JP2019068147A - 速度検出回路および駆動制御装置 - Google Patents

Abstract

【課題】 駆動制御のために駆動対象物の位置、速度および加速度を取得する際に必要なセンサの数を減らす。【解決手段】 スピーカ１００の駆動制御を行う駆動制御装置１０００に対し、スピーカの振動板の位置を検出する位置検出センサ２１０と加速度を検出する加速度検出センサ２２０を設けた。また、同駆動制御装置に対し、位置検出センサ２１０の出力信号の微分のカットオフ波数ｆｃ以下の帯域の成分と、加速度検出センサ２２０の出力信号の積分のカットオフ周波数ｆｃ以上の帯域の成分とを加算した速度検出信号Ｓｖを出力する速度検出回路３００を設けた。駆動制御装置１０００では、位置検出センサ２１０の出力信号と、加速度検出センサ２２０の出力信号と、速度検出回路３００の出力信号とに基づいて、スピーカ１００の駆動制御を行う。【選択図】図１

Description

この発明は、スピーカの振動板やコイルボビン等の可動部の速度を検出する速度検出回路および速度検出回路を利用した駆動制御装置に関する。

スピーカの歪みを改善して音質を向上する有力な技術としては、スピーカの振動系の振動を示す信号を、駆動系であるアンプに負帰還することにより、振動系の運動を制御するＭＦＢ（Motional Feed Back）方式の駆動制御装置が知られている（例えば特許文献１参照）。

特開２００４−２００９３４号公報

ところで、小口径の振動板で低域まで再生可能なスピーカを実現しようとする場合、振動板の振幅を大きくする必要がある。そして、音質を損なわずに、このような大振幅での振動を実現するために、スピーカの駆動制御装置として、ＭＦＢ方式の駆動制御装置を採用することが考えられる。この種のＭＦＢ方式の駆動制御装置において、低域を含む広い周波数帯域に亙って振動板の運動を適切に制御するためには、振動板の位置、速度および加速度の帰還制御を行うことが望まれる。しかしながら、振動系に対して、位置検出センサ、速度検出センサおよび加速度検出センサを設けるとなると、駆動制御装置の大型化、重量の増加およびコストの増加を招く問題がある。特に速度検出センサは、速度を検出するための機構が複雑であるので小型化が困難であり、駆動制御装置の大型化、重量の増加およびコストの増加を招く主要な要因となっている。

この発明は以上のような事情に鑑みてなされたものであり、スピーカ等の駆動制御を行う駆動制御装置において速度検出センサを不要にする技術的手段を提供することを目的とする。

この発明は、位置検出センサの出力信号を微分した信号の所定のカットオフ周波数以下の帯域の成分と、加速度検出センサの出力信号を積分した信号の前記カットオフ周波数以上の帯域の成分とを加算した速度検出信号を出力することを特徴とする速度検出回路を提供する。

また、この発明は、このような速度検出回路を用いた駆動制御装置、すなわち、駆動対象物の位置を検出する位置検出センサと、前記駆動対象物の加速度を検出する加速度検出センサと、前記位置検出センサの出力信号を微分した信号の所定のカットオフ周波数以下の帯域の成分と、前記加速度検出センサの出力信号を積分した信号の前記カットオフ周波数以上の帯域の成分とを加算した速度検出信号を出力する速度検出回路と、前記位置検出センサ、前記加速度検出センサおよび前記速度検出回路の各出力信号に基づいて前記駆動対象物の駆動制御のための制御パラメータを生成するパラメータ生成回路とを具備することを特徴とする駆動制御装置を提供する。

この発明によれば、位置検出センサの出力信号と加速度検出信号の出力信号から速度検出信号が生成されるため、速度検出センサが不要である。従って、スピーカ等の駆動制御を行う駆動制御装置の大型化、重量の増加およびコストの増加を回避することができる。

ここで、コスト上昇を抑えてスピーカの大振幅駆動を実現するため、ボイスコイルを長尺化することが考えられる。しかしながら、ボイスコイルを長尺化すると、ボイスコイルの全区間のうち磁界内に位置しない区間のコイル巻線にも駆動電流を流すことになるため、効率の低下を招く。

そこで、好ましい態様において、駆動制御装置の駆動対象物は磁界が通過する軸方向に並んだ複数のボイスコイルからなり、駆動制御装置は、前記位置検出センサの出力信号に基づいて、前記複数のボイスコイルのうち磁界内に位置するボイスコイルを選択し、選択したボイスコイルへの通電を行う選択手段を具備する。

この態様によれば、複数のボイスコイルのうち磁界内に位置するボイスコイルを選択し、選択したボイスコイルへの通電を行うので、効率の低下を防ぐことができる。

この発明の一実施形態である速度検出回路を用いた駆動制御装置の構成を示す回路図である。 同駆動制御装置の駆動制御の対象であるスピーカの構成例を示す断面図である。 同駆動制御装置における位置検出センサの構成例を示す図である。 同駆動制御装置における加速度検出センサの構成例を示す図である。 同スピーカにおける位置検出センサと加速度検出センサの実装例を示す断面図である。 同速度検出回路の機能を説明する図である。 同実施形態における微分回路と１次のＬＰＦとの直列回路の伝達特性を説明する図である。 同実施形態における積分回路と１次のＨＰＦとの直列回路の伝達特性を説明する図である。

