JP6696382B2

JP6696382B2 - Drive

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Publication number: JP6696382B2
Application number: JP2016185677A
Authority: JP
Inventors: 敏洋山本; 山田　堅滋; 堅滋山田
Original assignee: Toyota Motor Corp
Current assignee: Toyota Motor Corp
Priority date: 2016-09-23
Filing date: 2016-09-23
Publication date: 2020-05-20
Anticipated expiration: 2036-09-23
Also published as: JP2018050427A

Description

本発明は、駆動装置に関し、詳しくは、モータとインバータとを備える駆動装置に関する。 The present invention relates to a drive device, and more particularly, to a drive device including a motor and an inverter.

従来、この種の駆動装置としては、モータとモータを駆動するインバータとを備え、インバータを電流ベクトル制御する際に、モータの損失（鉄損と銅損との和）が最小となる即ちモータの効率が最大となるように電流ベクトルを設定してインバータを制御することが記載されている（例えば、非特許文献１参照）。 Conventionally, as a drive device of this type, a motor and an inverter for driving the motor are provided, and when the current vector control of the inverter is performed, the motor loss (the sum of iron loss and copper loss) is minimized. It is described that the current vector is set so that the efficiency is maximized and the inverter is controlled (for example, see Non-Patent Document 1).

武田洋次・松井信行・森本茂雄・本田幸夫著、「埋込磁石同期モータの設計と制御」、第１版、株式会社オーム社、平成１３年１０月、ｐ．２８Yoji Takeda, Nobuyuki Matsui, Shigeo Morimoto, Yukio Honda, "Design and Control of Embedded Magnet Synchronous Motor," First Edition, Ohmsha Co., Ltd., October 2001, p. 28

こうした駆動装置では、モータの損失が最小となるように電流ベクトル（電流実効値および電流進角値）を設定するのに代えて、モータやインバータの損失を含む駆動装置全体の損失が最小となるように電流ベクトルを設定することも考えられる。これらの場合、モータに供給する電流実効値が最小となるように電流ベクトルを設定するものに比して、電流ベクトルの電流進角値が弱め界磁側（より進角側）になるから、モータの駆動領域（回転数，トルク）全体で見たときに、より高回転数側やより高トルク側までＰＷＭ制御を実行できるようになり、ＰＷＭ制御の領域が大きくなると共に矩形波制御の領域が小さくなる。インバータを制御する際において、一般に、矩形波制御を行なうときにはＰＷＭ制御を行なうときよりも効率が良好になることから、矩形波制御の領域が小さくなると、モータの駆動領域全体で見たときの効率が低くなってしまう。 In such a drive device, instead of setting the current vector (current effective value and current advance value) so that the loss of the motor is minimized, the loss of the entire drive device including the loss of the motor and the inverter is minimized. It is also possible to set the current vector as follows. In these cases, the current advance value of the current vector is on the weakening field side (more advanced side) than that of setting the current vector so that the effective current value supplied to the motor is minimized. When looking at the entire drive range (rotation speed and torque) of the motor, it becomes possible to execute PWM control up to a higher rotation speed side or a higher torque side, and the PWM control area increases and the rectangular wave control area increases. Becomes smaller. When controlling the inverter, generally, the efficiency is better when performing the rectangular wave control than when performing the PWM control. Therefore, if the area of the rectangular wave control becomes smaller, the efficiency when viewed in the entire drive area of the motor is improved. Will be low.

本発明の駆動装置は、インバータの制御としてＰＷＭ制御を実行する際の駆動装置全体の損失を低減すると共にモータの駆動領域全体で見たときの効率が低くなるのを抑制することを主目的とする。 The drive device of the present invention mainly aims to reduce the loss of the drive device as a whole when performing PWM control as the control of an inverter, and to suppress the decrease in efficiency in the entire drive region of the motor. To do.

本発明の駆動装置は、上述の主目的を達成するために以下の手段を採った。 The drive device of the present invention employs the following means in order to achieve the main object described above.

本発明の駆動装置は、
モータと、
前記モータを駆動するインバータと、
電圧の変調率に応じて前記インバータの制御としてＰＷＭ制御と矩形波制御とを切り替えて実行し、更に、前記インバータの制御として前記ＰＷＭ制御を実行する際には、前記モータのトルク指令に基づいて前記モータに供給する電流実効値および電流進角値を設定して前記インバータを制御する制御装置と、
を備える駆動装置であって、
前記制御装置は、
前記インバータの制御として前記ＰＷＭ制御を実行する際には、
前記モータのトルク指令に基づいて前記電流実効値が最小となるように前記電流実効値および前記電流進角値のベース値としてのベース実効値およびベース進角値を設定する処理と、
前記ベース進角値よりも前記駆動装置全体の損失が小さくなるように仮進角値補正量を設定し、前記変調率が大きいときには小さいときよりも小さくなるように補正係数を設定し、前記仮進角値補正量と前記補正係数との積として得られる進角値補正量を用いて前記ベース進角値を補正して前記電流進角値を設定する処理と、
前記モータのトルク指令と出力トルクとの差分が小さくなるように実効値補正量を設定し、前記実効値補正量を用いて前記ベース実効値を補正して前記電流実効値を設定する処理と、
を実行する、ことを要旨とする。 The drive device of the present invention is
A motor,
An inverter for driving the motor,
When the PWM control and the rectangular wave control are switched and executed as the control of the inverter according to the modulation rate of the voltage, and when the PWM control is executed as the control of the inverter, based on the torque command of the motor. A control device for controlling the inverter by setting a current effective value and a current advance value supplied to the motor;
A drive device comprising:
The control device is
When executing the PWM control as the control of the inverter,
A process of setting a base effective value and a base advance value as a base value of the current effective value and the current advance value so that the current effective value is minimized based on a torque command of the motor;
The provisional advance value correction amount is set so that the loss of the entire drive device is smaller than the base advance value, and the correction coefficient is set so as to be smaller when the modulation rate is large than when it is small. A process of correcting the base advance value using the advance value correction amount obtained as a product of the advance value correction amount and the correction coefficient, and setting the current advance value;
A process of setting an effective value correction amount so that a difference between the torque command and the output torque of the motor becomes small, and correcting the base effective value using the effective value correction amount to set the current effective value;
The main point is to carry out.

この本発明の駆動装置では、電圧の変調率に応じてインバータの制御としてＰＷＭ制御と矩形波制御とを切り替えて実行し、更に、インバータの制御としてＰＷＭ制御を実行する際には、モータのトルク指令に基づいてモータに供給する電流実効値および電流進角値を設定してインバータを制御する。こうした制御を行なうものにおいて、インバータの制御としてＰＷＭ制御を実行する際には、以下の処理を実行する。まず、モータのトルク指令に基づいて電流実効値が最小となるように電流実効値および電流進角値のベース値としてのベース実効値およびベース進角値を設定する処理を実行する。続いて、ベース進角値よりも駆動装置全体の損失が小さくなるように仮進角値補正量を設定し、変調率が大きいときには小さいときよりも小さくなるように補正係数を設定し、仮進角値補正量と補正係数との積として得られる進角値補正量を用いてベース進角値を補正して電流進角値を設定する処理を実行する。さらに、モータのトルク指令と出力トルクとの差分が小さくなるように実効値補正量を設定し、設定した実効値補正量を用いてベース実効値を補正して電流実効値を設定する処理を実行する。したがって、インバータの制御としてＰＷＭ制御を実行する際には、ベース進角値よりも駆動装置全体の損失が小さくなるように設定される仮進角値補正量に基づく進角値補正量を用いてベース進角値を補正して電流進角値を設定すると共に、モータのトルク指令と出力トルクとの差分が小さくなるように設定される実効値補正量を用いてベース実効値を補正して電流実効値を設定するから、補正係数が正の値であればベース実効値およびベース進角値をそのまま電流実効値および電流進角値に設定するものに比して駆動装置全体の損失を低減することができると共に、モータのトルク指令と出力トルクとの差分を小さくすることができる。しかも、変調率が大きいときには小さいときよりも小さくなるように設定される補正係数と仮進角値補正量との積として得られる進角値補正量を用いてベース進角値を補正して電流進角値を設定するから、変調率が大きいときには小さいときよりも、電流進角値のベース進角値に対する進角の程度（弱め界磁の程度）を抑制することができ、モータの駆動領域（回転数，トルク）全体で見たときにＰＷＭ制御の領域が大きくなると共に矩形波制御の領域が小さくなるのを抑制することができ、モータの駆動領域全体で見たときの効率が低くなるのを抑制することができる。以上のことから、インバータの制御としてＰＷＭ制御を実行する際の駆動装置全体の損失を低減することができると共にモータの駆動領域全体で見たときの効率が低くなるのを抑制することができる。 In the drive device of the present invention, the PWM control and the rectangular wave control are switched and executed as the control of the inverter according to the voltage modulation rate, and when the PWM control is executed as the control of the inverter, the torque of the motor is changed. The inverter is controlled by setting the effective current value and the current advance value supplied to the motor based on the command. In such control, when the PWM control is executed as the control of the inverter, the following processing is executed. First, the process of setting the base effective value and the base advance value as the base value of the current effective value and the current advance value is executed based on the torque command of the motor so that the current effective value becomes the minimum. Next, the provisional advance value correction amount is set so that the loss of the entire drive device is smaller than the base advance value, and the correction coefficient is set so that it is smaller when the modulation rate is large and smaller than that when the modulation rate is large. A process for correcting the base advance value by using the advance value correction amount obtained as the product of the angle value correction amount and the correction coefficient and setting the current advance value is executed. Furthermore, the effective value correction amount is set so that the difference between the motor torque command and the output torque becomes small, and the base effective value is corrected using the set effective value correction amount to set the current effective value. To do. Therefore, when the PWM control is executed as the control of the inverter, the advance value correction amount based on the provisional advance value correction amount that is set so that the loss of the entire drive device is smaller than the base advance value is used. The base advance value is corrected to set the current advance value, and the base effective value is corrected using the effective value correction amount that is set so that the difference between the motor torque command and the output torque is reduced. Since the rms value is set, if the correction coefficient is a positive value, the loss of the entire drive unit is reduced as compared with the case where the base rms value and the base advance angle value are directly set to the current rms value and the current lead angle value. In addition, the difference between the motor torque command and the output torque can be reduced. In addition, the base advance value is corrected by using the advance value correction amount obtained as the product of the correction coefficient and the provisional advance value correction amount, which are set to be smaller when the modulation rate is larger than when the modulation rate is small. Since the advance value is set, when the modulation rate is large, the degree of advance of the current advance value with respect to the base advance value (the degree of field weakening) can be suppressed more than when it is small, and the drive range of the motor is increased. It is possible to suppress the increase of the PWM control area and the decrease of the rectangular wave control area in the whole (rotational speed and torque), and the efficiency in the whole drive area of the motor becomes low. Can be suppressed. From the above, it is possible to reduce the loss of the entire drive device when performing the PWM control as the control of the inverter, and it is possible to suppress the reduction in efficiency in the entire drive region of the motor.

