JP2018509038A - コヒーレント受信機における微細周波数オフセット推定のための推定精度及びロバスト性の向上した方法及び装置 - Google Patents

Abstract

本開示は、異なる周波数における出力シンボルの信号位相の確率質量関数（ＰＭＦ）を評価することにより、コヒーレント受信機における受信信号の局部発振器周波数オフセットの微細な推定のための方法及びシステムを提供する。実際の周波数オフセット以外の周波数で、信号位相は［−π，π］の中で均一に分布され、ＰＭＦ値の関数の和が、コヒーレント受信機により使用されるべき周波数オフセットを決定するために利用できるようにする。ここで、関数は０と１の間の凸又は凹状である。

Description

［関連出願］
本願は、米国特許出願番号第１４／６０３,８９０号、２０１５年１月２３日出願の優先権を主張する米国特許出願番号第１４／９７８,３８０号、２０１５年１２月２２日出願の優先権を主張する。これらの出願の内容は、参照によりここに組み込まれる。

［技術分野］
本開示は、概して、データ送信システムにおける受信信号の周波数オフセットを決定することに関する。

例えばインターネットコンテンツ、メディアコンテンツ、及び音声通信を含み得るデータコンテンツのユーザへの配信は、分散型データネットワークを通じて提供される。図１は、サービスプロバイダ１０がデータコンテンツを自宅又はオフィスビル１２にいる又はどこに位置しても良いエンドユーザにどのように提供するかを示す例示的なデータネットワーク図である。カバーされるべき地理的領域に依存して、エンドユーザ１２にデータコンテンツを配信するために種々の中間ノードが必要とされ得る。図１の例では、局地ノード１４は、局地ノード１４の近辺にいるユーザへのデータ配信ノードとして機能でき、サービスプロバイダ１０から受信されるデータコンテンツを基地局１６に再配信する中継器として機能できる。基地局１６は、近くに位置する家又はビル１２へのデータコンテンツの配信を実現するために、近所に配置され得る。基地局１６は、ユーザに無線サービスも提供するよう構成され得る。理解されるべきことに、サービスプロバイダ１０とエンドユーザ１２との間の中間ノードの数は、データサービスの所要の地理的カバレッジに依存して調整され得る。

サービスプロバイダ１０と局地ノード１４との間、局地ノード１４と基地局１６との間、及び基地局１６と家又はビル１２との間のようなノード間でデータコンテンツを表す信号を運ぶ媒体は、データケーブル１８、２０、２２である。これらのデータケーブルは銅でできた導電ケーブルであり得、又はそれらは、変調レーザ光の形式でデータを運ぶ光ケーブルであり得る。光ケーブルは、銅ケーブルより遙かに大きなデータ帯域幅を有し、及び長距離に渡り低信号損失の利益を有することが良く知られている。とは言え、光データ送信は、依然として、光信号を歪ませ得る且つ送信データを回復させるために補償されなければならない種々の現象に左右される。

図２は、光データ伝送リンク３０の簡易図であり、光伝搬チャネル３６により互いに接続される送信機３２及びコヒーレント受信機３４を含む。図１の例示的なデータネットワーク図に示した各ノード対は、ここで図２に示す光データ伝送リンク３０を有し得る。

送信機３２は、２つの直交線形偏波成分（Ｘ及びＹ）から成る光信号を生成する。ここで、各成分は、同一搬送波周波数を有する２つの直交位相成分（同位相Ｉ及び直角位相Ｑ）から成る。搬送波周波数は、位相ノイズを有するレーザにより供給される光波長である。伝搬チャネル３６は、カスケードＷＳＳのような光フィルタ、ファイバ、色分散（ＣＤ）、非線形位相雑音、偏波モード分散（ＰＭＤ）、偏波依存損失（ＰＤＬ）、偏波依存利得、偏波回転及び光白色ガウスノイズのソースである増幅器から成る。

コヒーレント受信機３４は、統合コヒーレント受信機、光検出器（ＰＩＮ）、アナログデジタル変換器（ＡＤＣ）、及びＤＳＰユニットから成る。統合コヒーレント受信機３４は、送信機レーザに厳密に一致する周波数を有する局部発振器（ＬＯ）が、伝搬光信号と混合し、それをそれぞれ送信信号の混合である４個の信号に分ける場所である。ＤＳＰユニットは、信号が処理されデータが回復される場所である。全ての上述のコンポーネントの更なる詳細事項は、後述される。

光送信に伴う問題のうちの１つは、ベースバンド信号の中の周波数シフトが送信機３２における周波数に対して生じる周波数のふらつきである。これは、局部発振器周波数オフセット（ＬＯＦＯ）として参照され、受信機３４において結果として生じる信号は、送信機３２の周波数と正確に一致しない周波数を有する。ＬＯＦＯは、光信号の中のデータを回復するために受信機３４において補正される必要がある。幾つかの現在知られているシステムでは、ＬＯＦＯは±５ＧＨｚほどの大きさであり得る。

ほとんどの知られているソリューションは、受信信号の周波数オフセットを決定するために２段階アプローチに従う。先ず、粗周波数オフセット推定器（ＦＯＥ）は、ＬＯＦＯを推定し、±１ＧＨｚ推定誤差未満まで補正できる。次に、１０ＭＨｚ未満の推定誤差を有する最終ＬＯＦＯを決定するために、微細推定が実行される。しかしながら、ほとんどの知られている微細ＬＯＦＯ推定器ソリューションは、非常に複雑であり、したがって実施するには高コストであり、推定誤差を期待閾を超えて増大させる異なる種類の障害に対して弱く、又はＢＰＳＫ及びＱＰＳＫのような特定変調フォーマットについてのみ効率的であるが、同じ製品により同様にサポートされなければならない他のフォーマットに対してはそうではない。

上述の技術のうちの幾つかは使用できるが、それらは、帯域幅の増大及び変調の増大の可能なより新しいシステムにとって効率的でない場合がある。言い換えると、周波数オフセット推定に現在知られている技術を適用することは、結果として、コヒーレント受信機３４における非常に遅いデータ回復時間をもたらし得る。あるいは、更に悪いことに、コヒーレント受信機３４は単に故障する場合がある。

したがって、実装が容易であり、微細周波数オフセット推定において正確であり、及び全てのシステムと互換性のあるような汎用的な、微細ＬＯＦＯ推定器システム及び方法を提供することが望ましい。

本開示の目的は、前述の微細周波数オフセット推定技術の少なくとも１つの欠点を除去し又は緩和することである。

第１の態様では、本開示は、コヒーレント受信機において受信される信号の周波数オフセットを推定する方法であって、複数の等化シンボルを受信するステップと、複数の周波数の各々においてＰＭＦ値の平方和を提供するために、前記複数の等化シンボルの確率質量関数（ＰＭＦ）を処理するステップと、前記和の最大値に対応する１つの周波数を識別するステップと、前記コヒーレント受信機の前記周波数オフセットを前記識別した周波数に設定するステップと、を含む方法を提供する。

第２の態様では、本開示は、コヒーレント受信機の周波数オフセット推定器であって、複数の等化シンボルの位相を決定し及び周波数範囲内の各周波数において前記位相の個々の確率質量関数値を決定するよう構成される確率質量関数（ＰＭＦ）抽出器と、各々の周波数についてＰＭＦ値の平方和を提供するために、前記個々の確率質量関数値を平方し合計するよう構成されるＰＭＦプロセッサと、前記和の最大値及び対応する周波数を識別するよう構成されるＰＭＦ識別器であって、前記対応する周波数は前記コヒーレント受信機の推定周波数オフセットである、ＰＭＦ識別器と、を含む周波数オフセット推定器を提供する。

第３の態様では、本開示は、コヒーレント光伝送リンクであって、光信号を生成する送信機と、前記送信機の前記光信号を受信し及び伝送するよう構成される光チャネルと、前記光チャネルから前記光信号を受信し、前記光信号に対応する複数の等化シンボルを提供するよう構成されるコヒーレント受信機と、を含み、前記コヒーレント受信機は、複数の周波数の各々においてＰＭＦ値の平方和を提供するために前記複数の等化シンボルの確率質量関数（ＰＭＦ）値を処理するよう構成され、及び前記和の最大値に対応する１つの周波数を識別するよう構成される周波数オフセット推定器と、前記１つの周波数に基づき前記等化シンボルの位相を補正するよう構成される搬送波位相回復回路と、を含む、コヒーレント光伝送リンクを提供する。