以下、図面を参照し、この発明の実施形態について説明する。

図１はこの発明の一実施形態である速度検出回路３００を適用した駆動制御装置１０００の構成を示す回路図である。この駆動制御装置１０００は、各種のセンサを利用して、図２に例示するムービングコイル型のスピーカ１００の駆動制御を行う装置である。ここで、駆動制御装置１０００の説明に先立ち、図２に示すスピーカ１００の構成を説明し、次いで駆動制御装置１０００に設けられる各種のセンサについて説明する。

図２において、フレーム１０１は、振動板１１１や各部を支える筐体として機能する。このフレーム１０１の底部において、振動板１１１と反対側の面には、音声出力方向と反対方向（図では下方向）に、リング状のトッププレート１０２と、リング状（筒状）で軸方向に着磁された永久磁石１０３と、底部となるヨーク１０４が順次設けられている。また、ヨーク１０４の中央部には、トッププレート１０２の方向に向かって、円柱状のセンターポール１０５が突出している。

そして、センターポール１０５の先端部付近の外周面は、空隙を挟んでトッププレート１０２の内周面と向かい合っている。この空隙は、磁路における磁気ギャップである。

また、センターポール１０５の外周面とトッププレート１０２の内周面との間のリング状の空間には、振動板１１１に一端が取り付けられたコイルボビン１１２が配置されている。そして、振動板１１１において、コイルボビン１１２が接している部分近傍には、ダンパ１１３の内周部が取り付けられている。そして、このダンパ１１３の外周部は、フレーム１０１に固定されている。このように振動板１１１とコイルボビン１１２は、ダンパ１１３を介してフレーム１０１に支持されており、センターポール１０５の軸方向に振動可能な可動部となっている。

本実施形態では、コイルボビン１１２上の軸方向の異なる位置に、複数のボイスコイルが備えられている。また、そのような複数のボイスコイルに対応できるよう、コイルボビン１１２も長尺化されている。図２に示す具体例では、ボイスコイル１５０ａと、ボイスコイル１５０ａよりも振動板１１１に近い位置のボイスコイル１５０ｂと、ボイスコイル１５０ａよりも振動板１１１から遠い位置（センターポールの底部側に近い位置）のボイスコイル１５０ｃの、３組のボイスコイルがコイルボビン１１２に巻回されている。なお、複数のボイスコイルとしては、３に限定されず、２であってもよいし、４以上であってもよい。

次に駆動制御装置１０００に設けられる各種のセンサについて説明する。図３は、駆動制御装置１０００に使用される位置検出センサ２１０の構成を示す図である。

本実施形態において、スピーカ１００の振動板１１１またはコイルボビン１１２には光源２１１が固定されている。この光源２１１は、ＬＥＤ（Light Emitting Diode；発光ダイオード）であり、電源２１２から抵抗２１３を介して供給される電流により発光する。光源２１１が例えばコイルボビン１１２に固定されている場合、光源２１１はコイルボビン１１２とともに振動する。

受光素子２１５および２１６は、例えばフォトトランジスタであり、光源２１１の振動経路の延長上に配置されている。ここで、受光素子２１５は、電源２１７の正極と中間ノード２１８との間に接続され、受光素子２１６は中間ノード２１８と電源２１７の負極との間に接続されている。そして、中間ノード２１８の電圧が図１に示すバッファ２１９により増幅され、位置検出信号Ｓｐとして出力される。

なお、スピーカ１００がアンプを内蔵しており、電源ケーブルをコンセントに差し込むだけで再生動作を開始するパワードスピーカである場合には、パワードスピーカ内の電源を電源２１７として利用することが可能である。

この構成において、コイルボビン１１２の振動により光源２１１が受光素子２１６から離れて受光素子２１５に近づくと、受光素子２１５の抵抗値が減少して受光素子２１６の抵抗値が増加し、位置検出信号Ｓｐの電圧値が上昇する。これに対し、コイルボビン１１２の振動により光源２１１が受光素子２１５から離れて受光素子２１６に近づくと、受光素子２１５の抵抗値が増加して受光素子２１６の抵抗値が減少し、位置検出信号Ｓｐの電圧値が低下する。このようにコイルボビン１１２の位置に応じて電圧値が増減する位置検出信号Ｓｐが得られる。

図４は、駆動制御装置１０００に設けられる加速度検出センサ２２０の構成を示す図である。図４において、板状の導体である支持台２２１は、周囲に複数設けられた脚部２２２により振動板１１１から持ち上げられた状態で振動板１１１に固定されている。この支持台２２１の上面には板状の圧電素子２２３が載せられ、この圧電素子２２３の上面には導電性の信号電極２２４が載せられている。この信号電極２２４と、支持台２２１は、ＦＥＴ（Field Effect Transistor；電界効果トランジスタ）２２５のゲートとソースに各々接続されている。