こうした本発明の駆動装置では、前記制御装置は、前記変調率が前記インバータの制御として前記矩形波制御を実行するときの変調率（略０．７８）以下の所定値で値０となるように前記補正係数を設定する、ものとしてもよい。こうすれば、モータの駆動領域全体で見たときに、ＰＷＭ制御の領域が大きくなると共に矩形波制御の領域が小さくなるのをより十分に抑制することができる。 In such a drive device of the present invention, the control device sets the modulation rate to a value of 0 at a predetermined value equal to or lower than the modulation rate (approximately 0.78) when the rectangular wave control is executed as the control of the inverter. The correction coefficient may be set. With this configuration, it is possible to more sufficiently suppress the increase of the PWM control area and the decrease of the rectangular wave control area in the entire drive area of the motor.

本発明の駆動装置において、前記制御装置は、前記電流進角値の前々回値と前回値との大小関係と、前記駆動装置全体の損失の前回値と今回値との差分と、に基づいて前記仮進角値補正量を設定する、ものとしてもよい。また、前記制御装置は、前記モータの回転数および出力トルクと前記インバータの電圧とに基づいて前記仮進角値補正量および前記実効値補正量を設定するものとしてもよい。 In the drive device of the present invention, the control device is based on the magnitude relationship between the previous-previous value and the previous value of the current advance value, and the difference between the previous value and the current value of the loss of the entire drive device. The provisional advance value correction amount may be set. Further, the control device may set the temporary advance value correction amount and the effective value correction amount based on the rotation speed and output torque of the motor and the voltage of the inverter.

本発明の一実施例としての駆動装置を搭載する電気自動車２０の構成の概略を示す構成図である。It is a block diagram which shows the outline of a structure of the electric vehicle 20 which mounts the drive device as one Example of this invention. 実施例の電子制御ユニット５０により実行されるＰＷＭ信号生成ルーチンの一例を示すフローチャートである。It is a flow chart which shows an example of a PWM signal generation routine performed by electronic control unit 50 of an example. 実効値進角値設定処理の一例を示すフローチャートである。7 is a flowchart showing an example of an effective value advance value setting process. 電流最小ラインの一例を示す説明図である。It is explanatory drawing which shows an example of a current minimum line. 前々回の電流進角値（前々回θｉ）および前回の駆動装置全体の損失（前回Ｌｏｓｓ）の組み合わせの点Ａと、前回の電流進角値（前回θｉ）および今回の駆動装置全体の損失（今回Ｌｏｓｓ）の組み合わせの点Ｂと、の関係の一例を示す説明図である。Point A, which is a combination of the current advance value of the previous time (previous time θi) and the loss of the entire drive device of the previous time (previous Loss), the current advance value of the current value (previous θi), and the loss of the entire drive device this time (loss this time). 4] is an explanatory diagram showing an example of the relationship between the point B of the combination) and the point B. 補正係数設定用マップの一例を示す説明図である。It is explanatory drawing which shows an example of the map for correction coefficient setting. モータ３２の回転数Ｎｍおよび出力トルクＴｍと高電圧系電力ライン４２の電圧ＶＨと仮進角値補正量θｉｃｏｔｍｐおよび実効値補正量Ｉｒｃｏとの関係の一例を示すマップである。6 is a map showing an example of the relationship among the rotation speed Nm and output torque Tm of the motor 32, the voltage VH of the high voltage system power line 42, the temporary advance value correction amount θicotmp, and the effective value correction amount Irco.

次に、本発明を実施するための形態を実施例を用いて説明する。 Next, modes for carrying out the present invention will be described using examples.

図１は、本発明の一実施例としての駆動装置を搭載する電気自動車２０の構成の概略を示す構成図である。実施例の電気自動車２０は、図示するように、モータ３２と、インバータ３４と、バッテリ３６と、昇圧コンバータ４０と、電子制御ユニット５０と、を備える。 FIG. 1 is a configuration diagram showing an outline of a configuration of an electric vehicle 20 equipped with a drive device as one embodiment of the present invention. As illustrated, the electric vehicle 20 of the embodiment includes a motor 32, an inverter 34, a battery 36, a boost converter 40, and an electronic control unit 50.

モータ３２は、同期発電電動機として構成されており、永久磁石が埋め込まれた回転子と、三相コイルが巻回された固定子と、を備える。このモータ３２の回転子は、駆動輪２２ａ，２２ｂにデファレンシャルギヤ２４を介して連結された駆動軸２６に接続されている。 The motor 32 is configured as a synchronous generator motor and includes a rotor in which a permanent magnet is embedded, and a stator around which a three-phase coil is wound. The rotor of the motor 32 is connected to a drive shaft 26 that is connected to the drive wheels 22a and 22b via a differential gear 24.

インバータ３４は、モータ３２に接続されると共に高電圧系電力ライン４２を介して昇圧コンバータ４０に接続されている。このインバータ３４は、６つのトランジスタＴ１１〜Ｔ１６と、６つのダイオードＤ１１〜Ｄ１６と、を有する。トランジスタＴ１１〜Ｔ１６は、それぞれ高電圧系電力ライン４２の正極母線と負極母線とに対してソース側とシンク側になるように２個ずつペアで配置されている。６つのダイオードＤ１１〜Ｄ１６は、それぞれトランジスタＴ１１〜Ｔ１６に逆方向に並列接続されている。トランジスタＴ１１〜Ｔ１６の対となるトランジスタ同士の接続点の各々には、モータ３２の三相コイル（Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相）の各々が接続されている。したがって、インバータ３４に電圧が作用しているときに、電子制御ユニット５０によって、対となるトランジスタＴ１１〜Ｔ１６のオン時間の割合が調節されることにより、三相コイルに回転磁界が形成され、モータ３２が回転駆動される。高電圧系電力ライン４２の正極母線と負極母線とには、平滑用のコンデンサ４６が取り付けられている。 The inverter 34 is connected to the motor 32 and is also connected to the boost converter 40 via the high voltage system power line 42. The inverter 34 has six transistors T11 to T16 and six diodes D11 to D16. Two transistors T11 to T16 are arranged in pairs so as to be on the source side and the sink side with respect to the positive bus and the negative bus of the high-voltage power line 42, respectively. The six diodes D11 to D16 are connected in parallel in reverse directions to the transistors T11 to T16, respectively. Each of the three-phase coils (U-phase, V-phase, W-phase) of the motor 32 is connected to each of the connection points of the paired transistors of the transistors T11 to T16. Therefore, when a voltage is applied to the inverter 34, the electronic control unit 50 adjusts the on-time ratio of the pair of transistors T11 to T16, thereby forming a rotating magnetic field in the three-phase coil, and 32 is rotationally driven. A smoothing capacitor 46 is attached to the positive electrode bus and the negative electrode bus of the high-voltage power line 42.

バッテリ３６は、例えばリチウムイオン二次電池やニッケル水素二次電池として構成されており、低電圧系電力ライン４４を介して昇圧コンバータ４０に接続されている。低電圧系電力ライン４４の正極母線と負極母線とには、平滑用のコンデンサ４８が取り付けられている。 The battery 36 is configured as, for example, a lithium-ion secondary battery or a nickel-hydrogen secondary battery, and is connected to the boost converter 40 via a low-voltage power line 44. A smoothing capacitor 48 is attached to the positive electrode bus and the negative electrode bus of the low-voltage power line 44.

昇圧コンバータ４０は、インバータ３４が接続された高電圧系電力ライン４２とバッテリ３６が接続された低電圧系電力ライン４４とに接続されている。この昇圧コンバータ４０は、２つのトランジスタＴ３１，Ｔ３２と、２つのダイオードＤ３１，Ｄ３２と、リアクトルＬと、を有する。トランジスタＴ３１は、高電圧系電力ライン４２の正極母線に接続されている。トランジスタＴ３２は、トランジスタＴ３１と、高電圧系電力ライン４２および低電圧系電力ライン４４の負極母線と、に接続されている。２つのダイオードＤ３１，Ｄ３２は、それぞれ、トランジスタＴ３１，Ｔ３２に逆方向に並列接続されている。リアクトルＬは、トランジスタＴ３１，Ｔ３２同士の接続点と、低電圧系電力ライン４４の正極母線と、に接続されている。昇圧コンバータ４０は、電子制御ユニット５０によって、トランジスタＴ３１，Ｔ３２のオン時間の割合が調節されることにより、低電圧系電力ライン４４の電力を昇圧して高電圧系電力ライン４２に供給したり、高電圧系電力ライン４２の電力を降圧して低電圧系電力ライン４４に供給したりする。 The boost converter 40 is connected to a high voltage system power line 42 to which the inverter 34 is connected and a low voltage system power line 44 to which the battery 36 is connected. This boost converter 40 has two transistors T31 and T32, two diodes D31 and D32, and a reactor L. The transistor T31 is connected to the positive bus of the high voltage power line 42. The transistor T32 is connected to the transistor T31 and the negative bus of the high voltage power line 42 and the low voltage power line 44. The two diodes D31 and D32 are respectively connected in parallel to the transistors T31 and T32 in opposite directions. The reactor L is connected to a connection point between the transistors T31 and T32 and a positive bus of the low voltage system power line 44. The boost converter 40 boosts the power of the low-voltage power line 44 and supplies it to the high-voltage power line 42 by adjusting the on-time ratio of the transistors T31 and T32 by the electronic control unit 50. The power of the high-voltage power line 42 is stepped down and supplied to the low-voltage power line 44.

