JP2019062592A - 短絡故障検出回路 - Google Patents
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Abstract
【課題】電力変換装置の正常動作時の短絡故障誤検出を防止できる短絡故障検出回路を提供する。【解決手段】スイッチングデバイスを2相分以上備え、入力される直流電圧のオン、オフ制御を行って各相電圧を出力する複数の相モジュールと、スナバリアクトルLとを直列接続した回路を、直流電圧源に対して並列に接続して構成された電力変換装置において、スナバリアクトルLの両端間に接続された積分回路用のコンデンサC、抵抗R1、R2およびダイオードDから成る。抵抗R1、R2の各抵抗値をR2≪R1に設計することにより、コンデンサCの放電時の時定数を充電時の時定数よりも低く設定したCR積分回路の積分回路用のコンデンサCの電圧が過電流設定閾値以上となったとき、故障判定部(光送信モジュール100)が、短絡故障有りと判定する。【選択図】図3
Description
本発明は、2相以上の多相電力変換器において、スナバリアクトルとスイッチングデバイスの直列接続がコンデンサ(電圧源)に対して並列に接続される構造を有する変換器の短絡故障検出方式に関する。
図6に、本発明の適用対象である電力変換装置の例を示す。図6(a)は中性点クランプ型3レベル電力変換器(以下、3レベル電力変換器と略称する)であり、図6(b)は共通フライングキャパシタ型5レベル電力変換器であり、ともに太線に示すように、スナバリアクトルとスイッチングデバイスの直列回路が直流コンデンサ(直流電圧源)に対して並列に接続される構成を有する。
図6(a)において、直流電圧源として2個のコンデンサC1,C2が直列接続され、その直列回路の一端の電位は+Eとされ、他端は−Eとされ、中性点であるコンデンサC1およびC2の共通接続点NPは基準電位とされる。
コンデンサC1の+E側端には第1のスナバリアクトルL1の一端(第1の端部)が接続され、コンデンサC2の−E側端には第2のスナバリアクトルL2の一端(第1の端部)が接続されている。
第1のスナバリアクトルL1の他端(第2の端部)と第2のスナバリアクトルL2の他端(第2の端部)の間には、第1のスイッチングデバイスSW1〜第4のスイッチングデバイスSW4が順次直列に接続されている。
スイッチングデバイスSW1およびSW2の共通接続点とスイッチングデバイスSW3およびSW4の共通接続点の間には、図示極性の第1および第2のダイオードD1,D2が直列に接続されている。
ダイオードD1およびD2の共通接続点は前記中性点NPに接続されている。前記スイッチングデバイスSW2およびSW3の共通接続点を相出力端としている。
前記スイッチングデバイスSW1〜SW4およびダイオードD1,D2によって1相分の相モジュール30を構成しており、この相モジュール30は図示省略しているが2相以上設けられている(2相以上が並列に接続されている)。
よって、各相モジュールに対して共通のスナバリアクトルL1,L2を直列接続した構成となっている。
前記第1のスナバリアクトルL1の他端と中性点NPの間には、図示極性の第7のダイオードD7および第5のコンデンサC5が順次直列に接続され、ダイオードD7およびコンデンサC5の共通接続点と第1のスナバリアクトルL1の一端の間には第5の抵抗R5が接続されている。
前記第2のスナバリアクトルL2の他端と中性点NPの間には、図示極性の第8のダイオードD8および第6のコンデンサC6が順次直列に接続され、ダイオードD8およびコンデンサC6の共通接続点と第2のスナバリアクトルL2の一端の間には第6の抵抗R6が接続されている。
図6(b)において、直流電圧源として2個のコンデンサC1,C2が直列接続され、その直列回路の一端の電位は+2Eとされ、他端は−2Eとされ、中性点であるコンデンサC1およびC2の共通接続点NPは基準電位とされる。
コンデンサC1の+2E側端には第1のスナバリアクトルL1の一端(第1の端部)が接続され、コンデンサC2の−2E側端には第2のスナバリアクトルL2の一端(第1の端部)が接続されている。
前記第1のスナバリアクトルL1の一端と中性点NPの間には、第5〜第8のスイッチングデバイスSW5〜SW8が順次直列に接続されている。スイッチングデバイスSW5およびSW6の共通接続点とスイッチングデバイスSW7およびSW8の共通接続点との間には、フライングキャパシタFC1(第3のコンデンサ)が接続されている。
前記中性点NPと前記第2のスナバリアクトルL2の一端の間には、第9〜第12のスイッチングデバイスSW9〜SW12が順次直列に接続されている。スイッチングデバイスSW9およびSW10の共通接続点とスイッチングデバイスSW11およびSW12の共通接続点との間には、フライングキャパシタFC2(第4のコンデンサ)が接続されている。
第1のスナバリアクトルL1の他端(第2の端部)と第2のスナバリアクトルL2の他端(第2の端部)の間には、第13のスイッチングデバイスSW13〜第20のスイッチングデバイスSW20が順次直列に接続されている。
スイッチングデバイスSW14およびSW15の共通接続点とスイッチングデバイスSW18およびSW19の共通接続点の間には、図示極性の第3のダイオードD3〜第6のダイオードD6が直列に接続されている。
ダイオードD4およびD5の共通接続点は前記中性点NPに接続されている。前記スイッチングデバイスSW16およびSW17の共通接続点を相出力端としている。
前記スイッチングデバイスSW13およびSW14の共通接続点と+E電位が形成される前記スイッチングデバイスSW6およびSW7の共通接続点の間には、第21のスイッチングデバイスSW21が接続されている。
