JP2018519779A

JP2018519779A - 電力コンバータ、及び電力コンバータを有するｌｅｄ照明回路

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Publication number: JP2018519779A
Application number: JP2017564813A
Authority: JP
Inventors: シャンフイチャン; ケンケーリー; チークアンチェン; ジュンフーリウ; フオジュンロン; エイスリー
Original assignee: Signify Holding BV
Current assignee: Signify Holding BV
Priority date: 2015-07-03
Filing date: 2016-06-29
Publication date: 2018-07-19
Anticipated expiration: 2036-06-29
Also published as: CN107710577A; US10141842B2; EP3317956A1; RU2018103923A; WO2017005573A1; JP6391860B2; RU2018103923A3; EP3317956B1; US20180241307A1

Abstract

本発明は、可変公称電源レベルで入力電力を受け取るための入力部であって、前記可変公称電源レベルが、少なくとも９０Ｖ乃至２４０Ｖの範囲内に収まる入力部と、前記入力電力によって駆動されるメインパワースイッチＱ１と、前記メインパワースイッチＱ１の制御電流を制御するための制御回路Ｑ２、Ｑ３とを有する電力コンバータであって、前記制御回路Ｑ２、Ｑ３が、前記入力電力の前記レベルを検出し、前記レベルに従って前記パワースイッチＱ１の制御端子から電流を引き出すよう適応され、前記制御回路が、前記入力電力の前記可変公称電源レベルの全体にわたって、線形領域で動作し、前記レベルの増加と共に、引き出される前記電流を増加させるよう適応され、前記制御回路が、第１トランジスタＱ２及び第２トランジスタＱ３を備えるダーリントンブリッジ回路であって、前記第１トランジスタＱ２が、前記入力電力の電圧振幅を示す回路位置に接続されるベース端子を備え、前記第２トランジスタＱ３が、前記第１トランジスタＱ２のエミッタ端子に接続されるベース端子、並びに前記メインパワースイッチＱ１の前記制御端子及び前記第１トランジスタＱ２のコレクタ端子に接続されるコレクタ端子を備えるダーリントンブリッジ回路と、前記第２トランジスタＱ３の増幅を調整し、前記入力電力の前記可変公称電源レベルの全体にわたって前記第２トランジスタＱ３を線形領域で動作させ続けるために前記第２トランジスタＱ３のエミッタに結合される抵抗器ネットワークＲ３、Ｒ７とを有する電力コンバータを提供する。

Description

本発明は、ＬＥＤをベースにした照明に関する。

ＲＣＣ(Ringing choke convertor)は、低コストのためＬＥＤドライバ回路及び充電器として広く用いられている。しかしながら、前記ＲＣＣは、高い性能を必要とするアプリケーションにおいては広くは用いられてはいない。ＲＣＣ回路が、高い力率、低いＴＨＤ、優れたラインレギュレーションを同時に達成することは非常に難しい。

図１は、CN204104165U及びWO2015/181665A1からの、バックコンバータであるＲＣＣをベースにしたコンバータ回路を示している。エネルギ蓄積インダクタは、Ｌ２であり、パワースイッチは、Ｑ１である。エネルギ蓄積インダクタＬ２に磁気的に結合されると共に、パワースイッチＱ１のベースに接続される補助巻線Ｌ３によって、自励発振が達成される。抵抗器Ｒ１６及びＲ１７は、パワースイッチＱ１のベース電流を調整するために、パワースイッチＱ１を通る電流を検出し、この情報を、ダーリントンブリッジ回路Ｑ２及びＱ３などのスイッチセットにフィードバックする。より具体的には、ダーリントンブリッジ回路Ｑ２及びＱ３が、オン／オフ状態において、パワースイッチＱ１をオフ／オンにするよう動作する。

