JP2013162166A - 周波数オフセット推定装置、周波数オフセット推定方法およびデジタルコヒーレント受信器 - Google Patents

Abstract

【課題】乗算および除算を用いることなく周波数オフセットを推定する。
【解決手段】周波数オフセット推定部１４は、連続シンボルに対応する信号の偏角θの位相回転量Δφを算出する位相差分算出部２３と、周波数オフセット瞬時値ωｓを算出する周波数オフセット算出部２４と、周波数オフセット瞬時値ωｓのノイズを除去して周波数オフセット推定値ωを出力するノイズ除去部２５とを備え、周波数オフセット算出部２４は、位相回転量Δφから過去の周波数オフセット推定値ωを減算した結果ｄ１を出力する減算器２４１と、減算結果ｄ１に加算値ａ２を加算した結果ｄ２を出力する加算器２４２と、加算結果ｄ２の第１範囲ｒ２の下位ビットをクリアした演算結果ｄ３を出力するビットクリア演算器２４３と、位相回転量Δφから演算結果ｄ３を減算した結果を周波数オフセット瞬時値ωｓとして出力する減算器２４４とを有する。
【選択図】図３

Description

本発明は、周波数オフセット推定装置、周波数オフセット推定方法およびデジタルコヒーレント受信器に関するものである。

近年、幹線系の長距離大容量通信において、従来からのＤＷＤＭ（Dense Wavelength Division Multiplexing、高密度波長分割多重方式）に加えてデジタルコヒーレント伝送方式が用いられるようになりつつある。デジタルコヒーレント伝送方式とは、多値位相変調と電気段でのデジタル信号処理とを組み合わせた伝送方式である。また、１００Ｇｂｐs伝送（１ｃｈあたり）においては、偏波多重ＱＰＳＫ（Dual Polarization Quadrature Phase Shift Keying：DP-QPSK）方式が有望とされている。

デジタルコヒーレント受信器では、例えばＱＰＳＫ変調された光信号を受信し、光信号をＸ偏波およびＹ偏波に分離する。そして、各偏波成分とローカル光源の同相成分および直交成分とを干渉させることにより、同相干渉成分（Ｉ成分）および直交干渉成分（Ｑ成分）を検波する。このとき、送信側の光源周波数（すなわち、信号光の光源周波数）とローカル光源の周波数とが完全に一致している場合、ローカル光の位相を基準として光信号の位相変化がＩ成分およびＱ成分の極座標位置に対応した４値の位相として観測される。一方、送信側の光源周波数とローカル光源の周波数とがずれている場合、この４値の位相は時間とともに変動する。デジタルコヒーレント受信器では、この周波数のずれ（周波数オフセット）による位相変動をデジタル信号処理によって検出し、周波数オフセットを補償する。

下記の特許文献１には、多値位相変調デジタルコヒーレント伝送方式の受信器の周波数オフセット検出装置が開示されている。この周波数オフセット検出装置では、互いに隣接するシンボルの偏角差分を算出し、算出された偏角差分からループフィルタの出力を差し引く。そして、差し引いた結果を量子化器によって所定の角度範囲にまるめ込み、偏角差分からまるめ込まれた結果を差し引き、その結果をループフィルタによって平均化することによって周波数オフセット成分を推定している。

特開２００９−２５３９７１号公報

しかしながら、上記特許文献１に記載された周波数オフセット検出装置では、乗算と除算とが行われるので、回路規模が大きくなるとともに、発熱量が大きくなる。

そこで本発明は、このような問題点を解決するためになされたものであって、乗算および除算を用いることなく周波数オフセットを推定可能な周波数オフセット推定装置、周波数オフセット推定方法およびデジタルコヒーレント受信器を提供することを目的とする。

上記課題を解決するため、本発明に係る周波数オフセット推定装置は、多値ＰＳＫ変調方式における送受信光源間の周波数オフセットを推定する周波数オフセット推定装置であって、連続するシンボルの偏角の位相差分をデジタル列として算出する位相差分算出部と、位相差分算出部によって算出された位相差分に基づいて周波数オフセット瞬時値を算出する周波数オフセット算出部と、周波数オフセット算出部によって算出された周波数オフセット瞬時値のノイズ成分を除去して周波数オフセット推定値を出力するノイズ除去部と、を備える。また、周波数オフセット算出部は、位相差分から周波数オフセット基準値を減算し、その減算結果を出力する第１減算器と、第１減算器により出力された減算結果に第１加算値を加算し、その加算結果を出力する第１加算器と、第１加算器により出力された加算結果のデジタル列の第１範囲の下位桁をクリアする論理演算を行い、その演算結果を出力する第１論理演算器と、位相差分から第１論理演算器により出力された演算結果を減算し、その減算結果を周波数オフセット瞬時値として出力する第２減算器と、を有する。ここで、周波数オフセット基準値は、過去に出力された周波数オフセット推定値である。

この周波数オフセット推定装置においては、連続するシンボルの偏角の位相差分から過去に出力された周波数オフセット推定値を減算した減算結果に、第１加算値を加算して、その加算結果のデジタル列の第１範囲の下位桁をクリアする論理演算を行う。そして、その論理演算結果を位相差分から減算することにより周波数オフセット瞬時値を算出し、その周波数オフセット瞬時値のノイズ成分を除去することにより周波数オフセット推定値を算出している。このため、周波数オフセット推定装置では、乗算および除算を行うことなく、論理演算および加減算だけで偏角から周波数オフセット推定値を算出できる。その結果、周波数オフセット推定装置の回路規模を抑えることが可能となるともに、消費電力を抑えることが可能となる。

また、偏角を所定の範囲にラップする偏角ラップ処理部をさらに備えてもよく、位相差分算出部は、偏角ラップ処理部によってラップされた偏角に基づいて、位相差分を算出してもよい。この場合、偏角ラップ処理部を設けることにより、偏角の取り得る角度範囲を狭くすることができる。このため、演算のダイナミックレンジを小さくでき、小数点より上の桁数を少なくできる。その結果、有限語長の多くを小数点以下に割り当てることができ、周波数オフセット推定値の計算精度の向上が可能となる。

偏角ラップ処理部は、偏角に第２加算値を加算し、その加算結果を出力する第２加算器と、第２加算器により出力された加算結果のデジタル列の第２範囲の下位桁をクリアする論理演算を行い、その演算結果を出力する第２論理演算器と、偏角から第２論理演算器により出力された演算結果を減算し、その減算結果をラップされた偏角として出力する第３減算器と、を有してもよい。この場合、乗算および除算を行うことなく、論理演算および加減算を行うことにより、偏角のラップ処理を行うことができる。したがって、偏角ラップ処理部の回路規模を抑えることができるとともに、消費電力を抑えることができる。

ノイズ除去部は、周波数オフセット算出部によって算出された周波数オフセット瞬時値をＮ桁シフト演算する第１シフト演算器と、周波数オフセット基準値をＮ桁シフト演算する第２シフト演算器と、周波数オフセット基準値から第２シフト演算器によってシフト演算された周波数オフセット基準値を減算し、その減算結果を出力する第４減算器と、第１シフト演算器によってシフト演算された周波数オフセット瞬時値と第４減算器によって出力された減算結果とを加算し、その加算結果を周波数オフセット推定値として出力する第３加算器と、を有してもよい。この場合、乗算および除算を行うことなく、シフト演算および加減算のみでローパスフィルタ処理を行うことができる。このため、ノイズ除去部の回路規模を大きくすることなくノイズ抑圧性を向上することが可能となる。