前記スイッチングデバイスSW19およびSW20の共通接続点と−E電位が形成される前記スイッチングデバイスSW10およびSW11の共通接続点の間には、第22のスイッチングデバイスSW22が接続されている。
なお、スイッチングデバイスSW15とSW16はスイッチングデバイスの耐電圧の関係で2直列としている。耐電圧の高いスイッチングデバイスを適用するならば、スイッチングデバイスSW15とSW16は1つのスイッチングデバイスに共通化してもよい。スイッチングデバイスSW17とSW18、ダイオードD3とD4、ダイオードD5とD6についても同様である。
前記スイッチングデバイスSW13〜SW22およびダイオードD3〜D6によって1相分の相モジュール50を構成しており、この相モジュール50は図示省略しているが2相以上設けられている(2相以上が並列に接続されている)。 よって、各相モジュールに対して共通のスナバリアクトルL1,L2を直列接続した構成となっている。
前記第1のスナバリアクトルL1の他端と中性点NPの間には、図示極性の第7のダイオードD7および第5のコンデンサC5が順次直列に接続され、ダイオードD7およびコンデンサC5の共通接続点と第1のスナバリアクトルL1の一端の間には第5の抵抗R5が接続されている。
前記第2のスナバリアクトルL2の他端と中性点NPの間には、図示極性の第8のダイオードD8および第6のコンデンサC6が順次直列に接続され、ダイオードD8およびコンデンサC6の共通接続点と第2のスナバリアクトルL2の一端の間には第6の抵抗R6が接続されている。
前記スナバリアクトルL1,L2はスイッチングデバイス(SW1〜SW4,SW5〜SW22)のターンオン時に電圧を分担し、ターンオン直後にスイッチングデバイスに流れる電流の増加率を抑制する効果を持つ。その結果スイッチングデバイスで発生する損失を低減する役割を果たす。
図7に、図6(a)の3レベル電力変換器における相電圧変化に伴い負荷電流が転流する様子(電流経路の変化)を示す。
図7では、図6のスイッチングデバイスSW1〜SW4を開閉スイッチの記号で表記している。図7(a)は転流開始前を示し、スイッチングデバイスSW2,SW3がオン、SW1,SW4がオフであり、図示破線の矢印のように中性点NPからダイオードD1およびスイッチングデバイスSW2を介して電流が流れ、基準電位(NP)が出力される。
図7(b)は転流終了後を示し、スイッチングデバイスSW1,SW2がオン、SW3,SW4がオフであり、図示破線の矢印のようにコンデンサC1の+E側端から第1のスナバリアクトルL1およびスイッチングデバイスSW1,SW2を介して電流が流れ、+E電位が出力される。
ここで、スナバリアクトル(L1,L2)を使用しない場合と使用した場合の、図7のスイッチングデバイスSW1のターンオン時の電圧、電流波形を図8に示す。スナバリアクトルL1不使用時の波形を示す図8(a)では、スイッチングデバイスSW1がターンオンすると同時に電圧と電流が変化し、スイッチングデバイスSW1の電圧変化期間が転流期間となる。スイッチング損失はスイッチングデバイスSW1の電圧・電流積で表されるため、スイッチング損失は大きい。
次にスナバリアクトルを用いる場合を考える。ただし、前提条件として、スナバリアクトルに対して交流出力側の負荷インダクタンスが十分に大きいものとし、スイッチングの瞬間は負荷電流一定と見なす。
スナバリアクトルを取り付けた場合、図8(b)のようにターンオンによりスイッチングデバイスSW1の電圧変化はすぐに相電圧には反映されず、スナバリアクトルが受け持つこととなる(よって、図8(b)のリアクトル電圧が上昇している期間では、SW1電圧の減少分がリアクトル電圧に相当している)。
この効果により、SW1電圧が減少している期間中におけるスイッチングデバイスSW1での電流増加率(di/dt)が抑制され、スイッチング損失が低減される。
なお、図7に示す転流時にはスナバリアクトルでは0Aから負荷電流値の大きさに変化する電流変化が起こり、リアクトル電圧vLと電流変化量diLには(1)式が成り立つため、同一の負荷電流ではリアクトル電圧vL(すなわち転流前のSW1電圧)が大きいほど転流期間は短くなる。
尚、(1)式のLはスナバリアクトルのインダクタンスを示している。
図6のようなスナバリアクトルを有する電力変換器での短絡故障検出方式として、スナバリアクトルの印加電圧に対して積分回路として動作するCRローパスフィルタを接続し、リアクトル電流を推定する方法がある。図9に、図6のようなスナバリアクトルを有する電力変換器内で短絡故障が発生した場合の電圧分担(太線矢印)と短絡電流ループ(破線)の例を示す。
図9は、図7(a)に示す転流開始前に基準電位NPを出力しているときにスイッチングデバイスSW1で短絡故障が発生した場合を示している。スイッチングデバイスSW1で短絡故障が発生した場合、図9(b)の破線矢印のように、スナバリアクトルL1→スイッチングデバイスSW1→スイッチングデバイスSW2→スイッチングデバイスSW3→ダイオードD2→コンデンサC1のループで短絡電流が流れる。
このような短絡故障が発生した場合、短絡故障を起こしたスイッチングデバイスSW1に印加されていた電圧(図9(a)の+E)は、短絡電流ループ内のスナバリアクトルL1が負担することとなる(図9(b)の+E)。このとき、リアクトル電圧vLと短絡電流ishortの間には次の(2)式が成り立つ。
ここで、図10(a)のようなCR積分回路(ローパスフィルタ;抵抗RおよびコンデンサCの直列回路)をスナバリアクトルLに対して並列接続すると、次の(3)式のようにコンデンサ電圧vCは短絡電流ishortに対して、ほぼ比例関係となる。
