JP2019022297A - 電源システム - Google Patents

Abstract

【課題】電力変換装置と接続されるリチウムイオンバッテリに流れる脈流を低減する。【解決手段】この電源システム１００は、交流波形の生成に起因して直流の入力電流が脈流になる性質を有する電力変換装置１と、電力変換装置１と接続されたリチウムイオンバッテリ２Ｂと、リチウムイオンバッテリ２Ｂと並列に接続されたリチウムイオンキャパシタ２Ｃと、を備えている。【選択図】図５

Description

本発明は電源システムに関する。

直流電源と交流電路との間に設けられる電力変換装置には一般に、ＤＣ／ＤＣコンバータ及びインバータが搭載されており、半導体のスイッチングにより、直流電力を交流電力に、又は、必要によりその逆方向にも、変換することができる。伝統的な電力変換装置は、ＤＣ／ＤＣコンバータ及びインバータの双方が常時、高周波スイッチングを行っている。

これに対して、常時スイッチングを行うことによる電力損失を低減して変換効率を向上させるべく、例えば直流から交流への変換時に、交流側の電圧の瞬時値と直流側の電圧とを互いに比較して、交流半サイクル内で、昇圧が必要な時はＤＣ／ＤＣコンバータのみが高周波スイッチングを行い、降圧が必要な時はインバータのみが高周波スイッチングを行うことにより、交互に高周波スイッチングを休止する期間を設ける。このような制御方式を最小スイッチング変換方式と称している。これにより、全体的なスイッチング回数を減少させた電力変換装置を提供することができる（例えば、特許文献１，２参照。）。

特開２０１４−２４１７１４号公報 特開２０１５−１４９８８２号公報

上記のような最小スイッチング変換方式では、直流電源をリチウムイオンバッテリとすると、リチウムイオンバッテリとＤＣ／ＤＣコンバータとの間に流れる電流が、直流の脈流になることがわかっている。
例えば図８は、商用電力系統の系統電流（点線）、リチウムイオンバッテリからの入力電流（実線）を示すグラフの一例である。直流入力は、系統の２倍の周波数で脈動する脈流となる。

例えば、電力変換装置への入力電流をＩ_ｉｎ、入力電圧をＶ_ｉｎ、出力電流をＩ_ｏｕｔ、出力電圧をＶ_ｏｕｔ、変換効率をηとすると、以下のように表現できる。

・・・（０１）

式（０１）の右辺の分子は、交流であるから、正弦波の２乗すなわち脈流を意味する。また、実効値は、以下のように表される。ここで、Ｉ_{ｉｎｐｅａｋ}は、入力電流のピーク値、Ｉ_{ｇｐｅａｋ}は、リチウムイオンバッテリの出力電流のピーク値、Ｉ_{ｉｎｒｍｓ}は脈動成分が無い場合の入力電流の実効値である。

・・・（０２）

式（０２）の結果より、脈流の場合の実効値は脈動成分が無い場合の（３／２）^１／２倍となる。導通損失は電流の２乗に比例するので、リチウムイオンバッテリでは、（３／２）すなわち１．５倍の損失が発生する。また、電流のピーク値は図８に示すように約２倍となり、リチウムイオンバッテリ内の素子の定格条件も厳しくなる。また、リチウムイオンバッテリの内部損失の増大は、バッテリ劣化を招く一因となる。

かかる課題に鑑み、本発明は、リチウムイオンバッテリに流れる脈流を低減することを目的とする。

本発明の一表現に係る電源システムは、交流波形の生成に起因して直流の入力電流が脈流になる性質を有する電力変換装置と、前記電力変換装置と接続されたリチウムイオンバッテリと、前記リチウムイオンバッテリと並列に接続されたリチウムイオンキャパシタと、を備えている。

