JP6733579B2

JP6733579B2 - Motor drive

Info

Publication number: JP6733579B2
Application number: JP2017042784A
Authority: JP
Inventors: 淳一瀬戸
Original assignee: Denso Corp
Current assignee: Denso Corp
Priority date: 2017-03-07
Filing date: 2017-03-07
Publication date: 2020-08-05
Anticipated expiration: 2037-03-07
Also published as: JP2018148722A

Description

本発明は、モータ駆動装置に関し、詳しくは、インバータと、制御装置と、を備えるモータ駆動装置に関する。 The present invention relates to a motor drive device, and more particularly to a motor drive device including an inverter and a control device.

従来、この種のモータ駆動装置としては、インバータを備えるものが提案されている（例えば、特許文献１参照）。インバータは、モータを駆動している。この装置では、電圧の変調度が第１閾値未満であるときにはインバータの制御としてＰＷＭ制御（正弦波制御）を実行し、電圧の変調度が第１閾値より大きく且つ第２閾値未満であるときには、過変調制御を実行し、電圧の変調度が第２閾値以上であるときには矩形波制御を実行している。 Conventionally, as this type of motor drive device, a device provided with an inverter has been proposed (for example, refer to Patent Document 1). The inverter drives the motor. In this device, PWM control (sine wave control) is executed as control of the inverter when the voltage modulation degree is less than the first threshold value, and when the voltage modulation degree is greater than the first threshold value and less than the second threshold value, The overmodulation control is executed, and when the modulation degree of the voltage is equal to or higher than the second threshold value, the rectangular wave control is executed.

特開２０１４−８２８５５号公報JP, 2014-82855, A

上述のモータ駆動装置では、過変調制御を実行すると、三角波（搬送波）の周波数であるキャリア周波数によっては、インバータのスイッチングによる電磁騒音が大きくなることが知られている。騒音を回避する手法として、過変調制御に代えて、ＰＷＭ制御と共に弱め界磁制御を行なうことが考えられる。しかしながら、この手法では、電圧の変調度が一定となるため、矩形波制御に切り換えるタイミングを把握することができない。 It is known that in the above-described motor drive device, when the overmodulation control is executed, electromagnetic noise due to switching of the inverter increases depending on the carrier frequency that is the frequency of the triangular wave (carrier wave). As a method of avoiding noise, it is conceivable to perform field weakening control together with PWM control instead of overmodulation control. However, with this method, the modulation degree of the voltage is constant, and therefore the timing of switching to the rectangular wave control cannot be grasped.

本発明のモータ駆動装置は、騒音の発生を抑制すると共に、より適正なタイミングでインバータの制御を切り換えることを主目的とする。 The motor drive device of the present invention mainly aims to suppress the generation of noise and switch the control of the inverter at more appropriate timing.

本発明のモータ駆動装置は、上述の主目的を達成するために以下の手段を採った。 The motor drive device of the present invention employs the following means in order to achieve the main object described above.

