空間を有する第２の部位とを備え、第１の部位は、ミリ波の周波数帯において負の比誘電率を有する第１構成材と、ミリ波の周波数帯において正の比誘電率を有する第２構成材とが少なくとも１層以上積層された積層構造体からなるようにする。【選択図】図３

Description

本発明は、ミリ波レーダー用カバーに関し、例えば、自動車等の自動運転を可能とする車載用のミリ波レーダーを収納するミリ波レーダー用カバーに関する。

従来、車載用のミリ波レーダーにおいては、電磁波を受発振するアンテナと、そのアンテナを駆動する駆動回路および電源を含む電子回路とによって構成されている。

電磁波を受発振するアンテナのサイズ（寸法）は、アンテナの形式にも依存するが、多くの場合、電磁波の周波数が高いほど波長が短くなるため、同形式のアンテナでは周波数が高いほど小さくなる。また、電子回路としては、半導体技術の進歩により集積化、微細化が進み、この分野に限らず、急激に小型化が進んでいる。

これに対して、従来の低周波数のレーダー製品や、半導体技術がそれほど進歩していない時代の電子回路搭載製品では、アンテナおよび電子回路のサイズ（寸法）が大きいため、アンテナおよび電子回路が別筐体となっており、たとえ同一筐体であってもアンテナおよび電子回路が筐体内で独立して配置されることが多かった。

ミリ波レーダーの電気的な構成部品であるアンテナおよび電子回路の小型化によって、これらのアンテナおよび電子回路を同一の筐体内に収納可能としたレーダーカバーが提案されている（例えば、特許文献１参照。）。

このように、アンテナおよび電子回路が同一の筐体内に収納可能となったり、或いは、近接された状態で搭載されることになったので、アンテナと電子回路とを物理的に仕切って区分けすることが困難となり、アンテナと電子回路との境界が不明確になりつつある。

一方、これらのミリ波レーダーの構成部品を収納する筐体の設計においては、電磁波（ミリ波）の有効活用の観点、および、電子機器に要求される不要電磁波の放射抑制の観点から、筐体の電磁波伝搬特性を考慮する必要がある。

従来のように、アンテナおよび電子回路が別筐体となっていたり、互いに独立して配置されていた場合、ミリ波レーダーの有効活用と不要電磁波の放射抑制の２つの観点を考慮してそれぞれ単独に筐体を設計することができた。

しかしながら、アンテナおよび電子回路の小型化が進み、アンテナおよび電子回路が非常に近接した状態で搭載される近年のミリ波レーダーでは、電磁波（ミリ波）の有効活用の観点、および、電子機器に要求される不要電磁波の放射抑制の観点を同時に満足する筐体設計が困難となっている。

具体的には、ミリ波レーダーの部位ごとに筐体材料への電磁波の透過性、或いは、遮蔽性の要求が異なるため、部位ごとに筐体材料の設計仕様が異なっていた。図１６は、要求される設計仕様を部位Ａ、Ｂと周波数帯Ｉ、ＩＩとに分けてまとめたものである。

部位については、ミリ波レーダーとして使用するミリ波を透過・遮蔽させる観点から、電磁波（ミリ波）を受発振する部位Ａ（レーダーではレドームに相当する部分）と、当該部位Ａを除き、ミリ波レーダーを収納する残りの部位Ｂとの２つに分けられている。

また、設計を考慮する周波数についても、機能上、電磁波として使用するミリ波帯の周波数帯Ｉ（７６．５ＧＨｚ）と、不要電磁波の放射抑制および外部からの電磁波侵入を考慮すべき広い周波数帯、特に１ＧＨｚ以下のＥＭＣ((Electromagnetic Compatibility)領域（ノイズ対策領域）の周波数帯ＩＩ（約１ＧＨｚ以下）との２つに分けられている。なお、ミリ波帯の周波数帯Ｉとしては、７６．５ＧＨｚに限らず、７６ＧＨｚ〜８１ＧＨｚの範囲で任意に設定されてもよい。

これらの部位Ａ、Ｂ、および、周波数帯Ｉ（７６．５ＧＨｚ）、周波数帯ＩＩ（約１ＧＨｚ以下）を考慮したときの筐体材料に対する電磁波の透過率Ｔは、部位Ａ、Ｂ、周波数帯Ｉ（７６．５ＧＨｚ）、周波数帯ＩＩ（約１ＧＨｚ以下）ごとに設定する必要がある。

例えば、部位Ａかつ周波数帯Ｉ（約７６．５ＧＨｚ以下）の領域ＡＩでは、ミリ波レーダーのレーダー機能を実現させるためにミリ波の電磁波を透過させる必要性があるので、その電磁波に対する筐体材料の透過率Ｔは「１」であることが望ましい。ここで、透過率Ｔが「１」であるというのは、筐体材料が電磁波を透過する全透過の状態のことをいう。

特に、レーダー用途の場合、理論上、電磁波がミリ波レーダーのアンテナと対象物との間の距離の２乗に比例して減衰する。このため、アンテナから送信した後、対象物に反射して戻ってくる往復の距離で考えると、電磁波は距離の４乗に比例して減衰することになり、筐体材料の透過率Ｔは、製品としての性能（検出感度、確度、精度）に大きく影響する。

例えば、部位Ｂかつ周波数帯Ｉ（７６．５ＧＨｚ）の領域ＢＩでは、機能上、ミリ波の電磁波を透過させる必要性がなく、むしろ外部の他の機器から電磁波の干渉、混信を防ぐためにミリ波の侵入を防止したい。すなわち、ミリ波の電磁波を遮蔽させるために筐体材料の透過率Ｔは「０」であることが望ましい。ここで、透過率Ｔが「０」であるというのは、筐体材料が電磁波を一切透過させない全遮蔽の状態のことをいう。

部位Ａかつ周波数帯ＩＩ（約１ＧＨｚ以下）の領域ＡＩＩ、および、部位Ｂかつ周波数帯ＩＩ（約１ＧＨｚ以下）の領域ＢＩＩにおいても、不要電磁波の放射抑制の観点から、ＥＭＣ領域における周波数帯ＩＩ（約１ＧＨｚ以下）の電磁波を透過させることなく遮蔽させるために筐体材料の透過率Ｔは「０」であることが望ましい。

特開２０１３−１０２５１２号公報

このような上述した構成のミリ波レーダーの筐体における部位Ａは、周波数帯Ｉ（７６．５ＧＨｚ）における筐体材料の透過率Ｔが「１」であり、周波数帯ＩＩ（約１ＧＨｚ以下）における筐体材料の透過率Ｔが「０」であることが望まれており、周波数帯Ｉ（７６．５ＧＨｚ）、周波数帯ＩＩ（約１ＧＨｚ以下）によって全く正反対の特性が要求されている。

