JP2018191450A

JP2018191450A - Drive unit

Info

Publication number: JP2018191450A
Application number: JP2017093119A
Authority: JP
Inventors: 雅文早川; Masafumi Hayakawa; 大介菅原; Daisuke Sugawara; 秋由森井; Akiyoshi Morii; 裕一甲木; Yuichi Katsuki
Original assignee: Toyota Motor Corp
Current assignee: Toyota Motor Corp
Priority date: 2017-05-09
Filing date: 2017-05-09
Publication date: 2018-11-29
Anticipated expiration: 2037-05-09
Also published as: JP6760197B2

Abstract

PROBLEM TO BE SOLVED: To more sufficiently suppress a torque ripple of a motor.SOLUTION: Voltage commands of a d-axis and a q-axis are set based on a torque command of a motor, and an inverter is controlled based on the set voltage commands of the d-axis and the q-axis. Then, in this case, a feedforward term is set so that a torque ripple of the motor is cancelled by including a dead time corresponding term for cancelling voltage fluctuation of the motor during dead time in switching of a plurality of switching elements, and the voltage commands of the d-axis and the q-axis are set by using the feedforward term.SELECTED DRAWING: Figure 5

Description

本発明は、駆動装置に関する。 The present invention relates to a drive device.

従来、この種の駆動装置としては、モータと、モータを駆動するインバータと、モータの磁極位相を検出する磁極位相検出器と、インバータを制御する制御装置と、を備えるものが提案されている（例えば、特許文献１参照）。ここで、制御装置は、モータのトルク指令の大きさに応じてモータの出力トルクに生じるトルクリプルの大きさを演算してトルクリプル振幅信号を作成し、磁極位相検出器によって検出されたモータの磁極位相からトルクリプルの位相に応じた正弦波信号を演算し、トルクリプル振幅信号と正弦波信号とを乗算してトルクリプル抑制信号を演算する。そして、モータのトルク指令にトルクリプル抑制信号を注入して新たなトルク指令を作成し、この新たなトルク指令を用いてインバータの複数のスイッチング素子をスイッチング制御する。こうした制御を行なうことにより、モータの出力トルクに生じるリプル成分を抑制している。 Conventionally, as this type of drive device, a device including a motor, an inverter that drives the motor, a magnetic pole phase detector that detects the magnetic pole phase of the motor, and a control device that controls the inverter has been proposed ( For example, see Patent Document 1). Here, the control device calculates the torque ripple magnitude generated in the output torque of the motor according to the magnitude of the motor torque command, creates a torque ripple amplitude signal, and detects the magnetic pole phase of the motor detected by the magnetic pole phase detector. The sine wave signal corresponding to the phase of the torque ripple is calculated, and the torque ripple suppression signal is calculated by multiplying the torque ripple amplitude signal and the sine wave signal. And a torque ripple suppression signal is inject | poured into the torque command of a motor, a new torque command is produced, and switching control of the several switching element of an inverter is carried out using this new torque command. By performing such control, the ripple component generated in the output torque of the motor is suppressed.

特開２００２−２２３５８２号公報JP 2002-223582 A

上述の駆動装置では、インバータの複数のスイッチング素子のスイッチングにおけるデッドタイム中のモータの電圧変動の影響により、モータのトルクリプルを十分に抑制できていない可能性がある。 In the drive device described above, there is a possibility that the torque ripple of the motor cannot be sufficiently suppressed due to the influence of the voltage fluctuation of the motor during the dead time in the switching of the plurality of switching elements of the inverter.

本発明の駆動装置は、モータのトルクリプルをより十分に抑制することを主目的とする。 The main object of the drive device of the present invention is to sufficiently suppress the torque ripple of the motor.

本発明の駆動装置は、上述の主目的を達成するために以下の手段を採った。 The drive device of the present invention employs the following means in order to achieve the main object described above.

本発明の駆動装置は、
モータと、
複数のスイッチング素子のスイッチングにより前記モータを駆動するインバータと、
前記モータのトルク指令に基づいてｄ軸，ｑ軸の電圧指令を設定し、前記ｄ軸、ｑ軸の電圧指令に基づいて前記インバータを制御する制御装置と、
を備える駆動装置であって、
前記制御装置は、前記複数のスイッチング素子のスイッチングにおけるデッドタイム中のモータの電圧変動を打ち消すためのデッドタイム対応項を含んで前記モータのトルクリプルが打ち消されるようにフィードフォワード項を設定し、前記フィードフォワード項を用いて前記ｄ軸，ｑ軸の電圧指令を設定する、
ことを要旨とする。 The drive device of the present invention is
A motor,
An inverter that drives the motor by switching of a plurality of switching elements;
A control device for setting d-axis and q-axis voltage commands based on the motor torque command and controlling the inverter based on the d-axis and q-axis voltage commands;
A drive device comprising:
The control device sets a feed forward term so as to cancel a torque ripple of the motor including a dead time corresponding term for canceling a voltage fluctuation of the motor during a dead time in switching of the plurality of switching elements, and the feed Set the d-axis and q-axis voltage commands using a forward term.
This is the gist.

この本発明の駆動装置では、モータのトルク指令に基づいてｄ軸，ｑ軸の電圧指令を設定し、設定したｄ軸、ｑ軸の電圧指令に基づいてインバータを制御する。そして、この際において、複数のスイッチング素子のスイッチングにおけるデッドタイム中のモータの電圧変動を打ち消すためのデッドタイム対応項を含んでモータのトルクリプルが打ち消されるようにフィードフォワード項を設定し、フィードフォワード項を用いてｄ軸，ｑ軸の電圧指令を設定する。これにより、デッドタイム対応項を含まずにフィードフォワード項を設定するものに比して、モータのトルクリプルをより十分に抑制することができる。 In the drive device of the present invention, d-axis and q-axis voltage commands are set based on the motor torque command, and the inverter is controlled based on the set d-axis and q-axis voltage commands. At this time, the feedforward term is set so that the torque ripple of the motor is canceled, including the dead time corresponding term for canceling the voltage fluctuation of the motor during the dead time in the switching of the plurality of switching elements. Is used to set the d-axis and q-axis voltage commands. As a result, the torque ripple of the motor can be suppressed more sufficiently than when the feedforward term is set without including the dead time corresponding term.

こうした本発明の駆動装置において、前記制御装置は、前記モータの電気角に基づくベース値と、前記インバータの直流側電圧と、キャリア周波数と、前記複数のスイッチング素子のうちの上アームおよび下アームのデッドタイム時間と、を用いて前記デッドタイム対応項を設定するものとしてもよい。こうすれば、デッドタイム対応項をより適切に設定することができる。この場合、前記制御装置は、前記モータの電気角から得られる６０度区間電気角と、前記モータの各相の相電流のうちの何れかがゼロクロスするゼロクロス電気角と、の大小関係に基づいて前記ベース値を設定し、前記ベース値と、前記インバータの直流側電圧と、前記キャリア周波数と、前記上アームのデッドタイム時間および前記下アームのデッドタイム時間の和と、の積として前記デッドタイム対応項を設定するものとしてもよい。ここで、「モータの電気角」は、電気角検出部により検出された検出電気角に対して、電気角検出部による検出タイミングの検出電気角とインバータを制御する制御タイミングの実電気角とのずれを補償して得られる制御タイミングの予測電気角であるものとしてもよい。 In such a drive device of the present invention, the control device includes a base value based on an electrical angle of the motor, a DC side voltage of the inverter, a carrier frequency, and an upper arm and a lower arm of the plurality of switching elements. The dead time correspondence term may be set using dead time. In this way, the dead time correspondence term can be set more appropriately. In this case, the control device is based on a magnitude relationship between a 60-degree electrical angle obtained from the electrical angle of the motor and a zero-cross electrical angle at which any of the phase currents of each phase of the motor crosses zero. The base value is set, and the dead time is a product of the base value, the DC side voltage of the inverter, the carrier frequency, and the sum of the dead time time of the upper arm and the dead time time of the lower arm. Corresponding terms may be set. Here, the “electrical angle of the motor” is the difference between the detected electrical angle detected by the electrical angle detection unit and the actual electrical angle of the control timing for controlling the inverter with respect to the detected electrical angle detected by the electrical angle detection unit. The predicted electrical angle of the control timing obtained by compensating for the deviation may be used.

本発明の駆動装置において、前記制御装置は、前記デッドタイム対応項に加えて、前記モータの磁束・リラクタンスに依存する磁束・リラクタンス項と、前記モータの抵抗値に依存する抵抗項と、も用いて前記フィードフォワード項を設定するものとしてもよい。こうすれば、フィードフォワード項をより適切に設定することができる。 In the drive device of the present invention, in addition to the dead time corresponding term, the control device also uses a magnetic flux / reluctance term that depends on the magnetic flux / reluctance of the motor and a resistance term that depends on the resistance value of the motor. The feed forward term may be set. In this way, the feedforward term can be set more appropriately.

この場合、前記制御装置は、前記モータの電気角およびトルク指令と係数との関係を定めた係数設定用マップを記憶する記憶手段を有し、前記係数設定用マップに前記モータの電気角およびトルク指令を適用して前記係数を設定し、前記係数と前記モータの回転数との積として前記磁束・リラクタンス項を設定するものとしてもよい。この場合、モータの電気角，トルク指令，回転数と磁束・リラクタンス項との関係を定めた磁束・リラクタンス項設定用マップを記憶手段に記憶させ、磁束・リラクタンス項設定用マップに電気角，トルク指令，回転数を適用して磁束・リラクタンス項を設定するものに比して、記憶手段に記憶させるデータ容量を小さくすることができる。 In this case, the control device has storage means for storing a coefficient setting map that defines the relationship between the electric angle and torque command of the motor and the coefficient, and the electric angle and torque of the motor are stored in the coefficient setting map. The coefficient may be set by applying a command, and the magnetic flux / reluctance term may be set as a product of the coefficient and the rotation speed of the motor. In this case, a magnetic flux / reluctance term setting map that defines the relationship between the motor electrical angle, torque command, rotation speed and magnetic flux / reluctance term is stored in the storage means, and the electrical angle, torque The data capacity to be stored in the storage means can be reduced as compared with the case where the magnetic flux / reluctance term is set by applying the command and the rotational speed.

また、この場合、前記制御装置は、前記モータのトルク指令，回転数，パワーのうちの何れかが大きいほど小さくなる傾向に減衰係数を設定し、前記デッドタイム対応項と前記磁束・リラクタンス項と前記抵抗項との和と、前記減衰係数と、の積として前記フィードフォワード項を設定するものとしてもよい。こうすれば、減衰係数を用いてフィードフォワード項をより適切に設定することができる。 Further, in this case, the control device sets an attenuation coefficient that tends to decrease as any of the torque command, the rotation speed, and the power of the motor increases, and the dead time correspondence term, the magnetic flux / reluctance term, The feedforward term may be set as a product of the sum of the resistance term and the attenuation coefficient. In this way, the feedforward term can be set more appropriately using the attenuation coefficient.

