JP6760218B2 - Inverter device - Google Patents

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Description

本発明は、インバータ装置に関し、詳しくは、インバータと、制御装置と、を備えるインバータ装置に関する。 The present invention relates to an inverter device, and more particularly to an inverter device including an inverter and a control device.

従来、この種のインバータ装置としては、インバータと、制御装置と、を備えるものが提案されている(例えば、特許文献1参照)。インバータは、複数のスイッチング素子のスイッチングによってモータを駆動している。制御装置は、インバータの制御としてPWM制御を実行する。そして、PWM制御を実行する際には、モータのトルク指令(要求トルク)に基づいてd軸,q軸の電流指令(指令電流)を設定して、設定したd軸,q軸の電流指令とd軸,q軸の実電流とに基づくモータの各相の電圧指令(指令電圧)からPWM信号を生成する。そして、生成したPWM信号の立ち下がりエッジおよび立ち下がりエッジを、複数のスイッチング素子のスイッチングにおけるデッドタイムの2分の1ずつ補正して、補正前のPWM信号とオン期間が同一の新たなPWM信号を生成する。こうして生成した新たなPWM信号で複数のスイッチング素子をスイッチング制御している。 Conventionally, as an inverter device of this type, a device including an inverter and a control device has been proposed (see, for example, Patent Document 1). The inverter drives the motor by switching a plurality of switching elements. The control device executes PWM control as control of the inverter. Then, when executing the PWM control, the d-axis and q-axis current commands (command current) are set based on the motor torque command (required torque), and the set d-axis and q-axis current commands are used. A PWM signal is generated from a voltage command (command voltage) of each phase of the motor based on the actual currents of the d-axis and the q-axis. Then, the falling edge and the falling edge of the generated PWM signal are corrected by half of the dead time in switching of a plurality of switching elements, and a new PWM signal having the same on period as the PWM signal before correction is corrected. To generate. A plurality of switching elements are switched and controlled by the new PWM signal generated in this way.

特開2012−178950号公報Japanese Unexamined Patent Publication No. 2012-178950

しかしながら、上述のインバータ装置では、デッドタイムに起因する誤差電圧がPWM信号の電圧に重畳されてスイッチング素子へ出力される。デッドタイムに起因する誤差電圧が変化すると、複数のスイッチング素子への出力電圧が変化して、モータから出力されるトルクが変化してしまう。 However, in the above-mentioned inverter device, the error voltage due to the dead time is superimposed on the voltage of the PWM signal and output to the switching element. When the error voltage due to the dead time changes, the output voltage to the plurality of switching elements changes, and the torque output from the motor changes.

本発明のインバータ装置は、デッドタイムによる誤差電圧の変化を抑制することを主目的とする。 The main object of the inverter device of the present invention is to suppress a change in an error voltage due to a dead time.

本発明のインバータ装置は、上述の主目的を達成するために以下の手段を採った。 The inverter device of the present invention has adopted the following means in order to achieve the above-mentioned main object.

本発明のインバータ装置は、
複数のスイッチング素子のスイッチングによってモータを駆動するインバータと、
前記インバータの制御としてPWM制御を実行し、前記PWM制御を実行する際には、前記モータのトルク指令に基づいて前記モータに供給する電流実効値と電流進角値とを設定し、前記設定した電流実効値と電流進角値とに基づく前記モータの各相の電圧指令と搬送波の電圧との比較により生成されるPWM信号を用いて前記複数のスイッチング素子をスイッチング制御する制御装置と、
を備えるインバータ装置であって、
前記制御装置は、前記モータの各相の相電流のうちの何れかがゼロクロスする電気角が、前記複数のスイッチング素子のスイッチングにおいてデッドタイムとなる電気角範囲外となるように、前記電流進角値を設定する、
ことを要旨とする。
The inverter device of the present invention
Inverters that drive motors by switching multiple switching elements,
PWM control is executed as the control of the inverter, and when the PWM control is executed, the current effective value and the current advance value to be supplied to the motor are set based on the torque command of the motor, and the settings are made. A control device that switches and controls the plurality of switching elements using a PWM signal generated by comparing the voltage command of each phase of the motor based on the current effective value and the current advance value with the voltage of the carrier.
It is an inverter device equipped with
In the control device, the current advance angle is such that the electric angle at which any one of the phase currents of each phase of the motor zero-crosses is out of the electric angle range that becomes a dead time in switching of the plurality of switching elements. Set the value,
The gist is that.

この本発明のインバータ装置では、インバータの制御としてPWM制御を実行し、PWM制御を実行する際には、モータのトルク指令に基づいてモータに供給する電流実効値と電流進角値とを設定し、設定した電流実効値と電流進角値とに基づくモータの各相の電圧指令と搬送波の電圧との比較により生成されるPWM信号を用いて複数のスイッチング素子をスイッチング制御する。そして、この際に、モータの各相の相電流のうちの何れかがゼロクロスする電気角が、複数のスイッチング素子のスイッチングにおいてデッドタイムとなる電気角範囲外となるように、電流進角値を設定する。ここで「ゼロクロス」とは、電流が正値から負値または負値から正値へ値0を跨いで変化することを言う。モータの各相の相電流のうちの何れかがゼロクロスする電気角(ゼロクロス電気角)は、モータの回転変動に伴って変化する。ゼロクロス電気角が複数のスイッチング素子のスイッチングにおいてデッドタイムとなる電気角範囲内のときに、ゼロクロス電気角が変化するとデッドタイムに起因する誤差電圧も変化してしまう。本発明では、ゼロクロス電気角が複数のスイッチング素子のスイッチングにおいてデッドタイムとなる電気角範囲外となるように、電流進角値を設定することにより、モータの回転変動などでゼロクロス電気角が変化したときでも、デッドタイムによる誤差電圧の変化を抑制することができる。 In the inverter device of the present invention, PWM control is executed as the control of the inverter, and when the PWM control is executed, the current effective value and the current advance value to be supplied to the motor are set based on the torque command of the motor. , The plurality of switching elements are switched and controlled by using the PWM signal generated by comparing the voltage command of each phase of the motor and the voltage of the carrier based on the set current effective value and the current advance value. Then, at this time, the current advance value is set so that the electric angle at which any one of the phase currents of each phase of the motor crosses zero is out of the electric angle range that becomes a dead time in switching of a plurality of switching elements. Set. Here, "zero cross" means that the current changes from a positive value to a negative value or from a negative value to a positive value across a value of 0. The electric angle at which any one of the phase currents of each phase of the motor zero-crosses (zero-cross electric angle) changes with the rotational fluctuation of the motor. When the zero-cross electric angle is within the electric angle range that becomes the dead time in switching of a plurality of switching elements, if the zero-cross electric angle changes, the error voltage due to the dead time also changes. In the present invention, by setting the current advance value so that the zero-cross electric angle is out of the electric angle range that becomes a dead time in switching of a plurality of switching elements, the zero-cross electric angle changes due to rotation fluctuation of the motor or the like. Even at times, changes in the error voltage due to dead time can be suppressed.