これが短絡故障検出回路の基本動作となる。
尚、(3)式のCはコンデンサCの容量、Rは抵抗Rの抵抗値、LはスナバリアクトルLのインダクタンスを示している。
図10(a)は従来のCR積分回路を用いた短絡故障検出回路の基本構成例を示し、100はコンデンサCの電圧vCが所定のレベル(過電流判定閾値)以上のとき発光する光送信モジュールであり、200は、光ファイバを介して光送信された光送信モジュール100の発光を検知したときに故障信号の発信、保護を行うコントローラである。
図10(a)における、スナバリアクトルの電圧vL、電流iLおよびコンデンサCの電圧vCの各波形を図10(b)に示す。図10(b)のように主回路の仕様により決定される過電流レベルと光送信モジュール100の発光電圧が一致するようにCR積分回路の充電時定数(コンデンサCの容量値と、コンデンサCに直列接続される抵抗Rの抵抗値との積)を設計することで、短絡故障により過電流レベルを超える電流が流れると、コンデンサ電圧vCが所定のレベル(過電流判定閾値)以上になって、光送信モジュール100が発光し、コントローラ200側では発光を検知して即時故障信号を発信・保護を行う。
尚、図10(a)のCR積分回路の充電時定数は、図10(b)に示すような正常動作時にはコンデンサ電圧vCが過電流判定閾値に到達しないように設計する必要がある。
以上の技術の一部は、特許文献1に開示されている。
図6のような電力変換器では、短絡故障発生時だけでなく、相電圧の切り替えに伴う転流時にもスナバリアクトルに電圧が印加される。この転流が短時間に連続して発生することで、スナバリアクトルにパルス電圧が連続して印加される場合がある。
例えば、1つのスナバリアクトルに対して複数の相が接続され、相電圧の切り替えタイミングが相間で近接した場合である。この近接した場合では、図11(a)に示すように相電圧切り替え周期(転流周期)Tが短くなる。
図11は、図10(a)の従来の短絡故障検出回路において、正常動作時に連続電圧パルスが印加されたときのスナバリアクトルLの電圧vL、電流iLおよびコンデンサCの電圧vCの各波形を示している。
また、図8(b)に示す転流期間(リアクトルに正極性の電圧が印加されている期間)は、(1)式によりリアクトル電圧vLとスナバリアクトルのインダクタンス値Lによって定められる。この転流期間は、図11ではCR積分回路のコンデンサ充電期間(vLが正極性である期間)に対応する。
一方、先行技術である図10(a)の構成では、CR積分回路のコンデンサの充電時と放電時で同一の時定数である。この場合、図11(a)のように、充電期間に比べコンデンサの放電に必要な時間は長くなる。例えば、コンデンサ電圧を充電電圧の5%(exp(−3))まで放電するのに充電時定数の約3倍の時間が必要となる。
以上から、充電時と放電時で同一の時定数を用いる場合には、CR積分回路のコンデンサCに電荷が残留し、図11(a)のようにコンデンサ電圧vCが零とならない状態で次のパルス電圧が印加され、その結果、コンデンサ電圧vCが、過電流と判定する閾値を超過することがある。その結果、通常の転流動作にもかかわらず、短絡故障と誤検出する可能性がある。図11(a)に示す相電圧切り替え周期(転流期間)Tが短いほど、この現象が発生しやすくなる。
これを解決するためには、充電時と放電時で時定数を変更し、図11(b)のように放電時定数を低減することが必要である。
本発明は、上記課題を解決するものであり、その目的は、電力変換装置の正常動作時の短絡故障誤検出を防止できる短絡故障検出回路を提供することにある。
上記課題を解決するための請求項1に記載の短絡故障検出回路は、スイッチングデバイスを2相分以上備え、入力される直流電圧のオン、オフ制御を行って各相電圧を出力する複数の相モジュールと、前記複数の相モジュールに対して共通のスナバリアクトルとを直列接続した回路を、直流電圧源に対して並列に接続して構成された電力変換装置において、
前記スナバリアクトルの両端間に接続された積分回路用のコンデンサおよび抵抗およびダイオードから成り、前記コンデンサの放電時の時定数を充電時の時定数よりも低く設定したCR積分回路と、
前記CR積分回路の積分回路用のコンデンサの電圧が過電流設定閾値以上となったとき、短絡故障有りと判定する故障判定部と、備えたことを特徴とする。
前記スナバリアクトルの両端間に接続された積分回路用のコンデンサおよび抵抗およびダイオードから成り、前記コンデンサの放電時の時定数を充電時の時定数よりも低く設定したCR積分回路と、
前記CR積分回路の積分回路用のコンデンサの電圧が過電流設定閾値以上となったとき、短絡故障有りと判定する故障判定部と、備えたことを特徴とする。
請求項2に記載の短絡故障検出回路は、請求項1において、
前記CR積分回路は、
前記スナバリアクトルの、スイッチングデバイスのオン時に直流電圧源から電流が流入する側の第1の端部と、該第1の端部と反対側の第2の端部との間に順次直列に接続された第1の抵抗および積分回路用のコンデンサと、
前記第1の抵抗に並列に接続された、カソードが前記第1の端部側となる積分回路用のダイオードおよび第2の抵抗の直列回路と、を備えたことを特徴とする。
前記CR積分回路は、
前記スナバリアクトルの、スイッチングデバイスのオン時に直流電圧源から電流が流入する側の第1の端部と、該第1の端部と反対側の第2の端部との間に順次直列に接続された第1の抵抗および積分回路用のコンデンサと、
前記第1の抵抗に並列に接続された、カソードが前記第1の端部側となる積分回路用のダイオードおよび第2の抵抗の直列回路と、を備えたことを特徴とする。