本発明の駆動装置において、前記制御装置は、前記トルク指令に基づいてｄ軸，ｑ軸の基本電流指令を設定し、前記トルク指令と前記モータの電気角とに基づいて前記トルクリプルを打ち消すための補正係数を設定し、前記ｄ軸，ｑ軸の基本電流指令に前記補正係数を乗じてｄ軸，ｑ軸の電流指令を設定し、前記ｄ軸，ｑ軸の電流指令とｄ軸，ｑ軸の電流とに基づいてフィードバック項を設定し、前記フィードフォワード項と前記フィードバック項とを用いて前記ｄ軸，ｑ軸の電圧指令を設定するものとしてもよい。こうすれば、トルクリプルをより十分に抑制することができる。この場合、前記制御装置は、前記トルク指令と前記モータの電気角とに基づいて基本補正係数を設定し、前記モータのトルク指令，回転数，パワーのうちの何れかが大きいほど小さくなる傾向に減衰係数を設定し、前記基本補正係数と前記減衰係数との積として前記補正係数を設定するものとしてもよい。こうすれば、減衰係数を用いてフィードバック項をより適切に設定することができる。 In the driving apparatus of the present invention, the control device sets basic current commands for the d-axis and the q-axis based on the torque command, and cancels the torque ripple based on the torque command and the electrical angle of the motor. A correction coefficient is set, the d-axis and q-axis current commands are set by multiplying the d-axis and q-axis basic current commands by the correction coefficient, and the d-axis and q-axis current commands are set. The feedback term may be set based on the current of the current and the d-axis and q-axis voltage commands may be set using the feedforward term and the feedback term. In this way, torque ripple can be more sufficiently suppressed. In this case, the control device sets a basic correction coefficient based on the torque command and the electrical angle of the motor, and tends to become smaller as any one of the torque command, the rotation speed, and the power of the motor increases. An attenuation coefficient may be set, and the correction coefficient may be set as a product of the basic correction coefficient and the attenuation coefficient. In this way, the feedback term can be set more appropriately using the attenuation coefficient.

本発明の一実施例としての駆動装置を搭載する電気自動車２０の構成の概略を示す構成図である。It is a block diagram which shows the outline of a structure of the electric vehicle 20 carrying the drive device as one Example of this invention. 実施例の電子制御ユニット５０によって実行されるモータ制御ルーチンの一例を示すフローチャートである。It is a flowchart which shows an example of the motor control routine performed by the electronic control unit 50 of an Example. 基本補正係数設定用マップの一例を示す説明図である。It is explanatory drawing which shows an example of the map for basic correction coefficient setting. 減衰係数設定用マップの一例を示す説明図である。It is explanatory drawing which shows an example of the map for attenuation coefficient setting. フィードフォワード項設定ルーチンの一例を示すフローチャートである。It is a flowchart which shows an example of a feedforward term setting routine. 電流指令位相設定用マップの一例を示す説明図である。It is explanatory drawing which shows an example of the map for electric current command phase setting. ６０度区間の予測電気角θｅｅｓ６０と値Ｖｄｆｆ＿ｄｔ１，値Ｖｄｆｆ＿ｄｔ２との関係の一例を示す説明図である。It is explanatory drawing which shows an example of the relationship between the prediction electrical angle (theta) ees60 of a 60 degree | times area, value Vdff_dt1, and value Vdff_dt2. ６０度区間の予測電気角θｅｅｓ６０と値Ｖｑｆｆ＿ｄｔ１，値Ｖｑｆｆ＿ｄｔ２との関係の一例を示す説明図である。It is explanatory drawing which shows an example of the relationship between the prediction electrical angle (theta) es60 of 60-degree area, value Vqff_dt1, and value Vqff_dt2. Ｕ相の電圧指令Ｖｕ＊や搬送波，上アーム，下アーム，相電圧Ｖｕ，デッドタイム相電圧ずれＶｄｔｇの時間変化の様子の一例を示す説明図である。It is explanatory drawing which shows an example of the mode change state of U-phase voltage command Vu *, a carrier wave, an upper arm, a lower arm, phase voltage Vu, and dead time phase voltage deviation Vdtg. Ｕ相の相電流Ｉｕ，電圧指令Ｖｕ＊，デッドタイム相電圧ずれＶｄｔｇの時間変化の様子の一例を示す説明図である。It is explanatory drawing which shows an example of the mode of a time change of the phase current Iu of U phase, voltage command Vu *, and the dead time phase voltage deviation Vdtg. Ｕ相の相電流Ｉｕ，デッドタイム相電圧ずれＶｄｔｇ，デッドタイム近似相電圧Ｖｄｔａｐの時間変化の様子の一例を示す説明図である。It is explanatory drawing which shows an example of the mode of a time change of the phase current Iu of U phase, the dead time phase voltage deviation Vdtg, and the dead time approximate phase voltage Vdtap. 係数設定用マップの一例を示す説明図である。It is explanatory drawing which shows an example of the map for a coefficient setting. 補正項設定用マップの一例を示す説明図である。It is explanatory drawing which shows an example of the correction | amendment term setting map.

次に、本発明を実施するための形態を実施例を用いて説明する。 Next, the form for implementing this invention is demonstrated using an Example.

図１は、本発明の一実施例としての駆動装置を搭載する電気自動車２０の構成の概略を示す構成図である。実施例の電気自動車２０は、図示するように、モータ３２と、インバータ３４と、蓄電装置としてのバッテリ３６と、電子制御ユニット５０と、を備える。 FIG. 1 is a configuration diagram showing an outline of a configuration of an electric vehicle 20 equipped with a drive device as an embodiment of the present invention. The electric vehicle 20 of an Example is provided with the motor 32, the inverter 34, the battery 36 as an electrical storage apparatus, and the electronic control unit 50 so that it may show in figure.

モータ３２は、同期発電電動機として構成されており、永久磁石が埋め込まれた回転子と、三相コイルが巻回された固定子と、を備える。このモータ３２は、回転子が駆動輪２２ａ，２２ｂにデファレンシャルギヤ２４を介して連結された駆動軸２６に接続されている。 The motor 32 is configured as a synchronous generator motor, and includes a rotor in which a permanent magnet is embedded and a stator around which a three-phase coil is wound. The motor 32 is connected to a drive shaft 26 having a rotor coupled to the drive wheels 22a and 22b via a differential gear 24.

インバータ３４は、モータ３２の駆動に用いられる。このインバータ３４は、電力ライン３８を介してバッテリ３６に接続されており、６つのスイッチング素子としてのトランジスタＴ１１〜Ｔ１６と、６つのトランジスタＴ１１〜Ｔ１６のそれぞれに並列に接続された６つのダイオードＤ１１〜Ｄ１６と、を有する。トランジスタＴ１１〜Ｔ１６は、それぞれ、電力ライン３８の正極側ラインと負極側ラインとに対してソース側とシンク側になるように２個ずつペアで配置されている。また、トランジスタＴ１１〜Ｔ１６の対となるトランジスタ同士の接続点の各々には、モータ３２の三相コイル（Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相のコイル）の各々が接続されている。したがって、インバータ３４に電圧が作用しているときに、電子制御ユニット５０によって、対となるトランジスタＴ１１〜Ｔ１６のオン時間の割合が調節されることにより、三相コイルに回転磁界が形成され、モータ３２が回転駆動される。以下、トランジスタＴ１１〜Ｔ１３を「上アーム」といい、トランジスタＴ１４〜Ｔ１６を「下アーム」という。 The inverter 34 is used for driving the motor 32. The inverter 34 is connected to a battery 36 via a power line 38, and includes six transistors T11 to T16 as six switching elements and six diodes D11 to D16 connected in parallel to the six transistors T11 to T16. D16. Two transistors T11 to T16 are arranged in pairs so as to be on the source side and the sink side with respect to the positive electrode side line and the negative electrode side line of the power line 38, respectively. Each of the connection points between the transistors T11 to T16 that are paired with each other is connected to each of the three-phase coils (U-phase, V-phase, and W-phase coils) of the motor 32. Therefore, when a voltage is applied to the inverter 34, the electronic control unit 50 adjusts the ratio of the on-time of the paired transistors T11 to T16, so that a rotating magnetic field is formed in the three-phase coil, and the motor 32 is rotationally driven. Hereinafter, the transistors T11 to T13 are referred to as “upper arms”, and the transistors T14 to T16 are referred to as “lower arms”.

バッテリ３６は、例えばリチウムイオン二次電池やニッケル水素二次電池として構成されており、上述したように、電力ライン３８を介してインバータ３４に接続されている。電力ライン３８の正極側ラインと負極側ラインとには、コンデンサ３９が取り付けられている。 The battery 36 is configured as, for example, a lithium ion secondary battery or a nickel hydride secondary battery, and is connected to the inverter 34 via the power line 38 as described above. Capacitors 39 are attached to the positive line and the negative line of the power line 38.

電子制御ユニット５０は、ＣＰＵ５２を中心とするマイクロプロセッサとして構成されており、ＣＰＵ５２の他に、処理プログラムを記憶するＲＯＭ５４やデータを一時的に記憶するＲＡＭ５６，入出力ポートを備える。電子制御ユニット５０には、各種センサからの信号が入力ポートを介して入力されている。電子制御ユニット５０に入力される信号としては、例えば、モータ３２の回転子の回転位置を検出する回転位置検出センサ（例えばレゾルバ）３２ａからの回転位置θｍや、モータ３２の各相の相電流を検出する電流センサ３２ｕ，３２ｖからの相電流Ｉｕ，Ｉｖを挙げることができる。また、バッテリ３６の端子間に取り付けられた図示しない電圧センサからのバッテリ３６の電圧Ｖｂや、バッテリ３６の出力端子に取り付けられた図示しない電流センサからのバッテリ３６の電流Ｉｂ，コンデンサ３９の端子間に取り付けられた電圧センサ３９ａからのコンデンサ３９（電力ライン３８）の電圧ＶＨも挙げることができる。さらに、イグニッションスイッチ６０からのイグニッション信号や、シフトレバー６１の操作位置を検出するシフトポジションセンサ６２からのシフトポジションＳＰ，アクセルペダル６３の踏み込み量を検出するアクセルペダルポジションセンサ６４からのアクセル開度Ａｃｃ，ブレーキペダル６５の踏み込み量を検出するブレーキペダルポジションセンサ６６からのブレーキペダルポジションＢＰ，車速センサ６８からの車速Ｖも挙げることができる。電子制御ユニット５０からは、インバータ３４のトランジスタＴ１１〜Ｔ１６へのスイッチング制御信号などが出力ポートを介して出力されている。電子制御ユニット５０は、回転位置検出センサ３２ａからのモータ３２の回転子の回転位置θｍに基づいてモータ３２の電気角θｅや角速度ωｍ，回転数Ｎｍを演算している。また、電子制御ユニット５０は、電流センサからのバッテリ３６の電流Ｉｂの積算値に基づいてバッテリ３６の蓄電割合ＳＯＣを演算している。ここで、蓄電割合ＳＯＣは、バッテリ３６の全容量に対するバッテリ３６から放電可能な電力の容量の割合である。 The electronic control unit 50 is configured as a microprocessor centered on the CPU 52, and includes a ROM 54 for storing a processing program, a RAM 56 for temporarily storing data, and an input / output port in addition to the CPU 52. Signals from various sensors are input to the electronic control unit 50 via input ports. As a signal input to the electronic control unit 50, for example, the rotational position θm from the rotational position detection sensor (for example, resolver) 32a that detects the rotational position of the rotor of the motor 32, and the phase current of each phase of the motor 32 are used. The phase currents Iu and Iv from the current sensors 32u and 32v to be detected can be mentioned. Further, the voltage Vb of the battery 36 from a voltage sensor (not shown) attached between the terminals of the battery 36, the current Ib of the battery 36 from the current sensor (not shown) attached to the output terminal of the battery 36, and the terminal of the capacitor 39. The voltage VH of the capacitor 39 (power line 38) from the voltage sensor 39a attached to can also be mentioned. Further, the ignition signal from the ignition switch 60, the shift position SP from the shift position sensor 62 that detects the operation position of the shift lever 61, and the accelerator opening degree Acc from the accelerator pedal position sensor 64 that detects the depression amount of the accelerator pedal 63 are detected. The brake pedal position BP from the brake pedal position sensor 66 that detects the depression amount of the brake pedal 65, and the vehicle speed V from the vehicle speed sensor 68 can also be mentioned. From the electronic control unit 50, switching control signals to the transistors T11 to T16 of the inverter 34 are output via the output port. The electronic control unit 50 calculates the electrical angle θe, the angular velocity ωm, and the rotational speed Nm of the motor 32 based on the rotational position θm of the rotor of the motor 32 from the rotational position detection sensor 32a. Further, the electronic control unit 50 calculates the storage rate SOC of the battery 36 based on the integrated value of the current Ib of the battery 36 from the current sensor. Here, the storage ratio SOC is the ratio of the capacity of power that can be discharged from the battery 36 to the total capacity of the battery 36.