こうした本発明のインバータ装置において、前記制御装置は、前記インバータの変調率が第1所定値以上で前記PWM制御における同期数が第2所定値未満であるときには、前記電流進角値を、前記モータのトルク指令に基づく電流進角値である第1進角値に、前記変調率および前記同期数が小さいときには大きいときに比して大きくなる進角移行量を加えた値に設定してもよい。 In such an inverter device of the present invention, when the modulation factor of the inverter is equal to or higher than the first predetermined value and the synchronization number in the PWM control is less than the second predetermined value, the control device sets the current advance value to the motor. The first advance value, which is the current advance value based on the torque command of, may be set to a value obtained by adding the advance angle shift amount, which is larger when the modulation factor and the synchronization number are small than when the synchronization number is large. ..

本発明の一実施例としての駆動装置を搭載する電気自動車20の構成の概略を示す構成図である。It is a block diagram which shows the outline of the structure of the electric vehicle 20 which mounts the drive device as one Example of this invention. モータ32の回転数Nmとトルクと制御モードとの関係であるマップの一例を示す説明図である。It is explanatory drawing which shows an example of the map which is the relationship between the rotation speed Nm of a motor 32, torque, and a control mode. 電圧指令Vu*とモータ32の相電流Iuとの関係の一例を示す説明図である。It is explanatory drawing which shows an example of the relationship between the voltage command Vu * and the phase current Iu of a motor 32. 電流指令設定処理の一例を示すブロック図である。It is a block diagram which shows an example of a current command setting process. 第2マップの一例を示す説明図である。It is explanatory drawing which shows an example of the 2nd map.

次に、本発明を実施するための形態を実施例を用いて説明する。 Next, a mode for carrying out the present invention will be described with reference to Examples.

図1は、本発明の一実施例としての駆動装置を搭載する電気自動車20の構成の概略を示す構成図である。実施例の電気自動車20は、図示するように、モータ32と、インバータ34と、バッテリ36と、電子制御ユニット50と、を備える。 FIG. 1 is a configuration diagram showing an outline of a configuration of an electric vehicle 20 equipped with a drive device as an embodiment of the present invention. As shown in the figure, the electric vehicle 20 of the embodiment includes a motor 32, an inverter 34, a battery 36, and an electronic control unit 50.

モータ32は、同期発電電動機として構成されており、永久磁石が埋め込まれた回転子と、三相コイルが巻回された固定子と、を備える。このモータ32の回転子は、駆動輪22a,22bにデファレンシャルギヤ24を介して連結された駆動軸26に接続されている。 The motor 32 is configured as a synchronous motor generator, and includes a rotor in which a permanent magnet is embedded and a stator in which a three-phase coil is wound. The rotor of the motor 32 is connected to a drive shaft 26 connected to the drive wheels 22a and 22b via a differential gear 24.

インバータ34は、モータ32に接続されると共に電力ライン42を介してバッテリ36に接続されている。このインバータ34は、6つのトランジスタT11〜T16と、6つのダイオードD11〜D16と、を有する。トランジスタT11〜T16は、それぞれ電力ライン42の正極母線と負極母線とに対してソース側とシンク側になるように2個ずつペアで配置されている。6つのダイオードD11〜D16は、それぞれトランジスタT11〜T16に逆方向に並列接続されている。トランジスタT11〜T16の対となるトランジスタ同士の接続点の各々には、モータ32の三相コイル(U相,V相,W相)の各々が接続されている。したがって、インバータ34に電圧が作用しているときに、電子制御ユニット50によって、対となるトランジスタT11〜T16のオン時間の割合が調節されることにより、三相コイルに回転磁界が形成され、モータ32が回転駆動される。電力ライン42の正極母線と負極母線とには、平滑用のコンデンサ46が取り付けられている。 The inverter 34 is connected to the motor 32 and is connected to the battery 36 via the power line 42. The inverter 34 has six transistors T11 to T16 and six diodes D11 to D16. Two transistors T11 to T16 are arranged in pairs so as to be on the source side and the sink side with respect to the positive electrode bus and the negative electrode bus of the power line 42, respectively. The six diodes D11 to D16 are connected in parallel to the transistors T11 to T16 in opposite directions, respectively. Each of the three-phase coils (U-phase, V-phase, W-phase) of the motor 32 is connected to each of the connection points between the transistors that are a pair of the transistors T11 to T16. Therefore, when a voltage is applied to the inverter 34, the electronic control unit 50 adjusts the ratio of the on-time of the paired transistors T11 to T16, so that a rotating magnetic field is formed in the three-phase coil and the motor. 32 is rotationally driven. A smoothing capacitor 46 is attached to the positive electrode bus and the negative electrode bus of the power line 42.

バッテリ36は、例えばリチウムイオン二次電池やニッケル水素二次電池として構成されている。 The battery 36 is configured as, for example, a lithium ion secondary battery or a nickel hydrogen secondary battery.

電子制御ユニット50は、CPU52を中心とするマイクロプロセッサとして構成されており、CPU52の他に、処理プログラムを記憶するROM54やデータを一時的に記憶するRAM56,入出力ポートを備える。 The electronic control unit 50 is configured as a microprocessor centered on a CPU 52, and includes a ROM 54 for storing a processing program, a RAM 56 for temporarily storing data, and an input / output port in addition to the CPU 52.