図１に示されているような回路に関しては、電流検出ループが必要とされることから、コストがより高く、設計及びデバックするのが非常に困難である。

本発明の実施例は、ＲＣＣ回路をベースにして、高い力率、低いＴＨＤ、優れたラインレギュレーションを達成する低コストソリューションを提供することを目的とする。優れたラインレギュレーションは、例えば、１１０Ｖ電源から２２０Ｖ電源まで、又はユニバーサル電源と呼ばれる、異なる入力電圧レベルを与えられても、前記コンバータの出力が実質的に同じであることを意味する。ここで、レベルという用語は、正弦波電源の実効値などの、入力電力の公称値を意味する。例えば、北米は、１１０Ｖの電源レベルを持つのに対して、欧州においては、電源レベルは２２０Ｖである。レベルという用語は、正弦波電源の瞬時値又はピーク値を意味するものではない。

この問題に対処するために、本発明の第１の態様は、公称電源レベルで入力電力を受け取るための入力部であって、前記公称電源レベルが、可変であり、少なくとも９０Ｖ乃至２４０Ｖの範囲内に収まる入力部と、前記入力電力によって駆動されるメインパワースイッチと、前記メインパワースイッチの制御電流を制御するための制御回路とを有するリンギングチョーク電力コンバータであって、前記制御回路が、前記入力電力の前記レベルを検出し、前記レベルに従って前記パワースイッチの制御端子から電流を引き出すよう適応され、前記制御回路が、前記入力電力の前記可変公称電源レベルの全体にわたって、線形領域で動作し、前記レベルの増加と共に、引き出される前記電流を増加させるよう適応され、前記制御回路が、第１トランジスタ及び第２トランジスタを備えるダーリントンブリッジ回路であって、前記第１トランジスタが、前記入力電力の電圧振幅を示す回路位置に接続されるベース端子を備え、前記第２トランジスタが、前記第１トランジスタのエミッタ端子に接続されるベース端子、並びに前記メインパワースイッチの前記制御端子及び前記第１トランジスタのコレクタ端子に接続されるコレクタ端子を備えるダーリントンブリッジ回路と、前記第２トランジスタの増幅を調整し、前記入力電力の前記可変公称電源レベルの全体にわたって前記第２トランジスタを線形領域で動作させ続けるために前記第２トランジスタのエミッタに結合される抵抗器ネットワークとを有するリンギングチョーク電力コンバータを提供する。

この態様においては、前記制御回路が、前記入力電力の前記レベルを検出し、前記パワースイッチから電流を引き出し、従って、前記引き出される電流が、前記パワースイッチに対する前記入力電力の影響を打ち消すことにより、前記パワースイッチは、前記入力電力の前記レベルの変化に関係なく実質的に一定の駆動電流を維持するだろう。これは、電流検出ループの必要性を減らし、従って、単純且つ低コストである。更に、前記制御回路は、前記可変公称電源レベルの全体にわたって、線形領域で動作するよう適応され、従って、９０Ｖ乃至２４０Ｖの範囲において、優れたラインレギュレーションが達成され得る。より具体的には、従来技術のように前記抵抗器ネットワークがない場合には、ダーリントンブリッジ回路のベースを通る電流は、少しの範囲内しか線形ではない。しかし、前記抵抗器ネットワークが付加される場合、前記ダーリントンブリッジ回路の前記ベースからの、前記抵抗器ネットワークを通る電流が、ダーリントンブリッジ回路のベースの抵抗を増加させ、それは、９０Ｖ乃至２４０Ｖの範囲内に収まる前記可変公称電源レベルの所望の範囲まで線形動作範囲を拡張するだろう。更に、前記第２スイッチの前記エミッタに接続される前記抵抗器は、構成要素のばらつきに関係なく前記第２スイッチの増幅を調整する負のフィードバック素子の役割を果たすだろう。ここで、前記可変公称電源レベルが９０Ｖ乃至２４０Ｖの範囲内に収まるということは、前記公称電源レベルが、様々であり、例えば、前記可変公称電源レベルが、日本の１００Ｖ、北米の１１０Ｖ、又は欧州の２３０Ｖであってもよく、それらの全てが９０Ｖ乃至２４０Ｖの範囲内に収まることを意味する。