電子制御ユニット５０は、ＣＰＵ５２を中心とするマイクロプロセッサとして構成されており、ＣＰＵ５２の他に、処理プログラムを記憶するＲＯＭ５４やデータを一時的に記憶するＲＡＭ５６，入出力ポートを備える。電子制御ユニット５０には、各種センサからの信号が入力ポートを介して入力されている。電子制御ユニット５０に入力される信号としては、例えば、モータ３２の回転子の回転位置を検出する回転位置検出センサ（例えばレゾルバ）３２ａからのモータ３２の回転子の回転位置θｍや、モータ３２の各相に流れる電流を検出する電流センサ３２ｕ，３２ｖからのモータ３２に流れる相電流Ｉｕ，Ｉｖを挙げることができる。また、バッテリ３６の端子間に取り付けられた電圧センサ３６ａからの電圧Ｖｂや、バッテリ３６の出力端子に取り付けられた電流センサ３６ｂからの電流Ｉｂも挙げることができる。さらに、コンデンサ４６の端子間に取り付けられた電圧センサ４６ａからのコンデンサ４６（高電圧系電力ライン４２）の電圧ＶＨや、コンデンサ４８の端子間に取り付けられた電圧センサ４８ａからのコンデンサ４８（低電圧系電力ライン４４）の電圧ＶＬも挙げることができる。加えて、イグニッションスイッチ６０からのイグニッション信号や、シフトレバー６１の操作位置を検出するシフトポジションセンサ６２からのシフトポジションＳＰも挙げることができる。また、アクセルペダル６３の踏み込み量を検出するアクセルペダルポジションセンサ６４からのアクセル開度Ａｃｃや、ブレーキペダル６５の踏み込み量を検出するブレーキペダルポジションセンサ６６からのブレーキペダルポジションＢＰ，車速センサ６８からの車速Ｖも挙げることができる。電子制御ユニット５０からは、各種制御信号が出力ポートを介して出力されている。電子制御ユニット５０から出力される信号としては、例えば、インバータ３４のトランジスタＴ１１〜Ｔ１６へのスイッチング制御信号や、昇圧コンバータ４０のトランジスタＴ３１，Ｔ３２へのスイッチング制御信号を挙げることができる。電子制御ユニット５０は、回転位置検出センサ３２ａからのモータ３２の回転子の回転位置θｍに基づいてモータ３２の電気角θｅや回転数Ｎｍを演算している。また、電子制御ユニット５０は、電流センサ３６ｂからのバッテリ３６の電流Ｉｂの積算値に基づいてバッテリ３６の蓄電割合ＳＯＣを演算している。ここで、蓄電割合ＳＯＣは、バッテリ３６の全容量に対するバッテリ３６から放電可能な電力の容量の割合である。 The electronic control unit 50 is configured as a microprocessor centered on a CPU 52, and includes a CPU 54, a ROM 54 for storing a processing program, a RAM 56 for temporarily storing data, and an input / output port. Signals from various sensors are input to the electronic control unit 50 via input ports. As the signal input to the electronic control unit 50, for example, the rotational position θm of the rotor of the motor 32 from a rotational position detection sensor (for example, a resolver) 32a that detects the rotational position of the rotor of the motor 32, or the rotational position θm of the motor 32. The phase currents Iu, Iv flowing in the motor 32 from the current sensors 32u, 32v for detecting the currents flowing in the respective phases can be mentioned. Moreover, the voltage Vb from the voltage sensor 36a attached between the terminals of the battery 36 and the current Ib from the current sensor 36b attached to the output terminal of the battery 36 can also be mentioned. Further, the voltage VH of the capacitor 46 (high-voltage system power line 42) from the voltage sensor 46a mounted between the terminals of the capacitor 46, and the capacitor 48 (low voltage of the low voltage from the voltage sensor 48a mounted between the terminals of the capacitor 48). The voltage VL of the system power line 44) can also be mentioned. In addition, the ignition signal from the ignition switch 60 and the shift position SP from the shift position sensor 62 which detects the operation position of the shift lever 61 can also be mentioned. Further, an accelerator opening Acc from the accelerator pedal position sensor 64 that detects the amount of depression of the accelerator pedal 63, a brake pedal position BP from a brake pedal position sensor 66 that detects the amount of depression of the brake pedal 65, and a vehicle speed sensor 68 from the vehicle speed sensor 68. The vehicle speed V can also be mentioned. Various control signals are output from the electronic control unit 50 via the output ports. Examples of signals output from the electronic control unit 50 include switching control signals to the transistors T11 to T16 of the inverter 34 and switching control signals to the transistors T31 and T32 of the boost converter 40. The electronic control unit 50 calculates the electrical angle θe and the rotational speed Nm of the motor 32 based on the rotational position θm of the rotor of the motor 32 from the rotational position detection sensor 32a. Further, the electronic control unit 50 calculates the charge ratio SOC of the battery 36 based on the integrated value of the current Ib of the battery 36 from the current sensor 36b. Here, the charge ratio SOC is the ratio of the capacity of the electric power that can be discharged from the battery 36 to the total capacity of the battery 36.

こうして構成された実施例の電気自動車２０では、電子制御ユニット５０は、以下の走行制御を行なう。走行制御では、アクセル開度Ａｃｃと車速Ｖとに基づいて駆動軸２６に要求される要求トルクＴｄ＊を設定し、設定した要求トルクＴｄ＊をモータ３２のトルク指令Ｔｍ＊に設定し、モータ３２がトルク指令Ｔｍ＊で駆動されるようにインバータ３４のトランジスタＴ１１〜Ｔ１６のスイッチング制御を行なう。また、モータ３２をトルク指令Ｔｍ＊で駆動できるように高電圧系電力ライン４２の目標電圧ＶＨ＊を設定し、高電圧系電力ライン４２の電圧ＶＨが目標電圧ＶＨ＊となるように昇圧コンバータ４０のトランジスタＴ３１，Ｔ３２のスイッチング制御を行なう。 In the thus configured electric vehicle 20 of the embodiment, the electronic control unit 50 performs the following traveling control. In the traveling control, the required torque Td * required for the drive shaft 26 is set based on the accelerator opening Acc and the vehicle speed V, and the set required torque Td * is set as the torque command Tm * of the motor 32. Performs switching control of the transistors T11 to T16 of the inverter 34 so that is driven by the torque command Tm *. Further, the target voltage VH * of the high voltage system power line 42 is set so that the motor 32 can be driven by the torque command Tm *, and the boost converter 40 is set so that the voltage VH of the high voltage system power line 42 becomes the target voltage VH *. The switching control of the transistors T31 and T32 is performed.

ここで、インバータ３４の制御について説明する。実施例では、インバータ３４の制御として、正弦波ＰＷＭ（パルス幅変調）制御，過変調ＰＷＭ制御，矩形波制御の何れかを切り替えて実行するものとした。正弦波ＰＷＭ制御は、擬似的な三相交流電圧がモータ３２に印加（供給）されるようにインバータ３４を制御する制御であり、過変調制御は、過変調電圧がモータ３２に印加されるようにインバータ３４を制御する制御であり、矩形波制御は、矩形波電圧がモータ３２に印加されるようにインバータ３４を制御する制御である。正弦波ＰＷＭ制御を実行する場合、正弦波電圧に基づくパルス幅変調電圧を擬似的な三相交流電圧とするときには、変調率Ｒｍは値０〜略０．６１となり、正弦波電圧に３ｎ次（例えば３次）高調波電圧を重畳して得られる重畳後電圧に基づくパルス幅変調電圧を擬似的な三相交流電圧とするときには、変調率Ｒｍは値０〜略０．７１となる。変調率Ｒｍは、インバータ３４の入力電圧（高電圧系電力ライン４２の電圧ＶＨ）に対する出力電圧（モータ３２の印加電圧）の実効値の割合である。実施例では、正弦波ＰＷＭ制御を実行できる変調率Ｒｍの領域を大きくするために、重畳後電圧に基づくパルス幅変調電圧を擬似的な三相交流電圧とするものとした。また、過変調ＰＷＭ制御を実行する場合、変調率Ｒｍは略０．７１〜略０．７８となる。さらに、矩形波制御を実行する場合、変調率Ｒｍは略０．７８となる。実施例では、これらを踏まえて、変調率Ｒｍに基づいて、インバータ３４の制御として正弦波ＰＷＭ制御，過変調ＰＷＭ制御，矩形波制御の何れかを実行するものとした。具体的には、正弦波ＰＷＭ制御の実行中に変調率Ｒｍが略０．７１に至ると過変調ＰＷＭ制御に切り替え、過変調ＰＷＭ制御の実行中に変調率Ｒｍが略０．７１よりも小さくなると正弦波ＰＷＭ制御に切り替える。また、過変調ＰＷＭ制御の実行中に変調率Ｒｍが略０．７８に至ると矩形波ＰＷＭ制御に切り替え、矩形波制御の実行中に変調率Ｒｍが略０．７８よりも小さくなると過変調ＰＷＭ制御に切り替えるものとした。 Here, the control of the inverter 34 will be described. In the embodiment, as the control of the inverter 34, any one of sine wave PWM (pulse width modulation) control, overmodulation PWM control, and rectangular wave control is switched and executed. The sine wave PWM control is control for controlling the inverter 34 so that a pseudo three-phase AC voltage is applied (supplied) to the motor 32, and the overmodulation control is performed so that the overmodulation voltage is applied to the motor 32. The rectangular wave control is a control for controlling the inverter 34 so that the rectangular wave voltage is applied to the motor 32. When performing the sine wave PWM control, when the pulse width modulation voltage based on the sine wave voltage is set to a pseudo three-phase AC voltage, the modulation rate Rm becomes a value of 0 to approximately 0.61, and the sine wave voltage has a 3n-order ( For example, when the pulse width modulation voltage based on the superimposed voltage obtained by superimposing the (third) harmonic voltage is a pseudo three-phase AC voltage, the modulation rate Rm is 0 to approximately 0.71. The modulation rate Rm is the ratio of the effective value of the output voltage (the voltage applied to the motor 32) to the input voltage of the inverter 34 (the voltage VH of the high voltage system power line 42). In the embodiment, in order to increase the area of the modulation rate Rm in which the sine wave PWM control can be executed, the pulse width modulation voltage based on the post-superposition voltage is set to a pseudo three-phase AC voltage. Further, when the overmodulation PWM control is executed, the modulation rate Rm is about 0.71 to about 0.78. Further, when the rectangular wave control is executed, the modulation rate Rm is about 0.78. In the embodiment, based on the above, one of sine wave PWM control, overmodulation PWM control, and rectangular wave control is executed as the control of the inverter 34 based on the modulation rate Rm. Specifically, when the modulation rate Rm reaches about 0.71 during execution of the sine wave PWM control, the mode is switched to overmodulation PWM control, and the modulation rate Rm is smaller than about 0.71 during execution of the overmodulation PWM control. Then, the sine wave PWM control is switched to. Further, when the modulation rate Rm reaches approximately 0.78 during execution of the overmodulation PWM control, the mode is switched to the rectangular wave PWM control, and when the modulation rate Rm becomes less than approximately 0.78 during execution of the rectangular wave control, the overmodulation PWM control is performed. We decided to switch to control.