電子制御ユニット50には、各種センサからの信号が入力ポートを介して入力されている。電子制御ユニット50に入力される信号としては、例えば、モータ32の回転子の回転位置を検出する回転位置検出センサ(例えばレゾルバ)32aからのモータ32の回転子の回転位置θmや、電流を検出する電流センサ32u,32vからのモータ32に流れる相電流Iu,Ivを挙げることができる。また、バッテリ36の端子間に取り付けられた電圧センサ36aからの電圧Vbや、バッテリ36の出力端子に取り付けられた電流センサ36bからの電流Ibも挙げることができる。さらに、コンデンサ46の端子間に取り付けられた電圧センサ46aからのコンデンサ46(電力ライン42)の電圧VCも挙げることができる。加えて、イグニッションスイッチ60からのイグニッション信号や、シフトレバー61の操作位置を検出するシフトポジションセンサ62からのシフトポジションSPも挙げることができる。また、アクセルペダル63の踏み込み量を検出するアクセルペダルポジションセンサ64からのアクセル開度Accや、ブレーキペダル65の踏み込み量を検出するブレーキペダルポジションセンサ66からのブレーキペダルポジションBP,車速センサ68からの車速Vも挙げることができる。 Signals from various sensors are input to the electronic control unit 50 via input ports. As signals input to the electronic control unit 50, for example, the rotation position θm of the rotor of the motor 32 from the rotation position detection sensor (for example, resolver) 32a that detects the rotation position of the rotor of the motor 32, and the current are detected. The phase currents Iu and Iv flowing from the current sensors 32u and 32v to the motor 32 can be mentioned. Further, the voltage Vb from the voltage sensor 36a attached between the terminals of the battery 36 and the current Ib from the current sensor 36b attached to the output terminal of the battery 36 can also be mentioned. Further, the voltage VC of the capacitor 46 (power line 42) from the voltage sensor 46a attached between the terminals of the capacitor 46 can also be mentioned. In addition, the ignition signal from the ignition switch 60 and the shift position SP from the shift position sensor 62 that detects the operation position of the shift lever 61 can also be mentioned. Further, the accelerator opening Acc from the accelerator pedal position sensor 64 that detects the depression amount of the accelerator pedal 63, the brake pedal position BP from the brake pedal position sensor 66 that detects the depression amount of the brake pedal 65, and the vehicle speed sensor 68. The vehicle speed V can also be mentioned.

電子制御ユニット50からは、各種制御信号が出力ポートを介して出力されている。電子制御ユニット50から出力される信号としては、例えば、インバータ34のトランジスタT11〜T16へのスイッチング制御信号を挙げることができる。電子制御ユニット50は、回転位置検出センサ32aからのモータ32の回転子の回転位置θmに基づいてモータ32の電気角θeや回転数Nmを演算している。 Various control signals are output from the electronic control unit 50 via the output port. Examples of the signal output from the electronic control unit 50 include a switching control signal for the transistors T11 to T16 of the inverter 34. The electronic control unit 50 calculates the electric angle θe and the rotation speed Nm of the motor 32 based on the rotation position θm of the rotor of the motor 32 from the rotation position detection sensor 32a.

電子制御ユニット50は、電流センサ36bからのバッテリ36の電流Ibの積算値に基づいてバッテリ36の蓄電割合SOCを演算している。ここで、蓄電割合SOCは、バッテリ36の全容量に対するバッテリ36から放電可能な電力の容量の割合である。 The electronic control unit 50 calculates the storage ratio SOC of the battery 36 based on the integrated value of the current Ib of the battery 36 from the current sensor 36b. Here, the storage ratio SOC is the ratio of the capacity of electric power that can be discharged from the battery 36 to the total capacity of the battery 36.

こうして構成された実施例の電気自動車20では、電子制御ユニット50は、以下の走行制御を行なう。走行制御では、アクセル開度Accと車速Vとに基づいて駆動軸26に要求される要求トルクTd*を設定し、設定した要求トルクTd*をモータ32のトルク指令Tm*に設定し、モータ32がトルク指令Tm*で駆動されるようにインバータ34のトランジスタT11〜T16のスイッチング制御を行なう。 In the electric vehicle 20 of the embodiment configured in this way, the electronic control unit 50 performs the following traveling control. In the traveling control, the required torque Td * required for the drive shaft 26 is set based on the accelerator opening degree Acc and the vehicle speed V, the set required torque Td * is set as the torque command Tm * of the motor 32, and the motor 32. Is driven by the torque command Tm *, and the switching control of the transistors T11 to T16 of the inverter 34 is performed.