他の実施例においては、前記抵抗器ネットワークが、前記第２トランジスタの前記エミッタに接続される第１抵抗器を有する。

他の実施例においては、前記メインパワースイッチが、メインパワートランジスタであり、前記電力コンバータが、前記メインパワートランジスタのエミッタと接地との間に接続される第２抵抗器を更に有し、前記第２抵抗器が、前記第２トランジスタのコレクタ・ベース電圧が、飽和領域から離れるよう順方向にバイアスされ、前記第１トランジスタのベースが、前記第２抵抗器から分離されるように、前記第２トランジスタのコレクタ電圧を増加させるよう適応される。

この実施例においては、前記第２抵抗器は、前記メインパワートランジスタのベース電圧を増加させ、前記第２トランジスタのコレクタ電圧を増加させて、前記第２トランジスタの前記コレクタ・ベース電圧を順方向にバイアスし、それを前記線形領域内に保つことによって、前記ダーリントンブリッジ回路が前記線形領域で動作することを確実にするのを助ける。

更に他の実施例においては、前記スイッチセットが、前記入力電力の振幅に従って前記抵抗器ネットワークのインピーダンスを調整するよう適応されるインピーダンス調整回路を更に有する。

この実施例においては、前記第２スイッチの増幅が、更に、前記入力電力に従って調整されることができ、従って、前記引き出される電流は、より柔軟に調整され得る。

好ましくは、前記メインパワースイッチの前記ベース電流は、前記入力電力が、極端に高い、例えば、２４０Ｖを上回る場合に、前記出力を一定に保つために、減らされることを期待される。従って、前記インピーダンス調整回路は、前記入力電力の前記電圧振幅がしきい値を上回り、前記可変公称電源レベルが少なくとも９０Ｖ乃至３０５Ｖの範囲内に収まるとき、前記抵抗器のインピーダンスを減少させ、前記第２スイッチの増幅を増加させるよう適応される。この実施例においては、前記第２スイッチの増幅は、入力電力がしきい値を上回るとき、更に増加され、それは、追加の電流を引き出し、従って、前記メインパワースイッチの前記ベース電流は、低下される。

他の実施例においては、前記電力コンバータが、自励発振型コンバータであり、前記電力コンバータが、前記メインパワースイッチのスイッチング中、前記入力電力からのエネルギを蓄え、エネルギを放出するための主インダクタと、前記主インダクタに磁気的に結合されると共に、前記メインパワースイッチの前記制御端子に接続される補助インダクタであって、前記メインパワースイッチを制御するよう適応される補助インダクタとを有する。

この実施例は、自励発振型コンバータを備える本発明の第１の態様に適用され、低コストである。

更に他の実施例においては、前記補助インダクタが、前記入力電力の前記可変公称電源レベルの全体にわたって、前記入力電力の増加と共に、前記メインパワースイッチの前記制御端子の方へ供給されるインダクタ電流を増加させるよう適応され、前記可変公称電源レベルの全体にわたって、前記入力電力が増加するときに、前記インダクタ電流と、最終的に前記メインパワースイッチの前記制御端子に到達する前記引き出される電流との間の差電流が、実質的に同じである、又はわずかに減少する。

この実施例は、更に、本電力コンバータが、どのようにして、前記可変公称電源レベルの全体にわたって、実質的に一定の出力、即ち、優れたラインレギュレーションを達成するのかを説明している。

他の実施例においては、前記回路位置が、前記補助インダクタにより充電されるバッファコンデンサ上である。

電源入力の場合には、前記バッファコンデンサが、正弦リップル波を平滑化し、前記電源の前記レベル／公称値に対応する一定の電圧を得る。

他の実施例においては、前記スイッチセットの前記制御端子が、順方向ダイオードを介して前記補助インダクタに結合される。

この実施例は、前記メインパワースイッチがオフである場合には前記スイッチセットに負バイアスを供給し、従って、前記スイッチセットの早すぎる導通を防止し、前記パワースイッチがオンにされ得ることを確実にする。