請求項3に記載の短絡故障検出回路は、請求項2において、
前記第2の抵抗の抵抗値を第1の抵抗の抵抗値よりも小さく設定していることを特徴とする。
前記第2の抵抗の抵抗値を第1の抵抗の抵抗値よりも小さく設定していることを特徴とする。
請求項4に記載の短絡故障検出回路は、請求項1において、
前記CR積分回路は、
前記スナバリアクトルの、スイッチングデバイスのオン時に直流電圧源から電流が流入する側の第1の端部と、該第1の端部と反対側の第2の端部との間に順次直列に接続された第1の抵抗および第2の抵抗および第3の抵抗と、
前記第1および第2の抵抗の共通接続点と前記スナバリアクトルの第2の端部との間に接続された第4の抵抗と、
前記第2および第3の抵抗の共通接続点と前記スナバリアクトルの第2の端部との間に接続された積分回路用のコンデンサと、
カソードが前記第1および第2の抵抗の共通接続点に、アノードが前記第2および第3の抵抗の共通接続点に各々接続された積分回路用のダイオードと、を備えことを特徴とする。
前記CR積分回路は、
前記スナバリアクトルの、スイッチングデバイスのオン時に直流電圧源から電流が流入する側の第1の端部と、該第1の端部と反対側の第2の端部との間に順次直列に接続された第1の抵抗および第2の抵抗および第3の抵抗と、
前記第1および第2の抵抗の共通接続点と前記スナバリアクトルの第2の端部との間に接続された第4の抵抗と、
前記第2および第3の抵抗の共通接続点と前記スナバリアクトルの第2の端部との間に接続された積分回路用のコンデンサと、
カソードが前記第1および第2の抵抗の共通接続点に、アノードが前記第2および第3の抵抗の共通接続点に各々接続された積分回路用のダイオードと、を備えことを特徴とする。
請求項5に記載の短絡故障検出回路は、請求項4において、
前記第1〜第4の抵抗の各抵抗値をR1、R2、R3、R4としたときにR2+R4<R3<R1の関係となる抵抗値に各々設定していることを特徴とする。 請求項6に記載の短絡故障検出回路は、請求項1ないし5のいずれか1項において、
前記直流電圧源は、直列接続した第1および第2のコンデンサにより構成され、
前記第1のコンデンサの非共通接続点側端に第1の端部が接続された第1のスナバリアクトルと、前記第2のコンデンサの非共通接続点側端に第1の端部が接続された第2のスナバリアクトルと、を備えたことを特徴とする。
前記第1〜第4の抵抗の各抵抗値をR1、R2、R3、R4としたときにR2+R4<R3<R1の関係となる抵抗値に各々設定していることを特徴とする。 請求項6に記載の短絡故障検出回路は、請求項1ないし5のいずれか1項において、
前記直流電圧源は、直列接続した第1および第2のコンデンサにより構成され、
前記第1のコンデンサの非共通接続点側端に第1の端部が接続された第1のスナバリアクトルと、前記第2のコンデンサの非共通接続点側端に第1の端部が接続された第2のスナバリアクトルと、を備えたことを特徴とする。
請求項7に記載の短絡故障検出回路は、請求項6において、
前記1相の相モジュールは、前記第1のスナバリアクトルの前記第1の端部と反対側の第2の端部と、第2のスナバリアクトルの前記第1の端部と反対側の第2の端部との間に順次直列接続された第1〜第4のスイッチングデバイスと、前記第1および第2のスイッチングデバイスの共通接続点と、中性点である前記第1および第2のコンデンサの共通接続点との間に接続された第1のダイオードと、前記第3および第4のスイッチングデバイスの共通接続点と、中性点である前記第1および第2のコンデンサの共通接続点との間に接続された第2のダイオードと、で構成され、
前記第2および第3のスイッチングデバイスの共通接続点を相出力端とし、
前記1相の相モジュールが複数並列に接続されていることを特徴とする。
前記1相の相モジュールは、前記第1のスナバリアクトルの前記第1の端部と反対側の第2の端部と、第2のスナバリアクトルの前記第1の端部と反対側の第2の端部との間に順次直列接続された第1〜第4のスイッチングデバイスと、前記第1および第2のスイッチングデバイスの共通接続点と、中性点である前記第1および第2のコンデンサの共通接続点との間に接続された第1のダイオードと、前記第3および第4のスイッチングデバイスの共通接続点と、中性点である前記第1および第2のコンデンサの共通接続点との間に接続された第2のダイオードと、で構成され、
前記第2および第3のスイッチングデバイスの共通接続点を相出力端とし、
前記1相の相モジュールが複数並列に接続されていることを特徴とする。
請求項8に記載の短絡故障検出回路は、請求項6において、
前記第1のコンデンサの非共通接続点側端と前記第2のコンデンサの非共通接続点側端との間に順次直列に接続された第5〜第12のスイッチングデバイスと、前記第5および第6のスイッチングデバイスの共通接続点と第7および第8のスイッチングデバイスの共通接続点との間に接続された第3のコンデンサと、前記第9および第10のスイッチングデバイスの共通接続点と第11および第12のスイッチングデバイスの共通接続点との間に接続された第4のコンデンサと、を備え、
前記1相の相モジュールは、前記第1のスナバリアクトルの前記第1の端部と反対側の第2の端部と、第2のスナバリアクトルの前記第1の端部と反対側の第2の端部との間に順次直列接続された第13〜第20のスイッチングデバイスと、前記第13および第14のスイッチングデバイスの共通接続点と、第6および第7のスイッチグデバイスの共通接続点との間に接続された第21のスイッチングデバイスと、前記第19および第20のスイッチングデバイスの共通接続点と、第10および第11のスイッチグデバイスの共通接続点との間に接続された第22のスイッチングデバイスと、前記第14および第15のスイッチングデバイスの共通接続点と第18および第19のスイッチングデバイスの共通接続点との間に順次直列接続された第3〜第6のダイオードと、で構成され、