ここで、インバータ34の制御について説明する。実施例では、電子制御ユニット50は、モータ32の回転数Nmとトルク指令Tm*とに基づいてそれぞれ複数の制御モードから1つの制御モードを選択してインバータ34をスイッチング制御する。図2は、モータ32の回転数Nmとトルク指令Tm*と制御モードとの関係であるマップの一例を示す説明図である。ここで、インバータ34の制御モードは、それぞれマップにより、モータ32の回転数Nmおよびトルク指令Tm*が低い領域から順に、三角波比較によるパルス幅変調(PWM)制御による正弦波制御モード,トルク指令に応じた電圧位相の矩形波電圧でインバータをスイッチングする矩形波制御モードが選択されるように予め定められている。さらに、インバータ34の正弦波制御モードには、それぞれ、モータの回転数に同期(比例)してキャリアとしての三角波の周波数(キャリア周波数)を変更させる方式である同期キャリアPWM制御方式や、予め定められたキャリア周波数を用いるためモータの回転数に同期しない方式である非同期キャリアPWM制御方式がある。実施例では、非同期キャリアPWM制御方式では、モータの回転数が閾値Nref未満のときには周波数Fc1を用い、モータの回転数が閾値Nref以上のときには周波数Fc2を用いるものとした。また、同期キャリアPWM制御方式では、インバータを良好に制御可能な範囲内で予め定められた比較的少ない数周期分(例えば6や8など)の三角波形が正弦波状の出力電圧指令値の1周期に丁度含まれるようにキャリア周波数を定めるものとした。同期キャリアPWM制御方式を用いると、インバータ34によるモータ32の制御性を良好にすることができると共に、モータ32の回転数Nmに応じた周波数となるから、非同期キャリアPWM制御方式に比して周波数を小さくすることができる。このため、インバータ34のスイッチング損失を小さくすることができる。正弦波制御モードでは、変調率Rmが値Rmref(例えば、0.70,0.71,0.72)未満であるときには、非同期キャリアPWM制御方式を選択し、変調率Rmが値Rmref以上であるときには、同期キャリアPWM制御方式を選択する。ここで、変調率Rmは、インバータ34の入力電圧(電力ライン42の電圧)に対する出力電圧(モータ32の印加電圧)の実効値の割合である。 Here, the control of the inverter 34 will be described. In the embodiment, the electronic control unit 50 switches and controls the inverter 34 by selecting one control mode from a plurality of control modes based on the rotation speed Nm of the motor 32 and the torque command Tm *. FIG. 2 is an explanatory diagram showing an example of a map showing the relationship between the rotation speed Nm of the motor 32, the torque command Tm *, and the control mode. Here, the control modes of the inverter 34 are set to the sine wave control mode and the torque command by pulse width modulation (PWM) control by triangular wave comparison in order from the region where the rotation speed Nm of the motor 32 and the torque command Tm * are low according to the map. It is predetermined that the square wave control mode for switching the inverter with the square wave voltage of the corresponding voltage phase is selected. Further, the sine wave control mode of the inverter 34 includes a synchronous carrier PWM control method, which is a method of changing the frequency (carrier frequency) of the triangular wave as a carrier in synchronization (proportional) with the rotation speed of the motor, and a predetermined method. There is an asynchronous carrier PWM control method which is a method which is not synchronized with the rotation speed of the motor because the obtained carrier frequency is used. In the embodiment, in the asynchronous carrier PWM control method, the frequency Fc1 is used when the rotation speed of the motor is less than the threshold value Nref, and the frequency Fc2 is used when the rotation speed of the motor is equal to or higher than the threshold value Nref. Further, in the synchronous carrier PWM control method, a triangular waveform for a relatively small number of cycles (for example, 6 or 8) predetermined within a range in which the inverter can be satisfactorily controlled is one cycle of a sinusoidal output voltage command value. The carrier frequency was set so that it was included in. When the synchronous carrier PWM control method is used, the controllability of the motor 32 by the inverter 34 can be improved, and the frequency corresponds to the rotation speed Nm of the motor 32. Therefore, the frequency is higher than that of the asynchronous carrier PWM control method. Can be made smaller. Therefore, the switching loss of the inverter 34 can be reduced. In the sine wave control mode, when the modulation factor Rm is less than the value Rmref (for example, 0.70, 0.71, 0.72), the asynchronous carrier PWM control method is selected, and the modulation factor Rm is equal to or more than the value Rmref. Occasionally, the synchronous carrier PWM control method is selected. Here, the modulation factor Rm is the ratio of the effective value of the output voltage (the applied voltage of the motor 32) to the input voltage of the inverter 34 (the voltage of the power line 42).

次に、こうして構成された実施例の電気自動車20の動作、正弦波制御モードでインバータ34を制御する際においてトランジスタT11〜T16のPWM信号を生成する処理について説明する。 Next, the operation of the electric vehicle 20 of the embodiment configured in this way, and the process of generating the PWM signals of the transistors T11 to T16 when controlling the inverter 34 in the sine wave control mode will be described.

正弦波制御モードでは、電子制御ユニット50のCPU52は、まず、モータ32の相電流Iu,Ivや電気角θe,回転数Nm,トルク指令Tm*,バッテリ36の電圧Vbや電流Ib,電力ライン42(コンデンサ46)の電圧VCなどのデータを入力する。モータ32の相電流Iu,Ivは、電流センサ32u,32vによって検出された値を入力する。モータ32の電気角θeや回転数Nmは、回転位置検出センサ32aによって検出されたモータ32の回転子の回転位置θmに基づいて演算された値を入力する。モータ32のトルク指令Tm*は、上述の走行制御によって設定された値を入力する。バッテリ36の電圧Vb,電流Ibは、それぞれ電圧センサ36a,電流センサ36bによって検出された値を入力する。電力ライン42(コンデンサ46)の電圧VCは、電圧センサ46aによって検出された値を入力する。 In the sine wave control mode, the CPU 52 of the electronic control unit 50 first uses the phase currents Iu and Iv and the electric angle θe of the motor 32, the number of revolutions Nm, the torque command Tm *, the voltage Vb and the current Ib of the battery 36, and the power line 42. Data such as voltage VC of (capacitor 46) is input. For the phase currents Iu and Iv of the motor 32, the values detected by the current sensors 32u and 32v are input. For the electric angle θe and the rotation speed Nm of the motor 32, values calculated based on the rotation position θm of the rotor of the motor 32 detected by the rotation position detection sensor 32a are input. The torque command Tm * of the motor 32 inputs a value set by the above-mentioned traveling control. For the voltage Vb and the current Ib of the battery 36, the values detected by the voltage sensor 36a and the current sensor 36b are input, respectively. The voltage VC of the power line 42 (capacitor 46) inputs the value detected by the voltage sensor 46a.