位相差分算出部と、周波数オフセット算出部と、ノイズ除去部とは、パイプライン構成であってもよい。この場合、周波数オフセット推定装置は、位相差分算出部の処理と、周波数オフセット算出部の処理と、ノイズ除去部の処理とを複数のサイクルに分割し、各処理を並列に実行することができる。このため、１サイクル当たりのスループットを向上することが可能となる。

第１加算値および第１範囲を設定するコントローラをさらに備えてもよい。この場合、コントローラを備えることによって、周波数オフセット推定値の角度範囲を適切な範囲に変更することができ、無変調のＣＷ光および任意の変調方式の光信号に対応可能となる。

コントローラは、周波数オフセット推定値に基づいて、周波数オフセット基準値を設定してもよい。この場合、ノイズ除去部が周波数オフセット推定値を適切な値に収斂でき、以降の周波数オフセット推定が可能となる。

多値ＰＳＫ変調方式は、１シンボルに対して２π／Ｍの角度範囲を割り当てる変調方式であって、第１加算値はπ／Ｍに設定され、第１範囲はπ／Ｍ以下に設定されてもよい。この場合、周波数オフセット推定値は、過去に出力された周波数オフセット推定値を中心として±π／Ｍの角度範囲にラップされる。多値ＰＳＫ変調方式（Ｍ−ＰＳＫ変調方式）では、２π／Ｍごとにシンボルが割り当てられるので、周波数オフセット推定値を測定可能な角度範囲は２π／Ｍである。過去に出力された周波数オフセット推定値を中心として、この角度範囲を割り当てることにより、周波数オフセット推定値の時間的な変化が不連続となるのを抑制できる。

本発明に係るデジタルコヒーレント受信器は、上記周波数オフセット推定装置を備えることを特徴とする。本発明のデジタルコヒーレント受信器においては、乗算および除算を用いることなく周波数オフセットの推定が可能となる。

本発明に係る周波数オフセット推定方法は、多値ＰＳＫ変調方式における送受信光源間の周波数オフセットを推定する周波数オフセット推定方法であって、連続するシンボルの偏角の位相差分をデジタル列として算出する位相差分算出ステップと、位相差分算出ステップにおいて算出された位相差分に基づいて周波数オフセット瞬時値を算出する周波数オフセット算出ステップと、周波数オフセット算出ステップにおいて算出された周波数オフセット瞬時値のノイズ成分を除去して周波数オフセット推定値を出力するノイズ除去ステップと、を備える。また、周波数オフセット算出ステップは、位相差分から周波数オフセット基準値を減算し、その減算結果を出力する第１減算ステップと、第１減算ステップにおいて出力された減算結果に第１加算値を加算し、その加算結果を出力する第１加算ステップと、第１加算ステップにおいて出力された加算結果のデジタル列の第１範囲の下位桁をクリアする論理演算を行い、その演算結果を出力する第１論理演算ステップと、第１論理演算ステップにおいて出力された演算結果を位相差分から減算し、その減算結果を周波数オフセット瞬時値として出力する第２減算ステップと、を有する。ここで、周波数オフセット基準値は、過去に出力された周波数オフセット推定値である。

本発明の周波数オフセット推定方法においては、連続するシンボルの偏角の位相差分から過去に出力された周波数オフセット推定値を減算した減算結果に、第１加算値を加算して、その加算結果のデジタル列の第１範囲の下位桁をクリアする論理演算を行う。そして、その論理演算結果を位相差分から減算することにより周波数オフセット瞬時値を算出し、その周波数オフセット瞬時値のノイズ成分を除去することにより周波数オフセット推定値を算出している。このため、この周波数オフセット推定方法では、乗算および除算を行うことなく、論理演算および加減算だけで偏角から周波数オフセット推定値を算出できる。その結果、周波数オフセット推定値をより高速に算出することが可能となる。

本発明によれば、乗算および除算を用いることなく周波数オフセットを推定できる。

デジタルコヒーレント受信器の概略構成図である。 図１のデジタル信号処理部の機能ブロック図である。 第１実施形態に係る周波数オフセット推定装置の概略構成図である。 図３の周波数オフセット推定装置の構成例を示す図である。 図３の周波数オフセット推定装置の周波数オフセット推定処理を示すフローチャートである。 図３の周波数オフセット推定装置の第１変形例を示す図である。 図３の周波数オフセット推定装置の第２変形例を示す図である。

以下、添付図面を参照して本発明の実施の形態を詳細に説明する。なお、図面の説明において同一の要素には同一の符号を付し、重複する説明を省略する。

図１は、本実施形態に係るデジタルコヒーレント受信器の構成概略図である。デジタルコヒーレント受信器１は、例えば偏波多重ＱＰＳＫ変調された光信号（ＤＰ−ＱＰＳＫ信号）を受信し、元のシンボルを抽出する装置である。図１に示すように、デジタルコヒーレント受信器１は、ローカル光源２と、コヒーレント受信器３と、ＡＤ変換部４と、デジタル信号処理部５と、を備えている。ローカル光源２は、例えばレーザ発振器であって、デジタルコヒーレント受信器１が受信した光信号のキャリア周波数と略同じ周波数のローカル光（以下、「ＬＯ光」という。）を生成する。ローカル光源２は、ＬＯ光をコヒーレント受信器３に供給する。

コヒーレント受信器３は、受信した光信号を二つの直交偏波成分（Ｘ偏波、Ｙ偏波）に分離する。そして、コヒーレント受信器３は、光位相ハイブリッド回路等によって、ローカル光源２から受信したＬＯ光の同相成分および直交成分と、各偏波成分とを干渉させ、同相干渉成分（Ｉ成分）および直交干渉成分（Ｑ成分）を検波する。さらに、コヒーレント受信器３は、フォトダイオード等の光電変換回路によって、各偏波のＩ成分およびＱ成分をそれぞれ電気信号に変換し、Ｘ−Ｉ信号、Ｘ−Ｑ信号、Ｙ−Ｉ信号およびＹ−Ｑ信号として出力する。

ＡＤ変換部４は、コヒーレント受信器３によって出力されたアナログ信号であるＸ−Ｉ信号、Ｘ−Ｑ信号、Ｙ−Ｉ信号およびＹ−Ｑ信号をサンプリングし、各信号をデジタル信号であるＸＩ信号、ＸＱ信号、ＹＩ信号およびＹＱ信号に変換する。ＡＤ変換部４は、例えば各信号について１シンボルあたり２サンプル出力する。すなわち、シンボル周期（１シンボル時間）ＴｓｙｍをＴ（秒）とすると、ＡＤ変換部４のサンプリング周期Ｔｓは、Ｔ／２（秒）である。このＡＤ変換部４は、複数のＡＤ変換器４１で構成されている。デジタル信号処理部５は、例えば信号処理演算を高速に実行する特定用途ＩＣ（ＡＳＩＣ）であって、ＡＤ変換部４によってサンプリングされたＸＩ信号、ＸＱ信号、ＹＩ信号およびＹＱ信号に対して、後述のデジタル信号処理を行う。

図２は、デジタル信号処理部５の機能ブロックを示す図である。図２に示すように、デジタル信号処理部５は、波長分散補償部１１と、クロックリカバリ部１２と、偏波分離・ＰＭＤ補償部１３と、周波数オフセット推定部１４と、周波数オフセット補償部１５と、位相オフセット推定・補償部１６と、シンボル判定部１７と、を備えている。