第２の態様においては、ＬＥＤと、前記第１の態様による電力コンバータとを有するＬＥＤ照明回路が提供される。

下記の実施例を参照して、本発明のこれら及び他の態様を説明し、明らかにする。

ここで、添付図面を参照して本発明の例を詳細に説明する。
リンギングチョークコンバータ（「ＲＣＣ」）をベースにした、従来のＬＥＤドライバ回路の例を示す。本発明の実施例による電力コンバータを示す。図２に示されているような電力コンバータの入力電流を示す。本発明の実施例による改善された電力コンバータを示す。

本発明は、
− 少なくとも９０Ｖ乃至２４０Ｖに収まる可変公称電源レベルで入力電力を受け取るための入力部と、
− 前記入力電力によって駆動されるメインパワースイッチと、
− 前記メインパワースイッチの制御電流を制御するための制御回路とを有する電力コンバータであって、前記制御回路が、前記入力電力のレベルを検出し、前記レベルに従って前記パワースイッチの制御端子から電流を引き出すよう適応され、前記制御回路が、前記入力電力の前記可変公称電源レベルの全体にわたって、線形領域で動作し、前記レベルの増加と共に、引き出される前記電流を増加させるよう適応される電力コンバータを提供する。

図２は、本発明の実施例を示している。前記電力コンバータは、自励発振原理に基づいているＲＣＣトポロジのもとで駆動されるバックコンバータである。

このＲＣＣをベースにしたバックコンバータの動作を簡単に説明するＤＣラインにおいて、ローカルな公益企業に依存するレベルを持ち得る電源入力Ｖ１からＥＭＩフィルタ（Ｃ１、Ｌ１及びＲ１）及び整流器ブリッジ（Ｄ１乃至Ｄ４）を介して入力電力が供給される。上記のように、異なる地域及び国は異なる電源入力レベルを持つ。本発明の実施例の目的は、電源入力レベルの全てのあり得る範囲、例えば、９０Ｖ乃至２４０Ｖの全体にわたって優れたラインレギュレーションを提供することである。公称動作電流の２倍高い過電流からの過電流保護のためのヒューズＦ１がある。

抵抗器Ｒ８、Ｒ９及びＲ１０は、起動抵抗器の役割を果たし、それらは、メインパワースイッチＱ1のベースをＤＣラインに結合し、メインパワースイッチＱ１に起動電流を供給する。スイッチＱ１が導通し始めるので、ＤＣラインからの電流が、ＬＥＤ１、主インダクタＬ２、メインパワースイッチＱ１を通って流れ、整流器ブリッジ及び電源Ｖ１に戻る。主インダクタＬ２の両端には正の電圧が生じる。主インダクタＬ２には補助インダクタＬ３が結合され、補助インダクタＬ３の両端には誘起電圧が生じる。この誘起電圧は、主インダクタＬ２に追加のベース電流を流し、スイッチＱの導通を速める。

Ｌ３における誘起電圧は、ＤＣライン上の電圧を示し、電源入力レベルを示す。この誘起電圧は、回路部Ｄ９、Ｒ１１及びＣ４によって相対的に安定した／一定の電圧ＶＣＣに平滑化される。

この電圧ＶＣＣは、破線ブロック内に示されている制御回路が、メインパワースイッチＱ１をオフにするためにメインパワースイッチＱ１からどれくらいベース電流を引き出すかを決定するために、前記制御装置に供給される。制御回路は、入力電力の可変公称電源レベルの全体にわたって、線形領域で動作し、レベルの増加と共に、引き出される電流を増加させるよう適応される。誘起電圧は、入力電力の可変公称電源レベルの全体にわたってレベルの増加と共に増加されるベース電流をメインパワースイッチに供給するだろうことから、制御回路によって引き出される電流の増加は、補助巻線Ｌ２によって供給される電流の増加の影響を打ち消し、従って、メインパワースイッチＱ１への実質的に安定したベース電流を維持するだろう。