第４の態様では、本開示は、コヒーレント受信機において受信される信号の周波数オフセットを推定する方法であって、複数の等化シンボルを受信するステップと、複数の周波数の各々においてＰＭＦ値の関数の和を提供するために、前記複数の等化シンボルの確率質量関数（ＰＭＦ）を処理するステップであって、前記関数は、０と１の間の狭義の凹関数、及び０と１の間狭義の凸関数、のうちの１つである、ステップと、前記ＰＭＦ値の前記関数の前記和に基づき、前記複数の周波数から１つの周波数を識別するステップと、前記コヒーレント受信機の前記周波数オフセットを前記識別した周波数に設定するステップと、を含む方法を提供する。

第５の態様では、本開示は、コヒーレント受信機の周波数オフセット推定器であって、複数の等化シンボルの位相を決定し及び周波数範囲内の各周波数において前記位相の個々の確率質量関数値を決定するよう構成される確率質量関数（ＰＭＦ）抽出器と、各々の周波数についてＰＭＦ値の前記関数の和を提供するために、前記個々の確率質量関数値の関数を決定するよう構成されるＰＭＦプロセッサであって、前記関数は、０と１の間の狭義の凹関数、及び０と１の間の狭義の凸関数のうちの１つである、ＰＭＦプロセッサと、前記和の値に対応する周波数を識別するよう構成されるＰＭＦ識別器であって、前記周波数は、前記コヒーレント受信機の推定される周波数オフセットである、ＰＭＦ識別器と、を含む周波数オフセット推定器を提供する。

第６の態様では、本開示は、コヒーレント光伝送リンクであって、光信号を生成する送信機と、前記送信機の前記光信号を受信し及び伝送するよう構成される光チャネルと、前記光チャネルから前記光信号を受信し、前記光信号に対応する複数の等化シンボルを提供するよう構成されるコヒーレント受信機と、を含み、前記コヒーレント受信機は、複数の周波数の各々においてＰＭＦ値の関数の和を提供するために前記複数の等化シンボルの確率質量関数（ＰＭＦ）値を処理するよう構成され、ここで前記関数は凹又は凸状であり、及び０と１の間の前記和から１つの周波数を識別するよう構成される周波数オフセット推定器と、前記１つの周波数に基づき前記等化シンボルの位相を補正するよう構成される搬送波位相回復回路と、を含む、コヒーレント光伝送リンクを提供する。

本開示の他の態様及び特徴は、添付の図面と共に以下の本発明の特定の実施形態の説明を読むと、当業者に明らかになるだろう。

本開示の実施形態は、単なる例として添付の図面を参照して以下に説明される。
従来技術のデータネットワーク図である。 従来技術の光データ伝送リンクの図である。 出力シンボル位相の均一分布を示す例示的な位相コンステレーション図である。 出力シンボル位相の不均一分布を示す例示的な位相コンステレーション図である。 実際の周波数オフセット以外の周波数におけるＫセクタに対するＰＭＦの例示的なグラフである。 実際の周波数オフセットに対応する周波数におけるＫセクタに対するＰＭＦの例示的なグラフである。 本発明の実施形態による例示的なコヒーレント光伝送リンクのブロック図である。 本発明の実施形態による、図５のシステムにおいて使用される例示的なデータ回復回路のブロック図である。 本発明の実施形態による、図６の搬送波回復回路において使用される例示的な２次ＰＬＬの回路図である。 凸関数ｐ_ｉ ^２を使用する実際の周波数オフセットを推定する方法のフローチャートである。 凸又は凹関数ｆ（ｐ）を使用する実際の周波数オフセットを推定する方法のフローチャートである。 本発明の実施形態による、図６のＦＯ推定器のブロック図である。 本発明の実施形態による、図９のＰＭＦ抽出器のブロック図である。 信号の実際の周波数オフセットを推定する第１方法のフローチャートである。 信号の実際の周波数オフセットを推定する第２方法のフローチャートである。 前述の周波数オフセット推定の実施形態を使用する実験データのグラフである。

実施形態及びその利点が詳細に記載されているが、種々の変更、置換及び修正が添付の請求の範囲により定められる本発明から逸脱することなく行われ得ることが理解されるべきである。さらに、本願の範囲は、明細書に記載の処理、機械、製造者、物質の組成、手段、方法、及びステップの特定の実施形態に限定されることを意図しない。当業者が本発明の開示から直ちに理解するように、本願明細書に記載の対応する実施形態と実質的に同じ機能を実行し又は実質的に同じ結果を達成する、現在既存の又は後に開発される処理、機械、製造者、物質の組成、手段、方法若しくはステップは、本発明に従い利用され得る。したがって、添付の請求の範囲は、処理、機械、製造者、物質の組成、手段、方法又はステップのようなそれらの範囲を包含するものとする。

本開示は、異なる周波数における等化シンボルの信号位相の確率質量関数（ＰＭＦ）を評価することにより、コヒーレント受信機における受信信号の局部発振器周波数オフセットの微細な推定のための方法及びシステムを提供する。実施の周波数オフセット以外の周波数において、ＰＭＦ平方和（PMF sum-square）値が最小化されるように、信号位相は［−π，π］の中で均一に分布される。しかしながら、実際の周波数オフセットにおいて、信号位相は、もはや［−π，π］に渡り均一に分布されない。言い換えると、信号位相は、［−π，π］の中で幾つかの特定値を取り、したがって、結果としてピークＰＭＦ値平方和が生じる。このピークＰＭＦ値は、受信信号の実際のオフセット周波数の指示を提供する。

ここに開示の実施形態は、コヒーレント受信機における実際の周波数オフセットを決定するために、出力シンボルの位相のＰＭＦを利用する。本発明の実施形態は、コヒーレント受信機の文脈の範囲内で記載されるが、実施形態は、コヒーレント受信機を用いる無線又は他の電気的有線受信機システムに等しく適用可能であることに留意する。

コヒーレント受信機において実際の周波数オフセットを決定する方法及び装置の実施形態の詳細な議論の前に、ＰＭＦと出力信号位相の間の関係の更なる説明が続く。

図３Ａは、評価の特定周波数における出力シンボルセットの例示的な位相コンステレーション図である。図３Ａの図では、位相コンステレーションは、Ｋ＝１０の異なるセクタ又はビンに分割されており、コヒーレント受信機の特定周波数における出力シンボルの信号位相が決定され、この位相コンステレーション図にプロットされていると仮定する。図３Ａの例で結果として生じるプロットは、［−π，π］の範囲のシンボル位相の均一分布を示すことを意図し、したがって、十分なシンボルが評価される場合、太線円４０として表れる。これは、Ｋ個のセクタの各々の中に出力シンボルの位相の十分な均一分布ＰＭＦが存在することを意味する。コヒーレント受信機における出力シンボルの位相のＰＭＦがｐ_ｉ（個々の確率質量関数値）により表される場合、ｐ_ｉの和（Σｐ_ｉ）＝１、ｐ_ｉ≧０である。Σｐ_ｉ ^２を最小化するために、ラグランジュ乗数を用い、均一分布、つまり全て等しいｐ_ｉがΣｐ_ｉ ^２を最小化することを示すことができる。出力シンボル位相のこの均一分布は、周波数オフセットが受信信号の実際の周波数オフセットではない状況に対応する。

代替で、ＰＭＦ値の任意の関数ｆ（ｐ）が、該関数が確率範囲０≦ｐ≦１全体に渡り凹状である又は確率範囲０≦ｐ≦１全体に渡り凸状である限り、利用できる。関数が凸状である場合（例えば、ｆ（ｐ）＝ｐ^２）、図１３に示すように、和は周波数オフセットにおいてピークを有する。関数が凹状である場合、和は周波数オフセットにおいて凹みを有する。正／負の凹みの数学的定義は、導関数ｄｆ（ｐ）／ｄｐがｐの１対１関数であることである。同等に、ｄｆ（ｐ）／ｄｐは、厳密に単調増加する又は厳密に単調減少する（又は、同等に、

又は

）。これらの条件は少なくとも範囲０≦ｐ≦１について保持されなければならない。以下の説明では、幾つかの例がｆ（ｐ）＝ｐ^２を用いて与えられる。当業者は、他の狭義の凹又は凸関数ｆ（ｐ）を用いてこれらの例をどのように実施するかを理解するだろう。