波長分散補償部１１は、ＡＤ変換部４から受信した各デジタル信号に対して波長分散を補償する。この波長分散は、光ファイバ等の光伝送路において光信号の波長成分毎に異なる伝播時間が生じることにより発生し、時間的に変動しない線形の波形歪である。波長分散補償部１１は、例えばタップ係数を固定したイコライザであって、波形歪の逆特性を有する。

クロックリカバリ部１２は、波長分散補償部１１から出力されたデジタル信号に基づいてクロックタイミングを抽出する。クロックリカバリ部１２は、例えば、Ｓｑｕａｒｅ法、ＣＤＲ（Clock Data Recovery）回路等によりクロック信号を再生する。

偏波分離・ＰＭＤ補償部１３は、クロックリカバリ部１２から出力されたデジタル信号のＸ偏波成分ＸｉｎおよびＹ偏波成分Ｙｉｎに対して偏波分離、偏波モード分散（Polarization Mode Dispersion：ＰＭＤ）の補償等の等化処理を行い、Ｘ側出力Ｘｏｕｔ（＝ＸＩ＋ｊＸＱ）およびＹ側出力Ｙｏｕｔ（＝ＹＩ＋ｊＹＱ）として、周波数オフセット推定部１４および周波数オフセット補償部１５に出力する。このＰＭＤは、光ファイバ等の光伝送路において偏波成分毎に異なる伝播時間を生じることにより発生する。偏波分離・ＰＭＤ補償部１３は、例えばバタフライ型ＦＩＲ（Finite Impulse Response）適応フィルタを用い、ＣＭＡ（constant modulus algorithm）法等により適応フィルタのタップ係数を適応等化することによって、偏波分離、ＰＭＤ補償等の線形歪補償を行う。

周波数オフセット推定部１４は、送信器の光源とデジタルコヒーレント受信器１のローカル光源２との周波数（光の波長に対応）のずれを推定する。すなわち、周波数オフセット推定部１４は、送受信光源間の周波数オフセットを推定する周波数オフセット推定装置である。詳細については、後述する。

周波数オフセット補償部１５は、周波数オフセット推定部１４によって推定された周波数オフセット推定値ωに基づいて、偏波分離・ＰＭＤ補償部１３から出力されたデジタル信号（Ｘ側出力ＸｏｕｔおよびＹ側出力Ｙｏｕｔ）の偏角θ（Ｘ側偏角θｘおよびＹ側偏角θｙ）に対し、周波数オフセットに起因する位相回転を逆回転補正し、周波数補償出力θｆ（Ｘ側出力θｆｘおよびＹ側出力θｆｙ）として位相オフセット推定・補償部１６に出力する。周波数オフセット補償部１５は、例えば、補償対象のデジタル信号から周波数オフセット推定値ωを減算することによって周波数オフセットの補償を行う。

位相オフセット推定・補償部１６は、周波数オフセット補償部１５によって周波数オフセット補償された周波数補償出力θｆに対して、望ましいシンボル配置からの位相のずれ量（位相オフセット量）を推定する。そして、位相オフセット推定・補償部１６は、推定した位相オフセットに基づいて、周波数補償出力θｆを補正し、位相補償出力θｐ（Ｘ側出力θｐｘおよびＹ側出力θｐｙ）としてシンボル判定部１７に出力する。

シンボル判定部１７は、位相オフセット推定・補償部１６から出力された位相補償出力θｐに基づいて、シンボルの値を判定する。

ここで、周波数オフセット推定部１４（周波数オフセット推定装置）について、詳細に説明する。図３は、周波数オフセット推定部１４の概略構成図である。図３に示すように、周波数オフセット推定部１４は、偏角算出部２１と、偏角ラップ処理部２２と、位相差分算出部２３と、周波数オフセット算出部２４と、ノイズ除去部２５と、を備えている。

偏角算出部２１は、偏波分離・ＰＭＤ補償部１３から出力された複素信号Ｘｏｕｔ（＝ＸＩ＋ｊＸＱ）およびＹｏｕｔ（＝ＹＩ＋ｊＹＱ）のそれぞれについて、偏角θ（＝Ａｒｇ^−１（Ｑ／Ｉ）、０≦θ＜２π）を算出する。以下の処理は、Ｘ側偏角θｘおよびＹ側偏角θｙのそれぞれについて行われるが、特に区別する必要がない限り偏角θとして説明する。偏角算出部２１は、算出した偏角θを、特定のビットが位相πに対応するように規格化（固定小数点演算）されたｍビットのビット列として偏角ラップ処理部２２および周波数オフセット補償部１５に出力する。

以下の説明では、α×π［ｒａｄ］をｍビットのビット列で表記したものを、「（αの２進数表記）（ｂｉｎ）」とし、位相π［ｒａｄ］に相当するビットの右下に仮想的に小数点を付して説明を行う。また、α×π［ｒａｄ］を、単に「α（ｄｅｃ）」と表記する場合がある。また、各信号について、ｎ番目のシンボルに対応する信号を表す必要がある場合には、（ｎ）を付す。例えば、ｎ番目のシンボルに対応する信号の偏角θは、偏角θ（ｎ）と表される。また、角度の単位は特に断りがない限りラジアン［ｒａｄ］とする。

偏角ラップ処理部２２は、偏角算出部２１から出力された偏角θを所定の角度範囲に置き換える。偏角ラップ処理部２２は、偏角θが取り得る角度範囲（０以上２π未満）よりも狭い角度範囲にラップし、ラップした偏角φを位相差分算出部２３に出力する。この偏角ラップ処理部２２は、加算器２２１（第２加算器）と、ビットクリア演算器２２２（第２論理演算器）と、減算器２２３（第３減算器）とを備えている。加算器２２１は、偏角θに加算値ａ１（第２加算値）を加算し、その加算結果ｃ１をビットクリア演算器２２２に出力する。

ビットクリア演算器２２２は、加算結果ｃ１のビット範囲ｒ１（第２範囲）の下位ビットをクリアする演算を行う。ビットクリア演算器２２２は、例えば論理積演算器であって、一方の入力に加算結果ｃ１を入力し、他方の入力にビット列ｂ１を入力する。このビット列ｂ１は、上位（ｍ−ｓ１）ビットは１に設定され、下位ｓ１ビットは０に設定されたｍビットのビット列である。ビットクリア演算器２２２は、加算結果ｃ１とビット列ｂ１とをビット単位で論理積演算を行い、その演算結果ｃ２を減算器２２３に出力する。演算結果ｃ２は、以下の式（１）によって示される。なお、値β１は、上位（ｍ−ｓ１）ビットの最下位ビットが示す値を意味する。また、ＩＮＴ関数は、指定値の小数値部分を切り捨てて整数にするための関数である。この演算結果ｃ２は、偏角θを加算値ａ１×πオフセットしてから値β１×πで割り算した商に値β１×πを乗じたものに対応する。
c2=INT{(θ+a1×π)/(β1×π)}×β1×π…(1)

減算器２２３は、偏角θから演算結果ｃ２を減算し、その減算結果を偏角φとして出力する。この偏角ラップ処理部２２によって算出される偏角φは、以下の式（２）によって示される。偏角ラップ処理部２２では、加算器２２１、ビットクリア演算器２２２および減算器２２３によって、加算値ａ１を０から減算した値を下限値とし、上位（ｍ−ｓ１）ビットの最下位ビットが示す値β１の角度範囲に偏角θがラップされる。すなわち、偏角θは、−ａ１×π以上、（−ａ１＋β１）×π未満の範囲の値を取り得る偏角φに置き換えられる。
φ=θ-c2
=θ-INT{(θ+a1×π)/(β1×π)}×β1×π
=mod(θ+a1×π,β1×π)-a1×π…(2)