しかしながら、このような正反対の特性を同時に満足する筐体の材料は存在しない。このため、従来は、筐体材料の比誘電率による波長短縮効果を考慮し、使用する電磁波の半波長の整数倍の厚さを有する筐体を用いて、周波数帯Ｉ（７６．５ＧＨｚ）の電磁波に対する筐体材料の透過率Ｔを「１」にし、レーダーとしての機能を優先する設計を行う一方、周波数帯ＩＩ（約１ＧＨｚ以下）の電磁波に対する筐体材料の透過率Ｔを「０」にすることについてはあまり考慮されずに設計されていた。

したがって、従来の材料の筐体では、ミリ波レーダーの電磁波の有効活用を図ることはできるものの、電子機器に要求される不要電磁波の放射を十分に抑制することは困難であった。

本発明は、上記の課題に鑑みなされたものであり、その目的は、ミリ波レーダーの電磁波の有効活用を図るとともに、不要電磁波の放射を十分に抑制することが可能であり、かつ、外部からの不要電磁波の侵入を防止可能なミリ波レーダー用カバーを提供することである。

上記目的を達成するために、本発明は、アンテナ軸の水平面に対して４５度傾斜した直線偏波用アンテナと、当該直線偏波用アンテナを駆動する電子回路とを備えたミリ波レーダーを収納するミリ波レーダー用カバーであって、前記ミリ波レーダーを保護するとともに、前記直線偏波用アンテナから発振するミリ波の電磁波を透過させるために前記ミリ波レーダーの正面に設けられる第１の部位と、前記第１の部位を除き前記直線偏波用アンテナおよび前記電子回路を収納するための収納空間を有する第２の部位とを備え、前記第１の部位は、前記ミリ波の周波数帯において負の比誘電率を有する第１構成材と、前記ミリ波の周波数帯において正の比誘電率を有する第２構成材とが少なくとも１層以上積層された積層構造体からなり、前記第１構成材は、前記アンテナ軸の水平面に対して４５度傾斜した複数の第１格子と、当該複数の第１格子に対して９０度傾斜した複数の第２格子とを有し、前記直線偏波用アンテナから前記ミリ波の周波数帯において発振される直線偏波の電磁波に対する前記第１構成材の前記第１格子および前記第２構成材の透過率を１近傍の値とし、他の直線偏波用アンテナから前記ミリ波の周波数帯において発振される直線偏波の電磁波に対する前記第１構成材の前記第２格子および前記第２構成材の透過率を０近傍の値としたことを特徴とする。

本発明に係るミリ波レーダー用カバーにおいて、前記第１構成材の前記第１格子および前記第２構成材は、前記ミリ波の周波数帯よりも低い１ＧＨｚ以下の周波数帯に対して見かけ上の透過率が０近傍の値となることが好ましい。

本発明に係るミリ波レーダー用カバーにおいて、前記第１構成材は、前記複数の第１格子と、当該複数の第１格子よりも数の多い前記複数の第２格子とによって斜めに傾斜した長方形の格子状に形成された導電性材料からなることが好ましい。

本発明に係るミリ波レーダー用カバーにおいて、前記第２構成材は、外部から前記直線偏波用アンテナおよび前記電子回路を保護する誘電体材料からなることが好ましい。

本発明に係るミリ波レーダー用カバーにおいて、前記第２の部位は、前記ミリ波の周波数帯および１ＧＨｚ以下の周波数帯において透過率が０の全遮蔽となることが好ましい。

本発明によれば、ミリ波レーダーの電磁波の有効活用を図るとともに、不要電磁波の放射を十分に抑制することが可能であり、かつ、外部からの不要電磁波の侵入を防止可能なミリ波レーダー用カバーを実現することができる。

本発明の実施の形態に係るミリ波レーダー用カバーの全体構成を示す略線的斜視図である。 ミリ波レーダー用カバーと、その内部に収納されたアンテナおよび電子回路を示す略線的断面図である。 ミリ波レーダー用カバーのレドームの構成する積層構造体の第１構成材および第２構成材を示す略線的斜視図および断面図である。 格子状の導電性材料からなる第２構成材の構成を示す略線的斜視図である。 透過率と反射率の説明に供する略線図である、 電子伝導性の導電性材料の比誘電率と周波数との関係を示すグラフである。 格子状からなる導電性材料の比誘電率と周波数との関係を示すグラフである。 積層構造体の比誘電率および比透磁率の計算結果を示すグラフである。 積層構造体の透過率を示すグラフである。 直線偏波に対応した積層構造体の第１構成材および第２構成材を示す略線的斜視図および断面図である。 直線偏波に対応した第１構成材の外観構成を示す正面図である。 直線偏波に対応した第１構成材の構成要素を示す正面図である。 自身の車両から放射される直線偏波ＬＰ１に対応した枠体Ｗ１による透過率の周波数特性を示すグラフである。 対向車から放射される直線偏波ＬＰ２に対応した枠体Ｗ２による透過率の周波数特性を示すグラフである。 ミリ波レーダー用カバーの部位Ａ、Ｂおよび周波数帯Ｉ、ＩＩごとに要求される透過率を示す図表である。

＜実施の形態＞
以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら具体的に説明する。ここでは、説明の便宜上、図１および図２において、ミリ波レーダー用カバー１の正面側を矢印ａ方向とし、背面側を矢印ｂ方向とする。

＜ミリ波レーダー用カバーの全体構成＞
図１および図２に示すように、ミリ波レーダー用カバー１は、ミリ波の周波数帯（３０〜３００ＧＨｚ）のうち、例えば７６．５ＧＨｚの電磁波を受発振するアンテナ３０と、そのアンテナ３０を駆動する駆動回路および電源等を含む電子回路４０とを収納するとともに外部から保護する筐体である。

ミリ波レーダー用カバー１は、電磁波を受発振するアンテナ３０の正面に配置されるレドームに相当する第１の部位Ａと、その第１の部位Ａを除き、アンテナ３０および電子回路４０を収納する収容空間が形成された有底角筒形状の収容部に相当する第２の部位Ｂと、を備えている。

図３（Ａ）および（Ｂ）に示すように、ミリ波レーダー用カバー１の第１の部位Ａには、第１構成材１１と、当該第１構成材１１を正面側（矢印ａ方向）および背面側（矢印ｂ方向）の双方から挟持する第２構成材１２とにより積層された３層の積層構造体１０を用いている。