前記第4および第5のダイオードの共通接続点を、中性点である前記第1および第2のコンデンサの共通接続点と、前記第8および第9のスイッチングデバイスの共通接続点とに接続し、
前記第16および第17のスイッチングデバイスの共通接続点を相出力端とし、
前記1相の相モジュールが複数並列に接続されていることを特徴とする。
前記第1のコンデンサの非共通接続点側端と前記第2のコンデンサの非共通接続点側端との間に順次直列に接続された第5〜第12のスイッチングデバイスと、前記第5および第6のスイッチングデバイスの共通接続点と第7および第8のスイッチングデバイスの共通接続点との間に接続された第3のコンデンサと、前記第9および第10のスイッチングデバイスの共通接続点と第11および第12のスイッチングデバイスの共通接続点との間に接続された第4のコンデンサと、を備え、
前記1相の相モジュールは、前記第1のスナバリアクトルの前記第1の端部と反対側の第2の端部と、第2のスナバリアクトルの前記第1の端部と反対側の第2の端部との間に順次直列接続された第13〜第20のスイッチングデバイスと、前記第13および第14のスイッチングデバイスの共通接続点と、第6および第7のスイッチグデバイスの共通接続点との間に接続された第21のスイッチングデバイスと、前記第19および第20のスイッチングデバイスの共通接続点と、第10および第11のスイッチグデバイスの共通接続点との間に接続された第22のスイッチングデバイスと、前記第14および第15のスイッチングデバイスの共通接続点と第18および第19のスイッチングデバイスの共通接続点との間に順次直列接続された第3〜第6のダイオードと、で構成され、
前記第4および第5のダイオードの共通接続点を、中性点である前記第1および第2のコンデンサの共通接続点と、前記第8および第9のスイッチングデバイスの共通接続点とに接続し、
前記第16および第17のスイッチングデバイスの共通接続点を相出力端とし、
前記1相の相モジュールが複数並列に接続されていることを特徴とする。
請求項9に記載の短絡故障検出回路は、請求項8において、
前記第15および第16のスイッチングデバイスは1つのスイッチングデバイスで共通化され、前記第17および第18のスイッチングデバイスは1つのスイッチングデバイスで共通化され、前記第3および第4のダイオードは1つのダイオードで共通化され、前記第5および第6のダイオードは1つのダイオードで共通化されていることを特徴とする。
請求項10に記載の短絡故障検出回路は、請求項6ないし9のいずれか1項において、
前記第1のスナバリアクトルの第2の端部と中性点である前記第1および第2のコンデンサの共通接続点との間に順次直列に接続された第7のダイオードおよび第5のコンデンサと、前記第7のダイオードおよび第5のコンデンサの共通接続点と前記第1のスナバリアクトルの第1の端部の間に接続された第5の抵抗と、
前記第2のスナバリアクトルの第2の端部と中性点である前記第1および第2のコンデンサの共通接続点との間に順次直列に接続された第8のダイオードおよび第6のコンデンサと、前記第8のダイオードおよび第6のコンデンサの共通接続点と前記第2のスナバリアクトルの第1の端部の間に接続された第6の抵抗と、
を備えたことを特徴とする、
前記第15および第16のスイッチングデバイスは1つのスイッチングデバイスで共通化され、前記第17および第18のスイッチングデバイスは1つのスイッチングデバイスで共通化され、前記第3および第4のダイオードは1つのダイオードで共通化され、前記第5および第6のダイオードは1つのダイオードで共通化されていることを特徴とする。
請求項10に記載の短絡故障検出回路は、請求項6ないし9のいずれか1項において、
前記第1のスナバリアクトルの第2の端部と中性点である前記第1および第2のコンデンサの共通接続点との間に順次直列に接続された第7のダイオードおよび第5のコンデンサと、前記第7のダイオードおよび第5のコンデンサの共通接続点と前記第1のスナバリアクトルの第1の端部の間に接続された第5の抵抗と、
前記第2のスナバリアクトルの第2の端部と中性点である前記第1および第2のコンデンサの共通接続点との間に順次直列に接続された第8のダイオードおよび第6のコンデンサと、前記第8のダイオードおよび第6のコンデンサの共通接続点と前記第2のスナバリアクトルの第1の端部の間に接続された第6の抵抗と、
を備えたことを特徴とする、
(1)請求項1〜10に記載の発明によれば、スナバリアクトルの両端間に接続された積分回路用のコンデンサの放電時定数を充電時定数よりも低くしているので、正常動作時に発生する連続した電圧パルスがスナバリアクトルに印加された際、短絡故障誤検出を防止することができる。
(2)請求項2に記載の発明によれば、比較的少ない部品点数で短絡故障を検出することができる。
(3)請求項4に記載の発明によれば、請求項2に記載の短絡故障検出回路よりも部品点数は多くなるが、スナバリアクトルの電圧が高電圧となる場合、第1の抵抗のみが高電圧を受け持つことになり、それ以外の部品は低耐圧のものを使用することができる。
(2)請求項2に記載の発明によれば、比較的少ない部品点数で短絡故障を検出することができる。
(3)請求項4に記載の発明によれば、請求項2に記載の短絡故障検出回路よりも部品点数は多くなるが、スナバリアクトルの電圧が高電圧となる場合、第1の抵抗のみが高電圧を受け持つことになり、それ以外の部品は低耐圧のものを使用することができる。