次に、こうして構成された実施例の電気自動車２０の動作、インバータ３４の制御として正弦波ＰＷＭ制御や過変調ＰＷＭ制御を実行する際におけるトランジスタＴ１１〜Ｔ１６のＰＷＭ信号を生成する処理について説明する。図２は、実施例の電子制御ユニット５０により実行されるＰＷＭ信号生成ルーチンの一例を示すフローチャートである。このルーチンは、繰り返し実行される。 Next, the operation of the thus configured electric vehicle 20 and the process of generating the PWM signals of the transistors T11 to T16 when executing the sine wave PWM control or the overmodulation PWM control as the control of the inverter 34 will be described. FIG. 2 is a flowchart showing an example of a PWM signal generation routine executed by the electronic control unit 50 of the embodiment. This routine is repeatedly executed.

ＰＷＭ信号生成ルーチンが実行されると、電子制御ユニット５０のＣＰＵ５２は、まず、モータ３２の相電流Ｉｕ，Ｉｖや電気角θｅ，回転数Ｎｍ，トルク指令Ｔｍ＊，バッテリ３６の電圧Ｖｂや電流Ｉｂ，高電圧系電力ライン４２（コンデンサ４６）の電圧ＶＨなどのデータを入力する（ステップＳ１００）。ここで、モータ３２の相電流Ｉｕ，Ｉｖは、電流センサ３２ｕ，３２ｖによって検出された値を入力するものとした。モータ３２の電気角θｅや回転数Ｎｍは、回転位置検出センサ３２ａによって検出されたモータ３２の回転子の回転位置θｍに基づいて演算された値を入力するものとした。モータ３２のトルク指令Ｔｍ＊は、上述の走行制御によって設定された値を入力するものとした。バッテリ３６の電圧Ｖｂ，電流Ｉｂは、それぞれ電圧センサ３６ａ，電流センサ３６ｂによって検出された値を入力するものとした。高電圧系電力ライン４２（コンデンサ４６）の電圧ＶＨは、電圧センサ４６ａによって検出された値を入力するものとした。 When the PWM signal generation routine is executed, the CPU 52 of the electronic control unit 50 firstly causes the phase currents Iu and Iv of the motor 32, the electrical angle θe, the rotation speed Nm, the torque command Tm *, the voltage Vb and the current Ib of the battery 36. , Data such as the voltage VH of the high-voltage power line 42 (capacitor 46) is input (step S100). Here, as the phase currents Iu and Iv of the motor 32, the values detected by the current sensors 32u and 32v are input. The electrical angle θe and the rotational speed Nm of the motor 32 are input as values calculated based on the rotational position θm of the rotor of the motor 32 detected by the rotational position detection sensor 32a. As the torque command Tm * of the motor 32, the value set by the above-described traveling control is input. As the voltage Vb and the current Ib of the battery 36, the values detected by the voltage sensor 36a and the current sensor 36b are input, respectively. The voltage VH of the high-voltage power line 42 (capacitor 46) is assumed to be the value detected by the voltage sensor 46a.

こうしてデータを入力すると、モータ３２の各相（Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相）に流れる電流の総和が値０であるとして、モータ３２の電気角θｅを用いて、Ｕ相，Ｖ相の相電流Ｉｕ，Ｉｖをｄ軸，ｑ軸の電流Ｉｄ，Ｉｑに座標変換（３相−２相変換）する（ステップＳ１１０）。続いて、後述の図３の実効値進角値設定処理により、モータ３２に供給する電流の実効値およびｑ軸に対する進角値である電流実効値Ｉｒおよび電流進角値θｉを設定し（ステップＳ１２０）、設定した電流実効値Ｉｒおよび電流進角値θｉに基づいてｄ軸，ｑ軸の電流指令Ｉｄ＊，Ｉｑ＊を設定する（ステップＳ１３０）。ここで、電流実効値Ｉｒは、ｄ軸の電流指令Ｉｄ＊の二乗とｑ軸の電流指令Ｉｑ＊の二乗との和の平方根として得られるものに相当し、電流進角値θｉは、ｄ−ｑ座標系におけるｄ軸，ｑ軸の電流指令Ｉｄ＊，Ｉｑ＊に基づく電流ベクトルのｑ軸に対する角度（進角値）として得られるものに相当する。したがって、電流実効値Ｉｒおよび電流進角値θｉに基づいてｄ軸，ｑ軸の電流指令Ｉｄ＊，Ｉｑ＊を設定することができる。 When the data is input in this way, it is assumed that the sum of the currents flowing in the respective phases (U phase, V phase, W phase) of the motor 32 is 0, and the electrical angle θe of the motor 32 is used to calculate the phases of the U phase and the V phase. The currents Iu and Iv are coordinate-converted (three-phase to two-phase conversion) into d-axis and q-axis currents Id and Iq (step S110). Then, the effective value advance value setting process of FIG. 3 described later sets the effective value of the current supplied to the motor 32 and the effective current value Ir and the advanced current value θi which are the advance values with respect to the q-axis (step S120), based on the set current effective value Ir and current advance value θi, the d-axis and q-axis current commands Id *, Iq * are set (step S130). Here, the effective current value Ir corresponds to what is obtained as the square root of the sum of the square of the d-axis current command Id * and the square of the q-axis current command Iq *, and the current advance value θi is d− This corresponds to what is obtained as the angle (advance value) of the current vector based on the d-axis and q-axis current commands Id * and Iq * in the q-coordinate system with respect to the q-axis. Therefore, the d-axis and q-axis current commands Id *, Iq * can be set based on the current effective value Ir and the current advance value θi.

次に、ｄ軸，ｑ軸の電流指令Ｉｄ＊，Ｉｑ＊とｄ軸，ｑ軸の電流Ｉｄ，Ｉｑとの差分ΔＩｄ，ΔＩｑとに基づくフィードバック項と、各軸相互に干渉する項をキャンセルするためのフィードフォワード項と、の和としてｄ軸，ｑ軸の電圧指令Ｖｄ＊，Ｖｑ＊を計算する（ステップＳ１４０）。続いて、ｄ軸の電圧指令Ｖｄ＊の二乗とｑ軸の電圧指令Ｖｑ＊の二乗との和の平方根として計算される電圧指令絶対値Ｖｄｑを高電圧系電力ライン４２の電圧ＶＨで除して、電圧の変調率Ｒｍを計算する（ステップＳ１５０）。そして、モータ３２の電気角θｅを用いてｄ軸，ｑ軸の電圧指令Ｖｄ＊，Ｖｑ＊を各相の電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊に座標変換（２相−３相変換）し（ステップＳ１６０）、この電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗと搬送波電圧との比較によってトランジスタＴ１１〜Ｔ１６のＰＷＭ信号を生成して（ステップＳ１７０）、本ルーチンを終了する。こうしてトランジスタＴ１１〜Ｔ１６のＰＷＭ信号を生成すると、このＰＷＭ信号を用いてトランジスタＴ１１〜Ｔ１６のスイッチング制御を行なう。 Next, the feedback terms based on the differences ΔId and ΔIq between the d-axis and q-axis current commands Id * and Iq * and the d-axis and q-axis currents Id and Iq, and the terms interfering with each other are canceled. And a feed-forward term for the d-axis and q-axis voltage commands Vd * and Vq * are calculated (step S140). Subsequently, the voltage command absolute value Vdq calculated as the square root of the sum of the square of the d-axis voltage command Vd * and the square of the q-axis voltage command Vq * is divided by the voltage VH of the high-voltage system power line 42. , And the voltage modulation rate Rm is calculated (step S150). Then, using the electrical angle θe of the motor 32, the voltage commands Vd *, Vq * for the d-axis and the q-axis are coordinate-converted (2-phase-3 phase conversion) into the voltage commands Vu *, Vv *, Vw * for each phase. (Step S160), the PWM signals of the transistors T11 to T16 are generated by comparing the voltage commands Vu *, Vv *, Vw with the carrier voltage (step S170), and this routine is finished. When the PWM signals of the transistors T11 to T16 are generated in this way, switching control of the transistors T11 to T16 is performed using this PWM signal.

次に、図３の実効値進角値設定処理（図２のＰＷＭ信号生成ルーチンのステップＳ１２０の処理）について説明する。この実効値進角値設定処理では、電子制御ユニット５０のＣＰＵ５２は、まず、モータ３２のトルク指令Ｔｍ＊に基づいて電流実効値Ｉｒが最小となるように電流実効値Ｉｒおよび電流進角値θｉの基本値としてのベース実効値Ｉｒｔｍｐおよびベース進角値θｉｔｍｐを設定する（ステップＳ２００）。ここで、ベース実効値Ｉｒｔｍｐおよびベース進角値θｉｔｍｐは、実施例では、モータ３２のトルク指令Ｔｍ＊とベース実効値Ｉｒｔｍｐとベース進角値θｉｔｍｐとの関係（具体的には、トルク指令Ｔｍ＊のトルクをモータ３２から出力する際の電流実効値Ｉｒ（ベース実効値Ｉｒｔｍｐ）が最小となる関係）を予め定めてマップ（電流最小ライン）としてＲＯＭ５４に記憶しておき、トルク指令Ｔｍ＊が与えられると、このマップ（電流最小ライン）から対応するベース実効値Ｉｒｔｍｐおよびベース進角値θｉｔｍｐを導出して設定するものとした。電流最小ラインの一例を図４に示す。 Next, the effective value advance value setting process of FIG. 3 (the process of step S120 of the PWM signal generation routine of FIG. 2) will be described. In this effective value advance value setting process, the CPU 52 of the electronic control unit 50 firstly, based on the torque command Tm * of the motor 32, the effective current value Ir and the advanced current value θi so that the effective current value Ir is minimized. The base effective value Irtmp and the base advance value θitmp are set as the basic values of (step S200). Here, in the embodiment, the base effective value Irtmp and the base advance value θitmp are the relationship between the torque command Tm * of the motor 32, the base effective value Irtmp, and the base advance value θitmp (specifically, the torque command Tm *. Current effective value Ir (base effective value Irtmp) at the time of outputting the torque of No. 2 from the motor 32 is predetermined and stored in the ROM 54 as a map (current minimum line), and the torque command Tm * is given. Then, the corresponding base effective value Irtmp and base advance value θitmp are derived and set from this map (current minimum line). An example of the current minimum line is shown in FIG.