また、ミリ波レーダー用カバー１の第２の部位Ｂは、鉄等の金属製のシールド材料または樹脂等に金属メッキが施された複合材料によって形成されており、電子回路４０からの不要電磁波の放射抑制および外部の電子機器からの干渉、混信を防止している。すなわち、第２の部位Ｂについては、ミリ波の周波数帯Ｉ（７６．５ＧＨｚ）、および、ＥＭＣ領域の周波数帯ＩＩ（約１ＧＨｚ以下）の何れにおいても透過率Ｔは「０」である。

なお、第１の部位Ａは、上述したように、ミリ波帯の周波数帯Ｉ（７６．５ＧＨｚ）では、ミリ波レーダーのレーダー機能を実現させるためにミリ波を通過させる必要性があるので、電磁波に対する積層構造体１０の透過率Ｔは「１」であることが望ましい。一方、第２の部位Ｂは、ＥＭＣ領域（ノイズ対策領域）の周波数帯ＩＩ（約１ＧＨｚ以下）では、不要電磁波の放射抑制の観点から、電磁波を透過させることなく遮蔽させるために積層構造体１０の透過率Ｔは「０」であることが望ましい。

＜積層構造体の構成＞
このように第１の部位Ａにおいては、ミリ波の周波数帯Ｉ（７６．５ＧＨｚ）では透過率Ｔが「１」、ＥＭＣ領域の周波数帯ＩＩ（約１ＧＨｚ以下）では透過率Ｔが「０」となるような全く正反対の特性が要求されている。この正反対の要求を満足する材料は存在しないため、本発明では人工物である積層構造体１０を用いることにした。

積層構造体１０において、ミリ波の周波数帯Ｉ（７６．５ＧＨｚ）において見かけ上の透過率Ｔが「１」、ＥＭＣ領域の周波数帯ＩＩ（約１ＧＨｚ以下）において見かけ上の透過率Ｔが「０」を同時に満足させる筐体として、図３に示すように、第１構成材１１および第２構成材１２を用いる。ただし、透過率Ｔが「１」または「０」というのは、あくまで理論上の値であり、実際に実現および評価可能な値として、透過率Ｔ＝１に対しては透過率Ｔ＝０．９９（−０．１ｄＢ）以上の１近傍の値、透過率Ｔ＝０に対しては透過率Ｔ＝０．１（−２０ｄＢ）以下の０近傍の値とする。

図３（Ａ）、（Ｂ）に示したように、この場合の積層構造体１０は、正面側（矢印ａ方向）に配置された第２構成材１２と背面側（矢印ｂ方向）に配置された第２構成材１２との間に第１構成材１１を挟み付けて接着剤等により一体に形成した３層のサンドイッチ構造である。ただし、これに限るものではなく、第２構成材１２と第１構成材１１とをそれぞれ少なくとも１層以上積層していれば、２層であってもよく、または第２構成材１２および第１構成材１１がそれぞれ複数積層された４層以上の多層積層構造体であってもよい。

図４に示すように、第１構成材１１は、全体的に矩形状を有し、例えば銅（金属）のような電子伝導性の導電性材料であって、例えば銅の金属線を用いて網戸のような格子状に形成されている。なお、第１構成材１１は、矩形状に限らず、レーダーの形状に応じて、円形、楕円形等のその他種々の形状であってもよい。またなお、第１構成材１１の導電性材料としては、銅等の金属全般に限るものではなく、カーボン、導電性高分子、導電性ポリマー等や、これら（金属、カーボン、導電性高分子、導電性ポリマー等）を樹脂やゴム、エラストマー等に配合し、導電性を付与した材料等であってもよい。

具体的には、第１構成材１１は、格子を形成している枠の厚みｔ、枠幅ｄ、枠の配列間隔ａによって格子の大きさや数等が決定される。なお、配列間隔ａは、格子を構成している互いに隣接した枠の内側端と枠の内側端との間の距離としているが、これに限るものではなく、枠の中心と枠の中心との間のセンター間距離としてもよい。

第２構成材１２は、ミリ波レーダー用カバー１の筐体として必要な材料強度、耐性を有する樹脂（例えば、ポリイミド、ポリテトラフルオロエチレン、ポリエチレン等）、ゴム等の誘電体によって形成されている。この第２構成材１２は、第１構成材１１と同様に全体的に矩形状を有し、当該第１構成材１１と同じ大きさ、または、第１構成材１１がはみ出ることのない僅かに大きなサイズである。

ここで、図５に示すように、積層構造体１０は、自由空間に配置されるため、当該積層構造体１０の正面側（矢印ａ方向）の表面１０ａと、積層構造体１０の内部面１０ｂとの２界面でアンテナ３０から放射された電磁波の反射が起こる状況である。

このような状況において、自由空間に配置される積層構造体１０の透過率Ｔは、反射率Γとの関係で成立し、次の式（１）に示すように、空気および積層構造体１０のような異なる物質の波動インピーダンスηによって決まる。すなわち、積層構造体１０の透過率Ｔは、自由空間（空気）の波動インピーダンスη１、当該積層構造体１０と等価的な波動インピーダンスη２によって決まる。なお、反射率Γ＝（η２−η１）／（η２＋η１）である。

Ｔ＝１＋Γ
＝１＋（η２−η１）／（η２＋η１）
＝２・η２／（η２＋η１）………………………………………………………（１）
Ｔ：透過率
Γ：反射率
η１：入射側の物質（空気）の波動インピーダンス
η２：出射側の物質（積層構造体１０）の波動インピーダンス

したがって、式（１）により、入射側の物質（空気）の波動インピーダンスη１と、出射側の物質（積層構造体１０）の波動インピーダンスη２とを等しくすれば透過率Ｔ＝１とすることができる。これは、逆に、出射側の物質（積層構造体１０）の波動インピーダンスη２が波動インピーダンスη１よりも小さければ透過率Ｔ≒０とすることができることを意味する。

ここで、波動インピーダンスηは、その物質の誘電率と透磁率で定められ、次の式（２）によって表される。
η＝√（μ０・μｒ／ε０・εｒ）……………………………………………………（２）
μ０：真空の透磁率
μｒ：比透磁率
ε０：真空の誘電率
εｒ：比誘電率

したがって、入射側の物質（空気）の波動インピーダンスη１は、次の式（３）で表され、出射側の物質（積層構造体１０）の波動インピーダンスη２は、次の式（４）で表される。

