JP2018520597A - 信号歪みを抑制するフィルタ回路 - Google Patents

Abstract

本発明は、周波数分割器（２００）の１つ以上の電流により引き起こされる電荷移動によって、フィルタ回路に属する電流電圧変換器（３００）の出力における信号歪みを引き起こし得る干渉信号が生成されることを、ハードウェア・レベルにおいて防止するフィルタ回路に関する。この信号歪みは、本発明によらなければ時間と労力を要する信号の後処理を用いて除去されねばならないであろう。この過程において、周波数分割器（２００）の入力における電圧曲線または周波数分割器（２００）の第２の出力における電流が用いられ、その結果、補償回路構成を用いて、電荷移動により引き起こされる干渉信号を本質的に補償する補償信号をモデル化することが可能である。本発明は付随する方法にも関する。
【選択図】 図４

Description

本発明は信号歪みを抑制するフィルタ回路、および信号歪みを抑制する方法に関する。

受信器の信号経路は信号源に結合される。この信号源の動作点は受信器が必要とする動作点とは同じでないことがしばしばある。たとえばアンテナは接地レベルで動作させることが多く、光電子増倍管（ＰＭＴ）はおよそ２０００Ｖで動作させる。この理由から、動作点を分離するために高域通過フィルタが用いられる。この高域通過フィルタは原理的にはコンデンサである。動作点を規定するために、このコンデンサの一方の側に低域通過フィルタを取り付けたものは、バイアス・ティーとも呼ばれる。そのような構成では、信号歪みが生じやすい。

本発明の目的は改善されたフィルタ回路を提示することである。

本発明の第１の態様によると、信号歪みを抑制するためのフィルタ回路が提示される。フィルタ回路は、電流電圧変換器、周波数分割器および補償回路構成を含む。周波数分割器は少なくとも１つの入力、第１の出力および第２の出力を有する。周波数分割器の入力は、第１の周波数帯域の第１のインピーダンス、および第２の周波数帯域の第２のインピーダンスを有する。第２の周波数帯域は第１の周波数帯域よりも高い周波数を有する。第１の出力は第１の周波数帯域の第３のインピーダンスおよび第２の周波数帯域の第４のインピーダンスを有し、第４のインピーダンスの絶対値は第３のインピーダンスの絶対値以上である。第２の出力は第１の周波数帯域の第５のインピーダンスおよび第２の周波数帯域の第６のインピーダンスを有し、第５のインピーダンスの絶対値は第６のインピーダンスの絶対値以上である。電流電圧変換器の入力は周波数分割器の第２の出力に接続される。補償回路構成は、周波数分割器の入力および第１の出力との間の第１の信号電流を検出するように構成される。この信号電流により、電流電圧変換器の入力および周波数分割器の第２の出力との間で歪み電流が生成される。補償回路構成はまた、歪み無しの出力信号が利用可能となるように、歪み電流を補償するように構成される。

本文脈中、「歪み無し出力信号」という表現は、歪み電流により引き起こされる干渉が、たとえば更なる処理をするために歪み無し出力信号を受信する受信器にとって、基本的にはもはや関係がない、と理解されるべきである。その結果、この歪みはハードウェア・レベルで低減され、好ましくはハードウェア・レベルで完全に抑制されるため、フィルタ回路の出力信号に対する時間と労力を要する後処理を大幅に防止することが可能となる。信号電流は、周波数分割器の入力および第１の出力において検出され得る。フィルタ回路は、特に高性能な検出器における用途で、または、たとえば、検出器のチップ上の集積回路として用いられる。

一実施形態では、補償回路構成は周波数分割器の入力、および周波数分割器の第２の出力との間に接続される。したがって信号電流が由来する信号源から見て、補償回路構成は、周波数分割器の第１および第２の出力を規定するインピーダンスの間に接続される。したがって本質的には、補償回路構成を制御するために、電圧信号が周波数分割器の入力において用いられる。歪み電流を補償する役割を担い、補償回路構成によって生成される補償信号は、好ましくは周波数分割器の第２の出力および電流電圧変換器の入力との間に結合される。