以下、図面を参照しながら本発明の実施の形態を説明するが、本発明は下記の実施形態例に限定されるものではない。
本実施形態例では、スナバリアクトルに並列に接続されるCR積分回路を、充電時と放電時で時定数を切り替えて選択できるように構成した。
先行技術よりも本発明方式が優位となる条件は、下記の条件が同時に達成される場合である。
<条件1>
図6のような2相以上の多相電力変換器で、スナバリアクトルとスイッチングデバイスの直列接続がコンデンサ(直流電圧源)に対して並列に接続される構造を有する変換器。図6ではマルチレベル変換器を示しているが、スナバリアクトルを有する2レベル変換器にも当然適用される。
図6のような2相以上の多相電力変換器で、スナバリアクトルとスイッチングデバイスの直列接続がコンデンサ(直流電圧源)に対して並列に接続される構造を有する変換器。図6ではマルチレベル変換器を示しているが、スナバリアクトルを有する2レベル変換器にも当然適用される。
例えば+E電位と−E電位の2レベルを出力する一般的な2レベル変換器に適用することができる。
<条件2>
1つのスナバリアクトルに対し2相以上の相のスイッチングデバイス(相モジュール)が接続される。
1つのスナバリアクトルに対し2相以上の相のスイッチングデバイス(相モジュール)が接続される。
図1は本実施例1による短絡故障検出回路の構成を示し、図10(a)と同一部分は同一符号をもって示している。
図1において、Lはスナバリアクトルであり、例えば本発明が図6の電力変換器に適用される場合は、スナバリアクトルL1,L2を各々示している。
スナバリアクトルLの一端(電力変換器のスイッチングデバイスのオン時に直流電圧源から電流が流入する側の第1の端部)と、他端(第2の端部)の間には、抵抗R1(第1の抵抗)および積分回路用のコンデンサCが順次直列に接続されている。
抵抗R1およびコンデンサCの共通接続点は、積分回路用のダイオードDのアノード、カソードおよび抵抗R2(第2の抵抗)を介して、スナバリアクトルLおよび抵抗R1の共通接続点に接続されている。
尚、ダイオードDおよび抵抗R2の直列接続の並びは逆であってもよい。すなわち、ダイオードDのカソードをスナバリアクトルLおよび抵抗R1の共通接続点に接続し、ダイオードDのアノードを抵抗R2を介して抵抗R1およびコンデンサCの共通接続点に接続してもよい。
図1の回路によれば、後述するようにコンデンサCの放電時にのみダイオードDが導通し、これにより、充電時と放電時で時定数が分離される。ただし、時定数はコンデンサ容量Cと、コンデンサCに対して直列に接続される放電抵抗の抵抗値R(R1の抵抗値か、R1およびR2の並列合成抵抗値)との積CRで表される。
尚、本明細書では、R1,R2と実施例2で述べるR3,R4は、記号および抵抗値の両方を意味している。同様にCは、記号および容量値の両方を意味している。例えば図1の抵抗R1の抵抗値はR1である。後述の各式に用いられるR1〜R4は、抵抗値として扱う。
(1)充電時
図3(a)に、図1の回路における充電時の充電電流の経路を示す。ダイオードDには逆電圧が印加されオフ状態となるため、抵抗R2には充電電流は流れない。そのため、充電時の時定数はC*R1となる。
図3(a)に、図1の回路における充電時の充電電流の経路を示す。ダイオードDには逆電圧が印加されオフ状態となるため、抵抗R2には充電電流は流れない。そのため、充電時の時定数はC*R1となる。
尚、この時定数C*R1は、図10(b)に示すような正常動作時にはコンデンサ電圧vCが、過電流と判定する閾値に到達しないように設計する必要がある。
(2)放電時
図3(b)に、図1の回路における放電時の放電電流の経路を示す。スナバリアクトルLの両端電圧が0以下になるとダイオードDには順方向電圧が印加されオン状態となるため、図3(b)のようにコンデンサの放電電流は抵抗R1とR2に分流して流れる。そのため、放電時の時定数はC*(R1*R2)/(R1+R2)となる。
図3(b)に、図1の回路における放電時の放電電流の経路を示す。スナバリアクトルLの両端電圧が0以下になるとダイオードDには順方向電圧が印加されオン状態となるため、図3(b)のようにコンデンサの放電電流は抵抗R1とR2に分流して流れる。そのため、放電時の時定数はC*(R1*R2)/(R1+R2)となる。
このように、ダイオードDを使用することで充電電流と放電電流の経路を選択し、充電時と放電時の時定数を別々に設計できる。特に、「R2≪R1」(R1をR2よりもかなり大きくする)に設計することで放電時の時定数はC*R2で近似され、充電時の時定数に対して放電時の時定数を大幅に低減できる。
また、実施例1によれば、比較的少ない部品点数で短絡故障を検出することができる。
図2は本実施例2による短絡故障検出回路の構成を示し、図10(a)と同一部分は同一符号をもって示している。
図2において、Lはスナバリアクトルであり、例えば本発明が図6の電力変換器に適用される場合は、スナバリアクトルL1,L2を各々示している。
スナバリアクトルLの一端(電力変換器のスイッチングデバイスのオン時に直流電圧源から電流が流入する側の第1の端部)と、他端(第2の端部)の間には、抵抗R1(第1の抵抗)、抵抗R2(第2の抵抗)および抵抗R3(第3の抵抗)が順次直列に接続されている。
抵抗R1およびR2の共通接続点と、抵抗R3およびスナバリアクトルLの他端の共通接続点には抵抗R(第4の抵抗)が接続されている。
抵抗R2およびR3の共通接続点と、抵抗R3およびスナバリアクトルLの他端の共通接続点との間には、積分回路用のコンデンサCが接続されている。抵抗R1およびR2の共通接続点には積分回路用のダイオードDのカソードが接続され、該ダイオードDのアノードは抵抗R2およびR3の共通接続点に接続されている。