η１＝√（μ０・μｒ１／ε０・εｒ１）……………………………………………（３）
η２＝√（μ０・μｒ２／ε０・εｒ２）……………………………………………（４）

このように波動インピーダンスη１、η２は、式（３）、式（４）で表されるため、自由空間（空気）の比透磁率μｒ１、比誘電率εｒ１、および、積層構造体１０の等価的な比透磁率μｒ２、比誘電率εｒ２によって透過率Ｔが決まることになる。

ここで、式（３）において、自由空間（空気）の比透磁率μｒ１、比誘電率εｒ１は双方ともにほぼ「１」と考えると、積層構造体１０の等価的な比透磁率μｒ２と比誘電率εｒ２とが同一の値であれば、空気の波動インピーダンスη１と、積層構造体１０の等価的な波動インピーダンスη２とが同一の値となり、透過率Ｔ＝１を実現できることになる。

逆に、積層構造体１０の等価的な比透磁率μｒ２と比誘電率εｒ２との比が小さくなれば、すなわち、分母である比誘電率εｒ２が負の値であり、かつ、絶対値が大きくなれば、波動インピーダンスη２が「０」に近づくため、透過率Ｔ＝０を実現できることになる。

しかしながら、非磁性体の比透磁率μｒはほぼ１の値をとるが、一般的に利用される非磁性体の工業用材料として、最も低いとされるポリテトラフルオロエチレンでも比誘電率εｒは２であり、比誘電率と比透磁率とを同等とするためには磁性材料を配合し、比透磁率を上げる必要がある。しかし、磁性材料は電磁波の損失が大きいため使用には適さず、同様に、磁性材料単体でも使用には適さない。

そこで、本発明では、ミリ波の周波数帯Ｉ（７６．５ＧＨｚ）において負の比誘電率εｒを持つ人工材料からなる第１構成材１１と、ミリ波の周波数帯Ｉ（７６．５ＧＨｚ）において通常の正の比誘電率εｒを持つ第２構成材１２を積層させた積層構造体１０を形成することにより、当該積層構造体１０としての等価的な比透磁率μｒ２と比誘電率εｒ２とが同一になるように設定することができる。

この積層構造体１０では、ミリ波の周波数帯Ｉ（７６．５ＧＨｚ）において当該積層構造体１０の等価的な比誘電率εｒを等価的な比透磁率μｒ＝１に合わせ、かつ、ＥＭＣ領域（ノイズ対策領域）の周波数帯ＩＩ（約１ＧＨｚ以下）においては、積層構造体１０の等価的な比誘電率εｒが負であり、かつ、絶対値としては大きくさせる必要がある。

積層構造体１０を形成する第１構成材１１は、例えば、一般的に金属からなる電子伝導性の導電性材料からなる。ただし、第１構成材１１は金属である必要は必ずしもなく、イオン伝導やホール伝導ではなく電子伝導性の導電性材料であればよい。例えば、金属以外には、カーボン、導電性高分子、導電性ポリマー等や、これらを樹脂やゴム、エラストマー等に配合し、導電性を付与した材料等がある。

第１構成材１１に用いられる導電性材料の比誘電率εｒは、電子伝導についてのモデルであるドルーデモデルにより記述され、図６に示すように、プラズマ振動数ｆｐ以上の周波数ｆ（ｆ≧ｆｐ）では正の値を示し、プラズマ振動数ｆｐよりも低い周波数ｆ（ｆ＜ｆｐ）では負の値を示す。ドルーデモデルでは、金属の比誘電率εｒは、電子の質量、電荷、および、伝導電子数で与えられ、プラズマ振動数ｆｐは、比誘電率εｒが０となる周波数である。

この場合、第１構成材１１に用いられる金属の導電性材料では、一般的にプラズマ振動数ｆｐが光の領域の周波数帯にあるので、図７に示すように、このプラズマ振動数ｆｐをマイクロ波、ミリ波からテラヘルツ波の領域近傍に設定し、ミリ波の周波数帯Ｉ（７６．５ＧＨｚ）がプラズマ振動数ｒｐよりも僅かに低く、比誘電率εｒが０より小さい負の値を持つようにする。このようにした場合、ＥＭＣ領域（ノイズ対策領域）の周波数帯ＩＩ（約１ＧＨｚ以下）については、比誘電率εｒが−５００以下の負の値を持つようになる。

光の領域の周波数帯にあるプラズマ振動数ｆｐをミリ波の領域の周波数帯Ｉ（７６．５ＧＨｚ）の近傍に設定するには、導電性材料における伝導電子数を制限（減少）することにより、金属からなる導電性材料のプラズマ振動数ｆｐを光の領域からミリ波の領域近傍に設定することが可能となる。

伝導電子数を制限するには、具体的には、導電性材料の物理的な寸法や面積を小さくすれば、導電性材料の全体の伝導電子数を減らすことができるので可能である。具体的には、図４に示したように、第１構成材１１を格子状に形成し、導電性材料を幾何学的に配置することにより実現することが可能である。すなわち、第１構成材１１の面積を減らして電子の数を物理的に制限すればよい。

なお、第１構成材１１は、必ずしも金属からなる格子（以下、これを「金属格子」とも呼ぶ。）である必要はない。例えば、第１構成材１１としては、ポリイミドフィルムの面に銅箔パターンを印刷した後、エッチングにより格子状に形成することも可能である。第１構成材１１の材料や製法については、全体の伝導電子数を制限して所望の比誘電率εｒを得ることができれば、いずれの材料、製法であってもよい。

図７には、格子を形成している枠の厚みｔ＝０．２ｍｍ、枠幅ｄ＝０．０６ｍｍ、配列間隔ａ＝１．２ｍｍとした場合の第１構成材１１の比誘電率εｒの計算結果を示す。第１構成材１１を格子状として全体の面積を小さくして電子の数を制限するようにしたことにより、図８に示すように、積層構造体１０の等価的な比誘電率εｒを等価的な比透磁率μｒ＝１に合わせるとともに、光の領域の周波数帯にあるプラズマ振動数ｆｐをミリ波の領域の周波数帯Ｉ（７６．５ＧＨｚ）の近傍に設定することができる。その結果、第１構成材１１の周波数帯Ｉ（７６．５ＧＨｚ）における比誘電率εｒは、積層する第２構成材１２の誘電率εにも依るが、設計値として比誘電率εｒを０より小さく-２５より大きく、望ましくは−１以下−１０以上程度の−５以下の負の値を持つようにする。周波数帯ＩＩ（約１ＧＨｚ以下）については、積層する第２構成材１２の誘電率εにも依るが、比誘電率εｒは−５００以下の負の値を持つようになる。

