JP2019009956A - インバータ装置 - Google Patents

Abstract

【課題】デッドタイムに起因する誤差電圧の変化を抑制する。【解決手段】インバータの制御としてＰＷＭ制御を実行し、ＰＷＭ制御を実行する際には、モータのトルク指令に基づいて前記モータに供給する電流実効値と電流進角値とを設定し、設定した電流実効値と電流進角値とに基づくモータの各相の電圧指令と搬送波の電圧との比較により生成されるＰＷＭ信号を用いて複数のスイッチング素子をスイッチング制御インバータ装置であって、モータの各相の相電流のうちの何れかがゼロクロスする電気角が、複数のスイッチング素子のスイッチングにおいてデッドタイムとなる電気角範囲外となるように、電流進角値を設定する。【選択図】図４

Description

本発明は、インバータ装置に関し、詳しくは、インバータと、制御装置と、を備えるインバータ装置に関する。

従来、この種のインバータ装置としては、インバータと、制御装置と、を備えるものが提案されている（例えば、特許文献１参照）。インバータは、複数のスイッチング素子のスイッチングによってモータを駆動している。制御装置は、インバータの制御としてＰＷＭ制御を実行する。そして、ＰＷＭ制御を実行する際には、モータのトルク指令（要求トルク）に基づいてｄ軸，ｑ軸の電流指令（指令電流）を設定して、設定したｄ軸，ｑ軸の電流指令とｄ軸，ｑ軸の実電流とに基づくモータの各相の電圧指令（指令電圧）からＰＷＭ信号を生成する。そして、生成したＰＷＭ信号の立ち下がりエッジおよび立ち下がりエッジを、複数のスイッチング素子のスイッチングにおけるデッドタイムの２分の１ずつ補正して、補正前のＰＷＭ信号とオン期間が同一の新たなＰＷＭ信号を生成する。こうして生成した新たなＰＷＭ信号で複数のスイッチング素子をスイッチング制御している。

特開２０１２−１７８９５０号公報

しかしながら、上述のインバータ装置では、デッドタイムに起因する誤差電圧がＰＷＭ信号の電圧に重畳されてスイッチング素子へ出力される。デッドタイムに起因する誤差電圧が変化すると、複数のスイッチング素子への出力電圧が変化して、モータから出力されるトルクが変化してしまう。

本発明のインバータ装置は、デッドタイムによる誤差電圧の変化を抑制することを主目的とする。

本発明のインバータ装置は、上述の主目的を達成するために以下の手段を採った。

本発明のインバータ装置は、
複数のスイッチング素子のスイッチングによってモータを駆動するインバータと、
前記インバータの制御としてＰＷＭ制御を実行し、前記ＰＷＭ制御を実行する際には、前記モータのトルク指令に基づいて前記モータに供給する電流実効値と電流進角値とを設定し、前記設定した電流実効値と電流進角値とに基づく前記モータの各相の電圧指令と搬送波の電圧との比較により生成されるＰＷＭ信号を用いて前記複数のスイッチング素子をスイッチング制御する制御装置と、
を備えるインバータ装置であって、
前記制御装置は、前記モータの各相の相電流のうちの何れかがゼロクロスする電気角が、前記複数のスイッチング素子のスイッチングにおいてデッドタイムとなる電気角範囲外となるように、前記電流進角値を設定する、
ことを要旨とする。

この本発明のインバータ装置では、インバータの制御としてＰＷＭ制御を実行し、ＰＷＭ制御を実行する際には、モータのトルク指令に基づいてモータに供給する電流実効値と電流進角値とを設定し、設定した電流実効値と電流進角値とに基づくモータの各相の電圧指令と搬送波の電圧との比較により生成されるＰＷＭ信号を用いて複数のスイッチング素子をスイッチング制御する。そして、この際に、モータの各相の相電流のうちの何れかがゼロクロスする電気角が、複数のスイッチング素子のスイッチングにおいてデッドタイムとなる電気角範囲外となるように、電流進角値を設定する。ここで「ゼロクロス」とは、電流が正値から負値または負値から正値へ値０を跨いで変化することを言う。モータの各相の相電流のうちの何れかがゼロクロスする電気角（ゼロクロス電気角）は、モータの回転変動に伴って変化する。ゼロクロス電気角が複数のスイッチング素子のスイッチングにおいてデッドタイムとなる電気角範囲内のときに、ゼロクロス電気角が変化するとデッドタイムに起因する誤差電圧も変化してしまう。本発明では、ゼロクロス電気角が複数のスイッチング素子のスイッチングにおいてデッドタイムとなる電気角範囲外となるように、電流進角値を設定することにより、モータの回転変動などでゼロクロス電気角が変化したときでも、デッドタイムによる誤差電圧の変化を抑制することができる。