こうしてデータを入力すると、モータ32の各相(U相,V相,W相)に流れる電流の総和が値0であるとして、モータ32の電気角θeを用いて、U相,V相の相電流Iu,Ivをd軸,q軸の電流Id,Iqに座標変換(3相−2相変換)し、続いて、モータ32に供給する電流の実効値である電流実効値Irを設定すると共に、後述の図4の電流指令設定処理により、モータ32に供給する電流のq軸に対する進角値である電流進角値θiを設定し、設定した電流実効値Irおよび電流進角値θiに基づいてd軸,q軸の電流指令Id*,Iq*を設定する。ここで、電流実効値Irは、d軸の電流指令Id*の二乗とq軸の電流指令Iq*の二乗との和の平方根として得られるものに相当し、電流進角値θiは、d−q座標系におけるd軸,q軸の電流指令Id*,Iq*に基づく電流ベクトルのq軸に対する角度(進角値)として得られるものに相当する。 When the data is input in this way, assuming that the total value of the currents flowing in each phase (U phase, V phase, W phase) of the motor 32 is 0, the phase of the U phase and the V phase is used by using the electric angle θe of the motor 32. Coordinate conversion (3-phase-2 phase conversion) of the currents Iu and Iv to the d-axis and q-axis currents Id and Iq is performed, and then the current effective value Ir, which is the effective value of the current supplied to the motor 32, is set. The current advance value θi, which is the advance value of the current supplied to the motor 32 with respect to the q-axis, is set by the current command setting process of FIG. 4 described later, and is based on the set current effective value Ir and the current advance value θi. Set the d-axis and q-axis current commands Id * and Iq *. Here, the current effective value Ir corresponds to the square root of the sum of the square of the current command Id * on the d-axis and the square of the current command Iq * on the q-axis, and the current advance value θi is d−. It corresponds to what is obtained as the angle (advance angle value) of the current vector based on the current commands Id * and Iq * of the d-axis and q-axis in the q-coordinate system with respect to the q-axis.

次に、d軸,q軸の電流指令Id*,Iq*とd軸,q軸の電流Id,Iqとの差分ΔId,ΔIqとに基づくフィードバック項と、各軸相互に干渉する項をキャンセルするためのフィードフォワード項と、の和としてd軸,q軸の電圧指令Vd*,Vq*を計算する。続いて、d軸の電圧指令Vd*の二乗とq軸の電圧指令Vq*の二乗との和の平方根として計算される電圧指令絶対値Vdqを電力ライン42の電圧VCで除して、電圧の変調率Rmを計算する。そして、モータ32の電気角θeを用いてd軸,q軸の電圧指令Vd*,Vq*を各相の電圧指令Vu*,Vv*,Vw*に座標変換(2相−3相変換)し、この電圧指令Vu*,Vv*,Vwと搬送波電圧との比較によってトランジスタT11〜T16のPWM信号を生成する。こうしてトランジスタT11〜T16のPWM信号を生成すると、このPWM信号を用いてトランジスタT11〜T16のスイッチング制御を行なう。トランジスタT11〜T16のスイッチング制御では、上アームのトランジスタT11〜T13と下アームのトランジスタT14〜T16とが同時にオンとならないように、上アームのトランジスタT11〜T13と下アームのトランジスタT14〜T16とが共にオフとなる期間(デッドタイム)をもってトランジスタT11〜T16をスイッチングする。 Next, the feedback term based on the difference between the d-axis and q-axis current commands Id * and Iq * and the d-axis and q-axis currents Id and Iq and the terms that interfere with each other are canceled. The voltage commands Vd * and Vq * on the d-axis and q-axis are calculated as the sum of the feedback term for this. Subsequently, the voltage command absolute value Vdq calculated as the square root of the sum of the square of the d-axis voltage command Vd * and the square of the q-axis voltage command Vq * is divided by the voltage VC of the power line 42 to obtain the voltage. Calculate the modulation factor Rm. Then, using the electric angle θe of the motor 32, the voltage commands Vd * and Vq * on the d-axis and q-axis are coordinate-converted to the voltage commands Vu *, Vv *, Vw * of each phase (2-phase-3 phase conversion). , The PWM signals of the transistors T11 to T16 are generated by comparing the voltage commands Vu *, Vv *, Vw with the carrier voltage. When the PWM signals of the transistors T11 to T16 are generated in this way, the switching control of the transistors T11 to T16 is performed using the PWM signals. In the switching control of the transistors T11 to T16, the upper arm transistors T11 to T13 and the lower arm transistors T14 to T16 are used so that the upper arm transistors T11 to T13 and the lower arm transistors T14 to T16 are not turned on at the same time. Transistors T11 to T16 are switched with a period (dead time) in which both are off.

図3は、電圧指令Vu*とモータ32の相電流Iuとの関係の一例を示す説明図である。相電流Iuは、図示するように、電気角θeが値θa,θbでゼロクロスしている(正値から負値または負値から正値へ値0を跨いで変化している)。値θa,θbは、モータ32の回転変動に伴って変化する。トランジスタT11〜T16のスイッチングにおいてデッドタイムとなる電気角範囲Lθd内となっている値θaが変化すると、デッドタイムに起因する誤差電圧が変化し、モータ32から出力されるトルクが変動する。デッドタイムに起因する誤差電圧の変化は、モータ32の相電流Iv,Iwと電圧指令Vv*,Vw*との関係でも同様である。実施例では、こうしたデッドタイムに起因する誤差電圧の変化を抑制して、モータ32のトルクの変動を抑制するために、図4に例示する電流指令設定処理を実行している。 FIG. 3 is an explanatory diagram showing an example of the relationship between the voltage command Vu * and the phase current Iu of the motor 32. As shown in the figure, the phase current Iu has an electric angle θe zero-crossed at the values θa and θb (changes from a positive value to a negative value or from a negative value to a positive value across a value of 0). The values θa and θb change as the rotation of the motor 32 fluctuates. When the value θa within the electric angle range Lθd, which is the dead time in the switching of the transistors T11 to T16, changes, the error voltage due to the dead time changes, and the torque output from the motor 32 fluctuates. The change in the error voltage due to the dead time is the same in the relationship between the phase currents Iv and Iw of the motor 32 and the voltage commands Vv * and Vw *. In the embodiment, the current command setting process illustrated in FIG. 4 is executed in order to suppress the change in the error voltage due to the dead time and suppress the fluctuation in the torque of the motor 32.