ただし、第１構成材１１の格子については、所望の比誘電率εｒに合わせて、枠の厚みｔ、枠幅ｄ、配列間隔ａを適宜設定することが可能であり、丸形状、三角形状等の任意の形状を選択することができる。また、格子の配置パターンについても均等である必要はなく、格子のばらつき具合等の粗密についても任意に設定することが可能である。

第２構成材１２は、ミリ波の周波数帯Ｉ（７６．５ＧＨｚ）において通常の正の比誘電率εｒを持つ誘電体である。第２構成材１２は、レーダーカバーとして必要な材料強度、加工性、各種耐久性を有していれば適用可能であるが、一段と性能を向上させるために電気的な損失が少ないことが望ましい。具体的には、第２構成材１２では、材料の周波数帯Ｉ（７６．５ＧＨｚ）における誘電率εを複素誘電率で表した場合の虚数部ε′′が小さい方が望ましく、例えば、0.01以下、さらに望ましくは0.005以下が好適である。

このように、ミリ波の周波数帯Ｉ（７６．５ＧＨｚ）において負の比誘電率εｒ（−５以下）を有する第１構成材１１、および、ミリ波の周波数帯Ｉ（７６．５ＧＨｚ）において正の比誘電率εｒを有する第２構成材１２をそれぞれ少なくとも１層以上積層した積層構造体１０を形成する。

これにより、図８に示すように、ミリ波の周波数帯Ｉ（７６．５ＧＨｚ）において２枚の第２構成材１２および１枚の第１構成材１１からなる３層構造の積層構造体１０の等価的な比誘電率εｒを当該積層構造体１０の等価的な比透磁率μｒ＝１に合わせ、かつ、ＥＭＣ領域の周波数帯ＩＩ（約１ＧＨｚ以下）においては、積層構造体１０の等価的な比誘電率εｒを負の方向に大きく（−５００以下）させることが可能となる。

具体的には、積層構造体１０の周波数帯Ｉ（７６．５ＧＨｚ）における等価的な比誘電率εｒをほぼ１、具体的には０．９〜１．３、より好ましくは１．０に設定し、かつ、積層構造体１０の周波数帯ＩＩ（約１ＧＨｚ以下）における等価的な比誘電率εｒを−３７０以下、好ましくは、−５００以下に設定することが望ましい。

かくして、積層構造体１０の等価的な比透磁率μｒと比誘電率εｒとが同一となり、空気の波動インピーダンスη１と、積層構造体１０の等価的な波動インピーダンスη２とが同一の値となる。この結果、図９に示すように、周波数帯Ｉ（７６．５ＧＨｚ）において積層構造体１０の見かけ上の透過率Ｔ＝１が実現できることになる。

同時に、積層構造体１０の等価的な比透磁率μｒと比誘電率εｒとの比が小さくなり、分母である比誘電率εｒ２が負の値であり、かつ、絶対値が大きければ、波動インピーダンスη２が「０」に近づくため、周波数帯ＩＩ（約１ＧＨｚ以下）において見かけ上の透過率Ｔ＝０が実現できることになる。

＜作用および効果＞
以上の構成において、ミリ波レーダー用カバー１では、ミリ波の周波数帯Ｉ（７６．５ＧＨｚ）において負の比誘電率を有する第１構成材１１と、ミリ波の周波数帯Ｉ（７６．５ＧＨｚ）において正の比誘電率を有する第２構成材１２とが少なくとも１層以上積層された積層構造体１０をレドームとして第１の部位Ａに用いるようにした。

この積層構造体１０は、第２構成材１２により内部のアンテナ３０および電子回路４０を保護する同時に、ミリ波の周波数帯Ｉ（７６．５ＧＨｚ）では透過率Ｔ＝１、ＥＭＣ領域の周波数帯ＩＩ（約１ＧＨｚ以下）では透過率Ｔ≒０を実現している。

これによりミリ波レーダー用カバー１では、アンテナ３０からのミリ波の電磁波を積層構造体１０による電気的な減衰なく透過させ、またその反射波を積層構造体１０による電気的な減衰なく受信することができる。同時に、ミリ波レーダー用カバー１では、積層構造体１０を介して、ＥＭＣ領域の不要電磁波の放射を抑制し、かつ、外部の他の機器から電磁波の干渉、混信を防ぐことができる。

＜実施例＞
積層構造体１０の具体的な構成として、例えば、第１構成材１１が銅の金属格子からなり、第２構成材１２がポリイミドからなり、第１構成材１１および第２構成材１２の双方共に２００×２００ｍｍの大きさで、第２構成材１２、第１構成材１１、第２構成材１２の順番で３層積層構造とした。

第１構成材１１は、厚みｔ＝０．０８ｍｍの銅箔を線幅ｄ＝０．０６ｍｍ、縦方向の配列間隔ａおよび横方向の配列間隔ａ＝１．２ｍｍとして格子状にエッチングすることにより制作されている。このときの第１構成材１１における比誘電率εｒは、光の領域の周波数帯にあるプラズマ振動数ｆｐをミリ波の領域の周波数帯Ｉ（７６．５ＧＨｚ）の近傍に設定することができる。第２構成材１２は、ミリ波の周波数帯Ｉ（７６．５ＧＨｚ）における複素比誘電率が3.25-j0.001のポリイミドとし、その厚さを０．３１ｍｍとした。

第２構成材１２、第１構成材１１、第２構成材１２の順番に積層した状態で、かつ、接着剤を用いて、６０ｔの圧力によりプレス成型し、３層積層構造の積層構造体１０を形成した。この結果、形成された積層構造体１０の厚みは０．６２ｍｍとなった。すなわち、これは、第１構成材１１は２つの第２構成材１２によって挟まれた状態で潰され、３層の間に空気が入っていない状態である。

この場合、３層積層構造の積層構造体１０は、接着剤を含めてミリ波の周波数帯Ｉ（７６．５ＧＨｚ）における透過率Ｔ＝１、ＥＭＣ領域の周波数帯ＩＩ（約１ＧＨｚ以下）における透過率Ｔ≒０を実現するように第１構成材１１、第２構成材１２の比誘電率εｒ、比透磁率μｒ等が適宜調整される。

この積層構造体１０の等価的な比誘電率εｒ、比透磁率μｒを測定した結果は、図８に示した通りである。さらに、この積層構造体１０の透過率Ｔは、図９に示した通り、ミリ波の周波数帯Ｉ（７６．５ＧＨｚ）における透過率Ｔ＝１、ＥＭＣ領域の周波数帯ＩＩ（約１ＧＨｚ以下）における透過率Ｔ≒０が実現されている。