電流はメインパワースイッチを流れるので、電流が或る特定の程度まで増加しているとき、パワースイッチＱ１は飽和するだろう。この時点において、インダクタＬ３が、その誘起電圧を逆転させ、徐々に、パワースイッチＱ１を、飽和状態から出させ、カットオフ状態に入らせる。過電流状態においては、過負荷電流が抵抗器Ｒ１３を流れ、Ｑ１のベースの電圧が増加され、次いで、Ｄ８が動作し始め、主インダクタＬ２の両端の電圧が減少し、従って、補助インダクタＬ３における誘起電圧を減少させる。制御回路は、最終的に、メインパワースイッチＱ１をオフにする。

パワースイッチＱ１がカットオフするので、主インダクタＬ２に蓄えられたエネルギは、フリーホイールダイオードＤ７を通ってＬＥＤ１にフリーホイールする。それと同時に、インダクタＬ２も、メインパワースイッチＱ１の本体／寄生コンデンサ(body/parasite capacitor)と共振する。共振中、インダクタＬ２の両端の電圧は、最初、負が高くなり、次いで、正が高くなる。前記電圧が正が高くなる場合には、補助インダクタＬ３における誘起電圧がメインパワースイッチＱ１のベースに再び起動電流を供給し、メインパワースイッチＱ１をオンにする。従って、この動作を繰り返す。

Ｄ６の機能は、制御回路が常に機能することを防止し、制御回路がメインパワースイッチＱ１の初期起動電流を引き出すことを防止するために、パワースイッチＱ１がオフにされるときの補助インダクタＬ３における負の電圧ポイントに制御回路をクランプするものであり、それと同時に、それは、ドライバの効率を増加させることができる。

ここで、制御回路についてより説明する。制御回路は、制御可能なスイッチのスイッチセットを有し、スイッチセットの制御端子は、入力電力の電圧振幅を示す回路位置に接続され、スイッチセットの端子に流入する電流は、パワースイッチの制御端子に接続され、スイッチセットは、入力電力の可変公称電源レベル範囲の全体にわたって線形領域で動作するよう適応される。

より具体的には、制御回路は、ダーリントンブリッジ回路を有する。ダーリントンブリッジ回路は、回路位置ＶＣＣに接続される制御端子、及び電流流出端子を備える第１スイッチＱ２と、第１スイッチＱ２の電流流出端子に接続される制御端子、並びにパワースイッチＱ１の制御端子及び第１スイッチＱ２の電流流入端子に接続される電流流入端子を備える第２スイッチＱ３とを有し、前記第１スイッチＱ２は、飽和領域で動作するよう適応され、前記第２スイッチＱ３は、入力電力の可変公称電源レベル範囲の全体にわたって線形領域で動作するよう適応される。

最も重要なことには、Ｑ２及びＱ３のＶｂｅは、通常、１．２Ｖである。Ｖｂｅの電圧が１．２Ｖを上回るとき、Ｒ３がない場合には、Ｑ２及びＱ３のベースを通る電流は、少しの範囲において線形である。しかし、Ｒ３が付加される場合には、Ｒ３を通るＶｂｅからの電流は、Ｑ２及びＱ３のベースの抵抗を増加させ、それは、９０Ｖ乃至２４０Ｖの範囲内に収まっている可変公称電源レベルの範囲をカバーするよう線形動作範囲を拡張するだろう。

更に、トランジスタＱ２、及びトランジスタＱ１のエミッタにおける抵抗器Ｒ１３が、トランジスタＱ３が線形領域で動作することを確実にする。トランジスタが飽和させられるとき、ベース電流Ｉｂが増加するのでコレクタ電流Ｉｃは増加せず、ベース・エミッタは順方向にバイアスされ（ベース電圧がエミッタ電圧より高くなり）、コレクタ・ベースは逆にバイアスされる（ベース電圧がコレクタ電圧より高くなる）。Ｒ１３が付加されるとき、Ｑ１のベースの電圧は、１．４Ｖを超えて増加され、通常値は１．５Ｖである。従って、トランジスタＱ３のコレクタ・ベースは順方向にバイアスされ（ベース電圧がコレクタ電圧より小さくなり）、トランジスタＱ３は飽和領域に入ることができない。Ｑ２が線形領域内にある場合には、Ｑ２及びＱ３のコレクタ電圧は更に高くなり、従って、トランジスタＱ３のコレクタ・ベースはより逆にバイアスされ、トランジスタＱ３は飽和領域に入ることができない。