図2の短絡故障検出方式例2の回路では、図1の短絡故障検出方式例1の回路と同様に、ダイオードDを使用することで充電電流と放電電流の経路を選択し、時定数を変更する構成である。例えば、「R2+R4≪R3≪R1」に設計する場合を考える。
(1)充電時
図4(a)に図2の回路における充電時の充電電流の経路を示す。図2のR2と並列のダイオードDには逆電圧が印加されるため、ダイオードDはオフ状態である。このとき、充電時の電流は図4(a)の破線矢印のような経路を流れる。そのため、コンデンサCと並列な抵抗は1/{(1/R3)+1/(R2+R4)+1/(R2+R1)}で表される。特に「R2+R4≪R3≪R1」の場合、その抵抗値は次の(4)式で近似される。
図4(a)に図2の回路における充電時の充電電流の経路を示す。図2のR2と並列のダイオードDには逆電圧が印加されるため、ダイオードDはオフ状態である。このとき、充電時の電流は図4(a)の破線矢印のような経路を流れる。そのため、コンデンサCと並列な抵抗は1/{(1/R3)+1/(R2+R4)+1/(R2+R1)}で表される。特に「R2+R4≪R3≪R1」の場合、その抵抗値は次の(4)式で近似される。
1/{(1/R3)+1/(R2+R4)+1/(R2+R1)}≒R2+R4…(4)
したがって、充電時時定数は次の(5)式で表される。
したがって、充電時時定数は次の(5)式で表される。
τcharge≒C*(R2+R4)…(5)
尚、この時定数τchargeは、図10(b)に示すような正常動作時にはコンデンサ電圧vCが過電流と判定する閾値に到達しないように設計する必要がある。
尚、この時定数τchargeは、図10(b)に示すような正常動作時にはコンデンサ電圧vCが過電流と判定する閾値に到達しないように設計する必要がある。
(2)放電時
図4(b)に図2の回路における放電時の放電電流の経路を示す。ダイオードDには順方向電圧が印加されるため、ダイオードDはオン状態である。すなわち抵抗R2の両端の抵抗値は0と見なせる。充電時と同様に、コンデンサCと並列な抵抗値は1/{(1/R3)+(1/R4)+(1/R1)}で表される。
図4(b)に図2の回路における放電時の放電電流の経路を示す。ダイオードDには順方向電圧が印加されるため、ダイオードDはオン状態である。すなわち抵抗R2の両端の抵抗値は0と見なせる。充電時と同様に、コンデンサCと並列な抵抗値は1/{(1/R3)+(1/R4)+(1/R1)}で表される。
特に「R2+R4≪R3≪R1」の場合、その抵抗値は次の(6)式で近似される。
1/{(1/R3)+(1/R4)+(1/R1)}≒R4…(6)
したがって、放電時時定数は次の(7)式で表される。
したがって、放電時時定数は次の(7)式で表される。
τdischarge≒C*R4…(7)
このように、ダイオードDを使用することで充電電流と放電電流の経路を選択し、充電時と放電時の時定数を別々に設計できる。更に「R4≪R2」に設計することで、充電時の時定数に対して放電時の時定数を大幅に低減できる。
このように、ダイオードDを使用することで充電電流と放電電流の経路を選択し、充電時と放電時の時定数を別々に設計できる。更に「R4≪R2」に設計することで、充電時の時定数に対して放電時の時定数を大幅に低減できる。
この実施例2は、リアクトル電圧が高電圧となる場合において実施例1に対して優位になる。すなわち、高電圧回路部分と低電圧回路部分を明記した図5の、図5(a)に示すように、実施例1では充電時に抵抗R1とダイオードDに高電圧が印加される。よって抵抗R1とダイオードDは、耐電圧の高い部品である必要がある。一方図5(b)に示す実施例2では、抵抗R1が高電圧を受け持つ結果、抵抗R1以外の部品は低耐圧のものを使用でき、高電圧部分と低電圧部分を分離できる。
尚、本発明は、図6の電力変換器に適用するに限らず、図6(a),(b)の回路から、ダイオードD7、コンデンサC5、抵抗R5、およびダイオードD8、コンデンサC6、抵抗R6を除去した回路に適用してもよい。
すなわち、スナバリアクトルがある主回路構成であれば適用することができる。
30、50…相モジュール
100…光送信モジュール
200…コントローラ
L,L1,L2…スナバリアクトル
C…積分回路用のコンデンサ
C1,C2,C5,C6…コンデンサ
FC1,FC2…フライングキャパシタ
D…積分回路用のダイオード
D1〜D8…ダイオード
SW1〜SW22…スイッチングデバイス
100…光送信モジュール
200…コントローラ
L,L1,L2…スナバリアクトル
C…積分回路用のコンデンサ
C1,C2,C5,C6…コンデンサ
FC1,FC2…フライングキャパシタ
D…積分回路用のダイオード
D1〜D8…ダイオード
SW1〜SW22…スイッチングデバイス
Claims (10)
- スイッチングデバイスを2相分以上備え、入力される直流電圧のオン、オフ制御を行って各相電圧を出力する複数の相モジュールと、前記複数の相モジュールに対して共通のスナバリアクトルとを直列接続した回路を、直流電圧源に対して並列に接続して構成された電力変換装置において、
前記スナバリアクトルの両端間に接続された積分回路用のコンデンサおよび抵抗およびダイオードから成り、前記コンデンサの放電時の時定数を充電時の時定数よりも低く設定したCR積分回路と、
前記CR積分回路の積分回路用のコンデンサの電圧が過電流設定閾値以上となったとき、短絡故障有りと判定する故障判定部と、
備えたことを特徴とする短絡故障検出回路。 - 前記CR積分回路は、