こうした本発明のインバータ装置において、前記制御装置は、前記インバータの変調率が第１所定値以上で前記ＰＷＭ制御における同期数が第２所定値未満であるときには、前記電流進角値を、前記モータのトルク指令に基づく電流進角値である第１進角値に、前記変調率および前記同期数が小さいときには大きいときに比して大きくなる進角移行量を加えた値に設定してもよい。

本発明の一実施例としての駆動装置を搭載する電気自動車２０の構成の概略を示す構成図である。 モータ３２の回転数Ｎｍとトルクと制御モードとの関係であるマップの一例を示す説明図である。 電圧指令Ｖｕ＊とモータ３２の相電流Ｉｕとの関係の一例を示す説明図である。 電流指令設定処理の一例を示すブロック図である。 第２マップの一例を示す説明図である。

次に、本発明を実施するための形態を実施例を用いて説明する。

図１は、本発明の一実施例としての駆動装置を搭載する電気自動車２０の構成の概略を示す構成図である。実施例の電気自動車２０は、図示するように、モータ３２と、インバータ３４と、バッテリ３６と、電子制御ユニット５０と、を備える。

モータ３２は、同期発電電動機として構成されており、永久磁石が埋め込まれた回転子と、三相コイルが巻回された固定子と、を備える。このモータ３２の回転子は、駆動輪２２ａ，２２ｂにデファレンシャルギヤ２４を介して連結された駆動軸２６に接続されている。

インバータ３４は、モータ３２に接続されると共に電力ライン４２を介してバッテリ３６に接続されている。このインバータ３４は、６つのトランジスタＴ１１〜Ｔ１６と、６つのダイオードＤ１１〜Ｄ１６と、を有する。トランジスタＴ１１〜Ｔ１６は、それぞれ電力ライン４２の正極母線と負極母線とに対してソース側とシンク側になるように２個ずつペアで配置されている。６つのダイオードＤ１１〜Ｄ１６は、それぞれトランジスタＴ１１〜Ｔ１６に逆方向に並列接続されている。トランジスタＴ１１〜Ｔ１６の対となるトランジスタ同士の接続点の各々には、モータ３２の三相コイル（Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相）の各々が接続されている。したがって、インバータ３４に電圧が作用しているときに、電子制御ユニット５０によって、対となるトランジスタＴ１１〜Ｔ１６のオン時間の割合が調節されることにより、三相コイルに回転磁界が形成され、モータ３２が回転駆動される。電力ライン４２の正極母線と負極母線とには、平滑用のコンデンサ４６が取り付けられている。

バッテリ３６は、例えばリチウムイオン二次電池やニッケル水素二次電池として構成されている。

電子制御ユニット５０は、ＣＰＵ５２を中心とするマイクロプロセッサとして構成されており、ＣＰＵ５２の他に、処理プログラムを記憶するＲＯＭ５４やデータを一時的に記憶するＲＡＭ５６，入出力ポートを備える。