こうして構成された実施例の電気自動車２０では、電子制御ユニット５０は、アクセル開度Ａｃｃと車速Ｖとに基づいて駆動軸２６の要求トルクＴｄ＊を設定し、要求トルクＴｄ＊をモータ３２のトルク指令Ｔｍ＊に設定する。そして、モータ３２のトルク指令Ｔｍ＊を用いてインバータ３４のトランジスタＴ１１〜Ｔ１６をパルス幅変調制御（ＰＷＭ制御）により制御する。ここで、ＰＷＭ制御は、モータ３２の電圧指令と搬送波（三角波）電圧との比較によってトランジスタＴ１１〜Ｔ１６のオン時間の割合を調節する制御である。なお、搬送波電圧の周波数（キャリア周波数）ｆｃは、数ｋＨｚ〜１０ｋＨｚ程度とするものとした。 In the electric vehicle 20 of the embodiment configured as described above, the electronic control unit 50 sets the required torque Td * of the drive shaft 26 based on the accelerator opening Acc and the vehicle speed V, and uses the required torque Td * as the torque of the motor 32. Set to command Tm *. Then, using the torque command Tm * of the motor 32, the transistors T11 to T16 of the inverter 34 are controlled by pulse width modulation control (PWM control). Here, the PWM control is control for adjusting the ratio of the on-time of the transistors T11 to T16 by comparing the voltage command of the motor 32 and the carrier wave (triangular wave) voltage. The frequency of the carrier voltage (carrier frequency) fc is about several kHz to 10 kHz.

次に、こうして構成された実施例の電気自動車２０の動作、特に、モータ３２を駆動制御する（インバータ３４をＰＷＭ制御により制御する）際の動作について説明する。図２は、実施例の電子制御ユニット５０によって実行されるモータ制御ルーチンの一例を示すフローチャートである。このルーチンは、繰り返し実行される。 Next, the operation of the electric vehicle 20 of the embodiment configured as described above, particularly the operation when the motor 32 is driven and controlled (the inverter 34 is controlled by PWM control) will be described. FIG. 2 is a flowchart illustrating an example of a motor control routine executed by the electronic control unit 50 of the embodiment. This routine is executed repeatedly.

モータ制御ルーチンが実行されると、電子制御ユニット５０は、まず、モータ３２の電気角θｅや回転数Ｎｍ，Ｕ相，Ｖ相の相電流Ｉｕ，Ｉｖ，トルク指令Ｔｍ＊，コンデンサ３９（電力ライン３８）の電圧ＶＨなどのデータを入力する（ステップＳ１００）。ここで、電気角θｅおよび回転数Ｎｍは、回転位置検出センサ３２ａにより検出されたモータ３２の回転子の回転位置θｍに基づいて演算された値を入力するものとした。相電流Ｉｕ，Ｉｖは、電流センサ３２ｕ，３２ｖにより検出された値を入力するものとした。トルク指令Ｔｍ＊は、上述の駆動制御により設定された値を入力するものとした。コンデンサ３９（電力ライン３８）の電圧ＶＨは、電圧センサ３９ａにより検出された値を入力するものとした。 When the motor control routine is executed, the electronic control unit 50 first, the electric angle θe of the motor 32, the rotational speed Nm, the U-phase and V-phase phase currents Iu and Iv, the torque command Tm *, the capacitor 39 (power line 38) data such as voltage VH is input (step S100). Here, as the electrical angle θe and the rotational speed Nm, values calculated based on the rotational position θm of the rotor of the motor 32 detected by the rotational position detection sensor 32a are input. As the phase currents Iu and Iv, values detected by the current sensors 32u and 32v are input. As the torque command Tm *, a value set by the drive control described above is input. As the voltage VH of the capacitor 39 (power line 38), the value detected by the voltage sensor 39a is input.

こうしてデータを入力すると、モータ３２の三相コイルのＵ相，Ｖ相，Ｗ相に流れる電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの総和を値０として、モータ３２の電気角θｅを用いて、Ｕ相，Ｖ相の電流Ｉｕ，Ｉｖをｄ軸，ｑ軸の電流Ｉｄ，Ｉｑに座標変換（３相−２相変換）する（ステップＳ１１０）。 When the data is input in this way, the sum of currents Iu, Iv, and Iw flowing in the U-phase, V-phase, and W-phase of the three-phase coil of the motor 32 is set to 0, and the electrical angle θe of the motor 32 is used. The phase currents Iu and Iv are coordinate-converted (three-phase to two-phase conversion) into d-axis and q-axis currents Id and Iq (step S110).

続いて、モータ３２のトルク指令Ｔｍ＊に基づいて、ｄ軸，ｑ軸の電流指令Ｉｄ＊，Ｉｑ＊の基本値としての基本電流指令Ｉｄｔｍｐ，Ｉｑｔｍｐを設定する（ステップＳ１２０）。ここで、ｄ軸，ｑ軸の基本電流指令Ｉｄｔｍｐ，Ｉｑｔｍｐは、実施例では、モータ３２のトルク指令Ｔｍ＊とｄ軸，ｑ軸の基本電流指令Ｉｄｔｍｐ，Ｉｑｔｍｐとの関係を予め定めて電流指令設定用マップとしてＲＯＭ５４に記憶しておき、モータ３２のトルク指令Ｔｍ＊が与えられると、このマップから対応するｄ軸，ｑ軸の基本電流指令Ｉｄｔｍｐ，Ｉｑｔｍｐを導出して設定するものとした。 Subsequently, based on the torque command Tm * of the motor 32, basic current commands Idtmp and Iqtmp are set as basic values of the d-axis and q-axis current commands Id * and Iq * (step S120). Here, in the embodiment, the d-axis and q-axis basic current commands Idtmp and Iqtmp are determined by previously determining the relationship between the torque command Tm * of the motor 32 and the d-axis and q-axis basic current commands Idtmp and Iqtmp. The map is stored in the ROM 54 as a setting map, and when the torque command Tm * of the motor 32 is given, the corresponding d-axis and q-axis basic current commands Idtmp and Iqtmp are derived from this map and set.

そして、モータ３２の回転数Ｎｍに基づいて電気角補償量Δθｅを設定すると共に（ステップＳ１３０）、ステップＳ１００で入力したモータ３２の電気角θｅに電気角補償量Δθｅを加えて、モータ３２の予測電気角θｅｅｓを計算する（ステップＳ１４０）。ここで、電気角補償量Δθｅは、ステップＳ１００で入力した電気角θｅと、電子制御ユニット５０からＰＷＭ信号をインバータ３４に出力するときの実際の電気角と、のずれ（前者に対する後者の進み量）を補償するための補償量であり、実施例では、モータ３２の回転数Ｎｍに基づいて、搬送波電圧の１．５周期に相当する電気角の移動量を設定するものとした。 Then, an electrical angle compensation amount Δθe is set based on the rotational speed Nm of the motor 32 (step S130), and the electrical angle compensation amount Δθe is added to the electrical angle θe of the motor 32 input in step S100 to predict the motor 32. The electrical angle θeees is calculated (step S140). Here, the electrical angle compensation amount Δθe is a difference between the electrical angle θe input in step S100 and the actual electrical angle when the PWM signal is output from the electronic control unit 50 to the inverter 34 (the advance amount of the latter with respect to the former). In the embodiment, the amount of movement of the electrical angle corresponding to 1.5 periods of the carrier voltage is set based on the rotational speed Nm of the motor 32.

次に、モータ３２の予測電気角θｅｅｓおよびトルク指令Ｔｍ＊に基づいて、ｄ軸，ｑ軸の基本電流指令Ｉｄｔｍｐ，Ｉｑｔｍｐを補正するのに用いる補正係数ｋｉの基本値としての基本補正係数ｋｉｔｍｐを設定する（ステップＳ１５０）。続いて、モータ３２のトルク指令Ｔｍ＊と回転数Ｎｍとの積として得られる要求パワーＰｍ＊に基づいて減衰係数ζｖを設定する（ステップＳ１６０）。そして、基本補正係数ｋｉｔｍｐと減衰係数ζｖとを用いて式（１）により補正係数ｋｉを計算する（ステップＳ１７０）。そして、式（２）および式（３）に示すように、ｄ軸，ｑ軸の基本電流指令Ｉｄｔｍｐ，Ｉｑｔｍｐに補正係数ｋｉを乗じて、ｄ軸，ｑ軸の電流指令Ｉｄ＊，Ｉｑ＊を計算する（ステップＳ１８０）。 Next, based on the predicted electrical angle θeees of the motor 32 and the torque command Tm *, a basic correction coefficient kitmp as a basic value of the correction coefficient ki used to correct the d-axis and q-axis basic current commands Idtmp and Iqtmp is set. Setting is made (step S150). Subsequently, the damping coefficient ζv is set based on the required power Pm * obtained as the product of the torque command Tm * of the motor 32 and the rotation speed Nm (step S160). Then, the correction coefficient ki is calculated by the equation (1) using the basic correction coefficient kitmp and the attenuation coefficient ζv (step S170). Then, as shown in the equations (2) and (3), the d-axis and q-axis basic current commands Idtmp and Iqtmp are multiplied by the correction coefficient ki to obtain the d-axis and q-axis current commands Id * and Iq *. Calculate (step S180).

ki=kitmp・(kitmp-1)・ζv (1)
Id*=Idtmp・ki (2)
Iq*=Iqtmp・ki (3) ki = kitmp ・ (kitmp-1) ・ ζv (1)
Id * = Idtmp ・ ki (2)
Iq * = Iqtmp ・ ki (3)