この構成によれば、振動板１１１が振動すると、振動板１１１の加速度に応じた撓みが支持台２２１に発生し、この支持台２２１の撓みに応じた電圧が圧電素子２２３からＦＥＴ２２５のゲートおよびソース間に出力され、加速度に応じたドレイン電流が得られる。この結果、振動板１１１の加速度に応じた電圧値の加速度検出信号ＳａがＦＥＴ２２５のドレインから出力される。

図５はスピーカ１００における位置検出センサ２１０および加速度検出センサ２２０の実装例を示す断面図である。この例では、センターポール１０５の上面からヨーク１０４の下面に至る空洞１０７が設けられている。そして、この空洞１０７を挟むように、センターポール１０５の上面に位置検出センサ２１０の１つの受光部２１５が固定され、ヨーク１０４の下面に位置検出センサ２１０のもう１つの受光部２１６が固定されている。また、振動板１１１の底においてセンターポール１０５と対向する平板部１１１ａの裏側には空洞１０７内を下方に伸びる棒部２１１ｂの一端が固定されている。そして、この棒部２１１ｂの他端には、位置検出センサ２１０の光源２１１が固定されている。この光源２１１は、受光部２１５の受光面と受光部２１６の受光面との間に挟まれている。一方、平板部１１１ａの表面には、加速度検出センサ２２０が固定されている。この構成によれば、振動板１１１における平板部１１１ａの位置を示す位置検出信号Ｓｐが位置検出センサ２１０から得られ、平板部１１１ａに発生する加速度を示す加速度検出信号Ｓａが加速度検出センサ２２０から得られる。

次に図１に示す駆動制御装置１０００の構成を説明する。駆動制御装置１０００は、スピーカ１００の可動部に発生する振動を検出するためのセンサとして、以上説明した位置検出センサ２１０と加速度検出センサ２２０とを有する。本実施形態において、駆動制御装置１０００には、速度検出センサは設けられておらず、その代りに、速度検出回路３００が設けられている。

この速度検出回路３００は、位置検出センサ２１０が出力する位置検出信号Ｓｐと加速度検出センサ２２０が出力する加速度検出信号Ｓａとに基づいて、スピーカ１００の振動板１１１の平板部１１１ａの速度を示す速度検出信号Ｓｖを生成する回路である。さらに詳述すると、本実施形態による速度検出回路３００は、位置検出センサ２１０の出力信号の微分の所定周波数以下の帯域の成分と、加速度検出センサ２２０の出力信号の積分の所定周波数以上の帯域の成分とを加算した速度検出信号を出力するものである。

ここで、図６および図１を参照し、速度検出回路３００の詳細について説明する。仮にスピーカ１００の振動板１１１の平板部１１１ａの振動を検出する位置検出センサ、速度検出センサおよび加速度検出センサを設けたとする。この場合、コイルボビン１１２が軸方向に振動することにより、図６（ａ）〜（ｃ）に例示する波形の位置検出信号、速度検出信号および加速度検出信号が得られる。これらの図において、横軸は時間である。また、図６（ａ）の縦軸は位置検出信号が示す平板１１１ａの位置、図６（ｂ）の縦軸は速度検出信号が示す平板部１１１ａの速度、図６（ｃ）は加速度検出信号が示す平板部１１１ａの加速度である。

本実施形態では、速度センサを設けず、位置センサおよび加速度センサの各出力信号を利用して振動板１１１の平板部１１１ａの速度を示す速度検出信号を生成する。図６（ｄ）は位置センサが出力する位置検出信号を微分することにより得られる速度検出信号の波形を例示するものである。また、図６（ｅ）は加速度センサが出力する加速度検出信号を積分することにより得られる速度検出信号の波形を例示するものである。

ここで、本実施形態において使用されるような光学式の位置検出センサは、ＤＣまでの低周波領域において高い位置検出能力を有している。従って、位置検出信号を微分することにより得られる速度検出信号（図６（ｄ）参照）は、ＤＣを含む低周波数領域では正確な速度検出能力を有する。しかしながら、位置検出センサでは、受光素子の応答速度が遅い。このため、位置検出信号を微分することにより得られる速度検出信号（図６（ｄ）参照）は、高周波領域では検出精度が悪くなる。

一方、加速度検出センサは、一般的に容量性の出力インピーダンスを有し、これを増幅するセンサアンプにはハイインピーダンス入力（高抵抗入力）のものが要求される。しかしながら、センサアンプの入力インピーダンスを無限大にすることはできない。また、加速度検出信号を積分する積分回路は、ＤＣ信号の積分をすることはできない。このため、加速度検出信号を積分することにより得られる速度検出信号（図６（ｅ）参照）は、ＤＣおよび低周波領域での検出能力が劣る。その代りに、加速度検出信号を積分することにより得られる速度検出信号（図６（ｅ）参照）は、加速度検出センサの共振周波数までの高周波領域において速度検出能力を有する。