別の実施形態では、補償回路構成は周波数分割器の第１の出力に接続される。したがって信号電流が由来する信号源から見て、補償回路構成は、周波数分割器の第１の出力を規定するインピーダンスの下流側に接続される。したがって本質的には、補償回路構成を制御するために、周波数分割器の第１の出力における電流信号が用いられる。歪み電流を補償する役割を担い、補償回路構成によって生成される補償信号は、好ましくは電流電圧変換器の出力において結合される。

周波数分割器は、好ましくは第１の出力において第１のオーミック抵抗を有し、第２の出力において第１のコンデンサを有し、第１のオーミック抵抗値は周波数分割器の入力におけるライン抵抗値よりも大きい。本実施形態では、周波数分割器の構造は基本的には非常に簡単な構成の周波数分割器である。追加の受動部品を含む代替実施形態を用いることができる。

すでに上述したとおり、補償回路構成は、一実施形態では周波数分割器の入力における信号電圧を補償電流に変換するように構成される。ここで、補償回路構成は補償電流が歪み電流とは逆向きであり、可能ならば同じ大きさであるように構成され、たとえば周波数分割器の第２の出力および電流電圧変換器の入力との間に結合されるとき、本質的に歪み電流を補償するように構成される。

一実施形態では、補償回路構成は第２のコンデンサを有する。第２のコンデンサは高抵抗アンプに接続され、信号電圧を高抵抗アンプに中継する。ここで、高抵抗アンプは信号電圧を補償電流に変換するように構成される。「高抵抗アンプ」という用語は、周波数分割器の入力における信号がアンプによって影響されない、または基本的に影響されないということを意味する。本文脈中、高周波の干渉信号を高抵抗アンプに結合する役割を担う第２のコンデンサは、好ましくは第１のコンデンサと同じ容量値を有する。第２のオーミック抵抗を介して、補償電流は、好ましくは電流電圧変換器に面する側の第１のコンデンサに接続される。第２のオーミック抵抗値は、好ましくは第１のオーミック抵抗値と厳密に同じ大きさである。

フィルタ回路の別の実施形態は、電流センサを備える補償回路構成を有する。電流センサは、好ましくは第１のオーミック抵抗を流れる電流を検出するように構成される。電流センサは、好ましくは歪み電流によって歪んだ信号が電流電圧変換器の出力において補償されるように、調整可能電流源を制御するように構成される。ここで補償回路構成は、好ましくは電流電圧変換器の出力および調整可能電流源との間に第２のオーミック抵抗を有し、その結果、歪んだ信号が調整可能電流源および第２のオーミック抵抗との間において補償される。

本発明の別の目的は改善された信号受信器を提示することである。

信号受信器は上述した種類の受信器およびフィルタ回路を備える。受信器はフィルタ回路を介して信号を受信するように構成される。

本発明の別の目的は改善された信号分析器を提示することである。

信号分析器は上述した種類の信号受信器、および分析ユニットを備える。分析ユニットは受信器によって受信された信号を分析するように構成される。

本発明の別の目的は、信号歪みを抑制する改善された方法を提示することである。その方法は以下の、
電流電圧変換器の入力および周波数分割器の第２の出力との間の歪み電流が、周波数分割器の入力および第１の出力との間の第１の信号電流によって生成されるステップであって、電流電圧変換器の入力は周波数分割器の第２の出力に接続されるステップと、
第１の信号電流が検出されるステップであって、周波数分割器は少なくとも入力、第１の出力および第２の出力を備え、入力は第１の周波数帯域の第１のインピーダンスおよび第２の周波数帯域の第２のインピーダンスを有し、第２の周波数帯域は第１の周波数帯域よりも高い周波数を有し、第１の出力は第１の周波数帯域の第３のインピーダンスおよび第２の周波数帯域の第４のインピーダンスを有し、第４のインピーダンスの絶対値は第３のインピーダンスの絶対値以上であり、第２の出力は第１の周波数帯域の第５のインピーダンスおよび第２の周波数帯域の第６のインピーダンスを有し、第５のインピーダンスの絶対値は第６のインピーダンスの絶対値よりも大きいステップと、
歪み電流が補償されるステップ、とを包含する。