ここで、基本補正係数ｋｉｔｍｐは、実施例では、モータ３２の予測電気角θｅｅｓおよびトルク指令Ｔｍ＊と基本補正係数ｋｉｔｍｐとの関係を予め定めて基本補正係数設定用マップとしてＲＯＭ５４に記憶しておき、モータ３２の予測電気角θｅｅｓおよびトルク指令Ｔｍ＊が与えられると、このマップから対応する基本補正係数ｋｉｔｍｐを導出して設定するものとした。基本補正係数設定用マップの一例を図３に示す。図３は、モータ３２のトルクリプルが電気角６次（電気角の１周期に対して６周期）で生じる場合の基本補正係数の一例を示す。図示するように、基本補正係数ｋｉｔｍｐは、予測電気角θｅｅｓに基づいて、モータ３２のトルクリプルをキャンセルできるように、値１を中心に変動するように設定するものとした。ここで、基本補正係数ｋｉｔｍｐを値１よりも小さくする予測電気角θｅｅｓの範囲は、ｄ軸，ｑ軸の基本電流指令Ｉｄｔｍｐ，Ｉｑｔｍｐをそのまま電流指令Ｉｄ＊、Ｉｑ＊に設定するとモータ３２のトルクリプルによって出力トルクＴｍがトルク指令Ｔｍ＊よりも大きくなる範囲、即ち、モータ３２のトルクリプルをキャンセルするために電流指令Ｉｄ＊、Ｉｑ＊を基本電流指令Ｉｄｔｍｐ，Ｉｑｔｍｐよりも小さくする必要がある予測電気角θｅｅｓの範囲を意味する。また、基本補正係数ｋｉｔｍｐを値１よりも大きくする予測電気角θｅｅｓの範囲は、ｄ軸，ｑ軸の基本電流指令Ｉｄｔｍｐ，Ｉｑｔｍｐをそのまま電流指令Ｉｄ＊，Ｉｑ＊に設定するとモータ３２のトルクリプルによって出力トルクＴｍがトルク指令Ｔｍ＊よりも小さくなる範囲、即ち、モータ３２のトルクリプルをキャンセルするために電流指令Ｉｄ＊，Ｉｑ＊を基本電流指令Ｉｄｔｍｐ，Ｉｑｔｍｐよりも大きくする必要がある予測電気角θｅｅｓの範囲を意味する。そして、この基本補正係数ｋｉｔｍｐは、モータ３２のトルク指令Ｔｍ＊が大きいときに小さいときよりも値１を中心に大きく変動するように設定するものとした。これは、モータ３２のトルク指令Ｔｍ＊が大きいときに小さいときよりもモータ３２のトルクリプルが大きくなりやすいからである。基本補正係数ｋｉｔｍｐは、図３に限定されるものではなく、低減対象のトルクリプルの成分の次数（例えば、電気角６次，電気角１２次，電気２４次，・・・の１つまたは複数）に応じて設定すればよい。 Here, in the embodiment, the basic correction coefficient kitmp is stored in the ROM 54 as a basic correction coefficient setting map by predetermining the relationship between the predicted electrical angle θeees of the motor 32 and the torque command Tm * and the basic correction coefficient kitmp. When the predicted electrical angle θeees of the motor 32 and the torque command Tm * are given, the corresponding basic correction coefficient kitmp is derived from this map and set. An example of the basic correction coefficient setting map is shown in FIG. FIG. 3 shows an example of the basic correction coefficient in the case where the torque ripple of the motor 32 is generated in the sixth electrical angle (6 cycles with respect to one electrical angle cycle). As shown in the figure, the basic correction coefficient kitmp is set so as to fluctuate around a value 1 so that the torque ripple of the motor 32 can be canceled based on the predicted electrical angle θeees. Here, the range of the predicted electrical angle θeees that makes the basic correction coefficient kitmp smaller than the value 1 is that the torque ripple of the motor 32 is set when the d-axis and q-axis basic current commands Idtmp and Iqtmp are set to the current commands Id * and Iq * as they are. Is a range in which the output torque Tm is larger than the torque command Tm *, that is, a predicted electrical angle that requires the current commands Id * and Iq * to be smaller than the basic current commands Idtmp and Iqtmp in order to cancel the torque ripple of the motor 32. It means the range of θees. The range of the predicted electrical angle θeees for making the basic correction coefficient kitmp larger than the value 1 is set by the torque ripple of the motor 32 when the d-axis and q-axis basic current commands Idtmp and Iqtmp are set to the current commands Id * and Iq * as they are. The range in which the output torque Tm is smaller than the torque command Tm *, that is, the predicted electrical angle θeees that requires the current commands Id * and Iq * to be larger than the basic current commands Idtmp and Iqtmp in order to cancel the torque ripple of the motor 32. Means the range. The basic correction coefficient kitmp is set so as to fluctuate largely around the value 1 when the torque command Tm * of the motor 32 is large than when it is small. This is because the torque ripple of the motor 32 is likely to be larger when the torque command Tm * of the motor 32 is large than when it is small. The basic correction coefficient kitmp is not limited to that shown in FIG. 3, and the order of the torque ripple component to be reduced (for example, one or more of electrical angle 6th order, electrical angle 12th order, electrical 24th order,...). It may be set according to

また、減衰係数ζｖは、実施例では、モータ３２の要求パワーＰｍ＊と減衰係数ζｖとの関係を予め定めて減衰係数設定用マップとしてＲＯＭ５４に記憶しておき、モータ３２の要求パワーＰｍ＊が与えられると、このマップから対応する減衰係数ζｖを導出して設定するものとした。減衰係数設定用マップの一例を図４に示す。図示するように、減衰係数ζｖは、モータ３２の要求パワーＰｍ＊が大きいほど値１から値０に向けて小さくなるように設定するものとした。この減衰係数ζｖの意義については後述する。 In the embodiment, the damping coefficient ζv is stored in the ROM 54 as a damping coefficient setting map by predetermining the relationship between the required power Pm * of the motor 32 and the damping coefficient ζv, and the required power Pm * of the motor 32 is Given this, the corresponding attenuation coefficient ζv was derived from this map and set. An example of the attenuation coefficient setting map is shown in FIG. As shown in the figure, the damping coefficient ζv is set so as to decrease from the value 1 toward the value 0 as the required power Pm * of the motor 32 increases. The significance of this attenuation coefficient ζv will be described later.

このようにして、ｄ軸，ｑ軸の基本電流指令Ｉｄｔｍｐ，Ｉｑｔｍｐに補正係数ｋｉ（＝ｋｉｔｍｐ・ζｖ）を乗じて計算されるｄ軸，ｑ軸の電流指令Ｉｄ＊，Ｉｑ＊は、モータ３２のトルク指令Ｔｍ＊を予測電気角θｅｅｓに基づいてモータ３２のトルクリプルが（ある程度）打ち消されるように補正した補正後トルクに相当する電流指令となる。そして、この際に減衰係数ζｖを用いることにより、モータ３２のパワーが大きいためにパワー変動（電力変動）が大きくなって干渉・共振が生じやすいときに、電力変動による干渉・共振をより適切に抑制することができる。 In this way, the d-axis and q-axis current commands Id * and Iq * calculated by multiplying the d-axis and q-axis basic current commands Idtmp and Iqtmp by the correction coefficient ki (= kitmp · ζv) Is a current command corresponding to the corrected torque obtained by correcting the torque ripple of the motor 32 so that the torque ripple of the motor 32 is canceled (to some extent) based on the predicted electrical angle θeees. In this case, when the attenuation coefficient ζv is used, when the power of the motor 32 is large and the power fluctuation (power fluctuation) is large and interference / resonance is likely to occur, the interference / resonance due to the power fluctuation is more appropriately performed. Can be suppressed.

次に、ｄ軸，ｑ軸の電流指令Ｉｄ＊，Ｉｑ＊とｄ軸，ｑ軸の電流Ｉｄ，Ｉｑとを用いて式（４）および式（５）によってｄ軸，ｑ軸の電圧指令Ｖｄ＊，Ｖｑ＊のフィードバック項（ＦＢ項）Ｖｄｆｂ，Ｖｑｆｂを設定する（ステップＳ１９０）。ここで、式（４）および式（５）中、「ｋｄ１」，「ｋｑ１」は，比例項のゲインであり、「ｋｄ２」，「ｋｑ２」は、積分項のゲインである。 Next, using the d-axis and q-axis current commands Id * and Iq * and the d-axis and q-axis currents Id and Iq, the d-axis and q-axis voltage commands Vd according to the equations (4) and (5). The feedback terms (FB terms) Vdfb and Vqfb of * and Vq * are set (step S190). Here, in Expressions (4) and (5), “kd1” and “kq1” are proportional term gains, and “kd2” and “kq2” are integral term gains.

Vdfb=kd1・(Id*-Id)+kd2∫(Id*-Id)dt (4)
Vqfb=kq1・(Iq*-Iq)+kq2∫(Iq*-Iq)dt (5) Vdfb = kd1 ・ (Id * -Id) + kd2∫ (Id * -Id) dt (4)
Vqfb = kq1, (Iq * -Iq) + kq2∫ (Iq * -Iq) dt (5)

続いて、後述のフィードフォワード項設定ルーチンにより、ｄ軸，ｑ軸の電圧指令Ｖｄ＊，Ｖｑ＊のフィードフォワード項（ＦＦ項）Ｖｄｆｆ，Ｖｑｆｆを設定する（ステップＳ２００）。そして、式（６）および式（７）に示すように、フィードフォワード項Ｖｄｆｆ，Ｖｑｆｆとフィードバック項Ｖｄｆｂ，Ｖｑｆｂとの和をｄ軸，ｑ軸の電圧指令Ｖｄ＊，Ｖｑ＊に設定する（ステップＳ２１０）。 Subsequently, the feedforward terms (FF terms) Vdff, Vqff of the d-axis and q-axis voltage commands Vd *, Vq * are set by a feedforward term setting routine described later (step S200). Then, as shown in the equations (6) and (7), the sum of the feedforward terms Vdff, Vqff and the feedback terms Vdfb, Vqfb is set to the voltage commands Vd *, Vq * for the d axis and q axis (step) S210).

Vd*=Vdff+Vdfb (6)
Vq*=Vqff+Vqfb (7) Vd * = Vdff + Vdfb (6)
Vq * = Vqff + Vqfb (7)

こうしてｄ軸，ｑ軸の電圧指令Ｖｄ＊，Ｖｑ＊を設定すると、モータ３２の予測電気角θｅｅｓを用いて、ｄ軸，ｑ軸の電圧指令Ｖｄ＊，Ｖｑ＊をＵ相，Ｖ相，Ｗ相の電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊に座標変換（２相−３相変換）する（ステップＳ２２０）。そして、Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相の電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊をインバータ３４のトランジスタＴ１１〜Ｔ１６をスイッチングするためのＰＷＭ信号に変換し、このＰＷＭ信号をインバータ３４に出力することによってインバータ３４のトランジスタＴ１１〜Ｔ１６のスイッチング制御を行なって（ステップＳ２３０）、本ルーチンを終了する。 When the d-axis and q-axis voltage commands Vd * and Vq * are thus set, the d-axis and q-axis voltage commands Vd * and Vq * are converted into the U-phase, V-phase, and W-phase using the predicted electrical angle θeees of the motor 32. Coordinate conversion (two-phase to three-phase conversion) is performed on the phase voltage commands Vu *, Vv *, and Vw * (step S220). The U-phase, V-phase, and W-phase voltage commands Vu *, Vv *, and Vw * are converted into PWM signals for switching the transistors T11 to T16 of the inverter 34, and the PWM signals are output to the inverter 34. Thus, the switching control of the transistors T11 to T16 of the inverter 34 is performed (step S230), and this routine is finished.

次に、図２のモータ制御ルーチンのステップＳ２００の処理、即ち、ｄ軸，ｑ軸の電圧指令Ｖｄ＊，Ｖｑ＊のフィードフォワード項Ｖｄｆｆ，Ｖｑｆｆを設定する処理について、図５のフィードフォワード項設定ルーチンを用いて説明する。 Next, the processing of step S200 of the motor control routine of FIG. 2, that is, the processing of setting the feedforward terms Vdff and Vqff of the d-axis and q-axis voltage commands Vd * and Vq * is set to the feedforward term of FIG. A description will be given using a routine.

図５のフィードフォワード項設定ルーチンが実行されると、電子制御ユニット５０は、まず、０°〜３６０°で表わされるモータ３２の予測電気角θｅｅｓを０°〜６０°で表わされる６０度区間の予測電気角θｅｅｓ６０に換算する（ステップＳ３００）。ここで、６０度は、モータ３２の各相の電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊のうちの何れかがゼロクロスする電気角θｅの間隔である。 When the feedforward term setting routine of FIG. 5 is executed, the electronic control unit 50 firstly calculates the predicted electrical angle θees of the motor 32 represented by 0 ° to 360 ° in a 60-degree section represented by 0 ° to 60 °. Conversion into the predicted electrical angle θees 60 (step S300). Here, 60 degrees is an interval of the electrical angle θe at which any one of the voltage commands Vu *, Vv *, Vw * of each phase of the motor 32 crosses zero.