これに対し、図３Ｂは、実施の周波数オフセットにおける出力シンボルセットの例示的な位相コンステレーション図である。受信信号の実際の周波数オフセットにおいて、出力シンボルの位相は、Ｋ個のセクタのうちのＭ個のセクタに現れる。ここで、Ｍ＜Ｋである。図３Ｂの本例では、出力シンボルの位相は、Ｋ＝３、Ｋ＝５、Ｋ＝７、及びＫ＝１０に現れるが、残りのセクタには現れない。したがって、位相は、図３Ａの例では均一に分布せず、図３ＢのΣｐ_ｉ ^２は図３Ａのピーク値より大きなピーク値を生じる。したがって、局部発振器周波数オフセット評価（ＬＯＦＯＥ）基準を、Ｊ_ＤＦＳ（ｆ_ＤＦＳ）＝Σｐ_ｉ ^２、又は一般的にΣｆ（ｐ）、ここでｆ_ＤＦＳは掃引周波数、として定めることにより、ＬＯＦＯＥ基準Ｊ_ＤＦＳのピークは、実際の周波数オフセット（ＦＯ）を表す掃引インデックス（sweep index）において観察される。ＬＯＦＯＥ基準Ｊ_ＤＦＳはＰＭＦに基づく値であることに留意する。掃引周波数は、特定のＪ_ＤＦＳを評価するために使用される、所定ステップサイズだけ離れた一連の異なる周波数のうちの１つであり得る。掃引インデックスは、任意の整数値によりこれらの個別周波数の各々を指定する。これ以降、Ｊ_ＤＦＳはＰＭＦ平方和値として参照される。

図４Ａは、限られた出力シンボルセットを用いて、実際の周波数オフセットではない周波数の、異なるＫ個のセクタのＰＭＦの実験的プロットである。ＰＭＦは、ここでは、位相のより均一な分布と相関する。図４Ｂは、コヒーレント受信機における受信信号の実際の周波数オフセットに対応する周波数の、異なるＫ個のセクタのＰＭＦの実験的プロットである。ＰＭＦは、実際の周波数オフセットにおける又はその近くの周波数を示す不均一分布と相関することが明らかに示される。留意すべきことに、図４Ａ及び４Ｂのプロットは、図３Ａ及び３Ｂの例示的な位相プロットを表さない。

Ｋの値は、所望のレベルの位相検出分解能に基づき設定される。より高いＫは、より多数のより小さなセクタを生じる。これは、実際の周波数オフセット推定の精度を向上する。後述するように、概して、より高いＫが使用されるとき、より多くのメモリが必要である。出力シンボルの位相分布が均一に分布するある周波数と、出力シンボルの位相分布が不均一に分布する実際の周波数オフセットに対応する別の周波数と、の間を区別するために分解能が不十分であるとき、低いＫ値は有用ではない場合がある。したがって、特定のコヒーレント受信機システムについてのＫの下限は、不均一位相分布が均一位相分布から区別できなくなる前の最低整数値として設定できる。

上記の原理を念頭に、コヒーレント受信機により受信される信号の実際の周波数オフセットを決定する方法及び装置の実施形態が展開され得る。図５は、本発明の実施形態による方法及び装置を使用するコヒーレント光伝送リンクのブロック図である。コヒーレント光伝送リンク１００は、光チャネル１０６を通じて通信可能に結合される送信機１０２及びコヒーレント受信機１０４を含む。光チャネル１０６は、敷設ファイバ１０８、光フリッタ１１０、及び光増幅器１１２を含む。コヒーレント受信機１０４は、統合コヒーレント受信機１１４、アナログデジタル変換器（ＡＤＣ）１１６、及びデジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）ユニット１１８を含む。コヒーレント受信機１０４のような光ファイバデジタルコヒーレント受信機では、準静的チャネル障害、並びに色分散（ＣＤ）、偏波状態（ＳＯＰ）回転、偏波モード分散（ＰＭＤ）、偏波依存損失（ＰＤＬ）、レーザ位相ノイズ、ＰＰＭ、周波数オフセット、Ｉ−Ｑ及びＸ−Ｙ遅延、Ｉ−Ｑ不平衡、等のようなコンポーネント障害も、ＤＳＰユニット１１８においてデジタル方式で補償される。本発明の実施形態によると、周波数オフセット（ＦＯ）決定器は、前述のＰＭＦ平方和値Ｊ_ＤＦＳ（ｆ_ＤＦＳ）＝Σｐ_ｉ ^２又は一般的にΣを評価するよう構成される。受信信号の実際の周波数オフセットを決定するために、ＤＳＰユニット１１８の中には、特定機能を有するトランジスタ回路及び／又は所定回路ブロックが実装される。

図６は、図５のＤＳＰユニット１１８内のデータ回復回路のブロック図の一実施形態である。ここに示される図６のデータ回復回路の実施形態では、異なる回路ブロックは、回路全体の複雑性を最小化するよう効率的な方法で、個々の障害を補償する。代替で、多数のタップを有する複雑なＭＩＭＯ−ＩＩＲ適応型等化器を必要とする１つの等化器回路ブロックで全ての障害を補償することが可能である。図６のデータ回復回路２００は、周波数ドメイン等化器（ＦＤＥＱ）２０２及び２０４、ＭＩＭＯ−ＦＩＲ２０６のような時間ドメイン等化器、搬送波位相回復回路２０８、前方誤り訂正（ＦＥＣ）回路２１０、ＦＯ推定器２１２、及びスイッチ２１４を含む。

ＣＤは非常に長いエコーを有する準決定性障害なので、ＣＤ補償（ＣＤＣ）は、静的周波数ドメイン等化器において、つまりＦＤＥＱ２０２及び２０４により、行われる。ＦＤＥＱ２０２は、ＣＤを補償し、受信信号の水平偏波のフィルタリングに合う。一方で、ＦＤＥＱ２０４は、ＣＤを補償し、受信信号の垂直偏波のフィルタリングに合う。その後、偏波依存障害は、ＭＩＭＯ−ＦＩＲ２０６の適応型時間ドメインバタフライ構造を通じて補償される。より具体的には、ＭＩＭＯ−ＦＩＲ２０６は、例えば、ＳＯＰ、ＰＤＬ、及びＰＭＤ等化を実行する。次に、搬送波位相回復回路２０８は、各偏波においてＭＩＭＯ−ＦＩＲ２０６からの等化信号の位相ノイズ及びレーザ線幅を補正する。ＦＥＣ回路２１０は、次に、実際のデータに対して誤り訂正を実行する。

搬送波位相回復回路２０８は、ＦＯ推定器２１２により提供される基準周波数推定に対して受信信号の位相を補正するために使用される２次ＰＬＬ（位相ロックループ）を含む。参考のために、図７は、搬送波位相回復回路２０８で使用され得る特定構成の２次ＰＬＬを示す。図７において、φ_１は位相補正誤りを表し、φ_２は周波数オフセット補正を表す。図７のＰＬＬ回路は、φ_２＝２πｆ_ＤＦＳ／ｆ_Ｂａｕｄを調整する。ここで、ｆ_ＤＦＳは図６のＦＯ推定器２１２により提供され、ｆ_Ｂａｕｄはシステムのボーレートである。図７において、μ_φ及びμ_φ２は、それぞれ、位相及び周波数軌道に対するＬＭＳ適応における小さなステップサイズ値である。Δφは、受信信号位相と推定位相との間の差であるＰＬＬの誤差信号である。φ_１＋φ_２は、ＰＬＬからの推定位相である。

本発明の実施形態では、ＦＯ推定器２１２は、先に議論した、受信信号の実際の周波数オフセットを推定するためのＪ_ＤＦＳ（ｆ_ＤＦＳ）＝Σｐ_ｉ ^２又は一般的にΣｆ（ｐ）基準に基づき、実際の周波数オフセットの推定を実行するＰＭＦ評価回路を含む。スイッチ２１４は、ＦＯ推定器２１２をオン及びオフにする機能を表す。より具体的には、ＦＯ推定器２１２は、受信動作が停止されるコヒーレント受信機のリセットイベントの後のような、コヒーレント受信機の初期信号取得の間に使用される。したがって、図６の例では、スイッチ２１４は、リセットイベントの後に搬送波位相回復回路２０８から出力される信号をＦＯ推定器２１２に結合するために閉じられ、ＦＯ推定器２１２が実際の周波数オフセットを搬送波位相回復回路２０８に提供した後に開かれる。ＦＯ推定器２１２は、イネーブルされている間、最後に実際の周波数オフセットを決定するために、異なる周波数で搬送波位相回復回路２０８の出力を評価する。一旦決定されると、この実際の周波数オフセットは、格納され、データを抽出するために搬送波位相回復回路２０８により使用される。ＦＯ推定器２１２は、図６の実施形態において示され及び説明されたものと同様の任意の搬送波位相回復回路と共に使用できることに留意する。