本発明のモータ駆動装置は、
モータを駆動するインバータと、前記インバータを制御する制御装置と、を備えるモータ駆動装置であって、
前記制御装置は、
電圧の変調度が第１閾値以下であるときには、前記インバータの制御としてＰＷＭ制御を実行し、
前記電圧の変調度が前記第１閾値を超えているときには、前記インバータの制御として弱め界磁ＰＷＭ制御を実行し、
前記弱め界磁ＰＷＭ制御を実行しているときには、前記モータを過変調制御した場合のｑ軸電流指令とｑ軸自己インダクタンスとｑ軸電流とを用いて推定ｄ軸電圧指令を演算し、前記モータを前記過変調制御した場合のｄ軸電流指令とｄ軸自己インダクタンスとｄ軸電流とを用いて推定ｑ軸電圧指令を演算し、前記推定ｄ軸，ｑ軸電圧指令と前記インバータの入力電圧とを用いて推定変調度を演算し、前記推定変調度が前記第１閾値より大きい第２閾値以上となったときには、前記インバータの制御を前記弱め界磁ＰＷＭ制御から矩形波制御へ切り換える、
ことを要旨とする。 The motor drive device of the present invention is
A motor drive device comprising: an inverter that drives a motor; and a control device that controls the inverter,
The control device is
When the modulation degree of the voltage is less than or equal to the first threshold value, PWM control is executed as control of the inverter,
When the modulation degree of the voltage exceeds the first threshold value, field weakening PWM control is executed as control of the inverter,
When the field weakening PWM control is being executed, an estimated d-axis voltage command is calculated using the q-axis current command, the q-axis self-inductance, and the q-axis current when the motor is overmodulated, and the motor is calculated. The estimated q-axis voltage command is calculated using the d-axis current command, the d-axis self-inductance, and the d-axis current when the above-mentioned overmodulation control is performed, and the estimated d-axis and q-axis voltage commands and the input voltage of the inverter are calculated. When the estimated modulation degree is calculated using, and when the estimated modulation degree is equal to or larger than a second threshold value that is larger than the first threshold value, the control of the inverter is switched from the field weakening PWM control to the rectangular wave control.
That is the summary.

この本発明のモータ駆動装置では、電圧の変調度が第１閾値以下であるときには、インバータの制御としてＰＷＭ制御を実行し、電圧の変調度が第１閾値を超えているときには、インバータの制御として弱め界磁ＰＷＭ制御を実行する。弱め界磁ＰＷＭ制御を実行しているときには、モータを過変調制御した場合のｑ軸電流指令とｑ軸自己インダクタンスとｑ軸電流とを用いて推定ｄ軸電圧指令を演算し、モータを過変調制御した場合のｄ軸電流指令とｄ軸自己インダクタンスとｄ軸電流とを用いて推定ｑ軸電圧指令を演算し、推定ｄ軸，ｑ軸電圧指令とインバータの入力電圧とを用いて推定変調度を演算し、推定変調度が第１閾値より大きい第２閾値以上となったときには、インバータの制御を弱め界磁ＰＷＭ制御から矩形波制御へ切り換える。これにより、過変調制御を実行しないから、騒音の発生を抑制することができる。また、推定した電圧の変調度が第２閾値以上であるときには、インバータの制御を弱め界磁ＰＷＭ制御から矩形波制御へ切り換えるから、弱め界磁ＰＷＭ制御から矩形波制御への切り換えを、変調度に基づいて切り換えるものに比してより適正なタイミングで行なうことができる。この結果、騒音の発生を抑制すると共に、より適正なタイミングでインバータの制御を切り換えることができる。 In this motor drive device of the present invention, when the voltage modulation degree is equal to or lower than the first threshold value, the PWM control is executed as the inverter control, and when the voltage modulation degree exceeds the first threshold value, the inverter control is performed. The field weakening PWM control is executed. When the field weakening PWM control is being executed, the estimated d-axis voltage command is calculated using the q-axis current command, the q-axis self-inductance and the q-axis current when the motor is overmodulated, and the motor is overmodulated. The estimated q-axis voltage command is calculated using the d-axis current command, the d-axis self-inductance, and the d-axis current when controlled, and the estimated modulation factor is calculated using the estimated d-axis and q-axis voltage commands and the input voltage of the inverter. Is calculated, and when the estimated modulation degree becomes equal to or larger than the second threshold value which is larger than the first threshold value, the control of the inverter is switched from the field weakening PWM control to the rectangular wave control. With this, since the overmodulation control is not executed, it is possible to suppress the generation of noise. Further, when the estimated modulation degree of the voltage is equal to or higher than the second threshold value, the control of the inverter is switched from the field weakening PWM control to the rectangular wave control. Therefore, the switching from the field weakening PWM control to the rectangular wave control is performed. It is possible to carry out at a more appropriate timing as compared with the case of switching based on. As a result, it is possible to suppress the generation of noise and switch the control of the inverter at more appropriate timing.