続いて、バッテリ３６の電圧Ｖｂと電流Ｉｂとの積としてバッテリ３６の電力Ｐｂを計算し（ステップＳ２１０）、モータ３２のｄ軸，ｑ軸の電流Ｉｄ，Ｉｑに基づいてモータ３２の出力トルクＴｍを推定し（ステップＳ２２０）、推定したモータ３２の出力トルクＴｍと回転数Ｎｍとの積としてモータ３２の出力パワーＰｍを計算する（ステップＳ２３０）。ここで、モータ３２の出力トルクＴｍは、ｄ軸，ｑ軸の電流Ｉｄ，Ｉｑとモータ３２の出力トルクＴｍとの関係を予め定めてマップとして記憶しておき、ｄ軸，ｑ軸の電流Ｉｄ，Ｉｑが与えられると、このマップから対応するモータ３２の出力トルクＴｍを導出して推定するものとした。 Subsequently, the electric power Pb of the battery 36 is calculated as the product of the voltage Vb and the current Ib of the battery 36 (step S210), and the output torque Tm of the motor 32 is calculated based on the d-axis and q-axis currents Id and Iq of the motor 32. Is estimated (step S220), and the output power Pm of the motor 32 is calculated as the product of the estimated output torque Tm of the motor 32 and the rotational speed Nm (step S230). Here, for the output torque Tm of the motor 32, the relationship between the d-axis and q-axis currents Id and Iq and the output torque Tm of the motor 32 is predetermined and stored as a map, and the d-axis and q-axis current Id is stored. , Iq are given, the output torque Tm of the corresponding motor 32 is derived from this map and estimated.

そして、バッテリ３６の電力Ｐｂからモータ３２の出力パワーＰｍを減じて、モータ３２やインバータ３４，昇圧コンバータ４０を有する駆動装置全体の損失Ｌｏｓｓを計算する（ステップＳ２４０）。ここで、駆動装置全体の損失Ｌｏｓｓには、モータ３２やインバータ３４，昇降圧コンバータ４０の損失が含まれる。 Then, the output power Pm of the motor 32 is subtracted from the power Pb of the battery 36 to calculate the loss Loss of the entire drive device including the motor 32, the inverter 34, and the boost converter 40 (step S240). Here, the loss of the entire driving device includes the loss of the motor 32, the inverter 34, and the buck-boost converter 40.

こうして駆動装置全体の損失Ｌｏｓｓを計算すると、前回の駆動装置全体の損失（前回Ｌｏｓｓ）から今回の駆動装置全体の損失（今回Ｌｏｓｓ）を減じて、損失差分ΔＬｏｓｓを計算する（ステップＳ２５０）。ここで、前回の駆動装置全体の損失（前回Ｌｏｓｓ）は、前々回の電流実効値（前々回Ｉｒ）および電流進角値（前々回θｉ）に基づいてインバータ３４を制御したときの駆動装置全体の損失に相当し、今回の駆動装置全体の損失（今回Ｌｏｓｓ）は、前回の電流実効値（前回Ｉｒ）および電流進角値（前回θｉ）に基づいてインバータ３４を制御したときの駆動装置全体の損失に相当する。 When the loss Loss of the entire driving device is calculated in this manner, the loss difference ΔLoss of the entire driving device is subtracted from the previous loss of the entire driving device (previous Loss) to calculate the loss difference ΔLoss (step S250). Here, the previous loss of the entire drive unit (previous Loss) is the loss of the entire drive unit when the inverter 34 is controlled based on the effective current value of the previous-previous time (Ir) and the advance value of the current (previous-time θi). Correspondingly, the loss of the entire drive device this time (this time Loss) is the loss of the entire drive device when the inverter 34 is controlled based on the previous effective current value (previous Ir) and the current advance value (previous θi). Equivalent to.

続いて、前々回の電流進角値（前々回θｉ）と前回の電流進角値（前回θｉ）とを比較し（ステップＳ２６０）、前々回の電流進角値（前々回θｉ）と前回の電流進角値（前回θｉ）との大小関係と損失差分ΔＬｏｓｓとに基づいて、進角値補正量θｉｃｏの仮の値としての仮進角値補正量θｉｃｏｔｍｐを計算する（ステップＳ２７０，Ｓ２８０）。ここで、仮進角値補正量θｉｃｏｔｍｐには、前々回の電流進角値（前々回θｉ）と前回の電流進角値（前回θｉ）との大小関係に拘わらずに正の値が設定される。 Subsequently, the current-advance value of the previous-previous time (previous-time θi) and the previous value of the advance-current (previous θi) are compared (step S260), and the current-advance value of the previous-previous time (previous-time θi) and the previous advance-current value Based on the magnitude relationship with (previously θi) and the loss difference ΔLoss, a temporary advance value correction amount θicotmp as a temporary value of the advance angle correction amount θico is calculated (steps S270 and S280). Here, the provisional advance value correction amount θicotmp is set to a positive value irrespective of the magnitude relation between the current advance value of the previous two times (previous time θi) and the previous current advance value (the previous time θi).

図５は、前々回の電流進角値（前々回θｉ）および前回の駆動装置全体の損失（前回Ｌｏｓｓ）の組み合わせの点Ａと、前回の電流進角値（前回θｉ）および今回の駆動装置全体の損失（今回Ｌｏｓｓ）の組み合わせの点Ｂと、の関係の一例を示す説明図である。図５（ａ）は、前々回の電流進角値（前々回θｉ）が前回の電流進角値（前回θｉ）よりも小さく且つ損失差分ΔＬｏｓｓ（＝前回Ｌｏｓｓ−今回Ｌｏｓｓ）が正の場合を示す。図５（ｂ）は、前々回の電流進角値（前々回θｉ）が前回の電流進角値（前回θｉ）よりも小さく且つ損失差分ΔＬｏｓｓが負の場合を示す。図５（ｃ）は、前々回の電流進角値（前々回θｉ）が前回の電流進角値（前回θｉ）よりも大きく且つ損失差分ΔＬｏｓｓが負の場合を示す。図５（ｄ）は、前々回の電流進角値（前々回θｉ）が前回の電流進角値（前回θｉ）よりも大きく且つ損失差分ΔＬｏｓｓが正の場合を示す。なお、実施例では、説明の容易のために、前回の電流進角値（θｉ）と前々回の電流進角値（前々回θｉ）とが異なると共に損失差分ΔＬｏｓｓが値０でない（点Ａと点Ｂとが異なる）ものとした。また、図５（ａ）〜（ｄ）では、参考のために、ベース進角値θｉｔｍｐを図示した。 FIG. 5 shows the point A of the combination of the current advance value of the previous two times (previous time θi) and the loss of the entire previous drive (the previous Loss), the current advance value of the previous time (the previous θi) and the entire drive of this time. It is explanatory drawing which shows an example of the relationship with the point B of the combination of loss (this time Loss). FIG. 5A shows a case where the current advance value of the previous two times (previous two times θi) is smaller than the previous value of the current advance (the previous time θi) and the loss difference ΔLoss (= previous Loss-current Loss) is positive. FIG. 5B shows a case in which the current advance value of the previous two times (previously two times θi) is smaller than the previous current advance value (the previous time θi) and the loss difference ΔLoss is negative. FIG. 5C shows a case in which the current advance value of the previous-previous time (previous two-time θi) is larger than the previous current advance value (the previous time θi) and the loss difference ΔLoss is negative. FIG. 5D shows a case where the current advance value of the previous-previous time (previous two times θi) is larger than the previous current advance value (the previous time θi) and the loss difference ΔLoss is positive. In the embodiment, for ease of explanation, the previous current advance value (θi) is different from the previous-previous current advance value (previous-two revolution θi), and the loss difference ΔLoss is not 0 (point A and point B). But different). In addition, in FIGS. 5A to 5D, the base advance value θitmp is shown for reference.

ステップＳ２６０で前々回の電流進角値（前々回θｉ）が前回の電流進角値（前回θｉ）よりも小さい場合（図５（ａ），図５（ｂ）の場合）には、次式（１）に示すように、損失差分ΔＬｏｓｓに正のゲインｋ１を乗じたもの（ΔＬｏｓｓ・ｋ１）を前回の仮進角値補正量（前回θｉｃｏｔｍｐ）に加えて今回の仮進角値補正量θｉｃｏｔｍｐを計算する（ステップＳ２７０）。したがって、損失差分ΔＬｏｓｓが正の場合（図５（ａ）の場合）には、今回の仮進角値補正量θｉｃｏｔｍｐは前回の仮進角値補正量（前回θｉｃｏｔｍｐ）よりも大きい値となり、損失差分ΔＬｏｓｓが負の場合（図５（ｂ）の場合）には、今回の仮進角値補正量θｉｃｏｔｍｐは前回の仮進角値補正量（前回θｉｃｏｔｍｐ）よりも小さい値となる。 In step S260, when the current advance value of the previous two times (previously two times θi) is smaller than the previous current advance value (the previous time θi) (in the case of FIGS. 5A and 5B), the following equation (1) ), The loss difference ΔLoss multiplied by a positive gain k1 (ΔLoss · k1) is added to the previous provisional advance value correction amount (previously θicotmp) to calculate the provisional advance value correction amount θicotmp. (Step S270). Therefore, when the loss difference ΔLoss is positive (in the case of FIG. 5A), the provisional advance value correction amount θicotmp of this time becomes a value larger than the provisional advance value correction amount of the previous time (previously θicotmp), and the loss When the difference ΔLoss is negative (in the case of FIG. 5B), the provisional advance angle value correction amount θicotmp of this time is a value smaller than the previous provisional advance angle value correction amount (previously θicotmp).