例えば、デジタルコヒーレント受信器１がＱＰＳＫ変調された光信号を受信する場合、加算値ａ１は０００．０１０００００（ｂｉｎ）に設定され、ビット列ｂ１は１１１．１００００（ｂｉｎ）に設定される。このように設定することにより、偏角θは、−π／４以上π／４未満の範囲を取り得る偏角φにラップされる。デジタルコヒーレント受信器１がＢＰＳＫ変調された光信号を受信する場合、加算値ａ１は０００．１００００００（ｂｉｎ）に設定され、ビット列ｂ１は１１１．０００００（ｂｉｎ）に設定される。このように設定することにより、偏角θは、−π／２以上π／２未満の範囲を取り得る偏角φにラップされる。デジタルコヒーレント受信器１が無変調のＣＷ（Continuous Wave）光を受信する場合、加算値ａ１は０（ｂｉｎ）に設定され、ビット列ｂ１は０（ｂｉｎ）に設定される。このように設定することにより、偏角θは、−π以上π未満の範囲を取り得る偏角φにラップされる。

位相差分算出部２３は、偏角ラップ処理部２２から出力された偏角φに基づいて、シンボル周期Ｔｓｙｍあたりの位相回転量Δφ（位相差分）を算出し、位相回転量Δφを周波数オフセット算出部２４に出力する。この位相差分算出部２３は、遅延回路２３１と、減算器２３２と、を備えている。遅延回路２３１は、偏角φをシンボル周期Ｔｓｙｍだけ遅延する。減算器２３２は、偏角ラップ処理部２２から出力された偏角φから遅延回路２３１によって遅延された偏角φを減算する。この遅延回路２３１および減算器２３２によって、ｎ−１番目のシンボルに対応する偏角φ（ｎ−１）とｎ番目のシンボルに対応する偏角φ（ｎ）との差分が算出される。すなわち、遅延回路２３１の遅延時間であるシンボル周期Ｔｓｙｍあたりの位相回転量Δφ（ｎ）が算出される。

周波数オフセット算出部２４は、位相差分算出部２３から出力された位相回転量Δφに基づいて、周波数オフセット瞬時値ωｓを算出し、周波数オフセット瞬時値ωｓをノイズ除去部２５に出力する。具体的に説明すると、周波数オフセット算出部２４は、減算器２４１（第１減算器）と、加算器２４２（第１加算器）と、ビットクリア演算器２４３（第１論理演算器）と、減算器２４４（第２減算器）と、を備えている。減算器２４１は、後述するノイズ除去部２５から出力された周波数オフセット基準値ωｃを位相回転量Δφから減算し、その減算結果ｄ１を加算器２４２に出力する。この周波数オフセット基準値ωｃは、後述するように、例えば過去に周波数オフセット算出部２４によって算出された周波数オフセット推定値ωである。加算器２４２は、減算結果ｄ１に加算値ａ２（第１加算値）を加算し、その加算結果ｄ２をビットクリア演算器２４３に出力する。

ビットクリア演算器２４３は、加算結果ｄ２のビット範囲ｒ２（第１範囲）の下位ビットをクリアする演算を行う。ビットクリア演算器２４３は、例えば論理積演算器であって、一方の入力に加算結果ｄ２を入力し、他方の入力にビット列ｂ２を入力する。このビット列ｂ２は、上位（ｍ−ｓ２）ビットは１に設定され、下位ｓ２ビットは０に設定されたｍビットのビット列である。ビットクリア演算器２４３は、加算結果ｄ２とビット列ｂ２とをビット単位で論理積演算を行い、その演算結果ｄ３を減算器２４４に出力する。演算結果ｄ３は、以下の式（３）によって示される。なお、値β２は、上位（ｍ−ｓ２）ビットの最下位ビットが示す値を意味する。この演算結果ｄ３は、減算結果ｄ１を加算値ａ２×πオフセットしてから値β２×πで割り算した商に値β２×πを乗じたものに対応する。
d3=INT{(Δφ-ωc+a2×π)/(β2×π)}×β2×π…(3)

減算器２４４は、位相回転量Δφから演算結果ｄ３を減算し、その減算結果を周波数オフセット瞬時値ωｓとして出力する。この周波数オフセット算出部２４によって算出される周波数オフセット瞬時値ωｓは、以下の式（４）によって示される。周波数オフセット算出部２４では、減算器２４１、加算器２４２、ビットクリア演算器２４３および減算器２４４によって、位相回転量Δφから値β２×πの整数倍のオフセットが除去され、周波数オフセット基準値ωｃから加算値ａ２×πを減算した値を下限値とし、値β２の角度範囲に位相回転量Δφがラップされる。すなわち、位相回転量Δφは、周波数オフセット基準値ωｃ−加算値ａ２×π以上、周波数オフセット基準値ωｃ−加算値ａ２×π＋値β２×π未満の範囲の値を取り得る周波数オフセット瞬時値ωｓに置き換えられる。
ωs=Δφ-d3
=Δφ-INT{(Δφ-ωc+a2×π)/(β2×π)}×β2×π
=mod(Δφ-ωc+a2×π,β2×π)-a2×π+ωc…(4)

ここで、ビット列ｂ２は、値β２によって示される値が、受信した光信号の変調方式によって１シンボルに割り当てられている角度範囲に対応するように設定されたビット列である。また、加算値ａ２は、値β２の半分に設定される。例えば、ＱＰＳＫ変調された光信号の１シンボルあたりの角度範囲はπ／２である。このため、デジタルコヒーレント受信器１がＱＰＳＫ変調された光信号を受信する場合、加算値ａ２は０００．０１０００００（ｂｉｎ）に設定され、ビット列ｂ２は１１１．１００００（ｂｉｎ）に設定される。このように設定することにより、周波数オフセット瞬時値ωｓは、周波数オフセット基準値ωｃを中心として−π／４以上π／４未満の範囲にラップされる。

ＢＰＳＫ変調された光信号の１シンボルあたりの角度範囲はπである。このため、デジタルコヒーレント受信器１がＢＰＳＫ変調された光信号を受信する場合、加算値ａ２は０００．１００００００（ｂｉｎ）に設定され、ビット列ｂ２は１１１．０００００（ｂｉｎ）に設定される。このように設定することにより、周波数オフセット瞬時値ωｓは、周波数オフセット基準値ωｃを中心として−π／２以上π／２未満の範囲にラップされる。無変調の光信号ＣＷの１シンボルあたりの角度範囲は２πである。このため、デジタルコヒーレント受信器１が無変調のＣＷ光を受信する場合、加算値ａ２は００１．０００００００（ｂｉｎ）に設定され、ビット列ｂ２は１１０．０００００（ｂｉｎ）に設定される。このように設定することにより、周波数オフセット瞬時値ωｓは、周波数オフセット基準値ωｃを中心として−π以上π未満の範囲にラップされる。以上のように、多値ＰＳＫ変調方式（Ｍ−ＰＳＫ変調方式）では、加算値ａ２は１／Ｍ（ｄｅｃ）、ビット列ｂ２は１／Ｍ（ｄｅｃ）以下のビットがクリアされたビット列に設定される。なお、Ｍは、１以上の整数である。