本発明の電源システムによれば、リチウムイオンバッテリに流れる脈流を低減することができる。

電力変換装置の回路構成の一例を示す回路図である。 最小スイッチング変換方式における、ＤＣ／ＤＣコンバータ及びインバータの動作の特徴を簡略に示す波形図であり、特に、直流入力から交流出力までの振幅の関係が見やすいように表示した図である。 図２と同じ内容を表しているが、特に、制御のタイミングが見やすいように表示している。 電力変換装置が直流から交流への電力変換を行っている場合に、制御部によって実行される、ＤＣ／ＤＣコンバータ及びインバータの制御処理を示すフローチャートである。 本実施形態の電源システムの一例を示す回路図である。 シミュレーション結果を示す波形図であり、横軸は時間［ｓ］、縦軸は電流［Ａ］である。 シミュレーション結果を示す波形図であり、横軸は時間［ｓ］、縦軸は電流［Ａ］である。 商用電力系統の系統電流（点線）、入力電流（実線）を示す、従来例としてのグラフの一例である。

［実施形態の要旨］
本発明の実施形態の要旨としては、少なくとも以下のものが含まれる。

（１）この電源システムは、交流波形の生成に起因して直流の入力電流が脈流になる性質を有する電力変換装置と、前記電力変換装置と接続されたリチウムイオンバッテリと、前記リチウムイオンバッテリと並列に接続されたリチウムイオンキャパシタと、を備えている。

このように構成された電源システムでは、もしリチウムイオンキャパシタが接続されていなかったら、リチウムイオンバッテリに、脈動の振れ幅の比較的大きい脈流が流れる。しかし、リチウムイオンキャパシタをリチウムイオンバッテリと並列に接続すると、脈流成分はリチウムイオンキャパシタの方に多く流れる。その結果、リチウムイオンバッテリに流れる脈流はピーク値が低減され、リチウムイオンバッテリの劣化を抑制することができる。リチウムイオンキャパシタは脈流成分に強く、脈流成分を引き受けても寿命への影響は出にくい。

（２）また、（１）の電源システムにおいて、前記電力変換装置は、例えば、ＤＣ／ＤＣコンバータ、中間コンデンサ及びインバータを含み、前記ＤＣ／ＤＣコンバータが高周波スイッチングを行う時期と前記インバータが高周波スイッチングを行う時期とが、交流の半サイクル内で交互に出現するよう動作する。
このような制御の場合、中間コンデンサのキャパシタンスを小さくして（例えばμＦレベル）ＤＣ／ＤＣコンバータによる交流波形の生成を邪魔しないようにするが、その反面、交流側の影響が直流側に及びやすくなり、直流の入力電流が脈流になる現象が出やすくなる。しかしながら、リチウムイオンキャパシタを接続することにより、リチウムイオンバッテリに流れる脈流はピーク値が低減され、リチウムイオンバッテリの劣化を抑制することができる。

［実施形態の詳細］
以下、本発明の一実施形態に係る電源システムについて、図面を参照して説明する。まず、電源システムを構成する電力変換装置について説明する。

《電力変換装置の回路構成例》
図１は、電力変換装置の回路構成の一例を示す回路図である。図において、電力変換装置１は、直流電源２と交流電路３との間に設けられ、直流電源２の「直流電圧」が交流電路３の「交流電圧」のピーク値（波高値）より低い状態で、直流から交流へ、又は必要によりその逆に、電力変換を行うことができる。なお、「直流電圧」は、正確には、直流電源の直流電圧に直流リアクトルによる電圧降下を考慮した電圧値である。また、「交流電圧」は、正確には、インバータの交流電圧目標値である（詳細後述）。交流電路３には、電力変換装置１が設置されている需要家の負荷４Ｌ、及び、商用電力系統４Ｐが接続されている。

電力変換装置１は、主回路構成要素として、直流側コンデンサ５、ＤＣ／ＤＣコンバータ６、中間コンデンサ９、インバータ１０、及び、フィルタ回路１１を備えている。ＤＣ／ＤＣコンバータ６は、直流リアクトル７と、ハイサイドのスイッチング素子Ｑ１と、ローサイドのスイッチング素子Ｑ２とを備え、直流チョッパ回路を構成している。スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２としては例えば、ＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field Effect Transistor）を使用することができる。ＭＯＳＦＥＴのスイッチング素子Ｑ１，Ｑ２はそれぞれ、ダイオード（ボディダイオード）ｄ１，ｄ２を有している。各スイッチング素子Ｑ１，Ｑ２は、制御部１４により制御される。