θicotmp=前回θicotmp+ΔLoss・k1 (1) θicotmp = previous θicotmp + ΔLoss ・ k1 (1)

ステップＳ２６０で前々回の電流進角値（前々回θｉ）が前回の電流進角値（前回θｉ）よりも大きい場合（図５（ｃ），図５（ｄ）の場合）には、次式（２）に示すように、損失差分ΔＬｏｓｓに正のゲインｋ１を乗じたもの（ΔＬｏｓｓ・ｋ１）を前回の仮進角値補正量（前回θｉｃｏｔｍｐ）から減じて今回の仮進角値補正量θｉｃｏｔｍｐを計算する（ステップＳ２８０）。したがって、損失差分ΔＬｏｓｓが負の場合（図５（ｃ）の場合）には、今回の仮進角値補正量θｉｃｏｔｍｐは前回の仮進角値補正量（前回θｉｃｏｔｍｐ）よりも大きい値となり、損失差分ΔＬｏｓｓが正の場合（図５（ｄ）の場合）には、今回の仮進角値補正量θｉｃｏｔｍｐは前回の仮進角値補正量（前回θｉｃｏｔｍｐ）よりも小さい値となる。 In step S260, when the current advance value of the previous two times (previously two times θi) is larger than the previous current advance value (the previous time θi) (in the case of FIGS. 5C and 5D), the following expression (2 ), The loss difference ΔLoss multiplied by a positive gain k1 (ΔLoss · k1) is subtracted from the previous provisional advance value correction amount (previously θicotmp) to calculate the provisional advance value correction amount θicotmp. (Step S280). Therefore, when the loss difference ΔLoss is negative (in the case of FIG. 5C), the provisional advance value correction amount θicotmp of this time becomes a value larger than the previous provisional advance value correction amount (previously θicotmp), and the loss When the difference ΔLoss is positive (in the case of FIG. 5D), the current provisional advance value correction amount θicotmp is a value smaller than the previous provisional advance value correction amount (previously θicotmp).

θicotmp=前回θicotmp-ΔLoss・k1 (2) θicotmp = previous θicotmp-ΔLoss ・ k1 (2)

次に、前回の変調率Ｒｍに基づいて補正係数ｋθを設定する（ステップＳ２９０）。ここで、補正係数ｋθは、実施例では、変調率Ｒｍと補正係数ｋθとの関係を予め定めて補正係数設定用マップとして記憶しておき、変調率Ｒｍが与えられると、このマップから対応する補正係数ｋθを導出して設定するものとした。補正係数設定用マップの一例を図６に示す。補正係数ｋθは、図示するように、変調率Ｒｍが大きいときは小さいときよりも小さくなるように設定するものとした。具体的には、補正係数ｋθは、変調率Ｒｍが所定値Ｒｍ１以下の領域では値１を設定し、変調率Ｒｍが所定値Ｒｍ１よりも大きく所定値Ｒｍ２（＞Ｒｍ１）の領域では変調率Ｒｍの増加に従って値１から値０に向けて小さくなるように設定し、変調率Ｒｍが所定値Ｒｍ２以上の領域では値０を設定するものとした。所定値Ｒｍ１としては、例えば、０．５５や０．６０，０．６５などを用いることができる。所定値Ｒｍ２としては、略０．７８やそれよりも若干小さい値などを用いることができる。このように変調率Ｒｍを設定する理由については後述する。 Next, the correction coefficient kθ is set based on the previous modulation rate Rm (step S290). Here, in the embodiment, the correction coefficient kθ is determined in advance by storing the relationship between the modulation rate Rm and the correction coefficient kθ as a correction coefficient setting map, and when the modulation rate Rm is given, this map corresponds. The correction coefficient kθ is derived and set. FIG. 6 shows an example of the correction coefficient setting map. As shown in the figure, the correction coefficient kθ is set to be smaller when the modulation rate Rm is larger than when it is small. Specifically, the correction coefficient kθ is set to a value 1 in a region where the modulation rate Rm is a predetermined value Rm1 or less, and is set in a region where the modulation rate Rm is larger than the predetermined value Rm1 and a predetermined value Rm2 (> Rm1). The value is set to decrease from the value 1 to the value 0 as the value of increases, and the value 0 is set in the region where the modulation rate Rm is the predetermined value Rm2 or more. For example, 0.55, 0.60, 0.65 or the like can be used as the predetermined value Rm1. The predetermined value Rm2 may be about 0.78 or a value slightly smaller than that. The reason for setting the modulation rate Rm in this way will be described later.

こうして補正係数ｋθを設定すると、設定した補正係数ｋθを仮進角値補値θｉｃｏｔｍｐに乗じて進角値補正量θｉｃｏを計算し（ステップＳ３００）、計算した進角値補正量θｉｃｏをベース進角値θｉｔｍｐに加えて電流進角値θｉを計算する（ステップＳ３１０）。上述したように、図５（ａ）および図５（ｃ）の場合には、今回の進角値補正量θｉｃｏが前回の進角値補正量（前回θｉｃｏ）よりも大きい値になるから、ベース進角値θｉｔｍｐが一定であれば、今回の電流進角値θｉは前回の電流進角値（前回θｉ）よりも進角側（図５（ａ）および図５（ｃ）において点Ｂよりも進角側、即ち、駆動装置全体の損失Ｌｏｓｓがより小さくなる側）となる。一方、図５（ｂ）および図５（ｄ）の場合には、今回の進角値補正量θｉｃｏが前回の進角値補正量（前回θｉｃｏ）よりも小さい値になるから、ベース進角値θｉｔｍｐが一定であれば、今回の電流進角値θｉは前回の電流進角値（前回θｉ）よりも遅角側（図５（ｂ）および図５（ｄ）において点Ｂよりも遅角側、即ち、駆動装置全体の損失Ｌｏｓｓがより小さくなる側）となる。このようにして、図５（ａ）〜図５（ｄ）の何れの場合でも、補正係数ｋθが正の値（進角値補正量θｉｃｏが正の値）であれば、ベース進角値θｉｔｍｐよりも駆動装置全体の損失Ｌｏｓｓがより小さくなるように電流進角値θｉを設定することになる。一方、補正係数ｋθ（進角値補正量θｉｃｏ）が値０であれば、ベース進角値θｉｔｍｐをそのまま電流進角値θｉに設定することになる。 When the correction coefficient kθ is set in this manner, the set correction coefficient kθ is multiplied by the provisional advance value complementary value θicotmp to calculate the advance value correction amount θico (step S300), and the calculated advance value correction amount θico is used as the base advance angle. In addition to the value θitmp, the current advance value θi is calculated (step S310). As described above, in the case of FIG. 5A and FIG. 5C, the present advance angle value correction amount θico becomes a value larger than the previous advance angle value correction amount (previous θico). If the advance angle value θitmp is constant, the current advance angle value θi is more advanced than the previous current advance value (previously θi) from the point B in FIGS. 5 (a) and 5 (c). It is on the advance side, that is, on the side where the loss Loss of the entire drive device becomes smaller). On the other hand, in the cases of FIG. 5B and FIG. 5D, the current advance value correction amount θico becomes a value smaller than the previous advance value correction amount (previously θico), so the base advance value If θitmp is constant, the current advance angle value θi is more retarded than the previous current advance value (previously θi) (in FIG. 5B and FIG. 5D, it is more retarded than point B). That is, the loss Loss of the entire driving device becomes smaller). In this way, in any of FIGS. 5A to 5D, if the correction coefficient kθ is a positive value (the advance value correction amount θico is a positive value), the base advance value θitmp. Therefore, the current advance value θi is set so that the loss Loss of the entire driving device becomes smaller. On the other hand, if the correction coefficient kθ (advance value correction amount θico) is 0, the base advance value θitmp is directly set to the current advance value θi.

次に、次式（３）に示すように、モータ３２のトルク指令Ｔｍ＊から出力トルクＴｍを減じた値（Ｔｍ＊−Ｔｍ）に正のゲインｋ２を乗じたものを前回の実効値補正量（前回Ｉｒｃｏ）に加えて今回の実効値補正量Ｉｒｃｏを計算し（ステップＳ３２０）、計算した実効値補正量Ｉｒｃｏをベース実効値Ｉｒｔｍｐに加えて電流実効値Ｉｒを計算して（ステップＳ３３０）、本ルーチンを終了する。ここで、実効値補正量Ｉｒｃｏには、値（Ｔｍ＊−Ｔｍ）に拘わらずに正の値が設定される。そして、値（Ｔｍ＊−Ｔｍ）が正の場合には、今回の実効値補正量Ｉｒｃｏが前回の実効値補正量（前回Ｉｒｃｏ）よりも大きくなって今回の電流実効値Ｉｒが前回の電流実効値（前回Ｉｒ）よりも大きくなり、値（Ｔｍ＊−Ｔｍ）が負の場合には、今回の実効値補正量Ｉｒｃｏが前回の実効値補正量（前回Ｉｒｃｏ）よりも小さくなって今回の電流実効値Ｉｒが前回の電流実効値（前回Ｉｒ）よりも大きくなる。このようにして、値（Ｔｍ＊−Ｔｍ）が小さくなるように電流実効値Ｉｒを設定することになる。 Next, as shown in the following equation (3), a value obtained by subtracting the output torque Tm from the torque command Tm * of the motor 32 (Tm * -Tm) multiplied by a positive gain k2 is the previous effective value correction amount. In addition to (previously Irco), the current effective value correction amount Irco is calculated (step S320), and the calculated effective value correction amount Irco is added to the base effective value Irtmp to calculate the current effective value Ir (step S330). This routine ends. Here, a positive value is set to the effective value correction amount Irco regardless of the value (Tm * -Tm). When the value (Tm * -Tm) is positive, the current effective value correction amount Irco becomes larger than the previous effective value correction amount (previous Irco), and the current effective value Ir becomes the previous current effective value. When the value becomes larger than the value (previous Ir) and the value (Tm * -Tm) is negative, the current effective value correction amount Irco becomes smaller than the previous effective value correction amount (previous Irco) and becomes the current The effective value Ir becomes larger than the previous effective current value (previous Ir). In this way, the effective current value Ir is set so that the value (Tm * -Tm) becomes small.