次に、図4の電流指令設定処理について説明する。この電流指令設定処理では、電子制御ユニット50のCPU52は、まず、PWM制御の種別(同期キャリアPWM制御方式による制御(以下、「同期PWM制御」という)を実行中であるか、非同期キャリアPAM制御方式による制御(以下、「非同期PWM制御」という)を実行中であるか)と同期数Nsと変調率Rmとに基づいて進角値を変更する変更処理を実施するか否かを判定する実施判定を実行する(ステップS100)。ここでは、同期PWM制御を実行中であり、且つ、同期数Nsが値Nsref(例えば、9,12,15など)未満であり、且つ、変調率Rmが上述した値Rmref以上であるときに、変更処理を実施すると判定する。非同期PWM制御を実行中であったり、同期PWM制御を実行していても同期数Nsが値Nsref以上であるときや変調率Rmが値Rmref未満であるときには、変更処理を実施しないと判定する。ここで、「同期数Ns」は、各相の電圧指令の1周期(電気角θeで360度)当たりの搬送波(三角波)の数である。ステップS100で、非同期PWM制御を実行中であるときに変更処理を実施しないのは、非同期PWM制御は、全体として同期PWM制御を実行する際に比して回転数Nmが低く、同期数Nsが大きくなる傾向にあることから、相電流Iu,Iv,Iwの何れかがゼロクロスする電気角θeが電気角範囲Lθd内で変化して、デッドタイムによる誤差電圧が変化してインバータ34の出力電圧が変化したときでも、比較的早期に出力電圧の変化が抑制されることに基づく。同期PWM制御を実行していても同期数Nsが値Nsref以上であるときに変更処理を実施しないのも、同様の理由に基づく。同期PWM制御を実行していても変調率Rmが値Rmref未満のときに変更処理を実施しないのは、変調率Rmが値Rmref未満になると、同期PWMから非同期PWM制御へ移行することに基づく。 Next, the current command setting process of FIG. 4 will be described. In this current command setting process, the CPU 52 of the electronic control unit 50 first executes the type of PWM control (control by the synchronous carrier PWM control method (hereinafter, referred to as “synchronous PWM control”) or asynchronous carrier PAM control. Implementation to determine whether or not to execute a change process for changing the advance angle value based on the control by the method (hereinafter referred to as "asynchronous PWM control"), the synchronization number Ns, and the modulation factor Rm. The determination is executed (step S100). Here, when the synchronous PWM control is being executed, the synchronization number Ns is less than the value Nsref (for example, 9, 12, 15, etc.), and the modulation factor Rm is equal to or more than the above-mentioned value Rmref. It is determined that the change process will be performed. It is determined that the change process is not executed when the asynchronous PWM control is being executed, or when the synchronization number Ns is equal to or greater than the value Nsref or the modulation factor Rm is less than the value Rmref even if the synchronous PWM control is being executed. Here, the "synchronous number Ns" is the number of carrier waves (triangle waves) per cycle (360 degrees at the electric angle θe) of the voltage command of each phase. The reason why the change process is not executed when the asynchronous PWM control is being executed in step S100 is that the asynchronous PWM control as a whole has a lower rotation speed Nm and a synchronous number Ns than when the synchronous PWM control is executed. Since it tends to increase, the electric angle θe at which any of the phase currents Iu, Iv, and Iw crosses zero changes within the electric angle range Lθd, the error voltage due to the dead time changes, and the output voltage of the inverter 34 changes. It is based on the fact that the change in output voltage is suppressed relatively early even when it changes. The reason why the change process is not executed when the synchronization number Ns is equal to or greater than the value Nsref even if the synchronous PWM control is executed is based on the same reason. The reason why the change process is not performed when the modulation factor Rm is less than the value Rmref even if the synchronous PWM control is executed is based on the shift from the synchronous PWM to the asynchronous PWM control when the modulation factor Rm becomes less than the value Rmref.

次に、電流進角値θiを設定する(ステップS110)。ここでは、ステップS100で変更処理を実施しないと判定したときには電流進角値θiを第1進角値θi1に設定し、ステップS100で変更処理を実施すると判定したときには電流進角値θiを第2進角値θi2に設定する。 Next, the current advance value θi is set (step S110). Here, when it is determined in step S100 that the change process is not performed, the current advance value θi is set to the first advance value θi1, and when it is determined in step S100 that the change process is to be performed, the current advance value θi is set to the second. The advance value is set to θi2.

第1進角値θi1は、モータ32のトルク指令Tm*と電流実効値Irと電流進角値θiとの関係(具体的には、トルク指令Tm*と電流実効値Irとモータ32からトルク指令Tm*を出力する際に効率が最大となる電流進角値θiとの関係)を予め定めて第1マップとしてROM54に記憶しておき、トルク指令Tm*と電流実効値Irとが与えられると、第1マップから対応する電流進角値θiを導出して設定する。 The first advance angle value θi1 is the relationship between the torque command Tm * of the motor 32, the current effective value Ir, and the current advance angle value θi (specifically, the torque command Tm *, the current effective value Ir, and the torque command from the motor 32. (Relationship with the current advance value θi that maximizes efficiency when outputting Tm *) is determined in advance and stored in the ROM 54 as the first map, and when the torque command Tm * and the current effective value Ir are given. , The corresponding current advance value θi is derived from the first map and set.