例えば受信した光信号がＱＰＳＫ変調されている場合、位相回転量Δφのπ／２の整数倍を区別できないので、周波数オフセット瞬時値ωｓはπ／２ごとに候補が存在することになる。これに対し、周波数オフセット算出部２４では、減算器２４１において位相回転量Δφから周波数オフセット基準値ωｃを減算することによって、周波数オフセット基準値ωｃに最も近い候補を選択している。

ノイズ除去部２５は、周波数オフセット算出部２４から出力された周波数オフセット瞬時値ωｓのノイズ成分を除去し、ノイズ成分が除去された周波数オフセット推定値ωを周波数オフセット補償部１５に出力する。周波数オフセット瞬時値ωｓはノイズ成分を含んでいるので、ノイズ除去部２５は、このノイズ成分を抑圧するためにローパスフィルタ処理を行う。具体的に説明すると、ノイズ除去部２５は、シフト演算器２５１（第１シフト演算器）と、遅延回路２５２と、シフト演算器２５３（第２シフト演算器）と、減算器２５４（第４減算器）と、加算器２５５（第３加算器）と、を備えている。シフト演算器２５１は、例えばＮビット右シフト演算器であって、周波数オフセット瞬時値ωｓをＮビット右シフトし、その演算結果ｅ１を加算器２５５に出力する。なお、Ｎは、１以上の整数である。

遅延回路２５２は、加算器２５５の演算結果である周波数オフセット推定値ωをシンボル周期Ｔｓｙｍだけ遅延し、シフト演算器２５３、減算器２５４および減算器２４１に出力する。なお、遅延回路２５２によって遅延された周波数オフセット推定値ωは、周波数オフセット基準値ωｃとして減算器２４１に出力される。ここで、遅延回路２５２は、周波数オフセット推定値ωを１シンボル周期Ｔｓｙｍ以上遅延してもよく、過去に算出した周波数オフセット推定値ωを周波数オフセット基準値ωｃとして減算器２４１に出力する。以下の説明において、遅延された周波数オフセット推定値ωは、過去に算出された周波数オフセット推定値ωという場合もある。

シフト演算器２５３は、例えばＮビット右シフト演算器であって、遅延回路２５２によって遅延された周波数オフセット推定値ωをＮビット右シフトし、その演算結果ｅ２を減算器２５４に出力する。減算器２５４は、遅延回路２５２によって遅延された周波数オフセット推定値ωから演算結果ｅ２を減算し、その減算結果ｅ３を加算器２５５に出力する。加算器２５５は、演算結果ｅ１と演算結果ｅ３とを加算し、その加算結果を周波数オフセット推定値ωとして出力する。このシフト演算器２５１、遅延回路２５２、シフト演算器２５３、減算器２５４および加算器２５５によって、以下の式（５）で示されるＩＩＲ（Infinite Impulse Response）ローパスフィルタが形成され、周波数オフセット瞬時値ωｓのノイズ成分が抑制されて、周波数オフセット推定値ωが出力される。
Vout(n)=2^-N×Vin(n)+(1-2^-N)×Vout(n-1)…(5)

図４は、周波数オフセット推定部１４の具体的な構成例を示す図である。この構成例は、ＱＰＳＫ変調方式に対応するものであって、加算値ａ１および加算値ａ２はそれぞれ００．０１（ｂｉｎ）に設定され、ビットクリア演算器２２２およびビットクリア演算器２４３は、０．０１（ｂｉｎ）以下のビットをクリアする８ビットレジスタである。また、偏角算出部２１は、８ビットＱ６フォーマットのビット列として偏角θを出力する。また、ノイズ除去部２５のシフト演算器２５１およびシフト演算器２５３は、８ビット右シフト演算器であり、これに伴って、ノイズ除去部２５は、ビット幅拡張器２５６、ラウンド処理部２５７および遅延回路２５８をさらに有している。その他の構成要素については、上述したとおりであるので、ここでは、ビットクリア演算器２２２、ビットクリア演算器２４３、ビット幅拡張器２５６、ラウンド処理部２５７および遅延回路２５８について説明する。なお、８ビットＱ６フォーマットとは、８ビットのビット長で、下位６ビットが小数点以下を示すビット列を意味する。

ビットクリア演算器２２２は、８ビットのレジスタであって、上位ビットレジスタ２２２ａと下位ビットレジスタ２２２ｂとから構成されている。上位ビットレジスタ２２２ａは、３ビットのレジスタであって、加算器２２１の加算結果ｃ１の上位３ビットを格納する。下位ビットレジスタ２２２ｂは、５ビットのレジスタであって、全ビットが０に設定されている。このビットクリア演算器２２２に格納されたビット列を演算結果ｃ２として減算器２２３に出力する。

ビットクリア演算器２４３は、８ビットのレジスタであって、上位ビットレジスタ２４３ａと下位ビットレジスタ２４３ｂとから構成されている。上位ビットレジスタ２４３ａは、３ビットのレジスタであって、加算器２４２の加算結果ｄ２の上位３ビットを格納する。下位ビットレジスタ２４３ｂは、５ビットのレジスタであって、全ビットが０に設定されている。このビットクリア演算器２４３に格納されたビット列を演算結果ｄ３として減算器２４４に出力する。

ビット幅拡張器２５６は、周波数オフセット算出部２４によって出力された周波数オフセット瞬時値ωｓのビット幅を拡張する。この構成例では、ビット幅拡張器２５６は、周波数オフセット瞬時値ωｓのビット幅を８ビットから１６ビットに拡張している。具体的には、ビット幅拡張器２５６は、１６ビットのレジスタであって、上位ビットレジスタ２５６ａと下位ビットレジスタ２５６ｂとから構成されている。上位ビットレジスタ２５６ａは、８ビットのレジスタであって、周波数オフセット瞬時値ωｓを格納する。下位ビットレジスタ２５６ｂは、８ビットのレジスタであって、全ビットが０に設定されている。このビット幅拡張器２５６に格納されたビット列を演算結果ｅ４としてシフト演算器２５１に出力する。

ラウンド処理部２５７は、加算器２５５によって出力された加算結果ｅ５に対しラウンド処理を行う。具体的には、ラウンド処理部２５７は、１６ビットのレジスタであって、上位ビットレジスタ２５７ａと下位ビットレジスタ２５７ｂとから構成されている。上位ビットレジスタ２５７ａは、８ビットのレジスタであって、加算結果ｅ５の上位８ビットを格納する。下位ビットレジスタ２５７ｂは、８ビットのレジスタであって、加算結果ｅ５の下位８ビットを格納する。そして、ラウンド処理部２５７は、下位ビットレジスタ２５７ｂに格納されている下位８ビットのＭＳＢ（最上位ビット）に１を加算し、加算後の上位ビットレジスタ２５７ａに格納されている上位８ビットを周波数オフセット推定値ωとして出力する。遅延回路２５８は、周波数オフセット推定値ωをシンボル周期Ｔｓｙｍだけ遅延し、遅延した周波数オフセット推定値ωを周波数オフセット基準値ωｃとして減算器２４１に出力する。

この構成例では、偏角ラップ処理部２２によって、８ビットのビット長で小数点以下６桁の精度を確保している。また、ビットクリア演算器２２２およびビットクリア演算器２４３は、レジスタにより構成されることによって回路が簡略化される。また、シフト演算器２５１、遅延回路２５２、シフト演算器２５３、減算器２５４および加算器２５５は、いずれも１６ビットのビット列に対して演算を行う。すなわち、フィルタ処理は１６ビットのビット列に対して実行され、周波数オフセット推定値ωは、８ビットのビット列で出力される。このローパスフィルタの時定数は、２５５×シンボル周期Ｔｓｙｍである。