Irco=前回Irco+(Tm*-Tm)・k2 (3) Irco = previous Irco + (Tm * -Tm) ・ k2 (3)

このように、インバータ３４の制御としてＰＷＭ制御を実行する際には、補正係数ｋθ（進角値補正量θｉｃｏ）が正の値であればベース進角値θｉｔｍｐよりも駆動装置全体の損失Ｌｏｓｓが小さくなるように電流進角値θｉを設定すると共に値（Ｔｍ＊−Ｔｍ）が小さくなるように電流実効値Ｉｒを設定するから、ベース実効値Ｉｒｔｍｐおよびベース進角値θｉｔｍｐをそのまま電流実効値Ｉｒおよび電流進角値θｉに設定するものに比して駆動装置全体の損失Ｌｏｓｓを小さくすることができると共に、モータ３２のトルク指令Ｔｍ＊と出力トルクＴｍとの差分を小さくすることができる。 As described above, when the PWM control is executed as the control of the inverter 34, if the correction coefficient kθ (advance value correction amount θico) is a positive value, the loss Loss of the entire drive device is larger than the base advance value θitmp. Since the current advance value θi is set to be small and the current effective value Ir is set to be small (Tm * −Tm), the base effective value Irtmp and the base advance value θitmp are directly used as the current effective value Ir. It is possible to reduce the loss Loss of the entire driving device and to reduce the difference between the torque command Tm * of the motor 32 and the output torque Tm as compared with the case where the current advance value θi is set.

しかも、変調率Ｒｍが大きいときには小さいときに比して小さくなるように設定される補正係数ｋθと仮進角値補正量θｉｃｏｔｍｐとの積として得られる進角値補正量θｉｃｏをベース進角値θｉｔｍｐに加えて電流進角値θｉを設定するから、変調率Ｒｍが大きいときには小さいときに比して、電流進角値θｉのベース進角値θｉｔｍｐに対する進角の程度（弱め界磁の程度）を抑制することができる。これにより、変調率Ｒｍが大きいとき（特に、略０．７８やそれよりも若干小さいとき）に、ｄ軸の電流Ｉｄの絶対値が大きくなるのを抑制し、永久磁石による固定子鎖交磁束が小さくなるのを抑制し、変調率Ｒｍが小さくなるのを抑制することができる。この結果、モータ３２の駆動領域（回転数Ｎｍ，出力トルクＴｍ）全体で見たときに、正弦波ＰＷＭ制御や過変調ＰＷＭ制御の領域が大きくなると共に矩形波制御の領域が小さくなるのを抑制することができる。一般に、矩形波制御を行なうときには正弦波ＰＷＭ制御や過変調ＰＷＭ制御を行なうときよりも効率が良好になることから、モータ３２の駆動領域全体で見たときに矩形波制御の領域が小さくなるのを抑制することにより、モータ３２の駆動領域全体で見たときの効率が低くなるのを抑制することができる。さらに、変調率Ｒｍが所定値Ｒｍ２（略０．７８やそれよりも若干小さい値など）以上のときには、補正係数ｋθ（進角値補正量θｉｃｏ）を値０とするから、モータ３２の駆動領域全体で見たときに、矩形波制御の領域が小さくなるのをより十分に抑制する（変調率Ｒｍに拘わらずにベース進角値θｉｔｍｐを電流進角値θｉに設定するものと略変わらないようにする）ことができる。 Moreover, the advance angle value correction amount θico obtained as the product of the correction coefficient kθ and the provisional advance angle value correction amount θicotmp, which are set to be smaller when the modulation rate Rm is large than when the modulation rate Rm is small, is used as the base advance angle value θitmp. In addition to the above, the current advance angle value θi is set. Therefore, when the modulation rate Rm is large, the degree of advance angle (degree of field weakening) of the current advance angle value θi with respect to the base advance angle value θitmp is set. Can be suppressed. This suppresses the absolute value of the d-axis current Id from increasing when the modulation rate Rm is large (particularly, about 0.78 or slightly smaller), and the stator interlinkage magnetic flux by the permanent magnet is suppressed. Can be suppressed, and the modulation rate Rm can be suppressed. As a result, when viewed in the entire drive region (rotation speed Nm, output torque Tm) of the motor 32, it is possible to prevent the sine wave PWM control and overmodulation PWM control regions from increasing and the rectangular wave control region from decreasing. can do. In general, the efficiency of the rectangular wave control is better than that of the sine wave PWM control or the overmodulation PWM control, so that the rectangular wave control area becomes small when viewed in the entire drive area of the motor 32. By suppressing, it is possible to suppress a decrease in efficiency when viewed in the entire drive region of the motor 32. Further, when the modulation rate Rm is equal to or greater than the predetermined value Rm2 (about 0.78 or a value slightly smaller than it), the correction coefficient kθ (advance value correction amount θico) is set to the value 0. When viewed as a whole, it is possible to more sufficiently suppress the reduction of the area of the rectangular wave control (see that the base advance value θitmp is set to the current advance value θi regardless of the modulation rate Rm. You can

以上説明した実施例の電気自動車２０に搭載される駆動装置では、インバータ３４の制御として正弦波ＰＷＭ制御や過変調ＰＷＭ制御を実行する際には、モータ３２のトルク指令Ｔｍ＊に基づいてモータ３２に供給する電流実効値Ｉｒおよび電流進角値θｉを設定してインバータ３４を制御する。こうした制御を行なうものにおいて、インバータ３４の制御としてＰＷＭ制御を実行する際には、ベース進角値θｉｔｍｐよりも駆動装置全体の損失Ｌｏｓｓが小さくなるように設定される仮進角値補正量θｉｃｏｔｍｐに基づく進角値補正量θｉｃｏを用いてベース進角値θｉｔｍｐを補正して電流進角値θｉを計算し、モータ３２のトルク指令Ｔｍ＊と出力トルクＴｍとの差分が小さくなるように設定される実効値補正量Ｉｒｃｏを用いてベース実効値Ｉｒｔｍｐを補正して電流実効値Ｉｒを計算する。これにより、ベース実効値Ｉｒｔｍｐおよびベース進角値θｉｔｍｐをそのまま電流実効値Ｉｒおよび電流進角値θｉに設定するものに比して駆動装置全体の損失Ｌｏｓｓを小さくすることができると共に、モータ３２のトルク指令Ｔｍ＊と出力トルクＴｍとの差分を小さくすることができる。しかも、変調率Ｒｍが大きいときには小さいときに比して小さくなるように設定される補正係数ｋθと仮進角値補正量θｉｃｏｔｍｐとの積として得られる進角値補正量θｉｃｏをベース進角値θｉｔｍｐに加えて電流進角値θｉを設定する。これにより、モータ３２の駆動領域（回転数Ｎｍ，出力トルクＴｍ）全体で見たときに、正弦波ＰＷＭ制御や過変調ＰＷＭ制御の領域が大きくなると共に矩形波制御の領域が小さくなるのを抑制することができ、モータ３２の駆動領域全体で見たときの効率が低くなるのを抑制することができる。以上のことから、インバータ３４の制御としてＰＷＭ制御を実行する際の駆動装置全体の損失を低減することができると共にモータ３２の駆動領域全体で見たときの効率が低くなるのを抑制することができる。 In the drive device mounted on the electric vehicle 20 of the embodiment described above, when the sine wave PWM control or the overmodulation PWM control is executed as the control of the inverter 34, the motor 32 is based on the torque command Tm * of the motor 32. The current effective value Ir and the current advance value θi supplied to the inverter are set to control the inverter 34. In such a control, when the PWM control is executed as the control of the inverter 34, a provisional advance value correction amount θicotmp is set so that the loss Loss of the entire drive device is smaller than the base advance value θitmp. The base lead angle value θitmp is corrected using the base lead angle correction amount θico to calculate the current lead angle value θi, and the difference between the torque command Tm * of the motor 32 and the output torque Tm is set to be small. The base effective value Irtmp is corrected using the effective value correction amount Irco to calculate the current effective value Ir. As a result, the loss Loss of the entire drive device can be reduced and the loss Loss of the motor 32 can be reduced as compared with the case where the base effective value Irtmp and the base advance angle value θitmp are directly set to the current effective value Ir and the current advance angle value θi. The difference between the torque command Tm * and the output torque Tm can be reduced. Moreover, the advance angle value correction amount θico obtained as the product of the correction coefficient kθ and the provisional advance angle value correction amount θicotmp, which are set to be smaller when the modulation rate Rm is large than when the modulation rate Rm is small, is used as the base advance angle value θitmp. In addition to the above, the current advance value θi is set. As a result, when viewed in the entire drive region (rotational speed Nm, output torque Tm) of the motor 32, it is possible to prevent the region of the sine wave PWM control and the overmodulation PWM control from increasing and the region of the rectangular wave control from decreasing. Therefore, it is possible to prevent the efficiency of the entire driving region of the motor 32 from being lowered. From the above, it is possible to reduce the loss of the entire driving device when executing the PWM control as the control of the inverter 34, and to suppress the reduction of the efficiency in the entire driving region of the motor 32. it can.

実施例の電気自動車２０に搭載される駆動装置では、補正係数ｋθは、図６に示したように、変調率Ｒｍが所定値Ｒｍ１以下の領域では値１を設定し、変調率Ｒｍが所定値Ｒｍ１よりも大きく所定値Ｒｍ２の領域では変調率Ｒｍの増加に従って値１から値０に向けて小さくなるように設定し、変調率Ｒｍが所定値Ｒｍ２以上の領域では値０を設定するものとした。しかし、補正係数ｋθは、変調率Ｒｍが大きいときは小さいときよりも小さくなるように設定するものであればよく、変調率Ｒｍが所定値Ｒｍ２のときでも、値１よりも小さく値０よりも大きい正の値を設定するものとしてもよい。 In the drive device mounted on the electric vehicle 20 of the embodiment, as shown in FIG. 6, the correction coefficient kθ is set to 1 in a region where the modulation rate Rm is equal to or less than the predetermined value Rm1, and the modulation rate Rm is the predetermined value. In a region having a predetermined value Rm2 larger than Rm1, the value is set to decrease from 1 to 0 as the modulation rate Rm increases, and a value 0 is set in a region where the modulation rate Rm is a predetermined value Rm2 or more. .. However, the correction coefficient kθ may be set so as to be smaller when the modulation rate Rm is large than when it is small. Even when the modulation rate Rm is the predetermined value Rm2, it is smaller than the value 1 and smaller than the value 0. A large positive value may be set.