ＤＣ／ＤＣコンバータ６の高圧側は、ＤＣバス８に接続されている。ＤＣバス８の２線間に接続されている中間コンデンサ９は、小容量（１００μＦ以下、例えば数十μＦ）であり、高周波（例えば２０ｋＨｚ）でスイッチングされた電圧に対しては平滑作用を発揮するが、商用周波数の２倍程度の周波数（１００Ｈｚ又は１２０Ｈｚ）で変化する電圧に対しては平滑作用を発揮しない。

ＤＣバス８に接続されたインバータ１０は、フルブリッジ回路を構成するスイッチング素子Ｑ３〜Ｑ６を備えている。これらスイッチング素子Ｑ３〜Ｑ６は、例えば、ＭＯＳＦＥＴである。ＭＯＳＦＥＴの場合は、スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ６がそれぞれ、ダイオード（ボディダイオード）ｄ３〜ｄ６を有している。各スイッチング素子Ｑ３〜Ｑ６は、制御部１４により制御される。

インバータ１０と交流電路３との間には、フィルタ回路１１が設けられている。フィルタ回路１１は、交流リアクトル１２と、交流リアクトル１２より負荷４Ｌ側（図の右側）に設けられた交流側コンデンサ１３とを備えている。フィルタ回路１１は、インバータ１０で発生する高周波ノイズが交流電路３側へ漏れ出ないように、通過を阻止している。

計測用の回路要素としては、ＤＣ／ＤＣコンバータ６の低圧側（図の左側）に、電圧センサ１５及び電流センサ１６が設けられている。電圧センサ１５は直流電源２と並列接続され、直流電源２の両端電圧を検出する。検出された電圧の情報は、制御部１４に提供される。電流センサ１６は、ＤＣ／ＤＣコンバータ６に流れる電流を検出する。検出された電流の情報は、制御部１４に提供される。中間コンデンサ９には電圧センサ１７が並列接続されている。電圧センサ１７は、中間コンデンサ９の両端電圧すなわち、ＤＣバス８の電圧を検出する。検出された電圧の情報は、制御部１４に提供される。

一方、交流側には、交流リアクトル１２に流れる電流を検出する電流センサ１８が設けられている。電流センサ１８によって検出された電流の情報は、制御部１４に提供される。また、交流側コンデンサ１３と並列に、電圧センサ１９が設けられている。電圧センサ１９によって検出された電圧の情報は、制御部１４に提供される。

制御部１４は例えば、コンピュータを含み、ソフトウェア（コンピュータプログラム）をコンピュータが実行することで、必要な制御機能を実現する。ソフトウェアは、制御部１４の記憶装置（図示せず。）に格納される。

《電圧波形で見た最小スイッチング変換方式の概要》
次に、上記の電力変換装置１において実行される最小スイッチング変換方式の動作について、その概要を説明する。
図２及び図３は、最小スイッチング変換方式における、ＤＣ／ＤＣコンバータ６及びインバータ１０の動作の特徴を簡略に示す波形図である。両図は同じ内容を示しているが、図２は特に、直流入力から交流出力までの振幅の関係が見やすいように表示し、図３は特に、制御のタイミングが見やすいように表示している。図２の上段及び図３の左欄はそれぞれ、比較のために、最小スイッチング変換方式ではない伝統的なスイッチング制御を表す波形図である。また、図２の下段及び図３の右欄はそれぞれ、最小スイッチング変換方式の動作を示す波形図である。

まず、図２の上段（又は図３の左欄）において、伝統的なスイッチング制御では、入力される直流電圧に対する、ＤＣ／ＤＣコンバータの一対のスイッチング素子及び直流リアクトルの相互接続点での出力は、直流電圧よりも高い値の等間隔のパルス列状である。この出力は中間コンデンサによって平滑化され、ＤＣバスの電圧として現れる。これに対してインバータは、ＰＷＭ制御されたスイッチングを半周期で極性反転しながら行う。この結果、最終的な平滑化を経て、正弦波の交流電圧が得られる。