そこで、図６（ｆ）に示すように、所定のカットオフ周波数以下の低周波領域では、位置検出信号を微分することにより得られる速度検出信号（図６（ｄ）参照）を選択し、同カットオフ周波数以上の高周波領域では、加速度検出信号を積分することにより得られる速度検出信号（図６（ｅ）参照）を選択し、選択した信号を加算することが考えられる。

具体的には、位置検出信号を微分する微分回路と、この微分回路の出力信号における所定のカットオフ周波数ｆｃ以下の低域の信号を選択する１次のＬＰＦと、加速度検出信号を積分する積分回路と、この積分回路の出力信号におけるカットオフ周波数ｆｃ以上の高域の信号を選択する１次のＨＰＦと、１次のＬＰＦの出力信号と１次のＨＰＦの出力信号を加算する加算回路とにより、ＤＣを含む低域から高域までの広い周波数帯域において伝達特性がフラットなクロスオーバフィルタを構成する。このようにすることで、広い周波数帯域においてフラットな速度検出能力を有する速度検出信号が得られると考えられる。

しかしながら、理想的な微分回路および理想的な積分回路を実現することは困難である。そこで、本実施形態では、図７（ａ）および（ｂ）に示すように、微分回路と１次のＬＰＦとの直列回路の伝達特性と１次のＨＰＦの伝達特性が同じになることを利用し、前者を後者で置き換える。さらに詳述すると、図７（ａ）において、１次のＬＰＦのゲインＧ１は、カットオフ周波数ｆｃ以下の周波数では１であるが、カットオフ周波数ｆｃ以上の周波数になると、−６ｄＢ／ｏｃｔの勾配で低下する。一方、微分回路のゲインＧ２は、周波数の上昇に応じて＋６ｄＢ／ｏｃｔの勾配で上昇する。そして、微分回路と１次のＬＰＦとの直列回路のゲインＧ３は、ゲインＧ１とゲインＧ２の積になるため、図７（ｂ）に示すように、カットオフ周波数ｆｃまでは＋６ｄＢ／ｏｃｔの勾配で上昇し、カットオフ周波数ｆｃ以上の周波数ではフラットなゲインとなる。従って、微分回路と１次のＬＰＦとの直列回路の伝達特性は、１次のＨＰＦの伝達特性と同じであり、前者から後者への置き換えが可能である。

また、本実施形態では、図８（ａ）および（ｂ）に示すように、積分回路と１次のＨＰＦとの直列回路の伝達特性と１次のＬＰＦの伝達特性が同じになることを利用し、前者を後者で置き換える。さらに詳述すると、図８（ａ）において、１次のＨＰＦのゲインＧ４は、カットオフ周波数ｆｃ以上の周波数では１であるが、カットオフ周波数ｆｃ以下の周波数では、＋６ｄＢ／ｏｃｔの勾配で上昇する。一方、積分回路のゲインＧ５は、周波数の上昇に応じて−６ｄＢ／ｏｃｔの勾配で低下する。そして、積分回路と１次のＨＰＦとの直列回路のゲインＧ６は、ゲインＧ４とゲインＧ５の積になるため、図８（ｂ）に示すように、カットオフ周波数ｆｃ以上の周波数では−６ｄＢ／ｏｃｔの勾配で低下し、カットオフ周波数ｆｃ以下の周波数ではフラットなゲインとなる。従って、積分回路と１次のＨＰＦとの直列回路の伝達特性は、１次のＬＰＦの伝達特性と同じであり、前者から後者への置き換えが可能である。

以上のような微分回路と１次のＬＰＦとの直列回路から１次のＨＰＦへの置き換えと、積分回路と１次のＨＰＦとの直列回路から１次のＬＰＦへの置き換えにより得られたのが、図１に示す速度検出回路３００である。

図１に示す速度検出回路３００において、抵抗３１１は一端がＦＥＴ２２５の出力ノード（ドレイン）に接続され、他端がキャパシタ３１２を介して接地されている。この抵抗３１１およびキャパシタ３１２の接続ノードの電圧はボルテージフォロワアンプ３１３を介して出力される。この抵抗３１１、キャパシタ３１２およびボルテージフォロワアンプ３１３は、ＦＥＴ２２５が出力する加速度検出信号Ｓａにおけるカットオフ周波数ｆｃ以下の帯域の信号を通過させる１次ＬＰＦ３１０を構成している。

また、図１に示す速度検出回路３００において、キャパシタ３２１は一端がバッファ２１９の出力ノードに接続され、他端が抵抗３２２を介して接地されている。このキャパシタ３２１および抵抗３２２の接続ノードの電圧はボルテージフォロワアンプ３２３を介して出力される。このキャパシタ３２１、抵抗３２２およびボルテージフォロワアンプ３２３は、バッファ２１９が出力する位置検出信号Ｓｐにおけるカットオフ周波数ｆｃ以上の帯域の信号を通過させる１次ＨＰＦ３２０を構成している。