図８は、図６のＦＯ推定器２１２により実行されるような、ＰＭＦ値の平方和を用いて実際の周波数オフセットを推定する方法の実施形態を概説するフローチャートである。より具体的には、ＦＯ推定器２１２の回路及びロジックは、図８の方法の実施形態を実行するために構成される。方法は、３００において、コヒーレント受信機の起動を含み得るリセットイベントにより開始する。製造者により提供される大半のコヒーレント受信機仕様は、例えば７００ＭＨｚのような粗周波数オフセット誤差範囲ｆ_{ｃｏａｒｓｅ}を示す。代替で、同様の誤差範囲で周波数オフセットの粗推定を提供するために補助回路が使用できる。この粗周波数オフセット誤差範囲では、ｆ_ｍｉｎ乃至ｆ_ｍａｘの周波数掃引範囲が設定される。ここで、ｆ_ｍｉｎは−ｆ_{ｃｏａｒｓｅ}として設定され、ｆ_ｍａｘは＋ｆ_{ｃｏａｒｓｅ}として設定される。また、周波数ステップサイズは、システムの最良分解能に基づき設定される。次に、方法は３０２へ進み、ここで、搬送波位相回復回路２０８の出力データは、全ての異なる周波数ｆにおいて繰り返しサンプリングされる。ここで、ｆはｆ_ｍｉｎからｆ_ｍａｘまでステップサイズによりステップ又は掃引される。より具体的には、２次ＰＬＬは、受信信号に作用する各々の異なる周波数を供給される。

続いて３０４で、Ｊ_ＤＦＳ（ｆ_ＤＦＳ）＝が、ｆ_ＤＦＳの各々の周波数反復について計算される。Ｊ_ＤＦＳがＰＭＦ平方和値であることを思い出す。このＰＭＦ値及びその対応する周波数は、メモリに格納される。次に３０６へ進み、最大Ｊ_ＤＦＳ値を有する周波数が識別される。３０８で、実際の周波数オフセットが設定され、通常の受信動作のために搬送波位相回復回路２０８に提供される。次に、ＦＯ推定器２１２は、もはやコヒーレント受信機の通常動作中に必要とされないので、無効に又はオフにされ得るしたがって、ＦＯ推定器２１２は、コヒーレント受信機の信号取得動作段階の間に、動作しているように見える。

図９は、図６のＦＯ推定器２１２により実行されるような、凹又は凸関数Σｆ（ｐ）を用いて実際の周波数オフセットを推定する方法の実施形態を概説するフローチャートである。図９に示す方法は、関数ｆ（ｐ）が確率範囲０≦ｐ≦１全体に渡り凹状である、又は確率範囲０≦ｐ≦１全体に渡り凸状である点を除き、図８と類似している。３０２に続き、３０５でＪ_ＤＦＳが計算される。ここで、ｆ_ＤＦＳの各々の周波数反復についてＪ_ＤＦＳ（ｆ_ＤＦＳ）＝Σである。このＰＭＦ値及びその対応する周波数は、メモリに格納される。次に３０７へ進み、Ｊ_ＤＦＳ値に関連付けられる周波数が識別される。識別された周波数は、ｆ（ｐ）が凸関数である場合、和の最大値に関連付けられ、ｆ（ｐ）が凹関数である場合、和の最小値に関連付けられる。３０８で、実際の周波数オフセットが設定され、通常の受信動作のために搬送波位相回復回路２０８に提供される。

図１０は、本発明の実施形態による、図６のＦＯ推定器２１２の一実施形態を示すブロック図である。図を簡略化するために、ブロック４００は、図６のＭＩＭＯ−ＦＩＲ２０６及び搬送波位相回復回路２０８の両者の結合であり、単にＭＩＭＯ−ＦＩＲ及び位相回復ブロック４００として参照される。

このＦＯ推定器の実施形態は、ＰＭＦ抽出器４０２、４０４、ＰＭＦプロセッサ４０６、４０８、ローカル合計器４１０、グローバル合計器４１２、ＰＭＦ識別器４１４、周波数掃引器４１６、並びに周波数オフセット設定回路４１８及び４１９を含む。ＰＭＦ抽出器４０２及びＰＭＦプロセッサ４０６は、受信信号の１つの偏波に対して作用する。一方、ＰＭＦ抽出器４０４及びＰＭＦプロセッサ４０８は、受信信号の別の偏波に対して作用する。回路ブロック４００、４０２、４０４、４０６、及び４０８は、単一のＰＭＦ処理ブランチとして参照できる。幾つかのコヒーレント受信機は、回路ブロック４００、４０２、４０４、４０６、及び４０８と同じ回路ブロックを有するが異なるデータセットに対して同時に作用する複数のＰＭＦ処理ブランチを有して良い。このような並列化レベルは、単一のプロセッサブランチが入力データストリームを処理するために十分速くないとき、使用され得る。以下は、ＰＭＦ抽出器４０２、４０４、ＰＭＦプロセッサ４０６、４０８、ＰＭＦ識別器４１４、周波数掃引器４１６、並びに周波数オフセット設定回路４１８及び４１９の議論である。

信号取得動作段階の間、周波数掃引器４１６は、所定ステップサイズで異なるｆ_ＤＦＳ周波数を設定することを担い、図８及び９の方法の実施形態のステップ３０２で議論した周波数掃引機能を実行する。ｆ_ＤＦＳが設定されると、周波数オフセット設定回路４１９は、周波数掃引器４１６により設定されたｆ_ＤＦＳを用いてφ_２を設定する。ＭＩＭＯ−ＦＩＲ及び位相回復ブロック４００は、次に、設定されたφ_２を用いて動作し、ＰＭＦ抽出器４０２に偏波信号（Ｘｅ）を提供する。ここで、等化信号位相のＰＭＦが、特定のｆ_ＤＦＳ周波数において、データバーストの各フレームについて抽出される。これは、回路に位相を検出させることにより及び位相が位相コンステレーションのどのセクタに分布されるかを識別することにより（つまり、図３Ａ及び３Ｂに示すように）、各シンボルについて行われ得る。ＰＭＦ抽出器４０２は、位相がＫ個のセクタのうちの各セクタの中で識別される回数を追跡する。以下の表１は、Ｋ＝１０のシンボル位相の例示的な抽出されたＰＭＦを示す。ここで、最も左の列はＫ識別子を特定し、真ん中の列は対応するセクタのコンステレーション範囲を列挙し、最も右の列は各位相コンステレーションセクタの中で識別されたシンボル位相のカウントを列挙する。

より多くのシンボルがＰＭＦ抽出器４０２により評価されるとき、カウントは増大する。均一位相分布が観察される図３Ａの先の例を用いると、全てのセクタについての表１のカウントは、実質的に互いに近くなる。他方で、不均一位相分布が観察される図３Ｂの先の例を用いると、全てのＫセクタに渡るカウントは近くならない。１フレームのシンボルのような特定量のシンボルが評価されると、収集されたカウントは、次にＰＭＦプロセッサ４０６に提供される。ＰＭＦプロセッサ４０６は、次に、ｆ_ＤＦＳの現在のオフセット周波数で、Ｊ_{ＤＦＳ＿ｘ}（ｆ_ＤＦＳ）＝Σｐ_ｉ ^２又は一般的にΣの数学的関数を実行する。これは、図８のステップ３０４又は図９のステップ３０５にそれぞれ対応する。表１の例を用いると、Ｊ_{ＤＦＳ＿ｘ}（ｆ_ＤＦＳ）＝Σｐ_ｉ ^２＝５^２＋３^２＋８^２＋６^２．．．＋４^２＋９^２である。ＰＭＦ抽出器４０４及びＰＭＦプロセッサ４０８は、ＰＭＦ抽出器４０２及びＰＭＦプロセッサ４０６と共に他の偏波に対して、ＰＭＦプロセッサ４０８がＪ_{ＤＦＳ＿ｙ}（ｆ_ＤＦＳ）を提供する点を除いて正確に同じ方法で同時に作用する。Ｊ_{ＤＦＳ＿ｘ}（ｆ_ＤＦＳ）及びＪ_{ＤＦＳ＿ｙ}（ｆ_ＤＦＳ）の両方は、ローカル合計器４１０において単に一緒に加算され、両方の偏波が同じ周波数オフセットに直面しているときＪ_{ＤＦＳ＿ｘｙ}（ｆ_ＤＦＳ）を生じる。ＰＭＦ抽出器４０４及びＰＭＦプロセッサ４０８は必要ではないが、ＦＯ推定の精度を向上するために本発明の実施形態に含まれることに留意する。