＜直線偏波用アンテナに対応した積層構造体の構成＞
ところで、図２に示すように、ミリ波レーダー用カバー１に設けられたアンテナ３０が直線偏波用のアンテナ（以下、これを「直線偏波用アンテナ」ともいう。）３０ｘである場合に最適な積層構造体１０ｘについて次に説明する。

特に、車両に用いられるミリ波レーダー用カバー１では、地面に対して平行なアンテナ軸の水平面を基準とした場合、直線偏波用アンテナ３０ｘを前面から見たときアンテナ軸の水平面から反時計回り方向へ４５度傾斜した状態で取り付けられている。

このように取り付けられる理由は、自車の車両から放射される直線偏波の電磁波や、正面の車両から反射された自車の直線偏波の電磁波を送受信できる一方、自車の車両とすれ違う反対車線の対向車から発せられる直線偏波の電磁波については、当該直線偏波用アンテナ３０ｘとの仰角が９０度となるため、対向車からの直線偏波の電磁波による干渉を低減させることができるからである。このような手法は、近年広く利用されており、例えば、電気学会論E. 118巻6号,平成10年p292-295において開示されている。

しかしながら、このような干渉低減効果は、直線偏波用アンテナ３０ｘのアンテナ部分においてのみ生じるものであって、直線偏波を考慮していない上述した積層構造体１０を用いた場合には、対向車からの直線偏波の電磁波がミリ波レーダー用カバー１の内部に入り込んでしまう。このため、ミリ波レーダー用カバー１の内部において対向車からの直線偏波の電磁波の乱反射によりＳ／Ｎ比が低下したり、電子回路４０が誤動作する原因となったり、ミリ波レーダーに対して悪影響を及ぼす可能性があった。

そこで、直線偏波用アンテナ３０ｘから放射される直線偏波の電磁波を効率良く送受信するとともに、対向車からの直線偏波の電磁波による影響を抑制するために、積層構造体１０とは異なる構成の積層構造体１０ｘが用いられている。この積層構造体１０ｘの詳細について以下説明する。

図３との対応部分に同一符号を付した図１０（Ａ）、（Ｂ）に示すように、積層構造体１０ｘは、上述した第１構成材１１とは異なる構成の第１構成材２１と、当該第１構成材２１を正面側（矢印ａ方向）および背面側（矢印ｂ方向）の双方から挟持する第２構成材１２とが積層された３層積層構造体である。ただし、これに限るものではなく、第２構成材１２と第１構成材２１とをそれぞれ少なくとも１層以上積層していれば、２層であってもよく、または第２構成材１２および第１構成材２１がそれぞれ複数積層された４層以上の多層積層構造体であってもよい。

第２構成材１２は、上述したように、ミリ波レーダー用カバー１の筐体として必要な材料強度、耐性を有する樹脂（例えば、ポリイミド、ポリテトラフルオロエチレン、ポリエチレン等）、ゴム等の誘電体によって形成されている。

この第２構成材１２は、第１構成材２１と同様に全体的に矩形状を有し、当該第１構成材２１と同じ大きさ、または、第１構成材２１がはみ出ることのない僅かに大きなサイズである。第１構成材２１の厚さｔ１は、第２構成材１２の厚さｔ２よりも小さく形成されている。ただし、これに限るものではない。

図１１に示すように、第１構成材２１は、全体的に矩形状を有し、例えば銅（金属）のような電子伝導性の導電性材料であって、例えば銅の金属線を用いて斜めに傾斜された格子状に形成されている。この第１構成材２１においても、第１構成材１１と同様に、導電性材料として、銅等の金属全般に限るものではなく、カーボン、導電性高分子、導電性ポリマー等や、これら（金属、カーボン、導電性高分子、導電性ポリマー等）を樹脂やゴム、エラストマー等に配合し、導電性を付与した材料等であってもよい。

このように、第１構成材２１（図１０）に対して正面側（矢印ａ方向）および背面側（矢印ｂ方向）の双方から第２構成材１２で挟持された３層積層構造の積層構造体１０ｘにおいても、車載ミリ波レーダー用周波数である周波数帯Ｉ（７６．５ＧＨｚ）において透過率Ｔ＝１となる一方、ＥＭＣ領域の周波数帯ＩＩ（約１ＧＨｚ以下）において透過率Ｔ＝０．１以下となるように設定されている。

この場合、積層構造体１０ｘでは、車載ミリ波レーダー用周波数であるミリ波の周波数帯Ｉ（７６．５ＧＨｚ）において、前面から見たとき地面と平行なアンテナ軸の水平面から反時計回り方向へ４５度傾斜した状態で取り付けられた直線偏波用アンテナ３０ｘからの直線偏波ＬＰ１（実線で示す）に対しては透過率Ｔ＝１となるように設定される。

一方、積層構造体１０ｘでは、ミリ波の周波数帯Ｉ（７６．５ＧＨｚ）において、直線偏波ＬＰ１との仰角が９０度となる直線偏波ＬＰ２（破線で示す）に対しては透過率Ｔ＝０．１以下となるように設定される。

このように積層構造体１０ｘにおいて、車載ミリ波レーダー用周波数であるミリ波の周波数帯Ｉ（７６．５ＧＨｚ）において直線偏波ＬＰ１の電磁波に対しては透過率Ｔ＝１とし、ミリ波の周波数帯Ｉ（７６．５ＧＨｚ）において直線偏波ＬＰ２の電磁波に対しては透過率Ｔ＝０．１以下とするには、主に第１構成材２１をどのように設計するかが重要となる。

図１１（Ａ）、（Ｂ）、および、図１２（Ａ）〜（Ｃ）に示すように、第１構成材２１は、銅の金属線を用いて斜めに傾斜された格子状に形成されており、考え方としては、直線偏波ＬＰ１（実線で示す）と平行に配置された複数の格子（以下、これを「第１格子」ともいう。）からなる枠体Ｗ１と、直線偏波ＬＰ２（破線で示す）と平行に配置された状態、すなわち第１格子に対して９０度傾斜した複数の格子（以下、これを「第２格子」ともいう。）からなる枠体Ｗ２とを一体に結合したような構造（Ｗ１×Ｗ２）を有している。

この場合、図１１（Ｂ）に示すように、第１構成材２１は、枠体Ｗ１に対応した複数の第１格子と、当該複数の第１格子よりも数の多い枠体Ｗ２に対応した複数の第２格子とによって長方形の格子状に形成されている。