実施例の電気自動車２０に搭載される駆動装置では、前々回の電流進角値（前々回θｉ）と前回の電流進角値（前回θｉ）との大小関係と損失差分ΔＬｏｓｓとに基づいて仮進角値補正量θｉｃｏｔｍｐを設定すると共に、モータ３２のトルク指令Ｔｍ＊および出力トルクＴｍに基づいて実効値補正量Ｉｒｃｏを設定するものとした。しかし、図７のマップとモータ３２の回転数Ｎｍおよび出力トルクＴｍと高電圧系電力ライン４２の電圧ＶＨとに基づいて仮進角値補正量θｉｃｏｔｍｐおよび実効値補正量Ｉｒｃｏを設定するものとしてもよい。ここで、図７のマップは、モータ３２の回転数Ｎｍおよび出力トルクＴｍと高電圧系電力ライン４２の電圧ＶＨと仮進角値補正量θｉｃｏｔｍｐおよび実効値補正量Ｉｒｃｏとの関係の一例を示すマップである。この図７のマップでは、仮進角値補正量θｉｃｏｔｍｐは、モータ３２の回転数Ｎｍおよび出力トルクＴｍと高電圧系電力ライン４２の電圧ＶＨとに基づいて駆動装置全体の損失Ｌｏｓｓが最小またはその付近となるように予め実験や解析によって定められる。また、実効値補正量Ｉｒｃｏは、モータ３２の回転数Ｎｍおよび出力トルクＴｍと高電圧系電力ライン４２の電圧ＶＨとに基づいてトルク指令Ｔｍ＊と出力トルクＴｍとの差が打ち消されるまたは十分に小さくなるように予め実験や解析によって定められる。 In the drive device mounted on the electric vehicle 20 of the embodiment, the provisional advance angle is set based on the loss difference ΔLoss and the magnitude relationship between the current advance value of the previous-previous time (previously θi) and the previous advance value of the current (previous θi). The value correction amount θicotmp is set, and the effective value correction amount Irco is set based on the torque command Tm * of the motor 32 and the output torque Tm. However, the provisional advance value correction amount θicotmp and the effective value correction amount Irco may be set based on the map of FIG. 7, the rotation speed Nm and the output torque Tm of the motor 32, and the voltage VH of the high voltage system power line 42. Good. Here, the map of FIG. 7 shows an example of the relationship between the rotation speed Nm and output torque Tm of the motor 32, the voltage VH of the high voltage system power line 42, the temporary advance value correction amount θicotmp, and the effective value correction amount Irco. It is a map. In the map of FIG. 7, the provisional advance value correction amount θicotmp is based on the rotation speed Nm and the output torque Tm of the motor 32 and the voltage VH of the high voltage system power line 42, and the loss Loss of the entire drive device is the minimum or its loss. It is determined in advance by experiments and analysis so that it will be in the vicinity. Further, the effective value correction amount Irco is such that the difference between the torque command Tm * and the output torque Tm is canceled or is sufficiently canceled based on the rotation speed Nm and the output torque Tm of the motor 32 and the voltage VH of the high voltage system power line 42. It is determined in advance by experiments and analysis so as to be small.

この変形例では、モータ３２の回転数Ｎｍおよび出力トルクＴｍと高電圧系電力ライン４２の電圧ＶＨとに基づいて仮進角値補正量θｉｃｏｔｍｐおよび実効値補正量Ｉｒｃｏを設定するものとしたが、モータ３２の回転数Ｎｍおよび出力トルクＴｍと高電圧系電力ライン４２の電圧ＶＨと搬送波電圧の周波数（キャリア周波数）とに基づいて仮進角値補正量θｉｃｏｔｍｐおよび実効値補正量Ｉｒｃｏを設定するものとしてもよい。 In this modification, the provisional advance value correction amount θicotmp and the effective value correction amount Irco are set based on the rotation speed Nm and the output torque Tm of the motor 32 and the voltage VH of the high voltage system power line 42. The provisional advance value correction amount θicotmp and the effective value correction amount Irco are set based on the rotation speed Nm and output torque Tm of the motor 32, the voltage VH of the high voltage system power line 42, and the frequency of the carrier voltage (carrier frequency). May be

実施例の電気自動車２０に搭載される駆動装置では、バッテリ３６とインバータ３４との間に昇圧コンバータ４０を設けるものとしたが、この昇圧コンバータ４０を設けないものとしてもよい。 In the drive device mounted on the electric vehicle 20 of the embodiment, the boost converter 40 is provided between the battery 36 and the inverter 34, but the boost converter 40 may not be provided.

実施例では、走行用のモータ３２を備える電気自動車２０に搭載される駆動装置の構成としたが、走行用のモータの他にエンジンも備えるハイブリッド自動車に搭載される駆動装置の構成としてもよいし、建設設備などの移動しない設備に搭載される駆動装置の構成としてもよい。 In the embodiment, the configuration of the drive device mounted on the electric vehicle 20 including the traveling motor 32 is adopted, but the configuration of the drive device mounted on the hybrid vehicle including the engine in addition to the traveling motor may be adopted. Alternatively, the drive device may be configured to be installed in equipment that does not move such as construction equipment.

実施例の主要な要素と課題を解決するための手段の欄に記載した発明の主要な要素との対応関係について説明する。実施例では、モータ３２が「モータ」に相当し、インバータ３４が「インバータ」に相当し、電子制御ユニット５０が「制御装置」に相当する。 Correspondence between the main elements of the embodiment and the main elements of the invention described in the column of means for solving the problem will be described. In the embodiment, the motor 32 corresponds to a “motor”, the inverter 34 corresponds to an “inverter”, and the electronic control unit 50 corresponds to a “control device”.

なお、実施例の主要な要素と課題を解決するための手段の欄に記載した発明の主要な要素との対応関係は、実施例が課題を解決するための手段の欄に記載した発明を実施するための形態を具体的に説明するための一例であることから、課題を解決するための手段の欄に記載した発明の要素を限定するものではない。即ち、課題を解決するための手段の欄に記載した発明についての解釈はその欄の記載に基づいて行なわれるべきものであり、実施例は課題を解決するための手段の欄に記載した発明の具体的な一例に過ぎないものである。 The correspondence between the main elements of the embodiment and the main elements of the invention described in the column of means for solving the problem is the same as that of the embodiment described in the section of means for solving the problem. This is an example for specifically explaining the mode for carrying out the invention, and does not limit the elements of the invention described in the column of means for solving the problem. That is, the interpretation of the invention described in the column of means for solving the problem should be made based on the description in that column, and the embodiment is the invention of the invention described in the column of means for solving the problem. This is just a specific example.

以上、本発明を実施するための形態について実施例を用いて説明したが、本発明はこうした実施例に何等限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲内において、種々なる形態で実施し得ることは勿論である。 Although the embodiments for carrying out the present invention have been described above with reference to the embodiments, the present invention is not limited to these embodiments, and various embodiments are possible within the scope not departing from the gist of the present invention. Of course, it can be implemented.

本発明は、駆動装置の製造産業などに利用可能である。 INDUSTRIAL APPLICABILITY The present invention is applicable to the drive device manufacturing industry and the like.

２０電気自動車、２２ａ，２２ｂ駆動輪、２４デファレンシャルギヤ、２６駆動軸、３２モータ、３２ａ回転位置検出センサ、３２ｕ，３２ｖ，３６ｂ電流センサ、３４インバータ、３６バッテリ、３６ａ，４６ａ，４８ａ電圧センサ、４０昇圧コンバータ、４２高電圧系電力ライン、４４低電圧系電力ライン、４６，４８コンデンサ、５０電子制御ユニット、５２ＣＰＵ、５４ＲＯＭ、５６ＲＡＭ、６０イグニッションスイッチ、６１シフトレバー、６２シフトポジションセンサ、６３アクセルペダル、６４アクセルペダルポジションセンサ、６５ブレーキペダル、６６ブレーキペダルポジションセンサ、６８車速センサ、Ｄ１１〜Ｄ１６，Ｄ３１，Ｄ３２ダイオード、Ｌリアクトル、Ｔ１１〜Ｔ１６，Ｔ３１，Ｔ３２トランジスタ。 20 electric vehicle, 22a, 22b drive wheels, 24 differential gear, 26 drive shaft, 32 motor, 32a rotational position detection sensor, 32u, 32v, 36b current sensor, 34 inverter, 36 battery, 36a, 46a, 48a voltage sensor, 40 Boost converter, 42 high voltage power line, 44 low voltage power line, 46, 48 capacitor, 50 electronic control unit, 52 CPU, 54 ROM, 56 RAM, 60 ignition switch, 61 shift lever, 62 shift position sensor, 63 Accelerator pedal, 64 accelerator pedal position sensor, 65 brake pedal, 66 brake pedal position sensor, 68 vehicle speed sensor, D11 to D16, D31, D32 diode, L reactor, T11 to T16, T31, T32 transistor.

Claims

A motor,
An inverter for driving the motor,
When the PWM control and the rectangular wave control are switched and executed as the control of the inverter according to the modulation rate of the voltage, and when the PWM control is executed as the control of the inverter, based on the torque command of the motor. A control device for controlling the inverter by setting a current effective value and a current advance value supplied to the motor;
A drive device comprising:
The control device is
When executing the PWM control as the control of the inverter,
A process of setting a base effective value and a base advance value as a base value of the current effective value and the current advance value so that the current effective value is minimized based on a torque command of the motor;
The provisional advance value correction amount is set so that the loss of the entire drive device is smaller than the base advance value, and the correction coefficient is set so as to be smaller when the modulation rate is large than when it is small. A process of correcting the base advance value by using the advance value correction amount obtained as a product of the advance value correction amount and the correction coefficient, and setting the current advance value.
A process of setting an effective value correction amount so that a difference between the motor torque command and the output torque becomes small, and correcting the base effective value using the effective value correction amount to set the current effective value;
The drive that performs the.