こうした本発明のモータ駆動装置において、前記弱め界磁ＰＷＭ制御を実行している場合において、前記推定変調度が前記第１閾値以下となったときには、前記インバータの制御を前記弱め界磁ＰＷＭ制御から前記ＰＷＭ制御へ切り換えてもよい。こうすれば、弱め界磁ＰＷＭ制御からＰＷＭ制御への切り換えを、より適正なタイミングで行なうことができる。 In such a motor drive device of the present invention, when the estimated field modulation is equal to or less than the first threshold value when the field weakening PWM control is executed, the inverter is controlled from the field weakening PWM control. You may switch to said PWM control. This makes it possible to switch from the field weakening PWM control to the PWM control at a more appropriate timing.

また、本発明のモータ駆動装置において、前記矩形波制御を実行している場合において、前記推定変調度が前記第２閾値未満となったときには、前記インバータの制御を前記矩形波制御から前記弱め界磁ＰＷＭ制御へ切り換えてもよい。こうすれば、矩形波制御から弱め界磁ＰＷＭ制御への切り換えを、より適正なタイミングで行なうことができる。 Further, in the motor drive device of the present invention, when the estimated modulation factor is less than the second threshold value when the rectangular wave control is being executed, the control of the inverter is changed from the rectangular wave control to the weakening field. You may switch to magnetic PWM control. This makes it possible to switch from the rectangular wave control to the field weakening PWM control at a more appropriate timing.

本発明の一実施例としてのモータ駆動装置２０の構成の概略を示す構成図である。It is a block diagram which shows the outline of a structure of the motor drive device 20 as one Example of this invention. 電圧ベクトルの大きさが最大となる電圧円の一例を示す説明図である。It is explanatory drawing which shows an example of the voltage circle in which the magnitude of a voltage vector becomes the maximum. インバータ２４の制御とｄ軸，ｑ軸電流指令Ｉｄ＊，Ｉｑ＊と推定電流指令Ｉｄｓ，Ｉｑｓとの関係の一例を示す説明図である。It is explanatory drawing which shows an example of the control of the inverter 24, and a d-axis, q-axis current command Id*, Iq*, and estimated current command Ids, Iqs. 弱め界磁ＰＷＭ制御または矩形波制御によってインバータ２４を制御しているときにＣＰＵにより実行される所定時制御ルーチンの一例を示すフローチャートである。6 is a flowchart showing an example of a predetermined time control routine executed by a CPU when controlling the inverter 24 by field weakening PWM control or rectangular wave control. 変調度Ｒｍが増加しているときの、インバータ２４の制御と変調度Ｒｍと推定変調度Ｒｍｓとの関係の一例を示す説明図である。It is explanatory drawing which shows an example of the control of the inverter 24, and the relationship between the modulation degree Rm and the estimated modulation degree Rms, when the modulation degree Rm is increasing.

次に、本発明を実施するための形態を実施例を用いて説明する。 Next, modes for carrying out the present invention will be described using examples.

図１は、本発明の一実施例としてのモータ駆動装置２０の構成の概略を示す構成図である。モータ駆動装置２０は、モータＭＧを駆動する装置として構成されており、図示するように、インバータ２４と、バッテリ２６と、制御装置５０と、を備える。なお、モータＭＧは、同期発電電動機として構成されており、永久磁石が埋め込まれた回転子と、三相コイルが巻回された固定子と、を備える。 FIG. 1 is a configuration diagram showing an outline of the configuration of a motor drive device 20 as an embodiment of the present invention. The motor drive device 20 is configured as a device that drives the motor MG, and includes an inverter 24, a battery 26, and a control device 50 as illustrated. The motor MG is configured as a synchronous generator motor and includes a rotor in which permanent magnets are embedded and a stator around which a three-phase coil is wound.