続いて、モータ３２のトルク指令Ｔｍ＊に基づいて電流指令位相θｉｑを設定する（ステップＳ３１０）。ここで、電流指令位相θｉｑは、実施例では、モータ３２のトルク指令Ｔｍ＊と電流指令位相θｉｑとの関係を予め定めて電流指令位相設定用マップとしてＲＯＭ５４に記憶しておき、モータ３２のトルク指令Ｔｍ＊が与えられると、このマップから対応する電流指令位相θｉｑを導出して設定するものとした。電流指令位相設定用マップの一例を図６に示す。図示するように、電流指令位相θｉｑは、モータ３２のトルク指令Ｔｍ＊が大きいほど大きくなるように設定するものとした。なお、電流指令位相θｉｑは、電流指令位相設定用マップを用いて設定するのに代えて、ｄ軸，ｑ軸の電流指令Ｉｄ＊，Ｉｑ＊を成分とする電流ベクトルのｑ軸に対する角度として演算するものとしてもよい。 Subsequently, the current command phase θiq is set based on the torque command Tm * of the motor 32 (step S310). Here, the current command phase θiq is stored in the ROM 54 as a current command phase setting map by predetermining the relationship between the torque command Tm * of the motor 32 and the current command phase θiq in the embodiment. When the command Tm * is given, the corresponding current command phase θiq is derived from this map and set. An example of the current command phase setting map is shown in FIG. As shown in the figure, the current command phase θiq is set so as to increase as the torque command Tm * of the motor 32 increases. The current command phase θiq is calculated as an angle with respect to the q-axis of the current vector having components of the d-axis and q-axis current commands Id * and Iq * instead of being set using the current command phase setting map. It is good to do.

次に、６０度区間の予測電気角θｅｅｓ６０を６０°から電流指令位相θｉｑを減じた値（６０°−θｉｑ）と比較する（ステップＳ３２０）。ここで、値（６０°−θｉｑ）は、各相の相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗのうちの何れかがゼロクロスするゼロクロス電気角を意味する。６０度区間の予測電気角θｅｅｓ６０が値（６０°−θｉｑ）以下のときには、インバータ３４の各相の上下アームのデッドタイム中のモータ３２の相電圧のずれ（デッドタイムがないと仮定したときの理想的な相電圧に対するずれ）を打ち消す、言い換えれば、デッドタイム中のモータ３２の電圧変動を打ち消すためのデッドタイム対応項Ｖｄｆｆ＿ｄｔ，Ｖｑｆｆ＿ｄｔのベース値Ｖｄｆｆ＿ｄｔｔｍｐ，Ｖｑｆｆ＿ｄｔｔｍｐに値Ｖｄｆｆ＿ｄｔ１，Ｖｑｆｆ＿ｄｔ１を設定する（ステップＳ３３０）。一方、６０度区間の予測電気角θｅｅｓ６０が値（６０°−θｉｑ）よりも大きいときには、ベース値Ｖｄｆｆ＿ｄｔｔｍｐ，Ｖｑｆｆ＿ｄｔｔｍｐに値Ｖｄｆｆ＿ｄｔ２，Ｖｑｆｆ＿ｄｔ２を設定する（ステップＳ３４０）。そして、式（８）および式（９）に示すように、ベース値Ｖｄｆｆ＿ｄｔｔｍｐ，Ｖｑｆｆ＿ｄｔｔｍｐに、コンデンサ３９（電力ライン３８）の電圧ＶＨと、キャリア周波数ｆｃと、上アームデッドタイム時間Ｔｄｔｕｐと下アームデッドタイム時間Ｔｄｔｄｎとの和の時間（Ｔｄｔｕｐ＋Ｔｄｔｄｎ）と、を乗じて、デッドタイム対応項Ｖｄｆｆ＿ｄｔ，Ｖｑｆｆ＿ｄｔを計算する（ステップＳ３５０）。 Next, the predicted electrical angle θees60 in the 60-degree section is compared with a value (60 ° −θiq) obtained by subtracting the current command phase θiq from 60 ° (step S320). Here, the value (60 ° −θiq) means a zero cross electrical angle at which any one of the phase currents Iu, Iv, Iw of each phase zero crosses. When the predicted electrical angle θees60 in the 60-degree section is equal to or smaller than the value (60 ° −θiq), the phase voltage shift of the motor 32 during the dead time of the upper and lower arms of each phase of the inverter 34 (when there is no dead time) The values Vdff_dt1 and Vqff_dt1 are set to the base values Vdff_dttmp and Vqff_dttmp of the dead time corresponding terms Vdff_dt and Vqff_dt for canceling the voltage variation of the motor 32 during the dead time, in other words (steps for the ideal phase voltage). S330). On the other hand, when the predicted electrical angle θees60 in the 60-degree section is larger than the value (60 ° −θiq), the values Vdff_dt2 and Vqff_dt2 are set as the base values Vdff_dttmp and Vqff_dttmp (step S340). Then, as shown in the equations (8) and (9), the base values Vdff_dttmp, Vqff_dttmp, the voltage VH of the capacitor 39 (power line 38), the carrier frequency fc, the upper arm dead time Tdup, and the lower arm dead The dead time corresponding terms Vdf_dt and Vqff_dt are calculated by multiplying the time (Tdtup + Tdtdn) with the sum of the time times Tdtdn (step S350).

Vdff_dt=Vdff_dttmp・VH・fc・(Tdtup+Tdtdn) (8)
Vqff_dt=Vqff_dttmp・VH・fc・(Tdtup+Tdtdn) (9) Vdff_dt = Vdff_dttmp ・ VH ・ fc ・ (Tdtup + Tdtdn) (8)
Vqff_dt = Vqff_dttmp ・ VH ・ fc ・ (Tdtup + Tdtdn) (9)

ここで、値Ｖｄｆｆ＿ｄｔ１，Ｖｑｆｆ＿ｄｔ１や値Ｖｄｆｆ＿ｄｔ２，Ｖｑｆｆ＿ｄｔ２は、図７のマップに６０度区間の予測電気角θｅｅｓ６０を適用して得られる値を用いるものとした。図７は、６０度区間の予測電気角θｅｅｓ６０と値Ｖｄｆｆ＿ｄｔ１，値Ｖｄｆｆ＿ｄｔ２との関係の一例を示す説明図であり、図８は、６０度区間の予測電気角θｅｅｓ６０と値Ｖｑｆｆ＿ｄｔ１，値Ｖｑｆｆ＿ｄｔ２との関係の一例を示す説明図である。以下、６０度区間の予測電気角θｅｅｓ６０と値Ｖｄｆｆ＿ｄｔ１，値Ｖｄｆｆ＿ｄｔ２や値Ｖｑｆｆ＿ｄｔ１，値Ｖｑｆｆ＿ｄｔ２との関係の設定方法について説明する。 Here, values Vdff_dt1, Vqff_dt1, and values Vdff_dt2, Vqff_dt2 are values obtained by applying the predicted electrical angle θees60 in the 60-degree section to the map of FIG. FIG. 7 is an explanatory diagram showing an example of the relationship between the predicted electrical angle θeees60 in the 60-degree section and the value Vdff_dt1, and the value Vdf_dt2, and FIG. 8 shows the predicted electrical angle θees60 in the 60-degree section, the value Vqff_dt1, and the value Vqff_dt2. It is explanatory drawing which shows an example of a relationship. Hereinafter, a method for setting a relationship between the predicted electrical angle θeees60 in the 60-degree section and the value Vdff_dt1, the value Vdff_dt2, the value Vqff_dt1, and the value Vqff_dt2 will be described.

インバータ３４の各相の上下アームのデッドタイム中のモータ３２の相電圧のずれについて考える。Ｕ相について見ると、上下アーム（トランジスタＴ１１，Ｔ１４）が共にオフとなるデッドタイム中において、Ｕ相の相電流Ｉｕが正のときには、ダイオードＤ１４に電流が流れると共にＵ相の相電圧が値０となり、Ｕ相の相電流Ｉｕが負のときには、ダイオードＤ１１に電流が流れると共にＵ相の相電圧Ｖｕが値ＶＨとなる。図９は、Ｕ相の電圧指令Ｖｕ＊や搬送波，上アーム，下アーム，相電圧Ｖｕ，デッドタイムに起因する相電圧のずれ（以下、「デッドタイム相電圧ずれＶｄｔｇ」という）の時間変化の様子の一例を示す説明図である。図９（ａ）は、Ｕ相の相電流Ｉｕが正のときの様子を示し、図９（ｂ）は、Ｕ相の相電流Ｉｕが負のときの様子を示す。図９（ａ）から分かるように、Ｕ相の相電流Ｉｕが正のときには、Ｕ相の下アームがオフになってから上アームがオンになるまでの間のデッドタイム（以下、「上アームデッドタイム」という）に、Ｕ相の相電圧Ｖｕが値０で保持される。このため、デッドタイム相電圧ずれＶｄｔｇが電圧（−ＶＨ）となる。また、図９（ｂ）から分かるように、Ｕ相の相電流Ｉｕが負のときには、Ｕ相の上アームがオフになってから下アームがオンになるまでの間のデッドタイム（以下、「下アームデッドタイム」という）に、Ｕ相の相電圧Ｖｕが電圧ＶＨで保持される。このため、デッドタイム相電圧ずれＶｄｔｇが電圧ＶＨとなる。図９を踏まえると、Ｕ相の相電流Ｉｕ，電圧指令Ｖｕ＊，デッドタイム相電圧ずれＶｄｔｇの時間変化の様子は、図１０のようになる。図１０において、Ｕ相の相電流Ｉｕが正のときのデッドタイム相電圧ずれＶｄｔｇのパルスの幅は、上アームデッドタイム時間Ｔｄｔｕｐに相当し、パルスの大きさは、電圧（−ＶＨ）に相当する。Ｕ相の相電流Ｉｕが負のときのデッドタイム相電圧ずれＶｄｔｇのパルスの幅は、下アームデッドタイム時間Ｔｄｔｄｎに相当し、パルスの大きさは、電圧ＶＨに相当する。図１０のデッドタイム相電圧ずれＶｄｔｇを等価的な矩形波（面積が同一の矩形波）に近似したデッドタイム近似相電圧Ｖｄｔａｐは、図１１のようになる。図１１中、「Ｖａ１」は、式（１０）に示すように、電圧（−ＶＨ）と上アームデッドタイム時間Ｔｄｔｕｐとの積を搬送波の周期Ｔｃで除した値となり、「Ｖａ２」は、式（１１）に示すように、電圧ＶＨと下アームデッドタイム時間Ｔｄｔｄｎとの積を搬送波の周期Ｔｃで除した値となる。 Consider a phase voltage shift of the motor 32 during the dead time of the upper and lower arms of each phase of the inverter 34. Looking at the U phase, during the dead time when both the upper and lower arms (transistors T11 and T14) are off, when the U phase current Iu is positive, current flows through the diode D14 and the U phase voltage is 0. When the U-phase phase current Iu is negative, the current flows through the diode D11 and the U-phase phase voltage Vu becomes the value VH. FIG. 9 shows the time change of the U-phase voltage command Vu *, the carrier wave, the upper arm, the lower arm, the phase voltage Vu, and the phase voltage deviation caused by the dead time (hereinafter referred to as “dead time phase voltage deviation Vdtg”). It is explanatory drawing which shows an example of a mode. FIG. 9A shows a state when the U-phase phase current Iu is positive, and FIG. 9B shows a state when the U-phase phase current Iu is negative. As can be seen from FIG. 9A, when the U-phase phase current Iu is positive, the dead time (hereinafter referred to as “upper arm”) from when the lower arm of the U phase is turned off until the upper arm is turned on. The phase voltage Vu of the U phase is held at the value 0 during the “dead time”. For this reason, the dead time phase voltage difference Vdtg becomes the voltage (−VH). As can be seen from FIG. 9B, when the U-phase phase current Iu is negative, the dead time (hereinafter referred to as “the U-phase upper arm is turned off until the lower arm is turned on”). The U-phase phase voltage Vu is held at the voltage VH). For this reason, the dead time phase voltage deviation Vdtg becomes the voltage VH. Based on FIG. 9, the temporal changes of the U-phase phase current Iu, the voltage command Vu *, and the dead time phase voltage deviation Vdtg are as shown in FIG. 10. In FIG. 10, the pulse width of the dead time phase voltage deviation Vdtg when the U-phase phase current Iu is positive corresponds to the upper arm dead time time Tdup, and the pulse size corresponds to the voltage (−VH). To do. The pulse width of the dead time phase voltage deviation Vdtg when the U-phase current Iu is negative corresponds to the lower arm dead time time Tdtdn, and the pulse size corresponds to the voltage VH. A dead time approximate phase voltage Vdtap obtained by approximating the dead time phase voltage deviation Vdtg of FIG. 10 to an equivalent rectangular wave (a rectangular wave having the same area) is as shown in FIG. In FIG. 11, “Va1” is a value obtained by dividing the product of the voltage (−VH) and the upper arm dead time time Tdup by the carrier cycle Tc, as shown in the equation (10). As shown in (11), it is a value obtained by dividing the product of the voltage VH and the lower arm dead time Tdtdn by the carrier cycle Tc.