電子制御ユニット５０には、各種センサからの信号が入力ポートを介して入力されている。電子制御ユニット５０に入力される信号としては、例えば、モータ３２の回転子の回転位置を検出する回転位置検出センサ（例えばレゾルバ）３２ａからのモータ３２の回転子の回転位置θｍや、電流を検出する電流センサ３２ｕ，３２ｖからのモータ３２に流れる相電流Ｉｕ，Ｉｖを挙げることができる。また、バッテリ３６の端子間に取り付けられた電圧センサ３６ａからの電圧Ｖｂや、バッテリ３６の出力端子に取り付けられた電流センサ３６ｂからの電流Ｉｂも挙げることができる。さらに、コンデンサ４６の端子間に取り付けられた電圧センサ４６ａからのコンデンサ４６（電力ライン４２）の電圧ＶＣも挙げることができる。加えて、イグニッションスイッチ６０からのイグニッション信号や、シフトレバー６１の操作位置を検出するシフトポジションセンサ６２からのシフトポジションＳＰも挙げることができる。また、アクセルペダル６３の踏み込み量を検出するアクセルペダルポジションセンサ６４からのアクセル開度Ａｃｃや、ブレーキペダル６５の踏み込み量を検出するブレーキペダルポジションセンサ６６からのブレーキペダルポジションＢＰ，車速センサ６８からの車速Ｖも挙げることができる。

電子制御ユニット５０からは、各種制御信号が出力ポートを介して出力されている。電子制御ユニット５０から出力される信号としては、例えば、インバータ３４のトランジスタＴ１１〜Ｔ１６へのスイッチング制御信号を挙げることができる。電子制御ユニット５０は、回転位置検出センサ３２ａからのモータ３２の回転子の回転位置θｍに基づいてモータ３２の電気角θｅや回転数Ｎｍを演算している。

電子制御ユニット５０は、電流センサ３６ｂからのバッテリ３６の電流Ｉｂの積算値に基づいてバッテリ３６の蓄電割合ＳＯＣを演算している。ここで、蓄電割合ＳＯＣは、バッテリ３６の全容量に対するバッテリ３６から放電可能な電力の容量の割合である。

こうして構成された実施例の電気自動車２０では、電子制御ユニット５０は、以下の走行制御を行なう。走行制御では、アクセル開度Ａｃｃと車速Ｖとに基づいて駆動軸２６に要求される要求トルクＴｄ＊を設定し、設定した要求トルクＴｄ＊をモータ３２のトルク指令Ｔｍ＊に設定し、モータ３２がトルク指令Ｔｍ＊で駆動されるようにインバータ３４のトランジスタＴ１１〜Ｔ１６のスイッチング制御を行なう。

ここで、インバータ３４の制御について説明する。実施例では、電子制御ユニット５０は、モータ３２の回転数Ｎｍとトルク指令Ｔｍ＊とに基づいてそれぞれ複数の制御モードから１つの制御モードを選択してインバータ３４をスイッチング制御する。図２は、モータ３２の回転数Ｎｍとトルク指令Ｔｍ＊と制御モードとの関係であるマップの一例を示す説明図である。ここで、インバータ３４の制御モードは、それぞれマップにより、モータ３２の回転数Ｎｍおよびトルク指令Ｔｍ＊が低い領域から順に、三角波比較によるパルス幅変調（ＰＷＭ）制御による正弦波制御モード，トルク指令に応じた電圧位相の矩形波電圧でインバータをスイッチングする矩形波制御モードが選択されるように予め定められている。さらに、インバータ３４の正弦波制御モードには、それぞれ、モータの回転数に同期（比例）してキャリアとしての三角波の周波数（キャリア周波数）を変更させる方式である同期キャリアＰＷＭ制御方式や、予め定められたキャリア周波数を用いるためモータの回転数に同期しない方式である非同期キャリアＰＷＭ制御方式がある。実施例では、非同期キャリアＰＷＭ制御方式では、モータの回転数が閾値Ｎｒｅｆ未満のときには周波数Ｆｃ１を用い、モータの回転数が閾値Ｎｒｅｆ以上のときには周波数Ｆｃ２を用いるものとした。また、同期キャリアＰＷＭ制御方式では、インバータを良好に制御可能な範囲内で予め定められた比較的少ない数周期分（例えば６や８など）の三角波形が正弦波状の出力電圧指令値の１周期に丁度含まれるようにキャリア周波数を定めるものとした。同期キャリアＰＷＭ制御方式を用いると、インバータ３４によるモータ３２の制御性を良好にすることができると共に、モータ３２の回転数Ｎｍに応じた周波数となるから、非同期キャリアＰＷＭ制御方式に比して周波数を小さくすることができる。このため、インバータ３４のスイッチング損失を小さくすることができる。正弦波制御モードでは、変調率Ｒｍが値Ｒｍｒｅｆ（例えば、０．７０，０．７１，０．７２）未満であるときには、非同期キャリアＰＷＭ制御方式を選択し、変調率Ｒｍが値Ｒｍｒｅｆ以上であるときには、同期キャリアＰＷＭ制御方式を選択する。ここで、変調率Ｒｍは、インバータ３４の入力電圧（電力ライン４２の電圧）に対する出力電圧（モータ３２の印加電圧）の実効値の割合である。