本方法の各ステップは、必ずしも上述の順序で実施される必要はない。

請求項１に係るフィルタ回路、請求項１２に係る信号受信器、および請求項１４に係る方法は、特にこれらが従属請求項に記載されているため、類似および／または同一構成であることを指摘しておく。

従属請求項と、それに対応する独立請求項とのあらゆる組み合わせが本発明の好ましい実施形態をなすことも指摘しておく。

追加の好ましい実施形態を以下で説明する。

本発明のこれら態様および他の態様が、以下のとおり図で詳細に示される。

高域通過フィルタを介して受信器に結合された信号源の概略図である。 図１に示した構成の各種電流のグラフである。 図１に示した構成の各種電圧のグラフである。 第１のフィルタ回路を介して受信器に結合した信号源の概略図である。 図４に示した構成の各種電流のグラフである。 図４に示した構成の各種電圧のグラフである。 第２のフィルタ回路を介して受信器に結合した信号源の概略図である。 信号分析器の概略図である。 信号歪みを抑制する方法の概略図である。

図１は高域通過フィルタを介して受信器４００に結合した信号源１００の概略図である。この場合、信号源１００は光電子増倍管である。高域通過フィルタは周波数分割器２００および電流電圧変換器３００を備える。周波数分割器２００は、周波数分割器２００の入力および第２の出力との間に第１のコンデンサ２２０を有し、周波数分割器２００の入力と第１の出力との間に第１のオーミック抵抗２１０を有する、バイアス・ティーとして構成される。周波数分割器２００の第２の出力は電流電圧変換器３００の入力に接続されており、電流電圧変換器３００はトランスインピーダンス抵抗３１０を有するトランスインピーダンス・アンプ３３０として構成され、トランスインピーダンス・アンプ３３０の出力は、トランスインピーダンス抵抗３１０を介してトランスインピーダンス・アンプ３３０の入力に帰還または負帰還される。トランスインピーダンス・アンプの他の実施が同様に可能である。トランスインピーダンス・アンプ３３０の出力における信号３２５は受信器４００に中継される。トランスインピーダンス・アンプ３３０は第１のコンデンサ２２０の側を調整し、そこの電圧がほとんど変化しないようにする（仮想接地）。対照的に、高電圧側はバイアス・ティーの第１のオーミック抵抗２１０によって高抵抗である。トランスインピーダンス・アンプ３３０から遠い側の第１のコンデンサ２２０上の電荷は、トランスインピーダンス・アンプ３３０に面する側の第１のコンデンサ２２０上の電荷と均等になり、それによって、図２および図３でさらに明らかにされるように、信号３２５が歪む。

図２は図１に示した構成の各種電流のグラフである。ｙ軸は電流強度１０を示し、ｘ軸は時間２０を示す。信号の大きさは数１００ｍＡであり、パルスの長さは数マイクロ秒である。本実施例では、信号源１００に由来する信号電流１０５は大きいパルスと、短い時間間隔でそれに続く小さいパルスを有する。これらパルスは両方とも受信器４００で互いに別々に検出されなければならない。第１のオーミック抵抗２１０を流れる第１の信号電流２１５は、第１のコンデンサ２２０のトランスインピーダンス・アンプ３３０に面する側で電荷移動を引き起こす。この電荷移動は歪み電流に関連しており、信号電流１０５に重畳され、歪んだ電流信号３０５を生成する。

図３は図１に示した構成の各種電圧のグラフである。ｙ軸は電圧３０を示し、ｘ軸は時間２０を示す。このグラフはトランスインピーダンス・アンプの入力における電圧３１５を示し、基本的に一定である。信号源１００（光電子増倍管）に面する周波数分割器２００（バイアス・ティー）の入力における信号電圧２０５は、大きいパルスの初期で急激に増加し、その後に小さいパルスが始まるまで減少し、次いで小さいパルスの持続中はほぼ一定のままであり、最後に再び小さいパルスが終わった後に数マイクロ秒内でゼロまで減少する。トランスインピーダンス・アンプの出力における電圧、すなわち受信器４００に中継される信号３２５の時間推移は、歪んだ電流信号３０５と同じ形状を有する。したがって信号３２５は歪み電流によって歪む。