更に、抵抗器Ｒ３の存在により、負のフィードバックがあり、それはＱ３の増幅率βを保つ。より具体的には、構成要素のばらつきにより、同じ定格のトランジスタのβは、実際には、大きな範囲の間でばらつきがあり、例えば、Ｑ２及びＱ３のゲインは、２００から４００まで多様である。この抵抗器Ｒ３は、制御回路全体の一様な増幅を供給するだろう。低いβのトランジスタの場合は、エミッタ電流は低く、従って、抵抗器Ｒ３の両端の電圧は低く、それによって、低いエミッタ電圧及びエミッタ電流は増加し、高いβのトランジスタの場合は、エミッタ電流は高く、従って、抵抗器Ｒ３の両端の電圧は高く、それによって、高いエミッタ電圧及びエミッタ電流は減少するだろう。

図３は、入力電流波形を示している。

本願発明者は、メインパワースイッチのための実質的に一定のベース電流は、９０Ｖ乃至２４０Ｖの範囲内に収まる可変公称電源レベル範囲に対して優れたラインレギュレーションを供給するのに十分であることも見出した。しかしながら、入力電圧が、更に高い、例えば、２４０Ｖから３０５Ｖまでであるとき、実質的に一定のベース電流は、一定の出力を供給することができなかった。この範囲においては、わずかに減少されたベース電流が好ましく、従って、制御回路がより多くの電流を引き出し得ることが好ましい。

この要件を満たすために、スイッチセットは、入力電力の振幅に従ってトランジスタＱ３のエミッタ抵抗を調整するよう適応されるインピーダンス調整回路Ｑ４を更に有する。インピーダンス調整回路Ｑ４は、入力電力の電圧振幅がしきい値を上回り、前記可変公称電源レベル範囲が少なくとも９０Ｖ乃至３０５Ｖの範囲内に収まるとき、前記エミッタ抵抗を減少させ、スイッチＱ３の増幅を増加させるよう適応される。

インピーダンス調整回路Ｑ４は、スイッチＱ３のエミッタ抵抗を減らすよう抵抗器Ｒ３に追加の抵抗器Ｒ７を並列接続するスイッチＱ４であり得る。スイッチＱ４は、電圧ＶＣＣがツェナーＤ５を降伏させるのに十分に高い場合に、導通状態にされる。

請求項に記載の発明を実施する当業者は、図面、明細及び添付の請求項の研究から、開示されている実施例に対する他の変形を、理解し、達成し得る。請求項において、「有する」という用語は、他の要素又はステップを除外せず、単数形表記は、複数の存在を除外しない。特定の手段が、相互に異なる従属請求項において引用されているという単なる事実は、これらの手段の組み合わせが有利になるように使用されることができないと示すものではない。請求項におけるいかなる参照符号も、範囲を限定するものとして解釈されてはならない。