Va1=-(VH)・Tdtup/Tc (10)
Va2=VH・Tdtdn/Tc (11) Va1 =-(VH) ・ Tdtup / Tc (10)
Va2 = VH ・ Tdtdn / Tc (11)

以上のことから、Ｕ相のデッドタイムの近似電圧Ｖｕｄｔａｐは、電気角θｅが値（０°−θｉｑ）から値（１８０°−θｉｑ）までの範囲（相電流Ｉｕが正の範囲）では値（−ＶＨ・Ｔｄｔｕｐ／Ｔｃ）となり、電気角θｅが値（１８０°−θｉｑ）から値（０°−θｉｑ）までの範囲（相電流Ｉｕが負の範囲）では値（ＶＨ・Ｔｄｔｄｎ／Ｔｃ）となる。また、Ｖ相のデッドタイムの近似電圧Ｖｖｄｔａｐは、電気角θｅが値（１２０°−θｉｑ）から値（３００°−θｉｑ）までの範囲（相電流Ｉｖが正の範囲）では値（−ＶＨ・Ｔｄｔｕｐ／Ｔｃ）となり、電気角θｅが値（３００°−θｉｑ）から値（１２０°−θｉｑ）までの範囲（相電流Ｉｖが負の範囲）では値（ＶＨ・Ｔｄｔｄｎ／Ｔｃ）となる。さらに、Ｗ相のデッドタイムの近似電圧Ｖｗｄｔａｐは、電気角θｅが値（２４０°−θｉｑ）から値（６０°−θｉｑ）までの範囲（相電流Ｉｗが正の範囲）では値（−ＶＨ・Ｔｄｔｕｐ／Ｔｃ）となり、電気角θｅが値（６０°−θｉｑ）から値（２４０°−θｉｑ）までの範囲（相電流Ｉｗが負の範囲）では値（ＶＨ・Ｔｄｔｄｎ／Ｔｃ）となる。したがって、ｄ軸，ｑ軸のデッドタイムの近似電圧Ｖｄｄｔａｐ，Ｖｑｄｔａｐは、式（１２）および式（１３）により得られる。このｄ軸，ｑ軸のデッドタイムの近似電圧Ｖｄｄｔａｐ，Ｖｑｄｔａｐを打ち消すように、コンデンサ３９（電力ライン３８）の電圧ＶＨやキャリア周波数ｆｃ，時間（Ｔｄｔｕｐ＋Ｔｄｔｄｎ）に対する依存性を除くと、図７および図８が得られる。 From the above, the approximate voltage Vudtap of the U-phase dead time is a value (in the range where the electrical angle θe is from the value (0 ° −θiq) to the value (180 ° −θiq) (the phase current Iu is positive)). −VH · Tdtup / Tc), and in the range from the value (180 ° −θiq) to the value (0 ° −θiq) (the range where the phase current Iu is negative), the value (VH · Tdtdn / Tc) Become. Further, the approximate voltage Vvdtap of the V-phase dead time is a value (−VH ··) in the range where the electrical angle θe is from the value (120 ° −θiq) to the value (300 ° −θiq) (the phase current Iv is positive). Tdtup / Tc), and the electrical angle θe is a value (VH · Tdtdn / Tc) in the range from the value (300 ° −θiq) to the value (120 ° −θiq) (the phase current Iv is a negative range). Further, the approximate voltage Vwdtap of the dead time of the W phase has a value (−VH · Tdtup / Tc), and the value (VH · Tdtdn / Tc) in the range from the value (60 ° −θiq) to the value (240 ° −θiq) (the range in which the phase current Iw is negative). Therefore, approximate voltages Vddtap and Vqdtap for the d-axis and q-axis dead times can be obtained by the equations (12) and (13). Excluding the dependence on the voltage VH, carrier frequency fc, and time (Tdtup + Tdtdn) of the capacitor 39 (power line 38) so as to cancel the approximated voltages Vddtap and Vqdtap of the d-axis and q-axis dead times, FIG. 7 and FIG. 8 is obtained.

図５のフィードフォワード項設定ルーチンの説明に戻る。ステップＳ３５０でデッドタイム対応項Ｖｄｆｆ＿ｄｔ，Ｖｑｆｆ＿ｄｔを計算すると、モータ３２の予測電気角θｅｅｓおよびトルク指令Ｔｍ＊に基づいて、モータ３２の磁束・リラクタンスに依存する磁束・リラクタンス項Ｖｄｆｆ＿Ｌφ，Ｖｑｆｆ＿Ｌφの演算に用いる係数Ｋｖｄｆｆ＿Ｌφ，Ｋｖｑｆｆ＿Ｌφを設定し（ステップＳ３６０）、この係数Ｋｖｄｆｆ＿Ｌφ，Ｋｖｑｆｆ＿Ｌφとモータ３２の回転数Ｎｍとの積を、磁束・リラクタンス項Ｖｄｆｆ＿Ｌφ，Ｖｑｆｆ＿Ｌφとして計算する（ステップＳ３７０）。 Returning to the description of the feedforward term setting routine of FIG. If dead time correspondence terms Vdff_dt and Vqff_dt are calculated in step S350, they are used for calculation of magnetic flux and reluctance terms Vdff_Lφ and Vqff_Lφ depending on the magnetic flux and reluctance of motor 32 based on predicted electrical angle θeees of motor 32 and torque command Tm *. Coefficients Kvdff_Lφ and Kvqff_Lφ are set (step S360), and the product of the coefficients Kvdff_Lφ and Kvqff_Lφ and the rotational speed Nm of the motor 32 is calculated as magnetic flux / reluctance terms Vdff_Lφ and Vqff_Lφ (step S370).

ここで、係数Ｋｖｄｆｆ＿Ｌφ，Ｋｖｑｆｆ＿Ｌφは、実施例では、モータ３２の予測電気角θｅｅｓおよびトルク指令Ｔｍ＊と係数Ｋｖｄｆｆ＿Ｌφ，Ｋｖｑｆｆ＿Ｌφとの関係を予め定めて係数設定用マップとしてＲＯＭ５４に記憶しておき、モータ３２の予測電気角θｅｅｓおよびトルク指令Ｔｍ＊が与えられると、このマップから対応する係数Ｋｖｄｆｆ＿Ｌφ，Ｋｖｑｆｆ＿Ｌφを導出して設定するものとした。図１２は、係数設定用マップの一例を示す説明図である。図１２（ａ）は、係数Ｋｖｄｆｆ＿Ｌφの設定用のマップであり、図１２（ｂ）は、係数Ｋｖｑｆｆ＿Ｌφの設定用のマップである。図１２（ａ）や図１２（ｂ）のマップでは、モータ３２のトルクリプルをキャンセルするのに適した係数Ｋｖｄｆｆ＿Ｌφ，Ｋｖｑｆｆ＿Ｌφを、予め実験や解析により、モータ３２の予測電気角θｅｅｓおよびトルク指令Ｔｍ＊に応じて定めるものとした。図１２（ａ）や図１２（ｂ）のマップを用いることにより、モータ３２の予測電気角θｅｅｓ，トルク指令Ｔｍ＊，回転数Ｎｍと磁束・リラクタンス項Ｖｄｆｆ＿Ｌφ，Ｖｑｆｆ＿Ｌφとの関係を定めたマップを用いるものに比して、ＲＯＭ５４に記憶させるデータ容量を少なくすることができる。 Here, in the embodiment, the coefficients Kvdff_Lφ and Kvqff_Lφ are stored in the ROM 54 as a coefficient setting map by predetermining the relationship between the predicted electrical angle θeees of the motor 32 and the torque command Tm * and the coefficients Kvdff_Lφ and Kvqff_Lφ. When 32 predicted electrical angles θeees and torque command Tm * are given, corresponding coefficients Kvdff_Lφ and Kvqff_Lφ are derived and set from this map. FIG. 12 is an explanatory diagram showing an example of the coefficient setting map. FIG. 12A is a map for setting the coefficient Kvdff_Lφ, and FIG. 12B is a map for setting the coefficient Kvqff_Lφ. In the maps of FIG. 12A and FIG. 12B, coefficients Kvdff_Lφ and Kvqff_Lφ suitable for canceling the torque ripple of the motor 32 are calculated in advance through experiments and analysis, and the predicted electrical angle θees of the motor 32 and the torque command Tm *. It was decided according to. By using the maps of FIG. 12A and FIG. 12B, a map that defines the relationship between the predicted electrical angle θeees of the motor 32, the torque command Tm *, the rotational speed Nm, and the magnetic flux / reluctance terms Vdff_Lφ and Vqff_Lφ. Compared to what is used, the data capacity stored in the ROM 54 can be reduced.

次に、ｄ軸，ｑ軸の電流指令Ｉｄ＊，Ｉｑ＊にモータ３２の抵抗値Ｒを乗じて、モータ３２の抵抗値に依存する抵抗項Ｖｄｆｆ＿Ｒ，Ｖｑｆｆ＿Ｒを計算する（ステップＳ３８０）。 Next, the d-axis and q-axis current commands Id * and Iq * are multiplied by the resistance value R of the motor 32 to calculate resistance terms Vdff_R and Vqff_R depending on the resistance value of the motor 32 (step S380).

ここで、磁束・リラクタンス項Ｖｄｆｆ＿Ｌφ，Ｖｑｆｆ＿Ｌφおよび抵抗項Ｖｄｆｆ＿Ｒ，Ｖｑｆｆ＿Ｒについて説明する。モータ３２の電圧方程式は、インバータ３４の各相の上下アームのデッドタイム中のモータ３２の電圧変動を考慮しない場合、式（１４）および式（１５）により表わされる。式（１４）および式（１５）中、「Ｖｄ」，「Ｖｑ」はｄ軸，ｑ軸の電圧を示し、「ωｍ」は回転子の角速度を示し、「Ｌｄ」，「Ｌｑ」はｄ軸，ｑ軸のインダクタンスＬｄ，Ｌｑを示し、「Ｉｄ」，「Ｉｑ」はｄ軸，ｑ軸の電流を示し、「φ」は永久磁石が発生させる磁束であり、「Ｒ」はｄｑ座標における抵抗値である。磁束・リラクタンス項Ｖｄｆｆ＿Ｌφは、式（１４）の右辺第１項に相当し、磁束・リラクタンス項Ｖｑｆｆ＿Ｌφは、式（１５）の右辺第１項および第２項に相当し、抵抗項Ｖｄｆｆ＿Ｒは、式（１４）の右辺第２項に相当し、抵抗項Ｖｑｆｆ＿Ｒは、式（１５）の右辺第３項に相当する。磁束・リラクタンス項Ｖｄｆｆ＿Ｌφ，Ｖｑｆｆ＿Ｌφおよび抵抗項Ｖｄｆｆ＿Ｒ，Ｖｑｆｆ＿Ｒは、モータ３２のトルクリプルをキャンセルするのに適した値となる。 Here, the magnetic flux / reluctance terms Vdff_Lφ and Vqff_Lφ and the resistance terms Vdff_R and Vqff_R will be described. When the voltage variation of the motor 32 during the dead time of the upper and lower arms of each phase of the inverter 34 is not taken into consideration, the voltage equation of the motor 32 is expressed by Expression (14) and Expression (15). In Expressions (14) and (15), “Vd” and “Vq” indicate the voltages on the d-axis and the q-axis, “ωm” indicates the angular velocity of the rotor, and “Ld” and “Lq” indicate the d-axis. , Q-axis inductances Ld and Lq, “Id” and “Iq” indicate d-axis and q-axis currents, “φ” indicates magnetic flux generated by the permanent magnet, and “R” indicates resistance in the dq coordinate. Value. The magnetic flux / reluctance term Vdff_Lφ corresponds to the first term on the right side of the equation (14), the magnetic flux / reluctance term Vqff_Lφ corresponds to the first term and the second term on the right side of the equation (15), and the resistance term Vdf_R The resistance term Vqff_R corresponds to the second term on the right side of (14), and the resistance term Vqff_R corresponds to the third term on the right side of Equation (15). Magnetic flux / reluctance terms Vdff_Lφ and Vqff_Lφ and resistance terms Vdff_R and Vqff_R are values suitable for canceling torque ripple of the motor 32.