図４は第１のフィルタ回路を介して受信器４００に結合した信号源１００の概略図である。この場合、信号源１００は光電子増倍管である。フィルタ回路は周波数分割器２００、電流電圧変換器３００および補償回路構成５００を備える。周波数分割器２００は、周波数分割器２００の入力および第２の出力との間に第１のコンデンサ２２０を有し、周波数分割器２００の入力と第１の出力との間に第１のオーミック抵抗２１０を有する、バイアス・ティーとして構成される。周波数分割器２００の第２の出力は電流電圧変換器３００の入力に接続され、電流電圧変換器３００はトランスインピーダンス抵抗３１０を有するトランスインピーダンス・アンプ３３０として構成され、トランスインピーダンス・アンプ３３０の出力は、トランスインピーダンス抵抗３１０を介してトランスインピーダンス・アンプ３３０の入力に帰還される。トランスインピーダンス・アンプ３３０の出力における信号３２５ａは受信器４００に中継される。トランスインピーダンス・アンプ３３０は第１のコンデンサ２２０の側を調整し、電圧がほとんど変化しないようにする（仮想接地）。対照的に、高電圧側はバイアス・ティーの第１のオーミック抵抗２１０によって高抵抗である。トランスインピーダンス・アンプ３３０から遠い側の第１のコンデンサ２２０上の電荷は、トランスインピーダンス・アンプ３３０に面する側の第１のコンデンサ２２０上の電荷と均等になる。その上、補償回路構成５００の第２のコンデンサ５２０を介して、周波数分割器２００（バイアス・ティー）の入力は補償回路構成５００の高抵抗アンプ５３０の入力に接続される。本実施形態では、第２のコンデンサ５２０の容量値は第１のコンデンサ２２０の容量値と同じくなるように選択される。補償回路構成５００の第２のオーミック抵抗５１０を介して、高抵抗アンプ５３０の出力がトランスインピーダンス・アンプの入力に面する側のコンデンサ２２０に接続される。第２のオーミック抵抗値５１０は第１のオーミック抵抗値２１０と同じ大きさである。第２のコンデンサ５２０によって、信号電圧２０５ａが周波数分割器２００の入力において高抵抗アンプ５３０に供給される。信号電圧２０５ａは、高抵抗アンプ５３０によって、補償電流５１５として、第１のコンデンサ２２０のトランスインピーダンス・アンプ３３０に面する側での電荷移動を補償する電流に変換される。したがって、トランスインピーダンス・アンプ３３０は電荷移動のための電流をもはや供給せず、その結果、信号３２５ａはもはや歪まない。第２のコンデンサ５２０の容量値および第２の抵抗５１０の値は、高抵抗アンプ５３０に接続される追加の部品に対して適合され得る。その結果、第２のコンデンサ５２０の容量値および第２の抵抗５１０の抵抗値が、第１のコンデンサ２２０の容量値および第１の抵抗２１０の抵抗値と同一とは限らない。このような追加の部品は、たとえば、高抵抗アンプ５３０の理想的とは言えない挙動を補償するために用いることができる、または必要であり得る。

図５は図４に示した構成の各種電流のグラフである。ｙ軸は電流強度１０を示し、ｘ軸は時間２０を示す。信号の大きさは数１００ｍＡであり、パルスの長さは数マイクロ秒である。本実施例でもまた、信号源１００に由来する信号電流１０５は大きいパルスと、短い時間間隔でそれに続く小さいパルスを有する。これらパルスは両方とも受信器４００で互いに別々に検出されなければならない。図２に示す第１のオーミック抵抗２１０を流れる第１の信号電流２１５は、第１のコンデンサ２２０のトランスインピーダンス・アンプ３３０に面する側で電荷移動を引き起こす。この電荷移動は歪み電流に関連する。補償回路構成５００は次いで、歪み電流とは逆向きで、歪み電流を補償する補償電流５１５を生成する。したがって信号電流１０５は歪まない。