そして、速度検出回路３００において、加算器３３０は、１次ＬＰＦ３１０の出力信号と１次ＨＰＦ３２０の出力信号を加算することにより速度検出信号Ｓｖを出力する。本実施形態において、１次ＨＰＦ３２０のカットオフ周波数ｆｃは１次ＬＰＦ３１０のカットオフ周波数ｆｃと等しい。このカットオフ周波数ｆｃにおいて、１次ＬＰＦ３１０および１次ＨＰＦ３２０のゲインは、いずれも−３ｄＢとなる。また、カットオフ周波数ｆｃにおいて、１次ＬＰＦ３１０では位相が４５°遅れ、１次ＨＰＦ３２０では位相が４５°進む。このため、カットオフ周波数ｆｃにおいて、１次ＬＰＦ３１０、１次ＨＰＦ３２０および加算器３３０からなる回路のゲインは、０ｄＢとなる。また、カットオフ周波数ｆｃ以下の帯域では、加算器３３０の出力信号において１次ＬＰＦ３１０の出力信号が支配的となり、カットオフ周波数ｆｃ以上の帯域では、加算器３３０の出力信号において１次ＨＰＦ３２０の出力信号が支配的となる。このため、速度検出回路３００の全体としてのゲインは、広い周波数帯域においてフラットなゲインとなる。このように加速度検出信号Ｓａから得られる速度検出信号と位置検出信号Ｓｐから得られる速度検出信号をそれぞれ帯域制限した上で加算することにより広帯域の安定した速度検出信号Ｓｖが得られる。
以上が本実施形態による速度検出回路３００の構成である。

本実施形態による駆動制御装置１０００は、加速度検出信号Ｓａ、速度検出信号Ｓｖおよび位置検出信号Ｓｐを各々増幅する可変ゲイン増幅器４１０、４２０および４３０を有している。この可変ゲイン増幅器４１０、４２０および４３０は、駆動対象物の駆動制御のための制御パラメータを生成するパラメータ生成回路を構成している。なお、この駆動制御の制御パラメータについては、説明の重複を避けるため、後述する。

可変ゲイン増幅器４１０は、抵抗４１１および４１２と、摺動抵抗４１３と、オペアンプ４１４とを有している。ここで、抵抗４１１は、ＦＥＴ２２５の出力ノードとオペアンプ４１４の反転入力端との間に接続され、抵抗４１２はオペアンプ４１４の出力ノードおよび反転入力端間に接続されている。摺動抵抗４１３は、一端がＦＥＴ２２５の出力ノードに接続され、他端が接地され、摺動子がオペアンプ４１４の非反転入力端に接続されている。

この構成において、摺動抵抗４１３における摺動子の位置からＦＥＴ２２５の出力ノードまでの抵抗値をＲａ、摺動子の位置から接地線までの抵抗値をＲｂとすると、オペアンプ４１４の非反転入力端の電圧Ｖ１は、次式のようになる。
Ｖ１＝Ｓａ・（Ｒｂ／（Ｒａ＋Ｒｂ）） ……（１）

そして、抵抗４１１の抵抗値をＲｃ、抵抗４１２の抵抗値をＲｄとすると、オペアンプ４１４の出力電圧Ｖ２は、次式のようになる。
Ｖ２＝Ｖ１＋（Ｖ１−Ｓａ）・（Ｒｄ／Ｒｃ）
＝Ｖ１・（１＋（Ｒｄ／Ｒｃ））−Ｓａ・（Ｒｄ／Ｒｃ）
＝Ｓａ・（Ｒｂ／（Ｒａ＋Ｒｂ））・（１＋（Ｒｄ／Ｒｃ））
−Ｓａ・（Ｒｄ／Ｒｃ）
＝Ｓａ・（Ｒｂ・Ｒｃ−Ｒａ・Ｒｄ）／（（Ｒａ＋Ｒｂ）・Ｒｃ） ……（２）
従って、可変ゲイン増幅器４１０のゲインＧは次式により与えられる。
Ｇ＝（Ｒｂ・Ｒｃ−Ｒａ・Ｒｄ）／（（Ｒａ＋Ｒｂ）・Ｒｃ） ……（３）

ここで、簡単のため、仮にＲａ＋Ｒｂ＝Ｒｂ＝Ｒｃ＝Ｒであるとする。この場合において、摺動抵抗４１３の摺動子がＦＥＴ２２５の出力ノードに接続された位置にあり、Ｒａ＝０、Ｒｂ＝Ｒ、Ｒｄ＝Ｒであるとすると、可変ゲイン増幅器４１０のゲインＧは次のようになる。
Ｇ＝（Ｒｂ・Ｒｃ−Ｒａ・Ｒｄ）／（（Ｒａ＋Ｒｂ）・Ｒｃ）
＝（Ｒ・Ｒ）／（Ｒ・Ｒ）
＝１ ……（４）