Vd=-ωm・Lq・Iq+R・Id (14)
Vq=ωm・Ld・Id+ωm・φ+R・Iq (15) Vd = -ωm ・ Lq ・ Iq + R ・ Id (14)
Vq = ωm ・ Ld ・ Id + ωm ・ φ + R ・ Iq (15)

こうしてデッドタイム対応項Ｖｄｆｆ＿ｄｔ，Ｖｑｆｆ＿ｄｔと磁束・リラクタンス項Ｖｄｆｆ＿Ｌφ，Ｖｑｆｆ＿Ｌφと抵抗項Ｖｄｆｆ＿Ｒ，Ｖｑｆｆ＿Ｒとを設定すると、式（１６）および式（１７）に示すように、デッドタイム対応項Ｖｄｆｆ＿ｄｔ，Ｖｑｆｆ＿ｄｔと磁束・リラクタンス項Ｖｄｆｆ＿Ｌφ，Ｖｑｆｆ＿Ｌφと抵抗項Ｖｄｆｆ＿Ｒ，Ｖｑｆｆ＿Ｒとの和に上述のステップＳ１６０で設定した減衰係数ζｖを乗じて、ｄ軸，ｑ軸の電圧指令Ｖｄ＊，Ｖｑ＊のフィードフォワード項Ｖｄｆｆ，Ｖｑｆｆを計算して（ステップＳ３９０）、本ルーチンを終了する。 Thus, when dead time correspondence terms Vdff_dt, Vqff_dt, magnetic flux / reluctance terms Vdff_Lφ, Vqff_Lφ, and resistance terms Vdff_R, Vqff_R are set, dead time correspondence terms Vff_dt, Vqff_dt and magnetic flux as shown in equations (16) and (17). Multiplying the reluctance terms Vdff_Lφ, Vqff_Lφ and the resistance terms Vdff_R, Vqff_R by the attenuation coefficient ζv set in step S160 described above, feed-forward terms Vdff, Vqff of the d-axis and q-axis voltage commands Vd *, Vq * Is calculated (step S390), and this routine is terminated.

Vdff=(Vdff_dt+Vdff_Lφ+Vdff_R)・ζv (16)
Vqff=(Vqff_dt+Vqff_Lφ+Vqff_R)・ζv (17) Vdff = (Vdff_dt + Vdff_Lφ + Vdff_R) ・ ζv (16)
Vqff = (Vqff_dt + Vqff_Lφ + Vqff_R) ・ ζv (17)

このように、デッドタイム対応項Ｖｄｆｆ＿ｄｔ，Ｖｑｆｆ＿ｄｔを含んでモータ３２のトルクリプルが打ち消されるようにフィードフォワード項Ｖｄｆｆ，Ｖｑｆｆを設定することにより、デッドタイム対応項Ｖｄｆｆ＿ｄｔ，Ｖｑｆｆ＿ｄｔを含まずにフィードフォワード項Ｖｄｆｆ，Ｖｑｆｆを設定するものに比して、モータ３２のトルクリプルをより十分に抑制することができる。具体的には、モータ３２の各相の相電流の正負により、デッドタイム相電圧ずれの符号が異なるから、これを考慮してデッドタイム対応項Ｖｄｆｆ＿ｄｔ，Ｖｑｆｆ＿ｄｔを設定することにより、モータ３２のトルクリプルをより十分に抑制することができるのである。特に、モータ３２の回転数Ｎｍが大きいときには、モータ３２の電気角周波数が大きくなり、デッドタイム中のモータ３２の電圧変動の周波数が大きくなり、フィードバック項Ｖｄｆｂ，Ｖｑｆｂでは十分に対応するのが困難となることから、このようにデッドタイム対応項Ｖｄｆｆ＿ｄｔ，Ｖｑｆｆ＿ｄｔを含んでフィードフォワード項Ｖｄｆｆ，Ｖｑｆｆを設定することの意義が大きい。 In this way, by setting the feedforward terms Vdff and Vqff so as to cancel the torque ripple of the motor 32 including the dead time corresponding terms Vdff_dt and Vqff_dt, the feedforward term Vdff without including the dead time corresponding terms Vdff_dt and Vqff_dt. , Vqff can be suppressed more sufficiently than the torque ripple of the motor 32. Specifically, since the sign of the dead time phase voltage difference differs depending on whether the phase current of each phase of the motor 32 is positive or negative, the torque ripple of the motor 32 is set by setting the dead time corresponding terms Vff_dt and Vqff_dt in consideration of this. Can be suppressed more sufficiently. In particular, when the rotational speed Nm of the motor 32 is large, the electrical angular frequency of the motor 32 increases, the frequency of voltage fluctuation of the motor 32 during the dead time increases, and it is difficult to sufficiently respond with the feedback terms Vdfb and Vqfb. Therefore, it is significant to set the feedforward terms Vdff and Vqff including the dead time corresponding terms Vdff_dt and Vqff_dt as described above.

また、フィードフォワード項Ｖｄｆｆ，Ｖｑｆｆを設定する際に減衰係数ζｖを用いることにより、モータ３２のパワーが大きいためにパワー変動（電力変動）が大きくなって干渉・共振が生じやすいときに、電力変動による干渉・共振をより適切に抑制することができる。 Further, by using the attenuation coefficient ζv when setting the feedforward terms Vdff and Vqff, when the power of the motor 32 is large, the power fluctuation (power fluctuation) becomes large and interference / resonance is likely to occur. Interference and resonance due to can be suppressed more appropriately.

以上説明した実施例の電気自動車２０に搭載される駆動装置では、モータ３２のトルク指令Ｔｍ＊に基づいてｄ軸，ｑ軸の電圧指令Ｖｄ＊，Ｖｑ＊を設定すると共にこのｄ軸，ｑ軸の電圧指令Ｖｄ＊，Ｖｑ＊に基づいてインバータ３４のトランジスタＴ１１〜Ｔ１６のスイッチング制御を行なう。そして、この際において、インバータ３４のトランジスタＴ１１〜Ｔ１６のデッドタイム中のモータの電圧変動を打ち消すためのデッドタイム対応項Ｖｄｆｆ＿ｄｔ，Ｖｑｆｆ＿ｄｔを含んでモータ３２のトルクリプルが打ち消されるようにフィードフォワード項Ｖｄｆｆ，Ｖｑｆｆを設定し、このフィードフォワード項Ｖｄｆｆ，Ｖｑｆｆに基づいてｄ軸，ｑ軸の電圧指令Ｖｄ＊，Ｖｑ＊を設定する。これにより、デッドタイム対応項Ｖｄｆｆ＿ｄｔ，Ｖｑｆｆ＿ｄｔを含まずにフィードフォワード項Ｖｄｆｆ，Ｖｑｆｆを設定するものに比して、モータ３２のトルクリプルをより十分に抑制することができる。 In the driving apparatus mounted on the electric vehicle 20 of the embodiment described above, the d-axis and q-axis voltage commands Vd * and Vq * are set based on the torque command Tm * of the motor 32 and the d-axis and q-axis are set. Switching control of the transistors T11 to T16 of the inverter 34 is performed based on the voltage commands Vd * and Vq *. At this time, the feedforward term Vdff, so that the torque ripple of the motor 32 is canceled including the dead time corresponding terms Vdff_dt, Vqff_dt for canceling the voltage fluctuation of the motor during the dead time of the transistors T11 to T16 of the inverter 34. Vqff is set, and d-axis and q-axis voltage commands Vd * and Vq * are set based on the feedforward terms Vdff and Vqff. Thereby, the torque ripple of the motor 32 can be more sufficiently suppressed as compared with the case where the feedforward terms Vdff and Vqff are set without including the dead time corresponding terms Vdff_dt and Vqff_dt.

実施例の電気自動車２０に搭載される駆動装置では、デッドタイム対応項Ｖｄｆｆ＿ｄｔ，Ｖｑｆｆ＿ｄｔと磁束・リラクタンス項Ｖｄｆｆ＿Ｌφ，Ｖｑｆｆ＿Ｌφと抵抗項Ｖｄｆｆ＿Ｒ，Ｖｑｆｆ＿Ｒとの和に減衰係数ζｖを乗じて、ｄ軸，ｑ軸の電圧指令Ｖｄ＊，Ｖｑ＊のフィードフォワード項Ｖｄｆｆ，Ｖｑｆｆを計算するものとした。しかし、デッドタイム対応項Ｖｄｆｆ＿ｄｔ，Ｖｑｆｆ＿ｄｔと磁束・リラクタンス項Ｖｄｆｆ＿Ｌφ，Ｖｑｆｆ＿Ｌφと抵抗項Ｖｄｆｆ＿Ｒ，Ｖｑｆｆ＿Ｒとの和をフィードフォワード項Ｖｄｆｆ，Ｖｑｆｆとして計算する、即ち、減衰係数ζｖを用いずにフィードフォワード項Ｖｄｆｆ，Ｖｑｆｆを計算するものとしてもよい。 In the driving apparatus mounted on the electric vehicle 20 of the embodiment, the sum of the dead time correspondence terms Vdff_dt, Vqff_dt, the magnetic flux / reluctance terms Vdff_Lφ, Vqff_Lφ and the resistance terms Vdff_R, Vqff_R is multiplied by the attenuation coefficient ζv to obtain the d axis, q The feedforward terms Vdff and Vqff of the shaft voltage commands Vd * and Vq * are calculated. However, the sum of dead time corresponding terms Vdff_dt, Vqff_dt, magnetic flux / reluctance terms Vdff_Lφ, Vqff_Lφ, and resistance terms Vdff_R, Vqff_R is calculated as feedforward terms Vdff, Vqff, that is, feedforward term Vdff without using attenuation coefficient ζv. , Vqff may be calculated.