次に、図２の下段（又は図３の右欄）の最小スイッチング変換方式では、交流電圧の瞬時値の絶対値（以下、単に交流電圧の絶対値という。）と、入力である直流電圧との比較結果に応じて、ＤＣ／ＤＣコンバータ６とインバータ１０とが動作する。具体的には、交流電圧の絶対値が直流電圧より小さいとき（又は以下のとき）は、ＤＣ／ＤＣコンバータ６は停止し（図中の「ＳＴ」）、交流電圧の絶対値が直流電圧以上のとき（又は、より大きいとき）は、ＤＣ／ＤＣコンバータ６が昇圧動作を行う（図中の「ＯＰ」）。ＤＣ／ＤＣコンバータ６の出力は中間コンデンサ９により平滑化され、ＤＣバス８に、図示の電圧として現れる。ここで、前述のように、中間コンデンサ９が小容量であることにより、交流電圧の絶対値のピーク及びその前後となる一部の波形が平滑化されずにそのまま残る。

これに対してインバータ１０は、交流電圧の絶対値と、直流電圧との比較結果に応じて、交流電圧の絶対値が直流電圧より小さいとき（又は以下のとき）は、高周波スイッチング（例えば２０ｋＨｚ）を行い（図中の「ＯＰ」）、交流電圧の絶対値が直流電圧以上のとき（又は、より大きいとき）は、高周波スイッチングを停止する（図中の「ＳＴ」）。高周波スイッチングを停止しているときのインバータ１０は、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ６がオン、Ｑ４，Ｑ５がオフの状態（非反転）と、スイッチング素子Ｑ３，Ｑ６がオフ、Ｑ４，Ｑ５がオンの状態（反転）のいずれかを選択することにより、必要な極性反転のみを行う。インバータ１０の出力は交流リアクトル１２及び交流側コンデンサ１３により平滑化され、所望の交流出力が得られる。

ここで、図３の右欄に示すように、ＤＣ／ＤＣコンバータ６とインバータ１０とは、交互に高周波スイッチングの動作をしており、ＤＣ／ＤＣコンバータ６が昇圧の動作をしているときは、インバータ１０は高周波スイッチングを停止し、ＤＣバス８の電圧に対して必要な極性反転のみを行っている。逆に、インバータ１０が高周波スイッチングするときは、ＤＣ／ＤＣコンバータ６は停止して、直流側コンデンサ５の両端電圧が、直流リアクトル７及びダイオードｄ１を介してＤＣバス８に現れる。

以上のようにして、ＤＣ／ＤＣコンバータ６とインバータ１０とによる最小スイッチング変換方式の動作が行われる。このような電力変換装置１は、スイッチング素子Ｑ１〜Ｑ６の高周波スイッチングに休止期間が生じることによって、全体的な高周波スイッチング回数を減らすことができる。これにより、電力変換の効率を、大幅に改善することができる。

《最小スイッチング変換方式の詳細》
図４は、電力変換装置１が直流から交流への電力変換を行っている場合に、制御部１４によって実行される、ＤＣ／ＤＣコンバータ６及びインバータ１０の制御処理を示すフローチャートである。

まず、エンドレスな処理ループのステップＳ９から見ると、制御部１４は、現状の入力電力平均値〈Ｐｉｎ〉を演算する。なお、この記号〈 〉は平均値を意味するものとして用いる（以下同様。）。入力電力平均値〈Ｐｉｎ〉は、下記式（１）に基づいて求められる。
〈Ｐｉｎ〉＝〈Ｉｉｎ×Ｖｇ〉 ・・・（１）
ここで、Ｉｉｎは、電流センサ１６によって検出されるＤＣ／ＤＣコンバータ電流検出値である。また、Ｖｇは、電圧センサ１５によって検出される直流入力電圧検出値である。