実際上、第１構成材２１としては、枠体Ｗ１および枠体Ｗ２が一体に結合された構造であるが、これに限るものではなく、図１２に示すように、それぞれ別個に形成された枠体Ｗ１（第１格子）と枠体Ｗ２（第２格子）とを積層させた構造（Ｗ１＋Ｗ２）の積層構造体であってもよい。ただし、第１構成材２１の原理を説明するに際し、枠体Ｗ１および枠体Ｗ２に分ける場合があるものとする。

ここで、第１構成材２１において、直線偏波ＬＰ１は枠体Ｗ１の影響を受けるが、枠体Ｗ２の影響は受けない。また、第１構成材２１において、直線偏波ＬＰ２は枠体Ｗ２の影響を受けるが枠体Ｗ１の影響を受けない。

これは、直線偏波の電磁波が枠体Ｗ１を通過するとき、偏波面の傾きと枠体Ｗ１の格子配列の向きとに応じて電磁波が影響を受けることに起因する。以下に、直線偏波ＬＰ１、ＬＰ２が枠体Ｗ１、Ｗ２の影響をどのように受けるかの原理を説明する。

基本的に、直線偏波の偏波面と枠体Ｗ１、枠体Ｗ２の格子配列の向きとが平行の場合、枠体Ｗ１、枠体Ｗ２の電子が電磁波によって移動し、当該電磁波のエネルギーを消費するため、直線偏波の電磁波が減衰する。すなわち、直線偏波の偏波面と枠体Ｗ１、Ｗ２の格子配列の向きとが平行の場合には影響を受けるのである。

一方、直線偏波の偏波面と枠体Ｗ１、Ｗ２の格子配列の向きとが垂直の場合、枠体Ｗ１、Ｗ２の電子が電磁波によって移動することができず、電磁波のエネルギーを消費できないので、直線偏波の電磁波が減衰することなく透過する。すなわち、直線偏波の偏波面と枠体Ｗ１、Ｗ２の格子配列の向きとが垂直の場合には影響を受けないのである。

このような原理にしたがえば、直線偏波ＬＰ１は枠体Ｗ１の影響を受けるので、このままでは積層構造体１０ｘにおいて直線偏波ＬＰ１の透過率Ｔ＝１とすることができない。

図１１に示したように、直線偏波ＬＰ１、ＬＰ２の透過率Ｔは、第１構成材２１の第１格子を形成している枠の主に枠幅ｄ１、ｄ２、および、配列間隔ａ１、ａ２に依存することから、枠体Ｗ１、Ｗ２の枠幅ｄ１、ｄ２および配列間隔ａ１、ａ２を変更することにより移動可能な電子の数を調整し、直線偏波ＬＰ１、ＬＰ２の電磁波が枠体Ｗ１、Ｗ２において受ける影響を制御する。

この場合、枠体Ｗ１において直線偏波ＬＰ１と平行に配置された第１格子の配列間隔ａ１を広くして移動可能な電子の数を少なくすることにより、直線偏波ＬＰ１の電磁波が枠体Ｗ１において受ける影響を抑制する。つまり、枠体Ｗ１に対して直線偏波ＬＰ１の電磁波を透過し易くする（Ｔ＝１）。

一方、枠体Ｗ２において直線偏波ＬＰ２と平行に配置された第２格子の配列間隔ａ２を狭くして移動可能な電子の数を多くすることにより、直線偏波ＬＰ２の電磁波が枠体Ｗ２において多くの影響を受けるようにする。つまり、枠体Ｗ２に対して直線偏波ＬＰ２の電磁波を遮断し易くする（Ｔ≒０）。

すなわち、積層構造体１０ｘでは、前面から見たときアンテナ軸の水平面に対して反時計回り方向へ４５度傾斜した状態で取り付けられた直線偏波用アンテナ３０ｘから放射される直線偏波ＬＰ１の電磁波を透過する複数の第１格子からなる枠体Ｗ１（Ｔ＝１）と、対向車から放射される直線偏波ＬＰ２の電磁波を遮断する、複数の第１格子に対して９０度傾斜された複数の第２格子からなる枠体Ｗ２（Ｔ≒０）とが一体化された第１構成材２１を２枚の第２構成材１２で挟み着けた３層積層構造を有している。

すなわち、第１の部位Ａは、ミリ波の周波数帯Ｉ（７６．５ＧＨｚ）において負の比誘電率を有する第１構成材２１と、ミリ波の周波数帯Ｉ（７６．５ＧＨｚ）において正の比誘電率を有する第２構成材１２とが少なくとも１層以上積層された積層構造体１０ｘからなる。そして、第１構成材２１は、アンテナ軸の水平面に対して４５度傾斜した複数の第１格子からなる枠体Ｗ１と、複数の第１格子に対して９０度傾斜した複数の第２格子からなる枠体Ｗ２とを有し、直線偏波用アンテナ３０ｘからミリ波の周波数帯Ｉ（７６．５ＧＨｚ）において発振される直線偏波ＬＰ１の電磁波に対する第１構成材２１の第１格子からなる枠体Ｗ１および第２構成材１２の透過率を１近傍の値とし、対向車等の他の直線偏波用アンテナからミリ波の周波数帯Ｉ（７６．５ＧＨｚ）において発振される直線偏波の電磁波に対する第１構成材２１の第２格子からなる枠体Ｗ２および第２構成材１２の透過率を０近傍の値とした。

具体的には、積層構造体１０ｘの構成として、上述した積層構造体１０と同様に、第１構成材２１が銅の第１格子および第２格子からなり、第２構成材１２がポリイミドからなり、第１構成材２１および第２構成材１２の双方共に２００×２００ｍｍの大きさで、第２構成材１２、第１構成材２１、第２構成材１２の順番で３層積層構造とした。

以下の表１に示すように、第１構成材２１は、厚さｔ1＝0.035〜0.65ｍｍであって、枠幅ｄ１＝0.05mm〜0.30mm、枠幅ｄ２＝0.15mm〜0.65mm、配列間隔ａ1＝0.9mm〜2.0mm、配列間隔ａ２＝0.5mm〜2.0mmとして、斜めの格子状にエッチングすることにより制作されている。なお、第２構成材１２は、厚さｔ２＝0.1mm〜0.4mm、第２構成材１２の複素比誘電率＝3.25-j0.001である。

積層構造体１０ｘとしては、第２構成材１２、第１構成材２１、第２構成材１２の順番に積層した状態で、かつ、接着剤を用いて、６０ｔの圧力によりプレス成型し、３層積層構造を形成した。この結果、積層構造体１０ｘの全体の厚さは０．６ｍｍとなった。すなわち、これは、第１構成材２１は２つの第２構成材１２によって挟まれた状態で潰され、３層の間に空気が入っていない状態である。