図６は図４に示した構成の各種電圧のグラフである。ｙ軸は電圧３０を示し、ｘ軸は時間２０を示す。このグラフはトランスインピーダンス・アンプの入力における電圧３１５を示し、これもまた基本的に一定である。信号源１００（光電子増倍管）に面する周波数分割器２００（バイアス・ティー）の入力における信号電圧２０５ａは、大きいパルスの初期で急激に増加し、その後、小さいパルスが始まるまで減少し、次いで小さいパルスの持続中はほぼ一定のままであり、最後に再び小さいパルスが終わった後に数マイクロ秒内でゼロまで減少する。トランスインピーダンス・アンプの出力における電圧、すなわち受信器４００に中継される信号３２５ａの時間推移は、信号電流１０５と同じ形状を有する。歪み電流により引き起こされる歪みは補償電流５１５によって補償され、その結果、大きいパルスおよびその後に続く小さいパルスを、時間と労力を要する信号の後処理を一切行うことなく受信器で検出することができる。

図７は第２のフィルタ回路を介して受信器４００に結合した信号源１００の概略図である。この場合、信号源１００は光電子増倍管である。フィルタ回路は周波数分割器２００、電流電圧変換器３００および補償回路構成５００を備える。周波数分割器２００は、周波数分割器２００の入力および第２の出力との間に第１のコンデンサ２２０を有し、周波数分割器２００の入力および第１の出力との間に第１のオーミック抵抗２１０を有する、バイアス・ティーとして構成される。周波数分割器２００の第２の出力は電流電圧変換器３００の入力に接続され、電流電圧変換器３００はトランスインピーダンス抵抗３１０を有するトランスインピーダンス・アンプ３３０として構成され、トランスインピーダンス・アンプ３３０の出力は、トランスインピーダンス抵抗３１０を介してトランスインピーダンス・アンプ３３０の入力に帰還される。トランスインピーダンス・アンプ３３０の出力における信号は、補償回路構成５００の第２のオーミック抵抗５１０を介して、受信器４００に中継される。トランスインピーダンス・アンプ３３０は第１のコンデンサ２２０の側を調整し、電圧がほとんど変化しないようにする（仮想接地）。対照的に、高電圧側はバイアス・ティーの第１のオーミック抵抗２１０によって高抵抗である。トランスインピーダンス・アンプ３３０から遠い側の第１のコンデンサ２２０上の電荷は、トランスインピーダンス・アンプ３３０によって、トランスインピーダンス・アンプ３３０に面する側の第１のコンデンサ２２０上の電荷と均等になる。したがって、図１に関連して論じたように、トランスインピーダンス・アンプの出力信号は干渉を受ける。第２のコンデンサ５２０を介して、周波数分割器２００（バイアス・ティー）の第１の出力は電流センサの入力抵抗５４０に接続される。ここで、入力抵抗値５４０は、第１の抵抗２１０を流れる電流への影響を最小限にするために、第１のオーミック抵抗値２１０よりも小さくなるように選択される。ここで、入力抵抗５４０を流れる電流は調整可能電流源５５０を制御するための調整電流として用いられる。調整可能電流源５５０は調整電流を増幅し、その結果、電圧の観点で、調整電流が調整可能電流源５５０から見て第２のオーミック抵抗５１０の上流側にあるトランスインピーダンス・アンプ３３０の出力の干渉信号の電圧を補償し、その結果、受信器４００に中継される信号３２５ａはもはや歪まない。本文脈中、第２のオーミック抵抗値５１０は、好ましくは第１のオーミック抵抗値２１０よりも小さく、特に好ましい実施形態においては、第１のオーミック抵抗値２１０とトランスインピーダンス抵抗値３１０との間の差に相当する大きさである。低抵抗値の入力抵抗５４０と組み合わせる調整可能電流源５５０の可能な実施形態として、たとえば適合したミラー係数によって調整電流を増幅し、トランスインピーダンス・アンプ３３０の出力信号との干渉を補償するために補償電流を供給するカレントミラーがある。第２のコンデンサ５２０の容量値および第２の抵抗５１０の値は、電流センサに接続される追加の部品に対して適合され得る。第２のコンデンサ５２０の容量値および第２の抵抗５１０の抵抗値は、電流センサの実際の構成に応じて選択され、該当する場合、用いられる部品の実際の挙動を補償する必要がある。