次に、図５を参照して、周波数オフセット推定部１４の動作について説明する。図５は、周波数オフセット推定部１４により実行される周波数オフセット推定処理を示すフローチャートである。この処理は、各シンボルに対応する光信号に対して行われるので、シンボル周期Ｔｓｙｍごとに開始される。

まず、偏角算出部２１は、偏波分離・ＰＭＤ補償部１３から出力された複素信号ＸｏｕｔおよびＹｏｕｔのそれぞれについて、偏角θ（Ｘ側偏角θｘおよびＹ側偏角θｙ）を算出する（偏角算出ステップＳ０１）。そして、偏角ラップ処理部２２は、偏角算出ステップＳ０１において算出された偏角θを所定の角度範囲の偏角φに置き換える（偏角ラップ処理ステップＳ０２）。この偏角ラップ処理ステップＳ０２では、偏角ラップ処理部２２は、偏角θに所定の加算値ａ１を加算する。そして、偏角ラップ処理部２２は、その加算結果ｃ１の下位ビットをクリアする演算を行う。さらに、偏角ラップ処理部２２は、その演算結果ｃ２を偏角θから減算することによって偏角θを偏角φに置き換える。

次に、位相差分算出部２３は、偏角ラップ処理ステップＳ０２においてラップされた偏角φに基づいて、シンボル周期Ｔｓｙｍあたりの位相回転量Δφを算出する（位相差分算出ステップＳ０３）。この位相差分算出ステップＳ０３では、位相差分算出部２３は、偏角φから１シンボル周期Ｔｓｙｍ前の偏角φを減算することによって、位相回転量Δφを算出する。

続いて、周波数オフセット算出部２４は、位相差分算出ステップＳ０３において算出された位相回転量Δφに基づいて、周波数オフセット瞬時値ωｓを算出する（周波数オフセット算出ステップＳ０４）。この周波数オフセット算出ステップＳ０４では、周波数オフセット算出部２４は、位相回転量Δφから周波数オフセット基準値ωｃを減算し（第１減算ステップ）、その減算結果ｄ１に加算値ａ２を加算する（第１加算ステップ）。そして、周波数オフセット算出部２４は、その加算結果ｄ２の下位ビットをクリアする演算を行う（第１論理演算ステップ）。さらに、周波数オフセット算出部２４は、下位ビットクリアの演算結果ｄ３を位相回転量Δφから減算することによって周波数オフセット瞬時値ωｓを算出する（第２減算ステップ）。

そして、ノイズ除去部２５は、周波数オフセット算出ステップＳ０４において算出された周波数オフセット瞬時値ωｓのノイズ成分を除去し、周波数オフセット推定値ωを出力する（ノイズ除去ステップＳ０５）。このノイズ除去ステップＳ０５では、ノイズ除去部２５は、周波数オフセット瞬時値ωｓをＮビット右シフト演算する。そして、ノイズ除去部２５は、過去の周波数オフセット推定値ωから、この周波数オフセット推定値ωをＮビット右シフト演算した演算結果ｅ２を減算する。そして、ノイズ除去部２５は、周波数オフセット瞬時値ωｓをＮビット右シフト演算した演算結果ｅ１にこの減算結果ｅ３を加算することによって、周波数オフセット推定値ωを算出する。

次に、デジタルコヒーレント受信器１および周波数オフセット推定部１４の作用効果について説明する。上述のように、周波数オフセット推定部１４では、乗算および除算を行うことなく、ビット演算および加減算を行うことにより偏角θから周波数オフセット推定値ωを算出する。このため、周波数オフセット推定部１４の回路規模の増大を抑えることができるとともに、消費電力の増加を抑えることができる。また、周波数オフセット算出部２４において、過去に算出された周波数オフセット推定値ωを位相回転量Δφから減算することにより、過去に算出された周波数オフセット推定値ωを中心とした角度範囲に位相回転量Δφをラップできる。このため、各シンボル周期Ｔｓｙｍごとに算出される周波数オフセット推定値ωが不連続となるのを抑制できる。すなわち、周波数オフセット推定値ωの時間的な変化が不連続となるのを抑制できる。

また、偏角ラップ処理部２２を設けることにより、偏角θの取り得る角度範囲を狭くすることができる。このため、演算のダイナミックレンジを小さくでき、小数点より上の桁数を少なくできる。その結果、有限語長の多くを小数点以下に割り当てることができ、周波数オフセット推定値ωの計算精度の向上が可能となる。また、ノイズ除去部２５を上記構成とすることにより、乗算および除算を行うことなく、シフト演算および加減算のみでフィルタ処理を行うことができる。また、ノイズ除去部２５によって、ローパスフィルタの時定数を大きく設定できる。このため、ノイズ除去部２５の回路規模を大きくすることなくノイズ抑圧性を向上することが可能となる。

［第１変形例］
図６は、周波数オフセット推定部１４の第１変形例を示す図である。第１変形例では、位相差分算出部２３の出力部と周波数オフセット算出部２４の入力部との間に第１レジスタ３１が設けられ、周波数オフセット算出部２４の出力部とノイズ除去部２５の入力部との間に第２レジスタ３２が設けられ、ノイズ除去部２５の出力部に第３レジスタ３３が設けられている。そして、第３レジスタ３３は、周波数オフセット推定値ωを、周波数オフセット補償部１５、周波数オフセット算出部２４およびノイズ除去部２５に出力する。また、遅延回路２３１は、レジスタとして構成されている。

このように各処理部間にレジスタが設けられ、周波数オフセット推定部１４がパイプライン構成とされることによって、周波数オフセット推定部１４は、位相差分算出部２３の処理と、周波数オフセット算出部２４の処理と、ノイズ除去部２５の処理とを複数のサイクルに分割し、各処理を並列に実行することができる。また、第１変形例の構成では、一連の処理が完了するまでのレイテンシは４サイクルであるが、このレイテンシはノイズ除去部２５の時定数に対して十分小さい。このように、第１変形例の構成では、１サイクル当たりのスループットを向上することが可能となる。

［第２変形例］
図７は、周波数オフセット推定部１４の第２変形例を示す図である。第２変形例では、周波数オフセット推定部１４は、コントローラ２９をさらに備え、ノイズ除去部２５においてセレクタ２５９をさらに有している。偏角算出部２１、偏角ラップ処理部２２および位相差分算出部２３については、上記実施形態と同様であるのでその説明を省略する。

コントローラ２９は、送信器から送信される光信号の変調方式に応じて加算値ａ２およびビット範囲ｒ２を設定する。例えば、光信号の変調方式を識別可能な情報がユーザによってコントローラ２９に設定されたことに応じて、コントローラ２９は設定された情報に基づいて加算値ａ２およびビット範囲ｒ２の設定を行う。そして、コントローラ２９は、加算値ａ２を加算器２４２に出力し、ビット範囲ｒ２のビットを０に設定し、それ以外のビットを１に設定したビット列ｂ２をビットクリア演算器２４３に出力する。この加算値ａ２およびビット範囲ｒ２は、光信号の変調方式ごとに予め定められており、不揮発性メモリなどの記憶部に光信号の変調方式に対応付けられて予め記憶されている。そして、コントローラ２９は、デジタルコヒーレント受信器１の起動時またはデジタルコヒーレント受信器１の電源投入時において、設定された変調方式に対応する加算値ａ２およびビット範囲ｒ２を記憶部から読み出して設定する。