実施例の電気自動車２０に搭載される駆動装置では、デッドタイム対応項Ｖｄｆｆ＿ｄｔ，Ｖｑｆｆ＿ｄｔと磁束・リラクタンス項Ｖｄｆｆ＿Ｌφ，Ｖｑｆｆ＿Ｌφと抵抗項Ｖｄｆｆ＿Ｒ，Ｖｑｆｆ＿Ｒとの和に減衰係数ζｖを乗じて、ｄ軸，ｑ軸の電圧指令Ｖｄ＊，Ｖｑ＊のフィードフォワード項Ｖｄｆｆ，Ｖｑｆｆを計算するものとした。しかし、デッドタイム対応項Ｖｄｆｆ＿ｄｔ，Ｖｑｆｆ＿ｄｔと補正項Ｖｄｆｆ＿ｃｏ，Ｖｑｆｆ＿ｃｏとの和に減衰係数ζｖを乗じて、ｄ軸，ｑ軸の電圧指令Ｖｄ＊，Ｖｑ＊のフィードフォワード項Ｖｄｆｆ，Ｖｑｆｆを計算するものとしてもよい。ここで、補正項Ｖｄｆｆ＿ｃｏ，Ｖｑｆｆ＿ｃｏは、上述の磁束・リラクタンス項Ｖｄｆｆ＿Ｌφ，Ｖｑｆｆ＿Ｌφと抵抗項Ｖｄｆｆ＿Ｒ，Ｖｑｆｆ＿Ｒとの和に相当するものである。補正項Ｖｄｆｆ＿ｃｏ，Ｖｑｆｆ＿ｃｏは、この変形例では、モータ３２の予測電気角θｅｅｓ，トルク指令Ｔｍ＊，回転数Ｎｍと補正項Ｖｄｆｆ＿ｃｏ，Ｖｑｆｆ＿ｃｏとの関係を予め定めて補正項設定用マップとしてＲＯＭ５４に記憶しておき、モータ３２の予測電気角θｅｅｓ，トルク指令Ｔｍ＊，回転数Ｎｍが与えられると、このマップから対応する補正項Ｖｄｆｆ＿ｃｏ，Ｖｑｆｆ＿ｃｏを導出して設定するものとした。図１３は、補正項設定用マップの一例を示す説明図である。図１３（ａ）は、補正項Ｖｄｆｆ＿ｃｏの設定用のマップであり、図１３（ｂ）は、補正項Ｖｑｆｆ＿ｃｏの設定用のマップである。図１３（ａ）や図１３（ｂ）のマップでは、モータ３２のトルクリプルをキャンセルするのに適した補正項Ｖｄｆｆ＿ｃｏ，Ｖｑｆｆ＿ｃｏを、予め実験や解析により、モータ３２の予測電気角θｅｅｓ，トルク指令Ｔｍ＊，回転数Ｎｍに応じて定めるものとした。なお、図１３（ａ）や図１３（ｂ）のマップは、図１２（ａ）や図１２（ｂ）のマップに比して、パラメータが１つ（モータ３２の回転数Ｎｍ）多いから、データ容量が大きくなると考えられる。 In the driving apparatus mounted on the electric vehicle 20 of the embodiment, the sum of the dead time correspondence terms Vdff_dt, Vqff_dt, the magnetic flux / reluctance terms Vdff_Lφ, Vqff_Lφ and the resistance terms Vdff_R, Vqff_R is multiplied by the attenuation coefficient ζv to obtain the d axis, q The feedforward terms Vdff and Vqff of the shaft voltage commands Vd * and Vq * are calculated. However, the feedforward terms Vdff and Vqff of the d-axis and q-axis voltage commands Vd * and Vq * are calculated by multiplying the sum of the dead time corresponding terms Vdff_dt and Vqff_dt and the correction terms Vdff_co and Vqff_co by the attenuation coefficient ζv. It is good. Here, the correction terms Vdff_co and Vqff_co correspond to the sum of the magnetic flux / reluctance terms Vdff_Lφ and Vqff_Lφ and the resistance terms Vdff_R and Vqff_R. In this modified example, the correction terms Vdff_co and Vqff_co are stored in the ROM 54 as a correction term setting map by predetermining the relationship between the predicted electrical angle θeees of the motor 32, the torque command Tm *, the rotational speed Nm and the correction terms Vdff_co and Vqff_co. In addition, when the predicted electrical angle θeees, torque command Tm *, and rotation speed Nm of the motor 32 are given, the corresponding correction terms Vdff_co and Vqff_co are derived and set from this map. FIG. 13 is an explanatory diagram showing an example of the correction term setting map. FIG. 13A is a map for setting the correction term Vdff_co, and FIG. 13B is a map for setting the correction term Vqff_co. In the maps of FIG. 13A and FIG. 13B, correction terms Vdff_co and Vqff_co suitable for canceling the torque ripple of the motor 32 are calculated in advance through experiments and analysis, and the predicted electrical angle θees of the motor 32 and the torque command Tm. *, Determined according to the rotational speed Nm. Note that the maps in FIGS. 13A and 13B have one parameter (the number of rotations Nm of the motor 32) larger than the maps in FIGS. 12A and 12B. Data capacity is expected to increase.

この変形例では、デッドタイム対応項Ｖｄｆｆ＿ｄｔ，Ｖｑｆｆ＿ｄｔと補正項Ｖｄｆｆ＿ｃｏ，Ｖｑｆｆ＿ｃｏとの和に減衰係数ζｖを乗じて、ｄ軸，ｑ軸の電圧指令Ｖｄ＊，Ｖｑ＊のフィードフォワード項Ｖｄｆｆ，Ｖｑｆｆを計算するものとした。しかし、デッドタイム対応項Ｖｄｆｆ＿ｄｔ，Ｖｑｆｆ＿ｄｔと補正項Ｖｄｆｆ＿ｃｏ，Ｖｑｆｆ＿ｃｏとの和をフィードフォワード項Ｖｄｆｆ，Ｖｑｆｆとして計算する、即ち、減衰係数ζｖを用いずにフィードフォワード項Ｖｄｆｆ，Ｖｑｆｆを計算するものとしてもよい。 In this modification, the sum of the dead time corresponding terms Vdff_dt, Vqff_dt and the correction terms Vdff_co, Vqff_co is multiplied by the attenuation coefficient ζv to obtain the feedforward terms Vdff, Vqff of the d-axis and q-axis voltage commands Vd *, Vq *. Calculated. However, the sum of the dead time correspondence terms Vdff_dt and Vqff_dt and the correction terms Vdff_co and Vqff_co is calculated as the feedforward terms Vdff and Vqff, that is, the feedforward terms Vdff and Vqff are calculated without using the attenuation coefficient ζv. Good.

実施例の電気自動車２０に搭載される駆動装置では、ｄ軸，ｑ軸の基本電流指令Ｉｄｔｍｐ，Ｉｑｔｍｐを補正するのに用いる補正係数ｋｉを設定する際に、基本補正係数ｋｉｔｍｐに減衰係数ζｖを乗じて補正係数ｋｉを設定するものとした。しかし、減衰係数ζｖを用いずに、基本補正係数ｋｉｔｍｐを補正係数ｋｉに設定するものとしてもよい。 In the driving apparatus mounted on the electric vehicle 20 of the embodiment, when setting the correction coefficient ki used to correct the d-axis and q-axis basic current commands Idtmp and Iqtmp, the damping coefficient ζv is set to the basic correction coefficient kittmp. The correction coefficient ki is set by multiplication. However, the basic correction coefficient kitmp may be set as the correction coefficient ki without using the attenuation coefficient ζv.

実施例の電気自動車２０に搭載される駆動装置では、モータ３２の要求パワーＰｍ＊が大きいほど小さくなるように減衰係数ζｖを設定するものとした。しかし、モータ３２のトルク指令Ｔｍ＊が大きいほど小さくなるように減衰係数ζｖを設定するものとしてもよいし、モータ３２の回転数Ｎｍが大きいほど小さくなるように減衰係数ζｖを設定するものとしてもよい。 In the driving apparatus mounted on the electric vehicle 20 of the embodiment, the damping coefficient ζv is set so as to decrease as the required power Pm * of the motor 32 increases. However, the damping coefficient ζv may be set so as to decrease as the torque command Tm * of the motor 32 increases, or the damping coefficient ζv may be set so as to decrease as the rotation speed Nm of the motor 32 increases. Good.

実施例では、モータ３２からの動力だけを用いて走行する電気自動車２０に搭載される駆動装置の構成とした。しかし、モータからの動力とエンジンからの動力とを用いて走行するハイブリッド自動車に搭載される駆動装置の構成としてもよい。また、建設設備などの移動しない設備に搭載される駆動装置の構成としてもよい。 In the embodiment, the driving device is configured to be mounted on the electric vehicle 20 that travels using only the power from the motor 32. However, it may be configured as a drive device mounted on a hybrid vehicle that travels using the power from the motor and the power from the engine. Moreover, it is good also as a structure of the drive device mounted in the equipment which does not move, such as construction equipment.

実施例の主要な要素と課題を解決するための手段の欄に記載した発明の主要な要素との対応関係について説明する。実施例では、モータ３２が「モータ」に相当し、インバータ３４が「インバータ」に相当し、電子制御ユニット５０が「制御装置」に相当する。 The correspondence between the main elements of the embodiment and the main elements of the invention described in the column of means for solving the problems will be described. In the embodiment, the motor 32 corresponds to a “motor”, the inverter 34 corresponds to an “inverter”, and the electronic control unit 50 corresponds to a “control device”.

なお、実施例の主要な要素と課題を解決するための手段の欄に記載した発明の主要な要素との対応関係は、実施例が課題を解決するための手段の欄に記載した発明を実施するための形態を具体的に説明するための一例であることから、課題を解決するための手段の欄に記載した発明の要素を限定するものではない。即ち、課題を解決するための手段の欄に記載した発明についての解釈はその欄の記載に基づいて行なわれるべきものであり、実施例は課題を解決するための手段の欄に記載した発明の具体的な一例に過ぎないものである。 The correspondence between the main elements of the embodiment and the main elements of the invention described in the column of means for solving the problem is the same as that of the embodiment described in the column of means for solving the problem. Therefore, the elements of the invention described in the column of means for solving the problems are not limited. That is, the interpretation of the invention described in the column of means for solving the problems should be made based on the description of the column, and the examples are those of the invention described in the column of means for solving the problems. It is only a specific example.

以上、本発明を実施するための形態について実施例を用いて説明したが、本発明はこうした実施例に何等限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲内において、種々なる形態で実施し得ることは勿論である。 As mentioned above, although the form for implementing this invention was demonstrated using the Example, this invention is not limited at all to such an Example, In the range which does not deviate from the summary of this invention, it is with various forms. Of course, it can be implemented.

本発明は、駆動装置の製造産業などに利用可能である。 The present invention can be used in the manufacturing industry of drive devices.

２０電気自動車、２２ａ，２２ｂ駆動輪、２４デファレンシャルギヤ、２６駆動軸、３２モータ、３２ａ回転位置検出センサ、３２ｕ，３２ｖ電流センサ、３４インバータ、３６バッテリ、３８電力ライン、３９コンデンサ、３９ａ電圧センサ、５０電子制御ユニット、５２ＣＰＵ、５４ＲＯＭ、５６ＲＡＭ、６０イグニッションスイッチ、６１シフトレバー、６２シフトポジションセンサ、６３アクセルペダル、６４アクセルペダルポジションセンサ、６５ブレーキペダル、６６ブレーキペダルポジションセンサ、６８車速センサ、Ｄ１１〜Ｄ１６ダイオード、Ｔ１１〜Ｔ１６トランジスタ。 20 electric vehicle, 22a, 22b drive wheel, 24 differential gear, 26 drive shaft, 32 motor, 32a rotational position detection sensor, 32u, 32v current sensor, 34 inverter, 36 battery, 38 power line, 39 capacitor, 39a voltage sensor, 50 Electronic control unit, 52 CPU, 54 ROM, 56 RAM, 60 Ignition switch, 61 Shift lever, 62 Shift position sensor, 63 Accel pedal, 64 Accel pedal position sensor, 65 Brake pedal, 66 Brake pedal position sensor, 68 Vehicle speed sensor , D11 to D16 diodes, T11 to T16 transistors.

Claims

A motor,
An inverter that drives the motor by switching of a plurality of switching elements;
A control device for setting d-axis and q-axis voltage commands based on the motor torque command and controlling the inverter based on the d-axis and q-axis voltage commands;
A drive device comprising:
The control device sets a feed forward term so as to cancel a torque ripple of the motor including a dead time corresponding term for canceling a voltage fluctuation of the motor during a dead time in switching of the plurality of switching elements, and the feed Set the d-axis and q-axis voltage commands using a forward term.
Drive device.