図４に示す回路とは対照的に、図７に示す回路においては、修正または補償されるのはトランスインピーダンス・アンプ３３０の入力における信号ではなく、むしろトランスインピーダンス・アンプ３３０の出力における信号である。このようにして、所望により、補償のための制御信号として、周波数分割器２００の入力における電圧信号、または周波数分割器２００の第１の出力における電流信号のいずれかを使うことが可能である。制御信号によって生成された補正信号は、トランスインピーダンス・アンプ３３０の入力および出力との間のいかなる所望の場所にも供給することができる。トランスインピーダンス・アンプ３３０の入力における干渉信号が、トランスインピーダンス・アンプ３３０の回路内部の規定の場所で、どのように変換されたかを知ってさえいればよい。このような知見に基づき、制御信号を用いて規定の場所における干渉を補償するために、どのような回路が必要であるかを決定することが可能である。

トランスインピーダンス抵抗値３１０は、基本的に電源電圧および信号の電流強度によって決定される。これら両者とも当該の適用例に依存するため、トランスインピーダンス抵抗値３１０の具体的な値は、当該の適用例に応じて計算することができる。第１のオーミック抵抗２１０、第２のオーミック抵抗５１０、第１のコンデンサ２２０および第２のコンデンサ５２０の具体的な値はすべて、特に信号の周波数に依存する。同様に、信号の周波数は当該の適用例に依存するため、その値は当該の適用例に応じて計算され得る。

図８は信号分析器７００の概略図である。信号分析器７００は信号受信器および分析ユニット６００を備える。信号受信器は、受信器４００および、たとえば図４に関連して述べた種類のフィルタ回路を備える。受信器はフィルタ回路を介して信号３２５ａを受信するように構成される。分析ユニット６００は信号３２５ａを分析するように構成される。分析ユニット６００は、１つ以上のマイクロプロセッサまたはプロセッサ等、データまたは信号を記憶し処理するための１つ以上の記憶素子または記憶モジュール、を備えることができる。

図９は信号歪みを抑制する方法の概略図である。ステップ８１０において、歪み電流が、周波数分割器２００の入力および第１の出力との間の第１の信号電流によって、電流電圧変換器３００の入力および周波数分割器２００の第２の出力との間で生成される。本文脈中、電流電圧変換器３００の入力は周波数分割器２００の第２の出力に接続される。ステップ８２０において、第１の信号電流が検出される。周波数分割器２００は、少なくとも入力、第１の出力および第２の出力を有する。周波数分割器２００の入力は、第１の周波数帯域の第１のインピーダンス、および第２の周波数帯域の第２のインピーダンスを有する。第２の周波数帯域は第１の周波数帯域よりも高い周波数を有する。第１の出力は第１の周波数帯域の第３のインピーダンス、および第２の周波数帯域の第４のインピーダンスを有し、第４のインピーダンスの絶対値は第３のインピーダンスの絶対値よりも大きい。第２の出力は第１の周波数帯域の第５のインピーダンス、および第２の周波数帯域の第６のインピーダンスを有し、第５のインピーダンスの絶対値は第６のインピーダンスの絶対値よりも大きい。ステップ８３０において、歪み電流が補償される。