図１３は、自身の車両から放射される直線偏波ＬＰ１に対応した枠体Ｗ１による透過率の周波数特性を示すグラフである。図１４は、対向車から放射される直線偏波ＬＰ２に対応した枠体Ｗ２による透過率の周波数特性を示すグラフである。この場合、図１３および図１４に示すように、３層積層構造の積層構造体１０ｘは、ＥＭＣ領域の周波数帯ＩＩ（約１ＧＨｚ以下）における直線偏波ＬＰ１、ＬＰ２の電磁波に対する双方の透過率Ｔ≒０、車載ミリ波レーダー用周波数であるミリ波の周波数帯Ｉ（７６．５ＧＨｚ）における直線偏波ＬＰ１の電磁波に対する透過率Ｔ＝１、直線偏波ＬＰ２の電磁波に対する透過率≒０を同時に実現するように、第１構成材２１、第２構成材１２の比誘電率εｒ、比透磁率μｒ等が適宜調整される。

その結果、第１構成材２１および２つの第２構成材１２によって積層された積層構造体１０ｘでは、以下の表２に示すように、周波数帯ＩＩ（約１ＧＨｚ以下）における直線偏波ＬＰ１、ＬＰ２の電磁波に対する双方の透過率Ｔ≒０、周波数帯Ｉ（７６．５ＧＨｚ）における直線偏波ＬＰ１の電磁波に対する透過率Ｔ＝１、直線偏波ＬＰ２の電磁波に対する透過率≒０を実現した。

かくして、ミリ波レーダー用カバー１の第１の部位Ａに上述した構造の積層構造体１０ｘを用いれば、前面から見たときアンテナ軸の水平面から反時計回り方向へ４５度傾斜した状態で自車の車両に設置された直線偏波用アンテナ３０ｘから放射される直線偏波ＬＰ１の電磁波を透過させる一方、対向車からの不要な直線偏波ＬＰ２の電磁波を遮断させることができる。

この結果、ミリ波レーダー用カバー１では、自車の車両から放射される直線偏波ＬＰ１の電磁波や、正面の車両から反射された直線偏波ＬＰ１の電磁波を送受信できる一方、自車の車両とすれ違う対向車から発せられる直線偏波ＬＰ２の電磁波が入り込むことがないので、直線偏波ＬＰ２の電磁波の乱反射によるＳ／Ｎ比の低下や、電子回路４０の誤動作等の悪影響を未然に防止することができる。

＜他の実施の形態＞
なお、上述した実施の形態においては、上述した実施の形態においては、ミリ波の周波数帯Ｉ（７６．５ＧＨｚ）における透過率Ｔを「１」とするようにした場合について述べた。しかしながら、本発明はこれに限らず、ミリ波のうち直線偏波用アンテナ３０ｘが７６ＧＨｚ〜８１ＧＨｚの範囲内において発振する任意の周波数帯の電磁波に合わせ、その周波数帯Ｉにおける透過率Ｔを「１」とするようにしてもよい。

以上、本発明の好適な実施の形態について説明したが、本発明は上記の実施の形態に係るミリ波レーダー用カバー１に限定されるものではなく、本発明の概念および特許請求の範囲に含まれるあらゆる態様を含む。また、上述した課題および効果の少なくとも一部を奏するように、各構成を適宜選択的に組み合わせてもよい。例えば、上記実施の形態における各構成要素の形状、材料、配置、サイズ等は、本発明の具体的使用態様によって適宜変更され得る。

本願発明のミリ波レーダー用カバーは、自動車等の車載用だけではなく、鉄道、航空機、船舶等の移動手段だけではなく、電気・電子機器およびその他の産業機械等の分野においても利用することが可能である。

１…ミリ波レーダー用カバー、１０、１０ｘ、１０ｓ…積層構造体、１０ａ…表面、１０ｂ…内部面、１１、２１…第１構成材、１２…第２構成材、３０…アンテナ、３０ｘ…直線偏波用アンテナ、４０…電子回路、Ａ…第１の部位、Ｂ…第２の部位、Ｗ１、Ｗ２…体

Claims (5)

1. アンテナ軸の水平面に対して４５度傾斜した直線偏波用アンテナと、当該直線偏波用アンテナを駆動する電子回路とを備えたミリ波レーダーを収納するミリ波レーダー用カバーであって、
   前記ミリ波レーダーを保護するとともに、前記直線偏波用アンテナから発振するミリ波の電磁波を透過させるために前記ミリ波レーダーの正面に設けられる第１の部位と、
   前記第１の部位を除き前記直線偏波用アンテナおよび前記電子回路を収納するための収納空間を有する第２の部位と
   を備え、
   前記第１の部位は、
   前記ミリ波の周波数帯において負の比誘電率を有する第１構成材と、前記ミリ波の周波数帯において正の比誘電率を有する第２構成材とが少なくとも１層以上積層された積層構造体からなり、
   前記第１構成材は、前記アンテナ軸の水平面に対して４５度傾斜した複数の第１格子と、当該複数の第１格子に対して９０度傾斜した複数の第２格子とを有し、
   前記直線偏波用アンテナから前記ミリ波の周波数帯において発振される直線偏波の電磁波に対する前記第１構成材の前記第１格子および前記第２構成材の透過率を１近傍の値とし、他の直線偏波用アンテナから前記ミリ波の周波数帯において発振される直線偏波の電磁波に対する前記第１構成材の前記第２格子および前記第２構成材の透過率を０近傍の値とした
   ことを特徴とするミリ波レーダー用カバー。
2. 前記第１構成材の前記第１格子および前記第２構成材は、前記ミリ波の周波数帯よりも低い１ＧＨｚ以下の周波数帯に対して見かけ上の透過率が０近傍の値となる
   ことを特徴とする請求項１に記載のミリ波レーダー用カバー。
3. 前記第１構成材は、前記複数の第１格子と、当該複数の第１格子よりも数の多い前記複数の第２格子とによって斜めに傾斜した長方形の格子状に形成された導電性材料からなる
   ことを特徴とする請求項１又は２に記載のミリ波レーダー用カバー。
4. 前記第２構成材は、外部から前記直線偏波用アンテナおよび前記電子回路を保護する誘電体材料からなる
   ことを特徴とする請求項１乃至３何れか一項に記載のミリ波レーダー用カバー。
5. 前記第２の部位は、前記ミリ波の周波数帯および１ＧＨｚ以下の周波数帯において透過率が０の全遮蔽となる
   ことを特徴とする請求項１乃至４何れか一項に記載のミリ波レーダー用カバー。

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