また、摺動抵抗４１３の摺動子が接地位置にあり、Ｒａ＝Ｒ、Ｒｂ＝０、Ｒｄ＝Ｒであるとすると、可変ゲイン増幅器４１０のゲインＧは次のようになる。
Ｇ＝（Ｒｂ・Ｒｃ−Ｒａ・Ｒｄ）／（（Ｒａ＋Ｒｂ）・Ｒｃ）
＝（−Ｒ・Ｒ）／（Ｒ・Ｒ）
＝−１ ……（５）

そして、摺動抵抗４１３の摺動子をＦＥＴ２２５の出力ノードに接続された位置から接地位置まで連続的に変化させると、可変ゲイン増幅器４１０のゲインＧは１から−１まで連続的に変化することとなる。

本実施形態による駆動制御装置１０００には、摺動抵抗４１３の摺動子の位置を操作するための操作子が設けられている（図示略）。従って、本実施形態では、この操作子の操作により可変ゲイン増幅器４１０のゲインＧを１から−１まで連続的に変化させることができる。他の可変ゲイン増幅器４２０および４３０の構成も可変ゲイン増幅器４１０と同様である。

本実施形態では、発振防止のため、正帰還のゲインは最大１とする必要がある。また、負帰還の場合は帰還量を−１よりも大きくしてもよい。例えばパラメータを最大で１０倍変化させたい場合は帰還量を−１０にすればよい。このため、可変ゲイン増幅器４１０〜４３０のゲインが１〜−１０まで変化するように抵抗４１１、４１２、摺動抵抗４１３の各抵抗値が決定されている。

バッファ５２０には、再生対象である入力音信号Ｖｉｎが与えられる。重み付け加算器５００は、このバッファ５２０を介して供給される入力音信号Ｖｉｎと、可変ゲイン増幅器４１０、４２０および４３０の各出力信号とを重み付け加算して出力する回路である。

この重み付け加算器５００において、オペアンプ５１２は、非反転入力端が接地され、反転入力端と出力端の間に抵抗５１１が接続されている。そして、オペアンプ５１２の反転入力端と、可変ゲイン増幅器４１０、４２０、４３０およびバッファ５２０の各出力ノードとの間に、抵抗５０１〜５０４が各々接続されている。

この構成によれば、抵抗５０１〜５０４を介して供給される各電流が仮想接地点であるオペアンプ５１２の反転入力端において加算され、この加算された電流が抵抗５１１に流れる。従って、可変ゲイン増幅器４１０、４２０、４３０およびバッファ５２０の各出力電圧に、抵抗５０１〜５０４の抵抗値の逆数に比例した重み係数を乗算して加算した電圧がオペアンプ５１２から出力される。

ＰＷＭ（Pulse Width Modulation；パルス幅変調）部６００は、重み付け加算器５００の出力信号によりパルス幅変調されたＰＷＭパルスを出力する回路である。

選択部７００には、ボイスコイル１５０ｂ、１５０ａ、１５０ｃに駆動電流を流すためのバッファ７０１〜７０４が接続されている。バッファ７０１の出力ノードには、ボイスコイル１５０ｂのヨーク１０４側の端子が接続されている。バッファ７０２の出力ノードには、ボイスコイル１５０ｂおよび１５０ａの振動板１１１側の各端子が接続されている。バッファ７０３の出力ノードには、ボイスコイル１５０ａおよび１５０ｃのヨーク１０４側の各端子が接続されている。バッファ７０４の出力ノードには、ボイスコイル１５０ｃの振動板１１１側の端子が接続されている。選択部７００は、位置検出信号Ｓｐに基づいて、ボイスコイル１５０ｂ、１５０ａ、１５０ｃのうち磁気ギャップの磁界内にある１個または２個のボイスコイルを選択し、選択したボイスコイルに対し、バッファ７０１〜７０４によりＰＷＭ部６００から供給されるＰＷＭパルスのレベルに応じた極性および大きさの電流を流す。

例えばボイスコイル１５０ｂのみが磁気ギャップの磁界内にあり、ＰＷＭ部６００からのＰＷＭパルスがＨレベルである場合、選択部７００は、バッファ７０２からＨレベルの電圧を出力させ、バッファ７０１からＬレベルの電圧を出力させ、バッファ７０３および７０４の出力ノードをフローティング状態にする。この結果、ボイスコイル１５０ｂのみに振動板１１１側からヨーク１０４側に向かう電流が流れる。

次にボイスコイル１５０ｂおよび１５０ａが磁気ギャップの磁界内にあり、ＰＷＭ部６００からのＰＷＭパルスがＨレベルである場合、選択部７００は、バッファ７０２からＨレベルの電圧を出力させ、バッファ７０１および７０３からＬレベルの電圧を出力させ、バッファ７０４の出力ノードをフローティング状態にする。この結果、ボイスコイル１５０ｂおよび１５０ａに振動板１１１側からヨーク１０４側に向かう電流が流れる。