ここで、加算値ａ２およびビット範囲ｒ２の具体例を説明すると、送信器から送信される光信号が無変調のＣＷの場合、加算値ａ２は１．０（ｄｅｃ）、ビット範囲ｒ２は１．０（ｄｅｃ）以下である。また、送信器から送信される光信号がＢＰＳＫ変調されている場合、加算値ａ２は０．５（ｄｅｃ）、ビット範囲ｒ２は０．５（ｄｅｃ）以下である。また、送信器から送信される光信号がＱＰＳＫ変調されている場合、加算値ａ２は０．２５（ｄｅｃ）、ビット範囲ｒ２は０．２５（ｄｅｃ）以下である。このように、Ｍ−ＰＳＫ変調方式では、２π／Ｍ［ｒａｄ］ごとにシンボルが割り当てられるので、周波数オフセット推定値ωを測定可能な角度範囲は２π／Ｍ［ｒａｄ］である。このため、加算値ａ２は１／Ｍ（ｄｅｃ）、ビット範囲ｒ２は１／Ｍ（ｄｅｃ）以下に設定される。

また、コントローラ２９は、加算器２５５から出力された周波数オフセット推定値ωに応じて、周波数オフセット基準値ωｃを設定する。具体的には、コントローラ２９は、周波数オフセット設定値ω_ｓｅｔおよびセレクト信号ＳＥＬを設定する。コントローラ２９は、例えば、周波数オフセット推定値ωを受信し、受信した周波数オフセット推定値ωが収斂しているか否かを判定する。収斂していると判定された場合、コントローラ２９は、セレクト信号ＳＥＬを例えば０に設定する。収斂していないと判定された場合、コントローラ２９は、セレクト信号ＳＥＬを例えば１に設定するとともに、周波数オフセット設定値ω_ｓｅｔを適切な値に設定する。そして、コントローラ２９は、周波数オフセット設定値ω_ｓｅｔおよびセレクト信号ＳＥＬをセレクタ２５９に出力する。

セレクタ２５９には、遅延回路２５２によって遅延された周波数オフセット推定値ωとコントローラ２９によって出力された周波数オフセット設定値ω_ｓｅｔとが入力される。そして、セレクタ２５９は、セレクト信号ＳＥＬに基づいて、遅延回路２５２によって遅延された周波数オフセット推定値ωと周波数オフセット設定値ω_ｓｅｔとのいずれかを選択し、選択した値を周波数オフセット基準値ωｃとしてシフト演算器２５３、減算器２５４および減算器２４１に出力する。セレクタ２５９は、例えば、セレクト信号ＳＥＬが０の場合には遅延された周波数オフセット推定値ωを出力し、セレクト信号ＳＥＬが０の場合には周波数オフセット設定値ω_ｓｅｔを出力する。

なお、デジタルコヒーレント受信器１の後段に設けられた処理部（フレーマなど）から受信ステータス信号を取得可能な場合、コントローラ２９は、受信ステータス信号に基づいて周波数オフセット推定値ωが収斂しているか否かを判定してもよい。例えば、デジタルコヒーレント受信器１の後段に設けられたデータ回復部におけるエラーの出現頻度が異常に上昇したことが検出されると、処理部は、異常を示す受信ステータス信号をコントローラ２９に送信するように構成してもよい。この場合、コントローラ２９は、受信ステータス信号が正常を示す場合に、周波数オフセット推定値ωが収斂していると判定し、受信ステータス信号が異常を示す場合に、周波数オフセット推定値ωが収斂していないと判定することができる。そして、周波数オフセット推定値ωが収斂していないと判定された場合、コントローラ２９は、現在の周波数オフセット推定値ωに２π／Ｍを加算あるいは減算した値を周波数オフセット設定値ω_ｓｅｔに設定して、セレクト信号ＳＥＬを１に設定する。そして、コントローラ２９は、周波数オフセット推定値ωが収斂しているか否かを判定し、収斂していないと判定した場合には、現在の周波数オフセット設定値ω_ｓｅｔに２π／Ｍを加算あるいは減算した値を周波数オフセット設定値ω_ｓｅｔに設定して、セレクト信号ＳＥＬを１に設定する。一方、コントローラ２９は、周波数オフセット推定値ωが収斂していると判定した場合は、周波数オフセット設定値ω_ｓｅｔを固定する。このように、コントローラ２９は、周波数オフセット設定値ω_ｓｅｔの候補を順番に試して、受信ステータス信号が正常になったことを確認する。

以上の構成により、周波数オフセット算出部２４は、位相回転量Δφを、周波数オフセット基準値ωｃを中心として、±π／Ｍの範囲にラップした周波数オフセット瞬時値ωｓに変換する。すなわち、周波数オフセット瞬時値ωｓは、ωｃ−π／Ｍ以上ωｃ＋π／Ｍ未満の値を取り得る。このように、コントローラ２９によって加算値ａ２およびビット範囲ｒ２が設定可能（プログラマブル）な構成とすることにより、周波数オフセット瞬時値ωｓの角度範囲±π／Ｍを適切な範囲に変更することができ、無変調のＣＷ光および任意の変調方式の光信号に対応可能となる。また、周波数オフセット推定値ωに基づいて、コントローラ２９により周波数オフセット基準値ωｃを設定可能な構成とすることによって、ノイズ除去部２５が周波数オフセット推定値ωを適切な値に収斂することができ、以降の周波数オフセット推定が可能となる。

また、無変調のＣＷ光を信号光とした場合、周波数オフセットを測定可能な角度範囲をＭ−ＰＳＫ変調方式のＭ倍に拡大できる。このため、ＣＷ光で定期的にキャリブレーションを実施して周波数オフセット推定値ωを不図示の記憶部に記憶しておき、Ｍ−ＰＳＫ変調方式で動作する際に、記憶した周波数オフセット推定値ωに設定してもよい。このように、第２変形例では、ＣＷ光によるキャリブレーションと、Ｍ−ＰＳＫ変調方式による通常動作とを同一の構成により行うことができる。このため、ローカル光源２の周波数オフセットに対する要求を緩和でき、周波数オフセット値が大きい場合でも、ローカル光源２の周波数のファインチューニング機能を備えることなく、適切に動作させることが可能となる。例えば、シンボルレートが２５ＧＳ／ｓ（片偏波あたり５０Ｇｂ／ｓ）のＱＰＳＫ変調の場合、許容できる最大の周波数オフセットは測定可能範囲の３．１２５ＧＨｚである。一般的なレーザの規格としては、２．５ＧＨｚのずれが許容されている。このため、受信側だけでもキャリブレーションにより周波数オフセット推定値ωを適切な値に設定しておけば、周波数オフセットが２．５ＧＨｚ以下であることが補償され、デジタルコヒーレント受信器１を正常に動作させることができる。

また、デジタルコヒーレント受信器１が後段の処理部から受信ステータス信号を取得可能な場合、受信ステータス信号に基づいて加算値ａ２およびビット範囲ｒ２を設定してもよい。例えば、何らかの理由により周波数オフセット推定値ωが不正な値となって、受信ステータス信号が異常を示す場合、コントローラ２９は、加算値ａ２およびビット範囲ｒ２を他の候補値に設定できる。