次に、制御部１４は、前回演算時の入力電力平均値〈Ｐｉｎ〉と比較して、直流入力電流目標値Ｉｇ＊を設定する（ステップＳ１）。
なお、式（１）以外の以下に示す制御に関する各式においては、電流検出値Ｉｉｎ、及び直流入力電圧検出値Ｖｇは、平均化されていない瞬時値が用いられる。

続いて制御部１４は、下記式（２）に基づいて、電力変換装置１としての出力電流目標値の平均値〈Ｉａ＊〉を演算する。
〈Ｉａ＊〉＝η〈Ｉｇ＊×Ｖｇ〉／〈Ｖａ〉 ・・・（２）
ここで、ηは電力変換装置１の変換効率を表す定数である。Ｖａは、電圧センサ１９によって検出される、系統電圧検出値である。

さらに、制御部１４は、下記式（３）に基づいて、出力電流目標値Ｉａ＊を、系統電圧検出値Ｖａと同位相の正弦波として求める（ステップＳ２）。すなわち制御部１４は、電力変換装置１が出力する交流電力の電流Ｉａ（出力電流）が系統電圧（系統電圧検出値Ｖａ）と同位相となるようにインバータ１０を制御する。
Ｉａ＊＝（√２）×〈Ｉａ＊〉×ｓｉｎωｔ ・・・（３）
このようにして、制御部１４は、入力電力平均値〈Ｐｉｎ〉及び系統電圧検出値Ｖａに基づいて出力電流目標値Ｉａ＊を求める。

次に、制御部１４は、下記式（４）により、インバータ１０を制御するための電流目標値であるインバータ電流目標値Ｉｉｎｖ＊（インバータ１０の交流側での電流目標値）を演算する（ステップＳ３）。
Ｉｉｎｖ＊＝Ｉａ＊ ＋ ｓ ＣａＶａ ・・・（４）
ここで、Ｃａは、交流側コンデンサ１３の静電容量、ｓはラプラス演算子である（以下同様。）。式（４）中の右辺第２項は、フィルタ回路１１の交流側コンデンサ１３に流れる電流を考慮して加算した値である。

制御部１４は、インバータ電流目標値Ｉｉｎｖ＊と、電流センサ１８によって検出される実際のインバータ電流検出値Ｉｉｎｖとに基づいて、インバータ１０をフィードバック制御する（ステップＳ４）。

一方、制御部１４は、下記式（５）に基づいて、インバータ出力電圧目標値Ｖｉｎｖ＊（インバータ１０の交流側での電圧目標値）を演算する（ステップＳ５）。
Ｖｉｎｖ＊＝Ｖａ＋Ｚ_ａｃＩｉｎｖ＊ ・・・（５）
ここで、Ｚ_ａｃは、交流リアクトル１２のインピーダンスであり、式（５）の右辺第２項は、交流リアクトル１２の両端での電圧降下を考慮して加算した値である。
上記式（５）は、時間ｔでの微分を用いた表現とすれば、
Ｖｉｎｖ＊＝Ｖａ ＋ Ｒ_ａｃＩｉｎｖ＊ ＋ Ｌ_ａｃ× （ｄ Ｉｉｎｖ＊／ｄｔ）
・・・（５ａ）
となる。ここで、Ｒ_ａｃは交流リアクトル１２の抵抗、Ｌ_ａｃは交流リアクトル１２のインダクタンスで、（Ｚ_ａｃ＝Ｒ_ａｃ＋ｓＬ_ａｃ）である。