次にボイスコイル１５０ａのみが磁気ギャップの磁界内にあり、ＰＷＭ部６００からのＰＷＭパルスがＨレベルである場合、選択部７００は、バッファ７０２からＨレベルの電圧を出力させ、バッファ７０３からＬレベルの電圧を出力させ、バッファ７０１および７０４の出力ノードをフローティング状態にする。この結果、ボイスコイル１５０ａに振動板１１１側からヨーク１０４側に向かう電流が流れる。

次にボイスコイル１５０ａおよび１５０ｃが磁気ギャップの磁界内にあり、ＰＷＭ部６００からのＰＷＭパルスがＨレベルである場合、選択部７００は、バッファ７０２および７０４からＨレベルの電圧を出力させ、バッファ７０３からＬレベルの電圧を出力させ、バッファ７０１の出力ノードをフローティング状態にする。この結果、ボイスコイル１５０ａおよび１５０ｃに振動板１１１側からヨーク１０４側に向かう電流が流れる。

次にボイスコイル１５０ｃのみが磁気ギャップの磁界内にあり、ＰＷＭ部６００からのＰＷＭパルスがＨレベルである場合、選択部７００は、バッファ７０４からＨレベルの電圧を出力させ、バッファ７０３からＬレベルの電圧を出力させ、バッファ７０１および７０２の出力ノードをフローティング状態にする。この結果、ボイスコイル１５０ｃに振動板１１１側からヨーク１０４側に向かう電流が流れる。

ＰＷＭ部６００からのＰＷＭパルスがＬレベルである場合、選択部７００は、以上と同様なボイスコイルの選択を行うとともに、各バッファに以上と逆極性の電圧を出力させる。この結果、選択したボイスコイルに対し、ヨーク１０４側から振動板１１１側に向かう電流が流れる。
以上が本実施形態による駆動制御装置１０００の詳細である。

本実施形態では、入力音信号Ｖｉｎが重み付け加算器５００を介してＰＷＭ部６００に供給され、ＰＷＭ部６００および選択部７００により入力音信号Ｖｉｎに基づくボイスコイル１５０ａ〜１５０ｃの駆動が行われる。その際、スピーカの振動系の振動を示す位置検出信号Ｓｐ、速度検出信号Ｓｖおよび加速度検出信号Ｓａが可変ゲイン増幅器４１０〜４３０と重み付け加算器５００を介してＰＷＭ部６００に帰還される。

本実施形態によれば、位置検出信号Ｓｐ、速度検出信号Ｓｖおよび加速度検出信号Ｓａの帰還経路に可変ゲイン増幅器４１０〜４３０が挿入されている。このため、位置検出信号Ｓｐ、速度検出信号Ｓｖおよび加速度検出信号Ｓａの帰還量や極性を制御することで、振動系の性質の制御が可能になる。

スピーカの場合、ＴＳパラメータ（ティール・スモールパラメータ）と呼ばれるスピーカユニットの性質を示すパラメータの中でも、振動系の等価質量Ｍｍｓ、低域共振の制動係数Ｑｔｓ、サスペンションのバネ性Ｃｍｓが重要である。

本実施形態では、可変ゲイン増幅器４１０のゲインの調整により振動系の等価質量Ｍｍｓの調整が可能であり、可変ゲイン増幅器４２０のゲインの調整により振動系の低域共振の制動係数Ｑｔｓの調整が可能であり、可変ゲイン増幅器４３０のゲインの調整により振動系のサスペンションのバネ性Ｃｍｓの調整が可能である。

具体的には、可変ゲイン増幅器４１０のゲインの調整により、加速度の正帰還が強まると、振動系等価質量Ｍｍｓが軽くなり、負帰還が強まると、振動系等価質量Ｍｍｓが重くなる。また、可変ゲイン増幅器４２０のゲインの調整により、速度の正帰還が強まると、制動係数Ｑｔｓが大きくなり、負帰還が強まると、制動係数Ｑｔｓは小さくなる。また、可変ゲイン増幅器４３０のゲインの調整により、位置の正帰還が強まると、振動系のバネ性Ｃｍｓが弱くなり、位置の負帰還が強まると、バネ性Ｃｍｓが強くなる。

ここで、帰還の目的は、パラメータ制御に加えてアクチュエータのリニアリティの改善にもある。従って、基本的にリニアリティ改善効果のある負帰還領域を使うのが効果的である。具体的には、加速度と位置の負帰還量を調整することにより、振動系等価質量Ｍｍｓを適度な大きさにするとともに、バネ性Ｃｍｓを適度な強さとし、振動系を希望する共振周波数Ｆ０に設定する。その状態において、速度の負帰還量を調整することにより、制動係数Ｑｔｓを適正に設定することができる。

また、本実施形態によれば、速度検出回路３００により、位置検出信号Ｓｐおよび加速度検出信号Ｓａから速度検出信号Ｓｖが得られるので、スピーカ１００の可動部の速度を検出する速度検出センサを設ける必要がない。従って、速度検出センサの設置に伴う駆動制御装置１０００の大型化、重量の増加、コストの増加を回避することができる。