前記スナバリアクトルの、スイッチングデバイスのオン時に直流電圧源から電流が流入する側の第1の端部と、該第1の端部と反対側の第2の端部との間に順次直列に接続された第1の抵抗および積分回路用のコンデンサと、
前記第1の抵抗に並列に接続された、カソードが前記第1の端部側となる積分回路用のダイオードおよび第2の抵抗の直列回路と、を備えたことを特徴とする請求項1に記載の短絡故障検出回路。 - 前記第2の抵抗の抵抗値を第1の抵抗の抵抗値よりも小さく設定していることを特徴とする請求項2に記載の短絡故障検出回路。
- 前記CR積分回路は、
前記スナバリアクトルの、スイッチングデバイスのオン時に直流電圧源から電流が流入する側の第1の端部と、該第1の端部と反対側の第2の端部との間に順次直列に接続された第1の抵抗および第2の抵抗および第3の抵抗と、
前記第1および第2の抵抗の共通接続点と前記スナバリアクトルの第2の端部との間に接続された第4の抵抗と、
前記第2および第3の抵抗の共通接続点と前記スナバリアクトルの第2の端部との間に接続された積分回路用のコンデンサと、
カソードが前記第1および第2の抵抗の共通接続点に、アノードが前記第2および第3の抵抗の共通接続点に各々接続された積分回路用のダイオードと、を備えことを特徴とする請求項1に記載の短絡故障検出回路。 - 前記第1〜第4の抵抗の各抵抗値をR1、R2、R3、R4としたときにR2+R4<R3<R1の関係となる抵抗値に各々設定していることを特徴とする請求項4に記載の短絡故障検出回路。
- 前記直流電圧源は、直列接続した第1および第2のコンデンサにより構成され、
前記第1のコンデンサの非共通接続点側端に第1の端部が接続された第1のスナバリアクトルと、前記第2のコンデンサの非共通接続点側端に第1の端部が接続された第2のスナバリアクトルと、を備えたことを特徴とする請求項1ないし5のいずれか1項に記載の短絡故障検出回路。 - 前記1相の相モジュールは、前記第1のスナバリアクトルの前記第1の端部と反対側の第2の端部と、第2のスナバリアクトルの前記第1の端部と反対側の第2の端部との間に順次直列接続された第1〜第4のスイッチングデバイスと、前記第1および第2のスイッチングデバイスの共通接続点と、中性点である前記第1および第2のコンデンサの共通接続点との間に接続された第1のダイオードと、前記第3および第4のスイッチングデバイスの共通接続点と、中性点である前記第1および第2のコンデンサの共通接続点との間に接続された第2のダイオードと、で構成され、
前記第2および第3のスイッチングデバイスの共通接続点を相出力端とし、
前記1相の相モジュールが複数並列に接続されていることを特徴とする請求項6に記載の短絡故障検出回路。 - 前記第1のコンデンサの非共通接続点側端と前記第2のコンデンサの非共通接続点側端との間に順次直列に接続された第5〜第12のスイッチングデバイスと、前記第5および第6のスイッチングデバイスの共通接続点と第7および第8のスイッチングデバイスの共通接続点との間に接続された第3のコンデンサと、前記第9および第10のスイッチングデバイスの共通接続点と第11および第12のスイッチングデバイスの共通接続点との間に接続された第4のコンデンサと、を備え、
前記1相の相モジュールは、前記第1のスナバリアクトルの前記第1の端部と反対側の第2の端部と、第2のスナバリアクトルの前記第1の端部と反対側の第2の端部との間に順次直列接続された第13〜第20のスイッチングデバイスと、前記第13および第14のスイッチングデバイスの共通接続点と、第6および第7のスイッチグデバイスの共通接続点との間に接続された第21のスイッチングデバイスと、前記第19および第20のスイッチングデバイスの共通接続点と、第10および第11のスイッチグデバイスの共通接続点との間に接続された第22のスイッチングデバイスと、前記第14および第15のスイッチングデバイスの共通接続点と第18および第19のスイッチングデバイスの共通接続点との間に順次直列接続された第3〜第6のダイオードと、で構成され、
前記第4および第5のダイオードの共通接続点を、中性点である前記第1および第2のコンデンサの共通接続点と、前記第8および第9のスイッチングデバイスの共通接続点とに接続し、
前記第16および第17のスイッチングデバイスの共通接続点を相出力端とし、
前記1相の相モジュールが複数並列に接続されていることを特徴とする請求項6に記載の短絡故障検出回路。 - 前記第15および第16のスイッチングデバイスは1つのスイッチングデバイスで共通化され、前記第17および第18のスイッチングデバイスは1つのスイッチングデバイスで共通化され、前記第3および第4のダイオードは1つのダイオードで共通化され、前記第5および第6のダイオードは1つのダイオードで共通化されていることを特徴とする請求項8に記載の短絡故障検出回路。
- 前記第1のスナバリアクトルの第2の端部と中性点である前記第1および第2のコンデンサの共通接続点との間に順次直列に接続された第7のダイオードおよび第5のコンデンサと、前記第7のダイオードおよび第5のコンデンサの共通接続点と前記第1のスナバリアクトルの第1の端部の間に接続された第5の抵抗と、
前記第2のスナバリアクトルの第2の端部と中性点である前記第1および第2のコンデンサの共通接続点との間に順次直列に接続された第8のダイオードおよび第6のコンデンサと、前記第8のダイオードおよび第6のコンデンサの共通接続点と前記第2のスナバリアクトルの第1の端部の間に接続された第6の抵抗と、
を備えたことを特徴とする請求項6ないし9のいずれか1項に記載の短絡故障検出回路。
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