次に、こうして構成された実施例の電気自動車２０の動作、正弦波制御モードでインバータ３４を制御する際においてトランジスタＴ１１〜Ｔ１６のＰＷＭ信号を生成する処理について説明する。

正弦波制御モードでは、電子制御ユニット５０のＣＰＵ５２は、まず、モータ３２の相電流Ｉｕ，Ｉｖや電気角θｅ，回転数Ｎｍ，トルク指令Ｔｍ＊，バッテリ３６の電圧Ｖｂや電流Ｉｂ，電力ライン４２（コンデンサ４６）の電圧ＶＣなどのデータを入力する。モータ３２の相電流Ｉｕ，Ｉｖは、電流センサ３２ｕ，３２ｖによって検出された値を入力する。モータ３２の電気角θｅや回転数Ｎｍは、回転位置検出センサ３２ａによって検出されたモータ３２の回転子の回転位置θｍに基づいて演算された値を入力する。モータ３２のトルク指令Ｔｍ＊は、上述の走行制御によって設定された値を入力する。バッテリ３６の電圧Ｖｂ，電流Ｉｂは、それぞれ電圧センサ３６ａ，電流センサ３６ｂによって検出された値を入力する。電力ライン４２（コンデンサ４６）の電圧ＶＣは、電圧センサ４６ａによって検出された値を入力する。

こうしてデータを入力すると、モータ３２の各相（Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相）に流れる電流の総和が値０であるとして、モータ３２の電気角θｅを用いて、Ｕ相，Ｖ相の相電流Ｉｕ，Ｉｖをｄ軸，ｑ軸の電流Ｉｄ，Ｉｑに座標変換（３相−２相変換）し、続いて、モータ３２に供給する電流の実効値である電流実効値Ｉｒを設定すると共に、後述の図４の電流指令設定処理により、モータ３２に供給する電流のｑ軸に対する進角値である電流進角値θｉを設定し、設定した電流実効値Ｉｒおよび電流進角値θｉに基づいてｄ軸，ｑ軸の電流指令Ｉｄ＊，Ｉｑ＊を設定する。ここで、電流実効値Ｉｒは、ｄ軸の電流指令Ｉｄ＊の二乗とｑ軸の電流指令Ｉｑ＊の二乗との和の平方根として得られるものに相当し、電流進角値θｉは、ｄ−ｑ座標系におけるｄ軸，ｑ軸の電流指令Ｉｄ＊，Ｉｑ＊に基づく電流ベクトルのｑ軸に対する角度（進角値）として得られるものに相当する。

次に、ｄ軸，ｑ軸の電流指令Ｉｄ＊，Ｉｑ＊とｄ軸，ｑ軸の電流Ｉｄ，Ｉｑとの差分ΔＩｄ，ΔＩｑとに基づくフィードバック項と、各軸相互に干渉する項をキャンセルするためのフィードフォワード項と、の和としてｄ軸，ｑ軸の電圧指令Ｖｄ＊，Ｖｑ＊を計算する。続いて、ｄ軸の電圧指令Ｖｄ＊の二乗とｑ軸の電圧指令Ｖｑ＊の二乗との和の平方根として計算される電圧指令絶対値Ｖｄｑを電力ライン４２の電圧ＶＣで除して、電圧の変調率Ｒｍを計算する。そして、モータ３２の電気角θｅを用いてｄ軸，ｑ軸の電圧指令Ｖｄ＊，Ｖｑ＊を各相の電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊に座標変換（２相−３相変換）し、この電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗと搬送波電圧との比較によってトランジスタＴ１１〜Ｔ１６のＰＷＭ信号を生成する。こうしてトランジスタＴ１１〜Ｔ１６のＰＷＭ信号を生成すると、このＰＷＭ信号を用いてトランジスタＴ１１〜Ｔ１６のスイッチング制御を行なう。トランジスタＴ１１〜Ｔ１６のスイッチング制御では、上アームのトランジスタＴ１１〜Ｔ１３と下アームのトランジスタＴ１４〜Ｔ１６とが同時にオンとならないように、上アームのトランジスタＴ１１〜Ｔ１３と下アームのトランジスタＴ１４〜Ｔ１６とが共にオフとなる期間（デッドタイム）をもってトランジスタＴ１１〜Ｔ１６をスイッチングする。