次に、制御部１４は、下記式（６）に示すように、直流電源側の電圧としての電圧Ｖｇ又は好ましくは下記の直流電圧Ｖｇｆと、インバータ出力電圧目標値Ｖｉｎｖ＊の絶対値とを比較して、大きい方をＤＣ／ＤＣコンバータ電圧目標値Ｖｏ＊に決定する（図４のステップＳ６）。
直流電圧Ｖｇｆとは、ＶｇにＤＣ／ＤＣコンバータ６のインピーダンスＺ_ｄｃによる電圧降下を考慮した電圧であり、ＤＣ／ＤＣコンバータ電流検出値をＩｉｎとして、Ｖｇｆ＝Ｖｇ−Ｚ_ｄｃＩｉｎである。従って、
Ｖｏ＊＝Ｍａｘ（Ｖｇ−Ｚ_ｄｃＩｉｎ，｜Ｖｉｎｖ＊｜） ・・・（６）
とすることができる。
上記式（６）は、時間ｔでの微分を用いた表現とすれば、
Ｖｏ＊＝Ｍａｘ（Ｖｇ−（Ｒ_ｄｃＩｉｎ＋Ｌ_ｄｃ（ｄ Ｉｉｎ／ｄｔ），｜Ｖｉｎｖ＊｜）
・・・（６ａ）
である。ただし、Ｒ_ｄｃは直流リアクトルの抵抗、Ｌ_ｄｃは直流リアクトルのインダクタンスで、（Ｚ＝Ｒ_ｄｃ＋ｓＬ_ｄｃ）である。

さらに、制御部１４は、下記式（７）に基づいて、ＤＣ／ＤＣコンバータ電流目標値Ｉｉｎ＊を演算する（ステップＳ７）。
Ｉｉｎ＊＝｛（Ｉｉｎｖ＊×Ｖｉｎｖ＊） ＋（ｓ Ｃ Ｖｏ＊）×Ｖｏ＊｝
／（Ｖｇ−Ｚ_ｄｃＩｉｎ） ・・・（７）
ここで、Ｃは、中間コンデンサ９の静電容量である。

式（７）中、インバータ電流目標値Ｉｉｎｖ＊と、インバータ出力電圧目標値Ｖｉｎｖ＊との積に加算されている第２項は、中間コンデンサ９を通過する無効電力を考慮した値である。すなわち、インバータ１０の電力目標値に加えて、無効電力を考慮することにより、より正確にＩｉｎ＊の値を求めることができる。なお、さらに、予め電力変換装置１の電力損失を測定しておけば、式（７）の上記第２項プラス第３項として、電力損失も考慮することができる。

なお、中間コンデンサ９の静電容量Ｃ及び電力損失が、（Ｉｉｎｖ＊×Ｖｉｎｖ＊）に比べて十分小さい場合、下記式（８）が成立する。
Ｉｉｎ＊＝（Ｉｉｎｖ＊×Ｖｉｎｖ＊）／Ｖｇ ・・・（８）
この式（８）によって求まるＩｉｎ＊を、式（６ｂ）、（７）の右辺に含まれるＩｉｎとして用いることができる。

以上のようにして、ＤＣ／ＤＣコンバータ６は、ＤＣ／ＤＣコンバータ電流目標値Ｉｉｎ＊と、ＤＣ／ＤＣコンバータ電流検出値Ｉｉｎとによって、フィードバック制御される（ステップＳ８）。
上記ステップＳ８の後、制御部１４は、前述の式（１）に基づいて、現状の入力電力平均値〈Ｐｉｎ〉を求める（ステップＳ９）。

《電源システム》
次に、電力変換装置１に直流電源も加えた電源システムについて説明する。
図５は、本実施形態の電源システム１００の一例を示す回路図である。なお電力変換装置１の詳細は、既に説明したので、説明は省略する。
図５において、電源システム１００には、２種類の直流電源が互いに並列の関係で接続されている。２種類とはすなわち、リチウムイオンバッテリ２Ｂと、リチウムイオンキャパシタ２Ｃである。

リチウムイオンバッテリ２Ｂは、バッテリ２１、内部抵抗２２、インダクタンス２３を含み、シミュレーションのための電流センサ２４も備えている。バッテリ２１は、リチウムイオンバッテリの多数のセルの集合体であり、全体としては例えば１００．５Ｖ（３．３５Ｖ×３０）である。内部抵抗２２も多数のセルの集合体としての合計の内部抵抗であり、例えば２２５．５ｍΩ（７．５ｍΩ×３０）である。インダクタンス２３も多数のセルの集合体としての合計のインダクタンスであり、例えば９．０μＨ（３００ｎＨ×３０）である。セル単位では、例えば、電圧３．３５Ｖ（３．０Ｖ〜３．７Ｖ）、内部抵抗７．５ｍΩ、インダクタンス３００ｎＨ、容量１．８Ａｈ、６．０３Ｗｈである。