本発明の発想は、周波数分割器２００における１つ以上の電流により引き起こされる電荷移動によって干渉信号が生成されることを防止するために、フィルタ回路を用いることであり、本発明によらなければ干渉信号は時間と労力を要する信号の後処理によって除去されねばならないであろう。この過程において、周波数分割器２００の入力における電圧曲線または周波数分割器２００の第２の出力における電流が用いられ、その結果、補償回路構成を用いて、電荷移動により引き起こされる干渉信号を本質的に補償する補償信号を生成することが可能である。本文脈中、補償は電流電圧変換器３００の構造に応じて、電流電圧変換器３００の入力および出力との間の、あらゆる所望の、しかし規定の場所で行われ得る。

本発明の他の変形形態およびその実施は、同業者により前述の開示、図および特許請求の範囲から探り出し得る。

特許請求の範囲で使われる「包含する」、「備える」、「含む」、「有する」等の用語、およびそれらの類似の用語は、追加の要素およびステップを除外しない。不定冠詞を使用していても、複数を除外しない。個々の装置は、特許請求の範囲で言及された複数のユニットまたは装置の機能を実行することができる。特許請求の範囲で示される参照番号は、用いられる方法およびステップの限定と解釈してはならない。

１０ 電流強度
２０ 時間
３０ 電圧
１００ 信号源
１０５ 信号電流
２００ 周波数分割器
２０５、２０５ａ 信号電圧
２１０ 第１のオーミック抵抗
２１５ 第１の信号電流
２２０ 第１のコンデンサ
３００ 電流電圧変換器
３０５ 歪んだ電流信号
３１０ トランスインピーダンス抵抗
３１５ トランスインピーダンス・アンプの入力における電圧
３２５、３２５ａ 信号
３３０ トランスインピーダンス・アンプ
４００ 受信器
５００ 補償回路構成
５１０ 第２のオーミック抵抗
５１５ 補償電流
５２０ 第２のコンデンサ
５３０ 高抵抗アンプ
５４０ 入力抵抗センサ
５５０ 調整可能電流源
６００ 分析ユニット
７００ 信号分析器
８１０ 歪み電流の生成
８２０ 第１の信号電流の検出
８３０ 歪み電流の補償

Claims (14)