図３は、電圧指令Ｖｕ＊とモータ３２の相電流Ｉｕとの関係の一例を示す説明図である。相電流Ｉｕは、図示するように、電気角θｅが値θａ，θｂでゼロクロスしている（正値から負値または負値から正値へ値０を跨いで変化している）。値θａ，θｂは、モータ３２の回転変動に伴って変化する。トランジスタＴ１１〜Ｔ１６のスイッチングにおいてデッドタイムとなる電気角範囲Ｌθｄ内となっている値θａが変化すると、デッドタイムに起因する誤差電圧が変化し、モータ３２から出力されるトルクが変動する。デッドタイムに起因する誤差電圧の変化は、モータ３２の相電流Ｉｖ，Ｉｗと電圧指令Ｖｖ＊，Ｖｗ＊との関係でも同様である。実施例では、こうしたデッドタイムに起因する誤差電圧の変化を抑制して、モータ３２のトルクの変動を抑制するために、図４に例示する電流指令設定処理を実行している。

次に、図４の電流指令設定処理について説明する。この電流指令設定処理では、電子制御ユニット５０のＣＰＵ５２は、まず、ＰＷＭ制御の種別（同期キャリアＰＷＭ制御方式による制御（以下、「同期ＰＷＭ制御」という）を実行中であるか、非同期キャリアＰＡＭ制御方式による制御（以下、「非同期ＰＷＭ制御」という）を実行中であるか）と同期数Ｎｓと変調率Ｒｍとに基づいて進角値を変更する変更処理を実施するか否かを判定する実施判定を実行する（ステップＳ１００）。ここでは、同期ＰＷＭ制御を実行中であり、且つ、同期数Ｎｓが値Ｎｓｒｅｆ（例えば、９，１２，１５など）未満であり、且つ、変調率Ｒｍが上述した値Ｒｍｒｅｆ以上であるときに、変更処理を実施すると判定する。非同期ＰＷＭ制御を実行中であったり、同期ＰＷＭ制御を実行していても同期数Ｎｓが値Ｎｓｒｅｆ以上であるときや変調率Ｒｍが値Ｒｍｒｅｆ未満であるときには、変更処理を実施しないと判定する。ここで、「同期数Ｎｓ」は、各相の電圧指令の１周期（電気角θｅで３６０度）当たりの搬送波（三角波）の数である。ステップＳ１００で、非同期ＰＷＭ制御を実行中であるときに変更処理を実施しないのは、非同期ＰＷＭ制御は、全体として同期ＰＷＭ制御を実行する際に比して回転数Ｎｍが低く、同期数Ｎｓが大きくなる傾向にあることから、相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの何れかがゼロクロスする電気角θｅが電気角範囲Ｌθｄ内で変化して、デッドタイムによる誤差電圧が変化してインバータ３４の出力電圧が変化したときでも、比較的早期に出力電圧の変化が抑制されることに基づく。同期ＰＷＭ制御を実行していても同期数Ｎｓが値Ｎｓｒｅｆ以上であるときに変更処理を実施しないのも、同様の理由に基づく。同期ＰＷＭ制御を実行していても変調率Ｒｍが値Ｒｍｒｅｆ未満のときに変更処理を実施しないのは、変調率Ｒｍが値Ｒｍｒｅｆ未満になると、同期ＰＷＭから非同期ＰＷＭ制御へ移行することに基づく。