リチウムイオンキャパシタ２Ｃは、キャパシタ２５、内部抵抗２６、インダクタンス２７を含み、シミュレーションのための電流センサ２８も備えている。キャパシタ２５は、リチウムイオンキャパシタの多数の単位キャパシタの集合体であり、全体としては例えば１００．５Ｖ（３．３５Ｖ×３０）である。内部抵抗２６も多数のセルの集合体としての合計の内部抵抗であり、例えば３６ｍΩ（１．２ｍΩ×３０）である。インダクタンス２７も多数の単位キャパシタの集合体としての合計のインダクタンスであり、例えば２３．４μＨ（７８０ｎＨ×３０）である。単位キャパシタとしては、例えば、電圧３．３５Ｖ（３．０Ｖ〜３．７Ｖ）、内部抵抗１．２ｍΩ、インダクタンス７８０ｎＨ、容量１．０Ａｈ、３．３５Ｗｈである。

上記数値例において、リチウムイオンキャパシタ２Ｃと、リチウムイオンバッテリ２Ｂとでは、インダクタンスは桁がμ単位で影響が少なく、これに対して、抵抗は１０００倍のｍ（ミリ）単位であり、リチウムイオンキャパシタ２Ｃの方がリチウムイオンバッテリ２Ｂよりも１桁小さい。そのため、インピーダンスとしては、リチウムイオンバッテリ２Ｂよりも、リチウムイオンキャパシタ２Ｃの方が低い。従って、脈流成分がリチウムイオンキャパシタ２Ｃの方に多く流れることが期待される。

そこで、電力変換装置１に、直流から交流への変換動作を行わせた状態で、リチウムイオンバッテリ２Ｂは常時接続し、リチウムイオンキャパシタ２Ｃを並列に接続しない状態と、並列に接続した状態とで、どのように電流が変化するかを、電流センサ２４に流れる電流及び、電流センサ２８に流れる電流に基づいて、シミュレーションで調べた。

図６及び図７は、シミュレーション結果を示す波形図であり、横軸は時間［ｓ］、縦軸は電流［Ａ］である。
図６は、リチウムイオンキャパシタ２Ｃを接続しない場合に、リチウムイオンバッテリ２Ｂの電流センサ２４に流れる電流の波形図である。図示のように、直流ではあるが、１００Ｈｚ（交流の周波数を５０Ｈｚとした場合の、２倍）で脈動する波形となっている。

図７は、リチウムイオンキャパシタ２Ｃをリチウムイオンバッテリ２Ｂに並列に接続した場合に、リチウムイオンバッテリ２Ｂの電流センサ２４に流れる電流（実線）及び、リチウムイオンキャパシタ２Ｃの電流センサ２８に流れる電流（一点鎖線）の波形図である。リチウムイオンキャパシタ２Ｃに流れる電流は、方向が交互に変わる周波数１００Ｈｚの交流の波形となっている。一方、リチウムイオンバッテリ２Ｂに流れる電流は、少し脈動はあるものの、図６と比べれば明らかに、脈動の振れ幅が低減されていることがわかる。

数値的には、図６（リチウムイオンバッテリのみ）の場合、電流の実効値は７．９４Ａ、平均値は６．４８Ａであった。この場合、実効値は平均値の１．２３倍（７．９４／６．４８）である。
図７の場合、リチウムイオンバッテリ２Ｂの電流の実効値は６．７５Ａ、平均値は６．７１Ａであった。この場合、実効値は平均値と微差しかなく、脈流は抑制されている。また、リチウムイオンキャパシタ２Ｃの電流の実効値は４．００Ａ、平均値は３．６１Ａであった。

《まとめ》
以上のように、本実施形態の電源システム１００は、交流電流である出力電流の影響を受けて、直流の入力電流が脈流になる性質を有する電力変換装置１の直流電源として、リチウムイオンバッテリ２Ｂと、このリチウムイオンバッテリと並列に接続されたリチウムイオンキャパシタ２Ｃとを備える。