また、本実施形態において、速度検出回路３００は、位置検出センサ２１０の出力信号の微分の所定周波数以下の帯域の成分と、加速度検出センサ２２０の出力信号の積分の所定周波数以上の帯域の成分とを加算した速度検出信号Ｓｖを生成する。従って、広い周波数帯域に亙って高い検出能力を有する速度検出信号Ｓｖが得られ、振動系の低域共振の制動係数Ｑｔｓの調整の精度を高めることができる。

また、本実施形態によれば、位置検出センサ２１０の出力信号の微分の所定周波数以下の帯域の成分を得る回路を１次ＨＰＦ３２０により実現し、加速度検出センサ２２０の出力信号の積分の所定周波数以上の帯域の成分を得る回路を１次ＬＰＦ３１０により実現している。従って、理想的な微分回路および理想的な積分回路を実現することは困難な状況においても、広い周波数帯域に亙って高い検出能力を有する速度検出信号Ｓｖを得ることができる。

また、本実施形態では、コイルボビン１１２に複数のボイスコイル１５０ｂ、１５０ａ、１５０ｃを設け、磁気ギャップの磁界内にあるボイスコイルのみに電流を流してスピーカ１００の駆動を行うようにした。このため、次の効果が得られる。

サブウーハ等のスピーカにおいて、ロングストロークでリニアな特性を持つ振動系を実現するには、磁気ギャップの長さとボイスコイルの長さにストローク長分の差を持たせる必要がある。例えば、振動板が５０ｍｍのストロークをもつスピーカを設計する場合、ボイスコイルを２０ｍｍとすると、磁気ギャップ長が７０ｍｍ必要となり、ボイスコイルを７０ｍｍとすると、磁気ギャップ長は２０ｍｍとなる。

磁気ギャップ長を長くした構成は、ショートボイスコイルと呼ばれるが、高価な磁石を多く使うことで非常にコストがかかる。このため、一般的には、ボイスコイルを長くするロングボイスコイルの構成が採用されることが多い。

しかし、ロングボイスコイルは、ボイスコイルの一部のみが磁界に入るので、極端なロングボイスコイル構造を取ると効率が大きく低下する。

本実施形態では、位置検出信号Ｓｐを使ってボイスコイルの位置を判断し、磁界中にあるボイスコイルだけに電流を流すことで無駄な電力消費を抑え高効率化を実現することができる。

＜他の実施形態＞
以上、この発明の一実施形態について説明したが、この発明には他にも実施形態が考えられる。例えば上記実施形態では、この発明による速度検出回路をスピーカの駆動制御装置に適用したが、ロボットやアクチュエータ等、可動部を有する他の装置の駆動制御装置に適用してもよい。

１００……スピーカ、１５０ａ，１５０ｂ，１５０ｃ……ボイスコイル、１１２……コイルボビン、１１１……振動板、２２０……加速度センサ、２１０……位置センサ、３００……速度検出回路、４１０，４２０，４３０……可変ゲイン増幅器、５００……重み付け加算器、５２０，７０１〜７０４……バッファ、６００……ＰＷＭ部、７００……加算部、７００……選択部。

Claims (4)

1. 位置検出センサの出力信号を微分した信号の所定のカットオフ周波数以下の帯域の成分と、加速度検出センサの出力信号を積分した信号の前記カットオフ周波数以上の帯域の成分とを加算した速度検出信号を出力することを特徴とする速度検出回路。
2. 前記位置検出センサの出力信号の前記カットオフ周波数以上の帯域の成分を通過させる高域通過フォルタと、前記加速度検出センサの出力信号の前記カットオフ周波数以下の帯域の成分を通過させる低域通過フィルタと、前記高域通過フィルタおよび前記低域通過フィルタの各出力信号を加算して前記速度検出信号を出力する加算器とを具備することを特徴とする請求項１に記載の速度検出回路。
3. 駆動対象物の位置を検出する位置検出センサと、
   前記駆動対象物の加速度を検出する加速度検出センサと、
   前記位置検出センサの出力信号を微分した信号の所定のカットオフ周波数以下の帯域の成分と、前記加速度検出センサの出力信号を積分した信号の前記カットオフ周波数以上の帯域の成分とを加算した速度検出信号を出力する速度検出回路と、
   前記位置検出センサ、前記加速度検出センサおよび前記速度検出回路の各出力信号に基づいて前記駆動対象物の駆動制御のための制御パラメータを生成するパラメータ生成回路と
   を具備することを特徴とする駆動制御装置。
4. 前記駆動対象物は磁界が通過する軸方向に並んだ複数のボイスコイルからなり、
   前記位置検出センサの出力信号に基づいて、前記複数のボイスコイルのうち磁界内に位置するボイスコイルを選択し、選択したボイスコイルへの通電を行う選択手段を具備することを特徴とする請求項３に記載の駆動制御装置。

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