他のＰＭＦ処理ブランチ４２０及び４２２は存在しない又は使用されていないと仮定して、ＰＭＦプロセッサ出力Ｊ_{ＤＦＳ＿ｘｙ}（ｆ_ＤＦＳ）はＰＭＦ識別器４１４に提供される。ＰＭＦ識別器４１４は、（凸関数ｆ（ｐ）が使用された場合）最大値又は（凹関数ｆ（ｐ）が使用された場合）最小値であるＪ_{ＤＦＳ＿ｘｙ}（ｆ_ＤＦＳ）値、及び結果として生じた対応するｆ_ＤＦＳの追跡を続ける。これは、概して、図８のステップ３０６及び図９に対応する。１つのｆ_ＤＦＳについてのこの反復は、ここで完了し、周波数掃引器４１６はｆ_ＤＦＳを次の周波数に変更する。この次の周波数は、前の周波数に所定ステップサイズを加えたものであり、次の周波数インデックスとして参照される。ＰＭＦ抽出器４０２、４０４及びＰＭＦプロセッサ４０６、４０８の前に説明した動作は、次に再び繰り返し、新しいＪ_{ＤＦＳ＿ｘｙ}（ｆ_ＤＦＳ）がＰＭＦ識別器４１４に提供される。最後に、ｆ_ｍｉｎ乃至ｆ_ｍａｘの範囲内にある全ての周波数インデックスにおけるＪ_{ＤＦＳ＿ｘｙ}（ｆ_ＤＦＳ）が提供され、ＰＭＦ識別器４１４は、最大（又は最小）Ｊ_{ＤＦＳ＿ｘｙ}（ｆ_ＤＦＳ）値が生じた周波数になるよう実際の周波数オフセットを設定する。これは、図８のステップ３０８及び図９に対応する。ここで、周波数オフセット設定回路４１８は、この実際の周波数オフセットを用いて設定され、信号取得段階は終了し、したがって、通常受信動作が進行できる。纏めると、図１０の実施形態のＦＯ推定器は、等化シンボルのＰＭＦを処理し、異なる周波数におけるＰＭＦ値の凹又は凸関数の和を提供し、そして、ＰＭＦ値の凹又は凸関数の最大和に対応する１つの周波数を識別する。

代替の実施形態では、並列ＰＭＦ処理ブランチ４２０及び４２２のうちの任意の１又は複数が、最終的なＪ_{ＤＦＳ＿ｘｙ}（ｆ_ＤＦＳ）値の精度を向上するために使用され得る。各ＰＭＦ処理ブランチは同じｆ_ＤＦＳ及びφ_２で、しかし異なるデータセットに対して動作しているので、グローバル合計器４１２は、各ＰＭＦ処理ブランチの出力からのＪ_{ＤＦＳ＿ｘｙ}（ｆ_ＤＦＳ）値を一緒に加算するために使用される。このグローバルＪ_{ＤＦＳ＿ｘｙ}（ｆ_ＤＦＳ）値は、ＰＭＦ識別器４１４に提供され、処理は異なるｆ_ＤＦＳについて再び繰り返される。より多くのデータは、実際の周波数に対応する、均一位相分布からのＪ_{ＤＦＳ＿ｘｙ}（ｆ_ＤＦＳ）値と不均一位相分布からのＪ_{ＤＦＳ＿ｘｙ}（ｆ_ＤＦＳ）値との間のより大きな差を許容する。このような、より大きな差は検出するのがより容易であることが理解されるべきである。実際に、１つのＰＭＦ抽出器４０２及び１つのＰＭＦプロセッサ４０６の単一のペアリングは、ＦＯを推定するために十分であり、ＰＭＦ処理ブランチ４２０及び４２２の任意の組合せからの異なるペアリングは、ＦＯ推定の実施形態において同時にアクティブになり得る。

したがって、単一のブロックバーストだけの代わりに、ＦＯ推定器２１２に複数のブロックバーストを処理させることにより、更なるロバスト性が得られる。纏めると、全ての並列ＰＭＦ処理ブランチについての最終的なＪ_{ＤＦＳ＿ｘｙ}（ｆ_ＤＦＳ）値は、以下の式１により表すことができる。
式１：

又は一般的に

Ｋは、信号位相のＰＭＦの分解能である。ｎＰｏｌは、偏波多重化システムでは２であり単一偏波送信では１である偏波の数である。ｎＰｒｏｃは、ＤＳＰの中の並列ＴＤＥＱ及びＣＲプロセッサ又はブランチの数である。ｎＢｕｒｓｔｓは、各計算に含まれるブロックバーストの数である。ここで、ｎＢｕｒｓｔｓは、システム仕様に基づき設定されるべきである。

図１１は、本発明の実施形態による、ＰＭＦ抽出器４０２又は４０４の更なる詳細を示すブロック図である。本実施形態では、ＰＭＦ抽出器４０２は、Ｋビン量子化器４５０及びカウンタブロック４５２を含む。Ｋビン量子化器４５０は、入力信号の位相を検出し、次に、Ｋ個のセクタ又は位相ビンのうちのどれに位相が属するかを決定することを担う。ｐ（Ｌ）＋＋回路４５２は、カウンタブロックであり、特定の位相ビン（又はＫセクタ）に属しているとき、位相が検出されるインスタンス数を計数し続けるためにメモリ又はレジスタを含み得る。代替で、Ｋビン量子化器４５０は、ルックアップテーブル（ＬＵＴ）として実装できる。例えば、検出した位相φをＫ／（２π）（φ×Ｋ／（２π））により乗算することにより、結果として生じる値は、Ｋ個のエントリを有するテーブルに対応するために丸め込まれ得る。例えば、ｒｏｕｎｄ（φ×Ｋ／（２π））＝３の場合、テーブルの中のＫ＝３のエントリは、１だけインクリメントされる。両方の実施形態において、カウントを格納するためにメモリが必要である。

例えば図１０に示すもののような先に議論したＦＯ推定器の実施形態は、コヒーレント光伝送リンクにおいて使用できる。このようなコヒーレント光伝送リンクは、図５の実施形態において先に示された。現在記載のコヒーレント光伝送リンクの実施形態は、送信機１０２、光チャネル１０６、及びコヒーレント受信機１０４を含み得る。送信機１０２は、光チャネル１０６により受信され及び伝送される光信号を生成する。送信機１０２は、図１に示すようなサービスプロバイダ１０、局地ノード１４又は基地局１６のようなソース位置に配置され得る。光チャネル１０６は、データケーブル１８、２０、２２により表すことができる。

コヒーレント受信機１０４は、光チャネル１０６から光信号を受信し、図６の実施形態において先に示した周波数ドメイン等化器（ＦＤＥＱ）２０２及び２０４、及びＭＩＭＯ−ＦＩＲ２０６のような回路を用いて光信号に対応する等化シンボルを提供するよう構成される。コヒーレント受信機１０４は、図６の周波数オフセット推定器２１２の実施形態及び図１０の実施形態のような周波数オフセット推定器、及び図６の搬送波位相回復回路２０８の実施形態により示されるもののような搬送波位相回復回路を含み得る。現在記載のコヒーレント光伝送リンクの実施形態におけるＦＯ推定器は、異なる周波数におけるＰＭＦ値の凸又は凹関数の和を提供する目的で等化シンボルの確率質量関数（ＰＭＦ）を処理し、ＰＭＦ値の最大平方和に対応する１つの周波数を識別する。現在記載のコヒーレント光伝送リンクの実施形態における搬送波位相回復回路は、識別された１つの周波数に基づき、等化シンボルの位相を補正する。

図１２及び図１３を参照して、信号位相のＰＭＦを用いてコヒーレント受信機における信号の実際の周波数オフセットを推定する方法の詳細なフローチャートが説明される。例えば、以下の方法の実施形態は、図５、６、１０に示した回路において実行され得る。より具体的には、図１２及び図１３の方法の実施形態は、図５の実施形態のＤＳＰ１１８において、図６の実施形態の実施形態のＦＯ推定器２１２において、及び図１０のＰＭＦ抽出器の実施形態において、実行され得る。