なお、本発明に係る周波数オフセット推定装置、周波数オフセット推定方法およびデジタルコヒーレント受信器は上記実施形態に記載したものに限定されない。例えば、偏角ラップ処理部２２は、必要に応じて省略することができる。また、シフト演算器２５１およびシフト演算器２５３は、丸め演算付きのＮビット右シフト演算器であってもよい。また、上記実施形態では、偏角算出部２１は、偏角θをｍビットのビット列として出力しているが、２進数以外のデジタル列として出力してもよい。この場合、上記実施形態における下位ビットクリア演算は、そのデジタル列の下位桁をクリアする演算に置き換えられ、Ｎビットシフト演算は、そのデジタル列のＮ桁シフト演算に置き換えられる。

１…デジタルコヒーレント受信器、１４…周波数オフセット推定部（周波数オフセット推定装置）、２２…偏角ラップ処理部、２３…位相差分算出部、２４…周波数オフセット算出部、２５…ノイズ除去部、２９…コントローラ、２２１…加算器（第２加算器）、２２２…ビットクリア演算器（第２論理演算器）、２２３…減算器（第３減算器）、２４１…減算器（第１減算器）、２４２…加算器（第１加算器）、２４３…ビットクリア演算器（第１論理演算器）、２４４…減算器（第２減算器）、２５１…シフト演算器（第１シフト演算器）、２５３…シフト演算器（第２シフト演算器）、２５４…減算器（第４減算器）、２５５…加算器（第３加算器）、ａ１…加算値（第２加算値）、ａ２…加算値（第１加算値）、ｃ１…加算結果、ｃ２…演算結果、ｄ１…減算結果、ｄ２…加算結果、ｄ３…演算結果、ｅ３…減算結果、ｒ１…ビット範囲（第２範囲）、ｒ２…ビット範囲（第１範囲）、Ｓ０３…位相差分算出ステップ、Ｓ０４…周波数オフセット算出ステップ、Ｓ０５…ノイズ除去ステップ、Δφ…位相回転量（位相差分）、θ…偏角、φ…ラップされた偏角、ω…周波数オフセット推定値、ωｃ…周波数オフセット基準値、ωｓ…周波数オフセット瞬時値、ω_ｓｅｔ…周波数オフセット設定値。

Claims (10)

1. 多値ＰＳＫ変調方式における送受信光源間の周波数オフセットを推定する周波数オフセット推定装置であって、
   連続するシンボルに対応する信号の偏角の位相差分をデジタル列として算出する位相差分算出部と、
   前記位相差分算出部によって算出された前記位相差分に基づいて周波数オフセット瞬時値を算出する周波数オフセット算出部と、
   前記周波数オフセット算出部によって算出された前記周波数オフセット瞬時値のノイズ成分を除去して周波数オフセット推定値を出力するノイズ除去部と、
   を備え、
   前記周波数オフセット算出部は、
   前記位相差分から周波数オフセット基準値を減算し、その減算結果を出力する第１減算器と、
   前記第１減算器により出力された前記減算結果に第１加算値を加算し、その加算結果を出力する第１加算器と、
   前記第１加算器により出力された前記加算結果のデジタル列の第１範囲の下位桁をクリアする論理演算を行い、その演算結果を出力する第１論理演算器と、
   前記位相差分から前記第１論理演算器により出力された前記演算結果を減算し、その減算結果を前記周波数オフセット瞬時値として出力する第２減算器と、
   を有し、
   前記周波数オフセット基準値は、過去に出力された前記周波数オフセット推定値であることを特徴とする周波数オフセット推定装置。
2. 前記偏角を所定の範囲にラップする偏角ラップ処理部をさらに備え、
   前記位相差分算出部は、前記偏角ラップ処理部によってラップされた偏角に基づいて、前記位相差分を算出することを特徴とする請求項１に記載の周波数オフセット推定装置。
3. 前記偏角ラップ処理部は、
   前記偏角に第２加算値を加算し、その加算結果を出力する第２加算器と、
   前記第２加算器により出力された前記加算結果のデジタル列の第２範囲の下位桁をクリアする論理演算を行い、その演算結果を出力する第２論理演算器と、
   前記偏角から前記第２論理演算器により出力された前記演算結果を減算し、その減算結果を前記ラップされた偏角として出力する第３減算器と、
   を有することを特徴とする請求項２に記載の周波数オフセット推定装置。
4. 前記ノイズ除去部は、
   前記周波数オフセット算出部によって算出された前記周波数オフセット瞬時値をＮ桁シフト演算する第１シフト演算器と、
   前記周波数オフセット基準値をＮ桁シフト演算する第２シフト演算器と、
   前記周波数オフセット基準値から前記第２シフト演算器によってシフト演算された前記周波数オフセット基準値を減算し、その減算結果を出力する第４減算器と、
   前記第１シフト演算器によってシフト演算された前記周波数オフセット瞬時値と前記第４減算器によって出力された前記減算結果とを加算し、その加算結果を前記周波数オフセット推定値として出力する第３加算器と、
   を有することを特徴とする請求項１〜３のいずれか一項に記載の周波数オフセット推定装置。
5. 前記位相差分算出部と、前記周波数オフセット算出部と、前記ノイズ除去部とは、パイプライン構成であることを特徴とする請求項１〜４のいずれか一項に記載の周波数オフセット推定装置。
6. 前記第１加算値および前記第１範囲を設定するコントローラをさらに備えることを特徴とする請求項１〜５のいずれか一項に記載の周波数オフセット推定装置。
7. 前記コントローラは、前記周波数オフセット推定値に基づいて、前記周波数オフセット基準値を設定することを特徴とする請求項６に記載の周波数オフセット推定装置。
8. 多値ＰＳＫ変調方式は、１シンボルに対して２π／Ｍの角度範囲を割り当てる変調方式であって、
   前記第１加算値はπ／Ｍに設定され、前記第１範囲はπ／Ｍ以下に設定されることを特徴とする請求項１〜７のいずれか一項に記載の周波数オフセット推定装置。
9. 請求項１〜８のいずれか一項に記載の周波数オフセット推定装置を備えるデジタルコヒーレント受信器。
10. 多値ＰＳＫ変調方式における送受信光源間の周波数オフセットを推定する周波数オフセット推定方法であって、
    連続するシンボルに対応する信号の偏角の位相差分をデジタル列として算出する位相差分算出ステップと、
    前記位相差分算出ステップにおいて算出された前記位相差分に基づいて周波数オフセット瞬時値を算出する周波数オフセット算出ステップと、
    前記周波数オフセット算出ステップにおいて算出された前記周波数オフセット瞬時値のノイズ成分を除去して周波数オフセット推定値を出力するノイズ除去ステップと、
    を備え、
    前記周波数オフセット算出ステップは、
    前記位相差分から周波数オフセット基準値を減算し、その減算結果を出力する第１減算ステップと、
    前記第１減算ステップにおいて出力された前記減算結果に第１加算値を加算し、その加算結果を出力する第１加算ステップと、
    前記第１加算ステップにおいて出力された前記加算結果のデジタル列の第１範囲の下位桁をクリアする論理演算を行い、その演算結果を出力する第１論理演算ステップと、
    前記第１論理演算ステップにおいて出力された前記演算結果を前記位相差分から減算し、その減算結果を前記周波数オフセット瞬時値として出力する第２減算ステップと、
    を有し、
    前記周波数オフセット基準値は、過去に出力された前記周波数オフセット推定値であることを特徴とする周波数オフセット推定方法。

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