次に、電流進角値θｉを設定する（ステップＳ１１０）。ここでは、ステップＳ１００で変更処理を実施しないと判定したときには電流進角値θｉを第１進角値θｉ１に設定し、ステップＳ１００で変更処理を実施すると判定したときには電流進角値θｉを第２進角値θｉ２に設定する。

第１進角値θｉ１は、モータ３２のトルク指令Ｔｍ＊と電流実効値Ｉｒと電流進角値θｉとの関係（具体的には、トルク指令Ｔｍ＊と電流実効値Ｉｒとモータ３２からトルク指令Ｔｍ＊を出力する際に効率が最大となる電流進角値θｉとの関係）を予め定めて第１マップとしてＲＯＭ５４に記憶しておき、トルク指令Ｔｍ＊と電流実効値Ｉｒとが与えられると、第１マップから対応する電流進角値θｉを導出して設定する。

第２進角値θｉ２は、上述した方法で設定した第１進角値θｉ１に進角移行量ｄθｉを加えた値に設定する。進角移行量ｄθｉは、変調率Ｒｍと同期数Ｎｓとモータの相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗがゼロクロスする電気角θｅを電気角範囲Ｌθｄ外とするための進角移行量ｄθｉとの関係を予め第２マップとしてＲＯＭ５４に記憶しておき、変調率Ｒｍと同期数Ｎｓとが与えられると、第２マップから対応する進角移行量ｄθｉを導出して設定する。図５は、第２マップの一例を示す説明図である。進角移行量ｄθｉは、図示するように、変調率Ｒｍが値Ｒｍｒｅｆ未満で同期数Ｎｓが値Ｎｓｒｅｆ以上であるときには、上述したようにステップＳ１００で変更処理を実施しない判定するから、値０に設定されている。進角移行量ｄθｉは、変調率Ｒｍが値Ｒｍｒｅｆ以上で同期数Ｎｓが値Ｎｓｒｅｆ未満であるときには、変調率Ｒｍ，同期数Ｎｓが小さいときには大きいときに比して大きく、即ち、変調率Ｒｍ，同期数Ｎｓが小さくなるほど大きく設定される。進角移行量ｄθｉを変調率Ｒｍ，同期数Ｎｓが小さくなるほど大きく設定するのは、以下の理由に基づく。変調率Ｒｍが同一であるときには、同期数Ｎｓが小さくなるほど、ＰＷＭ信号が対応するトランジスタをオンするタイミングとオフするタイミングとの間隔が広がるため、進角移行量ｄθｉを大きく設定することができる。進角移行量ｄθｉを大きくすると、回転数Ｎｍの変動等による相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの何れかがゼロクロスする電気角θｅの変化に対するロバスト性が高くなる。また、同期数Ｎｓが同一であるときには、変調率Ｒｍが大きくなるほど、ＰＷＭ信号が対応するトランジスタをオンオフする回数が減少する。オンオフの回数が減少すると、電流進角値θｉを設定可能な電気角θｅの範囲が広くなるから、進角移行量ｄθｉをより小さくすることができる。即ち、同期数Ｎｓが同一であるときには、変調率Ｒｍが小さくなるほど、進角移行量ｄθｉを大きく設定する。こうした理由により、進角移行量ｄθｉを変調率Ｒｍ，同期数Ｎｓが小さくなるほど大きく設定している。

こうして電流進角値θｉを設定すると、設定した電流実効値Ｉｒおよび電流進角値θｉに基づいてｄ軸，ｑ軸の電流指令Ｉｄ＊，Ｉｑ＊を設定して（ステップＳ１２０）、電流指令設定処理を終了する。こうした処理により、ゼロクロス電気角θａを電気角範囲Ｌθｄ外となるから、デッドタイムによる誤差電圧の変化を抑制することができる。これにより、インバータ３４の出力電圧の変化を抑制することができ、モータ３２のトルク変動を抑制することができる。

以上説明した実施例の電気自動車２０によれば、モータ３２の各相の相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗのうちの何れかがゼロクロスする電気角θｅが、電気角範囲Ｌθｄ外となるように、電流進角値θｉを設定することにより、デッドタイムに起因する誤差電圧の変化を抑制することができる。