図１２の方法は、５００においてリセットイベントの後に開始し、ここで、ｆ_ＤＦＳはｆ_ｍｉｎに設定され、Ｊ_ｍａｘ及びＪ_ＤＦＳは０に設定され、ｆ_ｅｓｔはｆ_ｍｉｎに設定され、ｉＢｕｒｓｔは０に設定される。変数ｆ_ｅｓｔは、最終的に実際の周波数オフセットであり、ｆ_ｍｉｎは使用すべき最小周波数であり、Ｊ_ｍａｘは最大ＰＭＦ値を格納し、ＰＭＦ平方和値Ｊ_ＤＦＳは現在評価されるＰＭＦプロセッサ出力である。続いて５０２で、φ_２は、搬送波位相回復回路２０８の２次ＰＬＬのために２π×ｆ_ＤＦＳ／ｆ_Ｂａｕｄに設定され、ｉＢｕｒｓｔ値はインクリメントされる。例えば、ＭＩＭＯ−ＦＩＲ及び位相回復ブロック４００は、ここで、ｆ_ＤＦＳ及びφ_２値により動作するよう設定される。出力シンボルがＭＩＭＯ−ＦＩＲ及び位相回復ブロック４００から提供されると、５０４で各シンボルの出力位相のＰＭＦが決定され、ｐ_ｉとして表される。これは、位相コンステレーションセクタのＫ個のセクタのうちの各々に位相のカウントが累積される場所である。続いて図１２の５０６で、Ｊ_ＤＦＳ＝Ｊ_ＤＦＳ＋Σｐ_ｉ ^２のような凸関数を用いるＰＭＦプロセッサ計算は、現在のブロックバーストについて実行される。５０８で、現在のバースト数ｉＢｕｒｓｔが最大バースト数ｎＢｕｒｓｔより大きくない場合、方法は５０２に戻り、評価すべき後続のブロックバーストを受信する。方法が、各々の連続するブロックバーストについて、同じｆ_ＤＦＳ及びφ_２設定の下で５０２、５０４、及び５０６を通じてループするとき、Ｊ_ＤＦＳは値が増大し続ける。

現在のバースト数ｉＢｕｒｓｔが最大バースト数ｎＢｕｒｓｔより大きくなると、方法は５１０に進む。５１０で、現在のＪ_ＤＦＳとＪ_ｍａｘとの間の比較が行われる。この最初の反復はＪ_ｍａｘ＝０を有し、Ｊ_ＤＦＳは確実に＞０であるので、５１６で、Ｊ_ｍａｘはＪ_ＤＦＳとして設定され、ｆ_ｅｓｔはｆ_ＤＦＳとして設定される。言い換えると、最大値Ｊ_ＤＦＳは、その対応する周波数と共に記録され、任意の前のより低いＪ_ＤＦＳ及び対応する周波数値は廃棄又は無視される。５１０で、Ｊ_ＤＦＳがＪ_ｍａｘより小さい場合、現在のｆ_ＤＦＳ周波数は興味無く、方法は５１２に進み、ここで、パラメータＪ_ＤＦＳ及びｉＢｕｒｓｔは０にリセットされ、ｆ_ＤＦＳは所定周波数ステップサイズだけインクリメントされる。新たにインクリメントされたｆ_ＤＦＳの比較は、５１４において、ｆ_ｍａｘと比較される。ｆ_ＤＦＳがｆ_ｍａｘを超えていない場合、出力位相のＰＭＦを決定すべき更に多くの周波数が存在する。したがって、方法は新しいｆ_ＤＦＳ値を有し５０２に戻る。その他の場合、方法は、全ての周波数インデックスが掃引されたので、５１８に進む。５１８により、最大ＪＤＦＳ値がＪ_ｍａｘとして格納されている。そして、その対応する周波数はｆ_ｅｓｔとして格納されている。これは報告され、コヒーレント受信機の実際の周波数オフセットとして設定される。コヒーレント受信機の通常の受信動作が、ここで進行できる。

図１３を参照し、方法は、５２０においてリセットイベントの後に開始し、ここで、ｆ_ＤＦＳはｆ_ｍｉｎに設定され、Ｊ_ｍｉｎ及びＪ_ＤＦＳは０に設定され、ｆ_ｅｓｔはｆ_ｍｉｎに設定され、ｉＢｕｒｓｔは０に設定される。変数ｆ_ｅｓｔは、最終的に実際の周波数オフセットであり、ｆ_ｍｉｎは使用すべき最小周波数であり、Ｊ_ｍｉｎは最小ＰＭＦ値を格納し、ＰＭＦ関数値Ｊ_ＤＦＳは現在評価されるＰＭＦプロセッサ出力である。続いて５２２で、φ_２は、搬送波位相回復回路２０８の２次ＰＬＬのために２π×ｆ_ＤＦＳ／ｆ_Ｂａｕｄに設定され、ｉＢｕｒｓｔ値はインクリメントされる。例えば、ＭＩＭＯ−ＦＩＲ及び位相回復ブロック４００は、ここで、ｆ_ＤＦＳ及びφ_２値により動作するよう設定される。出力シンボルがＭＩＭＯ−ＦＩＲ及び位相回復ブロック４００から提供されると、５２４で各シンボルの出力位相のＰＭＦが決定され、ｐ_ｉとして表される。これは、位相コンステレーションセクタのＫ個のセクタのうちの各々に位相のカウントが累積される場所である。続いて５２６で、Ｊ_ＤＦＳ＝Ｊ_ＤＦＳ＋Σｆ（ｐ）のＰＭＦプロセッサ計算は、凹関数ｆ（ｐ）を用いて、現在バーストブロックに対して実行される。５２８で、現在バースト数ｉＢｕｒｓｔが最大バースト数ｎＢｕｒｓｔより大きくない場合、方法は、５２２に戻り、評価すべき後続のブロックバーストを受信する。方法が、各々の連続するブロックバーストについて、同じｆ_ＤＦＳ及びφ_２設定の下で５２２、５２４、及び５２６を通じてループするとき、Ｊ_ＤＦＳは値が増大し続ける。

５３０で、現在のＪ_ＤＦＳとＪ_ｍｉｎとの間の比較が行われる。この最初の反復はＪ_ｍｉｎ＝０を有し、Ｊ_ＤＦＳは確実に＞０であるので、５３６で、Ｊ_ｍｉｎはＪ_ＤＦＳとして設定され、ｆ_ｅｓｔはｆ_ＤＦＳとして設定される。言い換えると、最小値Ｊ_ＤＦＳは、その対応する周波数と共に記録され、任意の前のより高いＪ_ＤＦＳ及び対応する周波数値は廃棄又は無視される。５３０で、Ｊ_ＤＦＳがＪ_ｍｉｎより小さい場合、現在のｆ_ＤＦＳ周波数は興味無く、方法は５３２に進み、ここで、パラメータＪ_ＤＦＳ及びｉＢｕｒｓｔは０にリセットされ、ｆ_ＤＦＳは所定周波数ステップサイズだけインクリメントされる。新たにインクリメントされたｆ_ＤＦＳの比較は、５３４において、ｆ_ｍｉｎと比較される。ｆ_ＤＦＳがｆ_ｍａｘを超えていない場合、出力位相のＰＭＦを決定すべき更に多くの周波数が存在する。したがって、方法は新しいｆ_ＤＦＳ値を有し５２２に戻る。その他の場合、方法は、全ての周波数インデックスが掃引されたので、５３８に進む。５３８により、最大Ｊ_ＤＦＳ値がＪ_ｍｉｎとして格納されている。そして、その対応する周波数はｆ_ｅｓｔとして格納されている。これは報告され、コヒーレント受信機の実際の周波数オフセットとして設定される。コヒーレント受信機の通常の受信動作が、ここで進行できる。

コヒーレント受信機により受信される信号の実際の周波数オフセットを推定するために信号出力位相のＰＭＦを用いることの有効性を実証するために、先に記載したＦＯ推定器の実施形態が実施されテストされる。
図１４は、異なるｆ_ＤＦＳ周波数におけるＰＭＦプロセッサ出力（Ｊ_ＤＦＳ）のプロットである。ここで、Ｊ_ＤＦＳ（ｆ_ＤＦＳ）＝Σｐ_ｉ ^２である。図１４には、明らかに単一のピーク値が明確である。そして、周波数オフセット誤差は約１ＭＨｚであり、１０ＭＨｚの許容最大値より低い。従来技術の周波数オフセット推定方法を用いるテストと同様に、推定誤差は、許容限度より遙かに大きく、システムはデータの回復に失敗する。

纏めると、先に記載した周波数オフセット推定方法の実施形態及びコヒーレントデジタル受信機のシステムの実施形態は、現在知られている方法よりも、より高速に、よりロバストに且つ正確に、オフセット周波数を推定する。信号位相のＰＭＦを用いる本発明の実施形態は、例えばＲＲＣ、ＲＣ、ＮＲＺ、及びＲＺ６７のような任意の種類のシグナリングと共に使用できる。信号位相のＰＭＦを用いる本発明の実施形態は、例えばＢＰＳＫ、ＱＰＳＫ、８ＱＡＭ、１６ＱＡＭ、及び６４ＱＡＭを含む全ての変調方式と、及び全てのプリコーディング、前置補償、量子化、並びに例えば自然放射増幅（ＡＳＥ）及び位相ノイズを含む異なるノイズ源と互換性がある。本発明の実施形態は、任意のＤＳＰアルゴリズムと互換性があり、狭電気帯域、多数の波長選択スイッチ（ＷＳＳ）、より大きなＬＯＦＯ、大きなＡＳＥ、及び大きなチャネル障害に対して非感受性である。本発明の実施形態は、複雑ではなく、ハードウェアに馴染みやすく、オフセット周波数を決定するために少ないバーストが要求されるとき、高速収束を特徴とする。