1. 信号歪みを抑制するフィルタ回路（１００、３００）であって、電流電圧変換器（３００）、周波数分割器（２００）および補償回路構成（５００）を備え、前記周波数分割器（２００）は少なくとも１つの入力、第１の出力および第２の出力を有し、前記周波数分割器（２００）の前記入力は、第１の周波数帯域の第１のインピーダンスおよび第２の周波数帯域の第２のインピーダンスを有し、前記第２の周波数帯域は前記第１の周波数帯域よりも高い周波数を有し、前記第１の出力は前記第１の周波数帯域の第３のインピーダンスおよび前記第２の周波数帯域の第４のインピーダンスを有し、前記第４のインピーダンスの絶対値は前記第３のインピーダンスの絶対値以上であり、前記第２の出力は前記第１の周波数帯域の第５のインピーダンスおよび前記第２の周波数帯域の第６のインピーダンスを有し、前記第５のインピーダンスの絶対値は前記第６のインピーダンスの絶対値以上であり、前記電流電圧変換器（３００）の入力は前記周波数分割器（２００）の前記第２の出力に接続され、前記補償回路構成（５００）は前記周波数分割器（２００）の前記入力と前記第１の出力との間の第１の信号電流を検出するように構成され、前記信号電流は、前記電流電圧変換器（３００）の前記入力、および前記周波数分割器（２００）の前記第２の出力との間で歪み電流を生成し、前記補償回路構成（５００）は、歪み無し出力信号が利用可能となるように、前記歪み電流を補償するように構成される、フィルタ回路。
2. 前記補償回路構成（５００）は、前記周波数分割器（２００）の前記入力、および前記周波数分割器（２００）の前記第２の出力との間に接続される、請求項１に記載のフィルタ回路。
3. 前記補償回路構成（５００）は、前記周波数分割器（２００）の前記第１の出力に接続される、請求項１に記載のフィルタ回路。
4. 前記周波数分割器（２００）は、前記第１の出力に第１のオーミック抵抗（２１０）を有し、かつ前記第２の出力に第１のコンデンサ（２２０）を有し、前記第１のオーミック抵抗値（２１０）は前記周波数分割器（２００）の前記入力におけるライン抵抗値よりも大きい、請求項１から３の１項に記載のフィルタ回路。
5. 前記補償回路構成（５００）は前記周波数分割器（２００）の前記入力における信号電圧（２０５、２０５ａ）を補償電流（５１５）に変換するように構成され、前記補償電流（５１５）は前記歪み電流を補償することが可能である、請求項１、請求項２、もしくは請求項４が請求項１または請求項２に従属する限りにおいては請求項４、に記載のフィルタ回路。
6. 前記補償回路構成（５００）は第２のコンデンサ（５２０）を有し、前記第２のコンデンサ（５２０）は高抵抗アンプ（５３０）に接続され、前記信号電圧（２０５、２０５ａ）を前記高抵抗アンプ（５３０）に中継し、前記高抵抗アンプ（５３０）は前記信号電圧（２０５、２０５ａ）を前記補償電流（５１５）に変換するように構成される、請求項５に記載のフィルタ回路。
7. 前記第２のコンデンサ（５２０）は前記第１のコンデンサ（２２０）と同じ容量値を有する、請求項６に記載のフィルタ回路。
8. 前記補償電流（５１５）は第２のオーミック抵抗（５１０）を介して前記第１のコンデンサ（２２０）に接続される、請求項６または７に記載のフィルタ回路。
9. 前記第２のオーミック抵抗値（５１０）は前記第１のオーミック抵抗値（２１０）と厳密に同じ大きさである、請求項８に記載のフィルタ回路。
10. 前記補償回路構成（５００）は電流センサを有し、前記電流センサは前記第１のオーミック抵抗（２１０）を流れる電流を検出するように構成されており、前記電流センサはまた、前記歪み電流によって歪んだ信号が前記電流電圧変換器（３００）の前記出力において補償されるように、調整可能電流源（５５０）を制御するように構成される、請求項３に記載のフィルタ回路。
11. 前記補償回路構成（５００）は前記電流電圧変換器の前記出力および前記調整可能電流源（５５０）との間に第２のオーミック抵抗（５１０）を有し、前記歪み信号は前記調整可能電流源（５５０）および前記第２のオーミック抵抗（５１０）との間で補償される、請求項１０に記載のフィルタ回路。
12. 受信器（４００）、および請求項１から請求項１１の１項に記載のフィルタ回路、を備える信号受信器であって、前記受信器（４００）は前記フィルタ回路を介して信号（３２５ａ）を受信するように構成される、信号受信器。
13. 請求項１２に記載の信号受信器、および分析ユニット（６００）を備える信号分析器（７００）であって、前記分析ユニット（６００）は前記信号（３２５ａ）を分析するように構成される、信号分析器。
14. 信号歪みを抑制する方法であって、
    電流電圧変換器（３００）の入力および周波数分割器（２００）の第２の出力との間の歪み電流が、前記周波数分割器（２００）の入力および第１の出力との間の第１の信号電流を用いて生成されるステップであって、前記電流電圧変換器（３００）の入力は前記周波数分割器（２００）の前記第２の出力に接続されるステップと、
    前記第１の信号電流が検出されるステップであって、前記周波数分割器（２００）は少なくとも前記入力、前記第１の出力および前記第２の出力を備え、前記入力は第１の周波数帯域の第１のインピーダンスおよび第２の周波数帯域の第２のインピーダンスを有し、前記第２の周波数帯域は前記第１の周波数帯域よりも高い周波数を有し、前記第１の出力は前記第１の周波数帯域の第３のインピーダンスおよび前記第２の周波数帯域の第４のインピーダンスを有し、前記第４のインピーダンスの絶対値は前記第３のインピーダンスの絶対値以上であり、前記第２の出力は前記第１の周波数帯域の第５のインピーダンスおよび前記第２の周波数帯域の第６のインピーダンスを有し、前記第５のインピーダンスの絶対値は前記第６のインピーダンスの絶対値よりも大きいステップと、
    前記歪み電流は補償されるステップと、
    を包含する方法。

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