このように構成された電源システム１００では、もしリチウムイオンキャパシタ２Ｃが接続されていなかったら、リチウムイオンバッテリ２Ｂに脈動の振れ幅の比較的大きい脈流が流れる。しかし、リチウムイオンキャパシタ２Ｃをリチウムイオンバッテリ２Ｂと並列に接続することによって、脈流成分はリチウムイオンキャパシタ２Ｃの方に多く流れる。その結果、リチウムイオンバッテリ２Ｂに流れる脈流はピーク値が低減され、リチウムイオンバッテリ２Ｂの劣化を抑制することができる。リチウムイオンキャパシタ２Ｃは脈流成分に強く、脈流成分を引き受けても寿命への影響は出にくい。

このようにリチウムイオンバッテリ２Ｂにリチウムイオンキャパシタ２Ｃを並列接続する構成は、いわゆる最小スイッチング変換方式の電力変換装置１には特に好適である。最小スイッチング変換方式では、中間コンデンサ９のキャパシタンスを小さくして（例えばμＦレベル）ＤＣ／ＤＣコンバータ６による交流波形の生成を邪魔しないようにするが、その反面、交流側の影響が直流側に及びやすくなり、直流の入力電流が脈流になる現象が出やすくなる。しかしながら、リチウムイオンキャパシタ２Ｃをリチウムイオンバッテリ２Ｂと並列に接続することにより、リチウムイオンバッテリ２Ｂに流れる脈流はピーク値が低減され、リチウムイオンバッテリ２Ｂの劣化を抑制することができる。

《その他》
なお、図５の電力変換装置１は最小スイッチング変換方式のものとして説明したが、リチウムイオンバッテリ２Ｂの電圧が交流電圧の絶対値のピーク値よりも高い場合は、ＤＣ／ＤＣコンバータを省略してインバータのみの構成とする場合もある。この場合、最小スイッチング変換方式ではないが、ＤＣ／ＤＣコンバータが無い分、直流側に交流側の影響が出やすく、直流の入力電流が脈流になる可能性がある。従って、このような場合も、リチウムイオンバッテリに並列にリチウムイオンキャパシタを接続する構成が適用できる。

《補記》
なお、今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味及び範囲内での全ての変更が含まれることが意図される。

１ 電力変換装置
２ 直流電源
２Ｂ リチウムイオンバッテリ
２Ｃ リチウムイオンキャパシタ
３ 交流電路
４Ｌ 負荷
４Ｐ 商用電力系統
５ 直流側コンデンサ
６ ＤＣ／ＤＣコンバータ
７ 直流リアクトル
８ ＤＣバス
９ 中間コンデンサ
１０ インバータ
１１ フィルタ回路
１２ 交流リアクトル
１３ 交流側コンデンサ
１４ 制御部
１５ 電圧センサ
１６ 電流センサ
１７ 電圧センサ
１８ 電流センサ
１９ 電圧センサ
２１ バッテリ
２２ 内部抵抗
２３ インダクタンス
２４ 電流センサ
２５ キャパシタ
２６ 内部抵抗
２７ インダクタンス
２８ 電流センサ
ｄ１〜ｄ６ ダイオード
Ｑ１〜Ｑ６ スイッチング素子
１００ 電源システム

Claims (2)

1. 交流波形の生成に起因して直流の入力電流が脈流になる性質を有する電力変換装置と、
   前記電力変換装置と接続されたリチウムイオンバッテリと、
   前記リチウムイオンバッテリと並列に接続されたリチウムイオンキャパシタと、
   を備えている電源システム。
2. 前記電力変換装置は、ＤＣ／ＤＣコンバータ、中間コンデンサ及びインバータを含み、前記ＤＣ／ＤＣコンバータが高周波スイッチングを行う時期と前記インバータが高周波スイッチングを行う時期とが、交流の半サイクル内で交互に出現するよう動作する、請求項１に記載の電源システム。