先に記載した実施形態は、偏波多重コヒーレント光送信の文脈で説明された。しかしながら、それらは、単一偏波コヒーレント光送信においても同様に使用できる。さらに、先に記載した実施形態は、コヒーレント受信機を使用する伝統的な有線及び無線通信システムにおいて使用できる。より具体的には、任意のコヒーレントシステムは、先の実施形態において教示されたＦＯ推定器回路を含むことができ、既存の周波数補正器と共に、全ての可能な動作周波数の範囲を掃引できる。ＰＭＦプロセッサ出力として参照される、ＰＭＦ平方和出力に基づき、ＦＯが推定できる。

先の記載では、説明を目的として、実施形態の完全な理解を提供するために、多くの詳細事項が説明された。しかしながら、当業者には、これらの特定の詳細事項が必要でないことが明らかである。他の例では、良く知られた電気的構造及び回路が、理解を不明瞭にしないために、ブロック図の形式で示された。例えば、特定の詳細事項は、ここに記載された実施形態がソフトウェアルーチン、ハードウェア回路、ファームウェア、又はそれらの組合せとして実施されるかに関わらず、提供されない。

本開示の実施形態は、機械可読媒体（具現化されたコンピュータ可読プログラムコードを有する、コンピュータ可読媒体、プロセッサ可読媒体、又はコンピュ―タ使用可能媒体としても参照される）コンピュータプログラムプロダクトとして表すことができる。機械可読媒体は、ディスケット、コンパクトディスク読み出し専用メモリ（ＣＤ−ＲＯＭ）、メモリ素子（揮発性又は不揮発性）、又は同様の記憶メカニズムを含む磁気、光、又は電気記憶媒体を含む任意の適切な有形非一時的媒体であり得る。機械可読媒体は、実行されると、プロセッサに本開示の実施形態による方法におけるステップを実行させる、種々の命令セット、コードシーケンス、構成情報、又は他のデータを含むことができる。当業者は、記載の実装を実施するために必要な他の命令及び動作も機械可読媒体に格納され得ることを理解するだろう。機械可読媒体に格納される命令は、プロセッサ又は他の適切な処理装置により実行され得、記載のタスクを実行するために回路とインタフェースできる。

上述の実施形態は、単なる例であることを意図する。代替、変更、及び変形が、当業者により特定の実施形態に対して行われ得る。請求の範囲は、ここに説明した特定の実施形態により限定されるべきではないが、全体として明細書と一貫するように考えられるべきである。

図１２及び図１３を参照して、信号位相のＰＭＦを用いてコヒーレント受信機における信号の実際の周波数オフセットを推定する方法の詳細なフローチャートが説明される。例えば、以下の方法の実施形態は、図５、６、１０に示した回路において実行され得る。より具体的には、図１２及び図１３の方法の実施形態は、図５の実施形態のＤＳＰ１１８において、図６の実施形態のＦＯ推定器２１２において、及び図１０のＰＭＦ抽出器の実施形態において、実行され得る。

Claims (43)