Claims

公称電源レベルで入力電力を受け取るための入力部であって、前記公称電源レベルが、可変であり、少なくとも９０Ｖ乃至２４０Ｖの範囲内に収まる入力部と、
前記入力電力によって駆動されるメインパワースイッチと、
前記メインパワースイッチの制御電流を制御するための制御回路とを有するリンギングチョーク電力コンバータであって、
前記制御回路が、前記入力電力の前記レベルを検出し、前記レベルに従って前記パワースイッチの制御端子から電流を引き出すよう適応され、前記制御回路が、前記入力電力の前記可変公称電源レベルの全体にわたって、線形領域で動作し、前記レベルの増加と共に、引き出される前記電流を増加させるよう適応され、前記制御回路が、
第１トランジスタ及び第２トランジスタを備えるダーリントンブリッジ回路であって、前記第１トランジスタが、前記入力電力の電圧振幅を示す回路位置に接続されるベース端子を備え、前記第２トランジスタが、前記第１トランジスタのエミッタ端子に接続されるベース端子、並びに前記メインパワースイッチの前記制御端子及び前記第１トランジスタのコレクタ端子に接続されるコレクタ端子を備えるダーリントンブリッジ回路と、
前記第２トランジスタの増幅を調整し、前記入力電力の前記可変公称電源レベルの全体にわたって前記第２トランジスタを線形領域で動作させ続けるために前記第２トランジスタのエミッタに結合される抵抗器ネットワークとを有するリンギングチョーク電力コンバータ。
前記抵抗器ネットワークが、前記第２トランジスタの前記エミッタに接続される第１抵抗器を有する請求項１に記載のリンギングチョーク電力コンバータ。
前記第１トランジスタが、前記入力電力の前記可変公称電源レベルの全体にわたって飽和領域で動作するよう適応される請求項１に記載のリンギングチョーク電力コンバータ。
前記メインパワースイッチが、メインパワートランジスタであり、前記電力コンバータが、前記メインパワートランジスタのエミッタと接地との間に接続される第２抵抗器を更に有し、前記第２抵抗器が、前記第２トランジスタのコレクタ・ベース電圧が、飽和領域から離れるよう順方向にバイアスされ、前記第１トランジスタのベースが、前記第２抵抗器から分離されるように、前記第２トランジスタのコレクタ電圧を増加させるよう適応される請求項１に記載のリンギングチョーク電力コンバータ。
前記スイッチセットが、前記入力電力の振幅に従って前記抵抗器ネットワークのインピーダンスを調整するよう適応されるインピーダンス調整回路を更に有する請求項２に記載のリンギングチョーク電力コンバータ。
前記インピーダンス調整回路が、前記入力電力の前記電圧振幅がしきい値を上回り、前記可変公称電源レベルが少なくとも９０Ｖ乃至３０５Ｖの範囲内に収まるとき、前記抵抗器のインピーダンスを減少させ、前記第２スイッチの増幅を増加させるよう適応される請求項４に記載のリンギングチョーク電力コンバータ。
前記電力コンバータが、自励発振型コンバータであり、前記電力コンバータが、
前記メインパワースイッチのスイッチング中、前記入力電力からのエネルギを蓄え、エネルギを放出するための主インダクタと、
前記主インダクタに磁気的に結合されると共に、前記メインパワースイッチの前記制御端子に接続される補助インダクタであって、前記メインパワースイッチを制御するよう適応される補助インダクタとを有する請求項２に記載のリンギングチョーク電力コンバータ。
前記補助インダクタが、前記入力電力の前記可変公称電源レベルの範囲の全体にわたって、前記入力電力の増加と共に、前記メインパワースイッチの前記制御端子の方へ供給されるインダクタ電流を増加させるよう適応され、
前記可変公称電源レベルの範囲の全体にわたって、前記入力電力が増加するときに、前記インダクタ電流と、最終的に前記メインパワースイッチの前記制御端子に到達する前記引き出される電流との間の差電流が、実質的に同じである、又はわずかに減少する請求項７に記載のリンギングチョーク電力コンバータ。
前記回路位置が、前記補助インダクタによって充電されるバッファコンデンサ上である請求項７に記載のリンギングチョーク電力コンバータ。
前記スイッチセットの前記制御端子が、順方向ダイオードを介して前記補助インダクタに結合される請求項７に記載のリンギングチョーク電力コンバータ。
ＬＥＤと、前記ＬＥＤに給電するための請求項１乃至１０のいずれか一項に記載のリンギングチョーク電力コンバータとを有するＬＥＤ照明回路。