第2進角値θi2は、上述した方法で設定した第1進角値θi1に進角移行量dθiを加えた値に設定する。進角移行量dθiは、変調率Rmと同期数Nsとモータの相電流Iu,Iv,Iwがゼロクロスする電気角θeを電気角範囲Lθd外とするための進角移行量dθiとの関係を予め第2マップとしてROM54に記憶しておき、変調率Rmと同期数Nsとが与えられると、第2マップから対応する進角移行量dθiを導出して設定する。図5は、第2マップの一例を示す説明図である。進角移行量dθiは、図示するように、変調率Rmが値Rmref未満で同期数Nsが値Nsref以上であるときには、上述したようにステップS100で変更処理を実施しない判定するから、値0に設定されている。進角移行量dθiは、変調率Rmが値Rmref以上で同期数Nsが値Nsref未満であるときには、変調率Rm,同期数Nsが小さいときには大きいときに比して大きく、即ち、変調率Rm,同期数Nsが小さくなるほど大きく設定される。進角移行量dθiを変調率Rm,同期数Nsが小さくなるほど大きく設定するのは、以下の理由に基づく。変調率Rmが同一であるときには、同期数Nsが小さくなるほど、PWM信号が対応するトランジスタをオンするタイミングとオフするタイミングとの間隔が広がるため、進角移行量dθiを大きく設定することができる。進角移行量dθiを大きくすると、回転数Nmの変動等による相電流Iu,Iv,Iwの何れかがゼロクロスする電気角θeの変化に対するロバスト性が高くなる。また、同期数Nsが同一であるときには、変調率Rmが大きくなるほど、PWM信号が対応するトランジスタをオンオフする回数が減少する。オンオフの回数が減少すると、電流進角値θiを設定可能な電気角θeの範囲が広くなるから、進角移行量dθiをより小さくすることができる。即ち、同期数Nsが同一であるときには、変調率Rmが小さくなるほど、進角移行量dθiを大きく設定する。こうした理由により、進角移行量dθiを変調率Rm,同期数Nsが小さくなるほど大きく設定している。 The second advance angle value θi2 is set to a value obtained by adding the advance angle transition amount dθi to the first advance angle value θi1 set by the method described above. The advance angle transition amount dθi has a relationship with the advance angle transition amount dθi for making the electric angle θe at which the modulation factor Rm, the synchronization number Ns, and the phase currents Iu, Iv, and Iw of the motor zero cross out of the electric angle range Lθd. It is stored in the ROM 54 as the second map, and when the modulation factor Rm and the synchronization number Ns are given, the corresponding advance angle transition amount dθi is derived and set from the second map. FIG. 5 is an explanatory diagram showing an example of the second map. As shown in the figure, when the modulation factor Rm is less than the value Rmref and the synchronization number Ns is greater than or equal to the value Nsref, the advance angle transition amount dθi is set to a value 0 because it is determined that the change process is not performed in step S100 as described above. It is set. When the modulation factor Rm is equal to or greater than the value Rmref and the synchronization number Ns is less than the value Nsref, the advance angle transition amount dθi is larger than when the modulation factor Rm and the synchronization number Ns are small, that is, when the modulation factor Rm is large. The smaller the synchronization number Ns, the larger the setting. The reason why the advance angle transition amount dθi is set larger as the modulation factor Rm and the synchronization number Ns become smaller is based on the following reasons. When the modulation factors Rm are the same, as the synchronization number Ns becomes smaller, the interval between the timing at which the PWM signal corresponds to the transistor is turned on and the timing at which the PWM signal is turned off becomes wider, so that the advance angle transition amount dθi can be set larger. When the advance angle transition amount dθi is increased, the robustness to a change in the electric angle θe at which any of the phase currents Iu, Iv, and Iw zero-crosses due to fluctuations in the rotation speed Nm or the like becomes high. Further, when the number of synchronizations Ns is the same, the larger the modulation factor Rm, the smaller the number of times the PWM signal turns the corresponding transistor on and off. As the number of on / off decreases, the range of the electric angle θe in which the current advance value θi can be set becomes wider, so that the advance angle transition amount dθi can be made smaller. That is, when the synchronization number Ns is the same, the smaller the modulation factor Rm, the larger the advance angle transition amount dθi is set. For this reason, the advance angle transition amount dθi is set larger as the modulation factor Rm and the synchronization number Ns become smaller.

こうして電流進角値θiを設定すると、設定した電流実効値Irおよび電流進角値θiに基づいてd軸,q軸の電流指令Id*,Iq*を設定して(ステップS120)、電流指令設定処理を終了する。こうした処理により、ゼロクロス電気角θaを電気角範囲Lθd外となるから、デッドタイムによる誤差電圧の変化を抑制することができる。これにより、インバータ34の出力電圧の変化を抑制することができ、モータ32のトルク変動を抑制することができる。 When the current advance value θi is set in this way, the d-axis and q-axis current commands Id * and Iq * are set based on the set current effective value Ir and the current advance value θi (step S120), and the current command is set. End the process. By such processing, since the zero cross electric angle θa is outside the electric angle range Lθd, it is possible to suppress the change in the error voltage due to the dead time. As a result, the change in the output voltage of the inverter 34 can be suppressed, and the torque fluctuation of the motor 32 can be suppressed.

以上説明した実施例の電気自動車20によれば、モータ32の各相の相電流Iu,Iv,Iwのうちの何れかがゼロクロスする電気角θeが、電気角範囲Lθd外となるように、電流進角値θiを設定することにより、デッドタイムに起因する誤差電圧の変化を抑制することができる。 According to the electric vehicle 20 of the embodiment described above, the current is such that the electric angle θe at which any of the phase currents Iu, Iv, and Iw of each phase of the motor 32 crosses zero is outside the electric angle range Lθd. By setting the advance angle value θi, it is possible to suppress the change in the error voltage due to the dead time.

実施例の電気自動車20では、図4に例示した電流指令設定処理のステップS110で、進角値を変更する変更処理を実行するときには、進角移行量dθiを、変調率Rmと同期数Nsとモータの相電流Iu,Iv,Iwがゼロクロスする電気角を電気角範囲Lθd外とするための進角移行量dθiとの関係を予め第2マップとしてROM54に記憶しておき、変調率Rmと同期数Nsとが与えられると、第2マップから対応する進角移行量dθiを導出して設定している。しかしながら、進角移行量dθiを、トルク指令Tm*とモータ32の回転数Nmとモータの相電流Iu,Iv,Iwがゼロクロスする電気角を電気角範囲Lθd外とするための進角移行量dθiとの関係を予め第3マップとしてROM54に記憶しておき、トルク指令Tm*と回転数Nmとが与えられると、第3マップから対応する進角移行量dθiを導出して設定してもよい。この場合、進角移行量dθiを、トルク指令Tm*,回転数Nmが小さいときには大きいときに比して大きく、即ち、トルク指令Tm*,回転数Nmが小さくなるほど大きく設定すればよい。 In the electric vehicle 20 of the embodiment, when the change process for changing the advance angle value is executed in step S110 of the current command setting process illustrated in FIG. 4, the advance angle transition amount dθi is set to the modulation factor Rm and the synchronization number Ns. The relationship with the advance angle transition amount dθi for making the electric angle at which the phase currents Iu, Iv, and Iw of the motor zero cross is outside the electric angle range Lθd is stored in the ROM 54 as a second map in advance, and synchronized with the modulation factor Rm. When the number Ns is given, the corresponding advance angle transition amount dθi is derived and set from the second map. However, the advance angle transition amount dθi for setting the electric angle at which the torque command Tm *, the rotation speed Nm of the motor 32, and the phase currents Iu, Iv, and Iw of the motor zero cross is outside the electric angle range Lθd. The relationship with the above may be stored in the ROM 54 as a third map in advance, and when the torque command Tm * and the rotation speed Nm are given, the corresponding advance angle shift amount dθi may be derived and set from the third map. .. In this case, the advance angle transition amount dθi may be set larger when the torque command Tm * and the rotation speed Nm are smaller than when it is large, that is, as the torque command Tm * and the rotation speed Nm are smaller.