実施例の電気自動車２０では、図４に例示した電流指令設定処理のステップＳ１１０で、進角値を変更する変更処理を実行するときには、進角移行量ｄθｉを、変調率Ｒｍと同期数Ｎｓとモータの相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗがゼロクロスする電気角を電気角範囲Ｌθｄ外とするための進角移行量ｄθｉとの関係を予め第２マップとしてＲＯＭ５４に記憶しておき、変調率Ｒｍと同期数Ｎｓとが与えられると、第２マップから対応する進角移行量ｄθｉを導出して設定している。しかしながら、進角移行量ｄθｉを、トルク指令Ｔｍ＊とモータ３２の回転数Ｎｍとモータの相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗがゼロクロスする電気角を電気角範囲Ｌθｄ外とするための進角移行量ｄθｉとの関係を予め第３マップとしてＲＯＭ５４に記憶しておき、トルク指令Ｔｍ＊と回転数Ｎｍとが与えられると、第３マップから対応する進角移行量ｄθｉを導出して設定してもよい。この場合、進角移行量ｄθｉを、トルク指令Ｔｍ＊，回転数Ｎｍが小さいときには大きいときに比して大きく、即ち、トルク指令Ｔｍ＊，回転数Ｎｍが小さくなるほど大きく設定すればよい。

実施例では、本発明を電気自動車２０に適用した場合について例示したが、本発明を複数のスイッチング素子のスイッチングによってモータを駆動するインバータを備えるインバータ装置に適用してもよい。

実施例の主要な要素と課題を解決するための手段の欄に記載した発明の主要な要素との対応関係について説明する。実施例では、インバータ３４が「インバータ」に相当し、電子制御ユニット５０が「制御装置」に相当する。

なお、実施例の主要な要素と課題を解決するための手段の欄に記載した発明の主要な要素との対応関係は、実施例が課題を解決するための手段の欄に記載した発明を実施するための形態を具体的に説明するための一例であることから、課題を解決するための手段の欄に記載した発明の要素を限定するものではない。即ち、課題を解決するための手段の欄に記載した発明についての解釈はその欄の記載に基づいて行なわれるべきものであり、実施例は課題を解決するための手段の欄に記載した発明の具体的な一例に過ぎないものである。

以上、本発明を実施するための形態について実施例を用いて説明したが、本発明はこうした実施例に何等限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲内において、種々なる形態で実施し得ることは勿論である。

本発明は、インバータ装置の生産産業などに利用可能である。

２０ 電気自動車、２２ａ，２２ｂ 駆動輪、２４ デファレンシャルギヤ、２６ 駆動軸、３２ モータ、３２ａ 回転位置検出センサ、３２ｕ，３２ｖ，３６ｂ 電流センサ、３４ インバータ、３６ バッテリ、３６ａ，４６ａ 電圧センサ、４２ 電力ライン、４６ コンデンサ、５０ 電子制御ユニット、５２ ＣＰＵ、５４ ＲＯＭ、５６ ＲＡＭ、６０ イグニッションスイッチ、６１ シフトレバー、６２ シフトポジションセンサ、６３ アクセルペダル、６４ アクセルペダルポジションセンサ、６５ ブレーキペダル、６６ ブレーキペダルポジションセンサ、６８ 車速センサ、Ｄ１１〜Ｄ１６ ダイオード、Ｔ１１〜Ｔ１６ トランジスタ。

Claims (1)

1. 複数のスイッチング素子のスイッチングによってモータを駆動するインバータと、
   前記インバータの制御としてＰＷＭ制御を実行し、前記ＰＷＭ制御を実行する際には、前記モータのトルク指令に基づいて前記モータに供給する電流実効値と電流進角値とを設定し、前記設定した電流実効値と電流進角値とに基づく前記モータの各相の電圧指令と搬送波の電圧との比較により生成されるＰＷＭ信号を用いて前記複数のスイッチング素子をスイッチング制御する制御装置と、
   を備えるインバータ装置であって、
   前記制御装置は、前記モータの各相の相電流のうちの何れかがゼロクロスする電気角が、前記複数のスイッチング素子のスイッチングにおいてデッドタイムとなる電気角範囲外となるように、前記電流進角値を設定する、
   インバータ装置。

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