1. コヒーレント受信機において受信される信号の周波数オフセットを推定する方法であって、
   複数の等化シンボルを受信するステップと、
   複数の周波数の各々においてＰＭＦ値平方和を提供するために、前記複数の等化シンボルの確率質量関数（ＰＭＦ）を処理するステップと、
   前記和の最大値に対応する１つの周波数を識別するステップと、
   前記コヒーレント受信機の前記周波数オフセットを前記識別した周波数に設定するステップと、
   を含む方法。
2. 信号取得動作段階で反復的に等化シンボルを受信する前に、前記コヒーレント受信機をリセットするステップと、
   通常動作段階で前記周波数オフセットにより前記コヒーレント受信機を動作させるステップと、
   を更に含む請求項１に記載の方法。
3. 処理するステップは、
   データバーストのフレームの位相を検出するステップと、
   前記検出した位相が位相コンステレーションのどのＫセクタに分布するかを識別するステップであって、Ｋは１より大きい有限整数である、ステップと、
   を含む、請求項１に記載の方法。
4. 処理するステップは、前記検出した位相の前記分布を計数するステップを更に含む、請求項３に記載の方法。
5. 処理するステップは、前記検出した位相の前記分布の平方和を計算するステップであって、前記検出した位相の前記分布の前記平方和は、前記ＰＭＦ値平方和に対応する、ステップを更に含む、請求項４に記載の方法。
6. １つの周波数を識別する前記ステップは、前記異なる周波数の各々について、前記ＰＭＦ値平方和を格納するステップを含む、請求項５に記載の方法。
7. １つの周波数を識別する前記ステップは、前記和の最大値及び対応する１つの周波数を識別するために、前記ＰＭＦ値平方和を互いに比較するステップを更に含む、請求項６に記載の方法。
8. 前記等化シンボルは、前記信号の第１及び第２偏波成分からのシンボルを含む、請求項１に記載の方法。
9. 処理するステップは、同一周波数における前記信号の別のデータセットに対応する第２ＰＭＦ値平方和を同時に計算するステップと、前記ＰＭＦ値平方和及び前記第２ＰＭＦ値平方和を共に加算するステップと、を更に含む、請求項５に記載の方法。
10. コヒーレント受信機の周波数オフセット推定器であって、
    複数の等化シンボルの位相を決定し及び周波数範囲内の各周波数において前記位相の個々の確率質量関数値を決定するよう構成される確率質量関数（ＰＭＦ）抽出器と、
    各々の周波数についてＰＭＦ値平方和を提供するために、前記個々の確率質量関数値を平方し合計するよう構成されるＰＭＦプロセッサと、
    前記和の最大値及び対応する周波数を識別するよう構成されるＰＭＦ識別器であって、前記対応する周波数は前記コヒーレント受信機の推定周波数オフセットである、ＰＭＦ識別器と、
    を含む周波数オフセット推定器。
11. 前記ＰＭＦ抽出器は、前記位相を検出し及び前記検出した位相が位相コンステレーションのどのＫセクタに分布するかを識別する量子化器であって、Ｋは１より大きい有限整数である、量子化器を含む、請求項１０に記載の周波数オフセット推定器。
12. 前記ＰＭＦ抽出器は、
    前記検出した位相の前記分布を計数するカウンタと、
    前記検出した位相の前記分布の数を格納するメモリと、
    を含む、請求項１１に記載の周波数オフセット推定器。
13. 前記ＰＭＦ抽出器及び前記ＰＭＦプロセッサは、第１ＰＭＦ抽出器及び第１ＰＭＦプロセッサであり、前記第１ＰＭＦ抽出器は受信光信号の１つの偏波に対応する等化シンボルを受信し、前記第１ＰＭＦプロセッサは第１ＰＭＦ値平方和を提供する、請求項１２に記載の周波数オフセット推定器。
14. 第２ＰＭＦ抽出器及び第２ＰＭＦプロセッサを更に含み、前記第２ＰＭＦ抽出器は前記受信光信号の別の偏波に対応する等化シンボルを受信し、前記第２ＰＭＦプロセッサは第２ＰＭＦ値平方和を提供する、請求項１３に記載の周波数オフセット推定器。
15. 前記ＰＭＦ値平方和を提供するために、前記第１ＰＭＦ値平方和を前記第２ＰＭＦ値平方和に加算するローカル合計器を更に含む請求項１４に記載の周波数オフセット推定器。
16. 前記第１ＰＭＦ抽出器、前記第１ＰＭＦプロセッサ、前記２ＰＭＦ抽出器、及び前記第２ＰＭＦプロセッサは、データの第１セットに作用する第１ＰＭＦ処理ブランチに含まれ、前記周波数オフセット推定器は、第３ＰＭＦ値平方和及び第４ＰＭＦ値平方和を提供するために、前記第１ＰＭＦ処理ブランチと同時に前記データの第２セットに作用する第２ＰＭＦ処理ブランチを更に含む、請求項１４に記載の周波数オフセット推定器。
17. 前記ＰＭＦ値平方和を提供するために、前記第１ＰＭＦ値平方和、前記第２ＰＭＦ値平方和、前記第３ＰＭＦ値平方和、及び前記第４ＰＭＦ値平方和を互いに加算する合計器を更に含む請求項１６に記載の周波数オフセット推定器。
18. コヒーレント光伝送リンクであって、
    光信号を生成する送信機と、
    前記送信機の前記光信号を受信し及び伝送するよう構成される光チャネルと、
    前記光チャネルから前記光信号を受信し、前記光信号に対応する複数の等化シンボルを提供するよう構成されるコヒーレント受信機と、
    を含み、前記コヒーレント受信機は、
    複数の周波数の各々においてＰＭＦ値平方和を提供するために前記複数の等化シンボルの確率質量関数（ＰＭＦ）値を処理するよう構成され、及び前記和の最大値に対応する１つの周波数を識別するよう構成される周波数オフセット推定器と、
    前記１つの周波数に基づき前記等化シンボルの位相を補正するよう構成される搬送波位相回復回路と、
    を含む、コヒーレント光伝送リンク。
19. 前記周波数オフセット推定器は、
    前記等化シンボルの位相を決定し及び周波数範囲内の各周波数において前記位相の個々の確率質量関数値を決定するよう構成される確率質量関数（ＰＭＦ）抽出器と、
    各々の周波数について前記ＰＭＦ値平方和を提供するために、前記個々の確率質量関数値を平方し合計するよう構成されるＰＭＦプロセッサと、
    最大ＰＭＦ値平方和及び対応する周波数を識別するＰＭＦ識別器であって、前記対応する周波数は前記コヒーレント受信機の推定周波数オフセットである、ＰＭＦ識別器と、
    を含む、請求項１８に記載のコヒーレント光伝送リンク。
20. 前記ＰＭＦ抽出器は、
    前記位相を検出し、前記検出した位相が位相コンステレーションのどのＫセクタに分布するかを識別する量子化器であって、Ｋは１より大きい有限整数である、量子化器と、
    前記検出した位相の前記分布を計数するカウンタと、
    前記検出した位相の前記分布の数を格納するメモリと、
    を含む、請求項１９に記載のコヒーレント光伝送リンク。
21. コヒーレント受信機において受信される信号の周波数オフセットを推定する方法であって、
    複数の等化シンボルを受信するステップと、
    複数の周波数の各々においてＰＭＦ値関数和を提供するために、前記複数の等化シンボルの確率質量関数（ＰＭＦ）を処理するステップであって、前記関数は、０と１の間の狭義の凹関数、及び０と１の間狭義の凸関数、のうちの１つである、ステップと、
    前記ＰＭＦ値関数和に基づき、前記複数の周波数から１つの周波数を識別するステップと、
    前記コヒーレント受信機の前記周波数オフセットを前記識別した周波数に設定するステップと、
    を含む方法。
22. 前記関数は凸関数であり、前記１つの周波数は前記和の最大値により識別される、請求項２１に記載の方法。
23. 前記関数は凹関数であり、前記１つの周波数は前記和の最小値により識別される、請求項２１に記載の方法。
24. 信号取得動作段階で反復的に等化シンボルを受信する前に、前記コヒーレント受信機をリセットするステップと、
    通常動作段階で前記周波数オフセットにより前記コヒーレント受信機を動作させるステップと、
    を更に含む請求項２１に記載の方法。
25. 処理するステップは、
    データバーストのフレームの位相を検出するステップと、
    前記検出した位相が位相コンステレーションのどのＫセクタに分布するかを識別するステップであって、Ｋは１より大きい有限整数である、ステップと、
    を含む、請求項２１に記載の方法。
26. 処理するステップは、前記検出した位相の前記分布を計数するステップを更に含む、請求項２５に記載の方法。
27. 処理するステップは、前記検出した位相の前記分布の前記関数の和を計算するステップであって、前記検出した位相の前記分布の前記関数の和は、前記ＰＭＦ値関数和に対応する、ステップを更に含む、請求項２６に記載の方法。
28. １つの周波数を識別する前記ステップは、最大ＰＭＦ値関数和及び対応する１つの周波数を識別するために、前記ＰＭＦ値関数和を互いに比較するステップを更に含む、請求項２７に記載の方法。
29. 前記等化シンボルは、前記信号の第１及び第２偏波成分からのシンボルを含む、請求項２１に記載の方法。
30. 処理するステップは、同一周波数における前記信号の別のデータセットに対応する第２ＰＭＦ値関数和を同時に計算するステップと、前記ＰＭＦ値関数和及び前記第２ＰＭＦ値関数和を共に加算するステップと、を更に含む、請求項２６に記載の方法。
31. コヒーレント受信機の周波数オフセット推定器であって、
    複数の等化シンボルの位相を決定し及び周波数範囲内の各周波数において前記位相の個々の確率質量関数値を決定するよう構成される確率質量関数（ＰＭＦ）抽出器と、
    各々の周波数についてＰＭＦ値関数和を提供するために、前記個々の確率質量関数値の関数を決定するよう構成されるＰＭＦプロセッサであって、前記関数は、０と１の間の狭義の凹関数、及び０と１の間の狭義の凸関数のうちの１つである、ＰＭＦプロセッサと、
    前記和の値に対応する周波数を識別するよう構成されるＰＭＦ識別器であって、前記周波数は、前記コヒーレント受信機の推定周波数オフセットである、ＰＭＦ識別器と、
    を含む周波数オフセット推定器。
32. 前記関数は凸関数であり、前記周波数は前記和の最大値により識別される、請求項３１に記載の周波数オフセット推定器。
33. 前記関数は凹関数であり、前記周波数は前記和の最小値により識別される、請求項３１に記載の周波数オフセット推定器。
34. 前記ＰＭＦ抽出器は、前記位相を検出し及び前記検出した位相が位相コンステレーションのどのＫセクタに分布するかを識別する量子化器であって、Ｋは１より大きい有限整数である、量子化器を含む、請求項３１に記載の周波数オフセット推定器。
35. 前記ＰＭＦ抽出器は、
    前記検出した位相の前記分布を計数するカウンタと、
    前記検出した位相の前記分布の数を格納するメモリと、
    を含む、請求項３１に記載の周波数オフセット推定器。
36. 前記ＰＭＦ抽出器及び前記ＰＭＦプロセッサは、第１ＰＭＦ抽出器及び第１ＰＭＦプロセッサであり、前記第１ＰＭＦ抽出器は受信光信号の１つの偏波に対応する等化シンボルを受信し、前記第１ＰＭＦプロセッサは第１ＰＭＦ値関数和を提供する、請求項３５に記載の周波数オフセット推定器。
37. 第２ＰＭＦ抽出器及び第２ＰＭＦプロセッサを更に含み、前記第２ＰＭＦ抽出器は前記受信光信号の別の偏波に対応する等化シンボルを受信し、前記第２ＰＭＦプロセッサは第２ＰＭＦ値関数和を提供する、請求項３６に記載の周波数オフセット推定器。
38. 前記ＰＭＦ値関数和を提供するために、前記第１ＰＭＦ値関数和を前記第２ＰＭＦ値関数和に加算するローカル合計器を更に含む請求項３７に記載の周波数オフセット推定器。
39. 前記第１ＰＭＦ抽出器、前記第１ＰＭＦプロセッサ、前記第２ＰＭＦ抽出器、及び前記第２ＰＭＦプロセッサは、データの第１セットに作用する第１ＰＭＦ処理ブランチに含まれ、前記周波数オフセット推定器は、第３ＰＭＦ値関数和及び第４ＰＭＦ値関数和を提供するために、前記第１ＰＭＦ処理ブランチと同時に前記データの第２セットに作用する第２ＰＭＦ処理ブランチを更に含む、請求項３７に記載の周波数オフセット推定器。
40. 前記ＰＭＦ値関数和を提供するために、前記第１ＰＭＦ値関数和、前記第２ＰＭＦ値関数和、前記第３ＰＭＦ値関数和、及び前記第４ＰＭＦ値関数和を互いに加算する合計器を更に含む請求項３９に記載の周波数オフセット推定器。
41. コヒーレント光伝送リンクであって、
    光信号を生成する送信機と、
    前記送信機の前記光信号を受信し及び伝送するよう構成される光チャネルと、
    前記光チャネルから前記光信号を受信し、前記光信号に対応する複数の等化シンボルを提供するよう構成されるコヒーレント受信機と、
    を含み、前記コヒーレント受信機は、
    複数の周波数の各々においてＰＭＦ値関数和を提供するために前記複数の等化シンボルの確率質量関数（ＰＭＦ）値を処理するよう構成され、ここで前記関数は凹又は凸状であり、及び０と１の間の前記和から１つの周波数を識別するよう構成される周波数オフセット推定器と、
    前記１つの周波数に基づき前記等化シンボルの位相を補正するよう構成される搬送波位相回復回路と、
    を含む、コヒーレント光伝送リンク。
42. 前記１つの周波数は、前記凸関数の前記和の最大値により識別される、請求項４１に記載のコヒーレント光伝送リンク。
43. 前記１つの周波数は、前記凹関数の前記和の最小値により識別される、請求項４１に記載のコヒーレント光伝送リンク。

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