実施例では、本発明を電気自動車20に適用した場合について例示したが、本発明を複数のスイッチング素子のスイッチングによってモータを駆動するインバータを備えるインバータ装置に適用してもよい。 In the examples, the case where the present invention is applied to the electric vehicle 20 has been illustrated, but the present invention may be applied to an inverter device including an inverter that drives a motor by switching a plurality of switching elements.

実施例の主要な要素と課題を解決するための手段の欄に記載した発明の主要な要素との対応関係について説明する。実施例では、インバータ34が「インバータ」に相当し、電子制御ユニット50が「制御装置」に相当する。 The correspondence between the main elements of the examples and the main elements of the invention described in the column of means for solving the problem will be described. In the embodiment, the inverter 34 corresponds to the "inverter" and the electronic control unit 50 corresponds to the "control device".

なお、実施例の主要な要素と課題を解決するための手段の欄に記載した発明の主要な要素との対応関係は、実施例が課題を解決するための手段の欄に記載した発明を実施するための形態を具体的に説明するための一例であることから、課題を解決するための手段の欄に記載した発明の要素を限定するものではない。即ち、課題を解決するための手段の欄に記載した発明についての解釈はその欄の記載に基づいて行なわれるべきものであり、実施例は課題を解決するための手段の欄に記載した発明の具体的な一例に過ぎないものである。 As for the correspondence between the main elements of the examples and the main elements of the invention described in the column of means for solving the problem, the invention described in the column of means for solving the problem in the examples is carried out. Since it is an example for specifically explaining the form for solving the problem, the elements of the invention described in the column of means for solving the problem are not limited. That is, the interpretation of the invention described in the column of means for solving the problem should be performed based on the description in the column, and the examples are the inventions described in the column of means for solving the problem. It is just a concrete example.

以上、本発明を実施するための形態について実施例を用いて説明したが、本発明はこうした実施例に何等限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲内において、種々なる形態で実施し得ることは勿論である。 Although the embodiments for carrying out the present invention have been described above with reference to Examples, the present invention is not limited to these Examples, and various embodiments are used without departing from the gist of the present invention. Of course, it can be done.

本発明は、インバータ装置の生産産業などに利用可能である。 The present invention can be used in the production industry of inverter devices and the like.

20 電気自動車、22a,22b 駆動輪、24 デファレンシャルギヤ、26 駆動軸、32 モータ、32a 回転位置検出センサ、32u,32v,36b 電流センサ、34 インバータ、36 バッテリ、36a,46a 電圧センサ、42 電力ライン、46 コンデンサ、50 電子制御ユニット、52 CPU、54 ROM、56 RAM、60 イグニッションスイッチ、61 シフトレバー、62 シフトポジションセンサ、63 アクセルペダル、64 アクセルペダルポジションセンサ、65 ブレーキペダル、66 ブレーキペダルポジションセンサ、68 車速センサ、D11〜D16 ダイオード、T11〜T16 トランジスタ。 20 electric vehicle, 22a, 22b drive wheel, 24 differential gear, 26 drive shaft, 32 motor, 32a rotation position detection sensor, 32u, 32v, 36b current sensor, 34 inverter, 36 battery, 36a, 46a voltage sensor, 42 power line , 46 Condenser, 50 Electronic Control Unit, 52 CPU, 54 ROM, 56 RAM, 60 Ignition Switch, 61 Shift Lever, 62 Shift Position Sensor, 63 Accelerator Pedal, 64 Accelerator Pedal Position Sensor, 65 Brake Pedal, 66 Brake Pedal Position Sensor , 68 Vehicle speed sensors, D11 to D16 diodes, T11 to T16 transistors.

Claims (1)

複数のスイッチング素子のスイッチングによってモータを駆動するインバータと、
前記インバータの制御としてPWM制御を実行し、前記PWM制御を実行する際には、前記モータのトルク指令に基づいて前記モータに供給する電流実効値と電流進角値とを設定し、前記設定した電流実効値と電流進角値とに基づく前記モータの各相の電圧指令と搬送波の電圧との比較により生成されるPWM信号を用いて前記複数のスイッチング素子をスイッチング制御する制御装置と、
を備えるインバータ装置であって、
前記制御装置は、前記モータの各相の相電流のうちの何れかがゼロクロスする電気角が、前記複数のスイッチング素子のスイッチングにおいてデッドタイムとなる電気角範囲外となるように、前記電流進角値を設定する、
インバータ装置。
Inverters that drive motors by switching multiple switching elements,
PWM control is executed as the control of the inverter, and when the PWM control is executed, the current effective value and the current advance value to be supplied to the motor are set based on the torque command of the motor, and the settings are made. A control device that switches and controls the plurality of switching elements using a PWM signal generated by comparing the voltage command of each phase of the motor based on the current effective value and the current advance value with the voltage of the carrier.
It is an inverter device equipped with
In the control device, the current advance angle is such that the electric angle at which any one of the phase currents of each phase of the motor zero-crosses is out of the electric angle range that becomes a dead time in switching of the plurality of switching elements. Set the value,
Inverter device.
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