インバータ２４は、モータＭＧに接続されると共に電力ライン３０を介してバッテリ２６に接続されている。このインバータ２４は、６つのトランジスタＴ１１〜Ｔ１６と、６つのダイオードＤ１１〜Ｄ１６と、を有する。トランジスタＴ１１〜Ｔ１６は、それぞれ電力ライン３０の正極母線と負極母線とに対してソース側とシンク側になるように２個ずつペアで配置されている。６つのダイオードＤ１１〜Ｄ１６は、それぞれトランジスタＴ１１〜Ｔ１６に逆方向に並列接続されている。トランジスタＴ１１〜Ｔ１６の対となるトランジスタ同士の接続点の各々には、モータＭＧの三相コイル（Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相）の各々が接続されている。したがって、インバータ２４に電圧が作用しているときに、制御装置５０によって、対となるトランジスタＴ１１〜Ｔ１６のオン時間の割合が調節されることにより、三相コイルに回転磁界が形成され、モータＭＧが回転駆動される。電力ライン３０の正極母線と負極母線とには、平滑用のコンデンサ３２が取り付けられている。 The inverter 24 is connected to the motor MG and is also connected to the battery 26 via the power line 30. The inverter 24 has six transistors T11 to T16 and six diodes D11 to D16. Two transistors T11 to T16 are arranged in pairs so that the transistors T11 to T16 are on the source side and the sink side with respect to the positive bus and the negative bus of the power line 30, respectively. The six diodes D11 to D16 are connected in parallel in reverse directions to the transistors T11 to T16, respectively. Each of three-phase coils (U-phase, V-phase, W-phase) of the motor MG is connected to each of connection points between the paired transistors of the transistors T11 to T16. Therefore, when a voltage is applied to the inverter 24, the controller 50 adjusts the on-time ratio of the pair of transistors T11 to T16, so that a rotating magnetic field is formed in the three-phase coil, and the motor MG is controlled. Is driven to rotate. A smoothing capacitor 32 is attached to the positive electrode bus and the negative electrode bus of the power line 30.

バッテリ３６は、例えばリチウムイオン二次電池やニッケル水素二次電池として構成されている。 The battery 36 is configured as, for example, a lithium ion secondary battery or a nickel hydrogen secondary battery.

制御装置５０は、ＣＰＵを中心とするマイクロプロセッサとして構成されており、ＣＰＵの他に、処理プログラムを記憶するＲＯＭやデータを一時的に記憶するＲＡＭ，入出力ポートを備える。 The control device 50 is configured as a microprocessor centered on a CPU, and includes, in addition to the CPU, a ROM for storing a processing program, a RAM for temporarily storing data, and an input/output port.

制御装置５０には、各種センサからの信号が入力ポートを介して入力されている。制御装置５０に入力される信号としては、例えば、コンデンサ３２の電圧（電力ライン３０の電圧）を検出する電圧センサ３２ａからの電圧ＶＨや、モータＭＧの回転子の回転位置を検出する回転位置検出センサ（例えばレゾルバ）４３からのモータＭＧの回転子の回転位置θｍ、モータＭＧの各相に流れる電流を検出する電流センサ４５Ｖ，４５ＷからのモータＭＧに流れる相電流Ｉｖ，Ｉｗを挙げることができる。また、バッテリ２６の端子間に取り付けられた電圧センサからの電圧Ｖｂや、バッテリ２６の出力端子に取り付けられた電流センサからの電流Ｉｂも挙げることができる。 Signals from various sensors are input to the control device 50 via input ports. As the signal input to the control device 50, for example, the voltage VH from the voltage sensor 32a that detects the voltage of the capacitor 32 (voltage of the power line 30) or the rotational position detection that detects the rotational position of the rotor of the motor MG. The rotational position θm of the rotor of the motor MG from the sensor (for example, resolver) 43 and the phase currents Iv and Iw flowing through the motor MG from the current sensors 45V and 45W that detect the currents flowing through the respective phases of the motor MG can be mentioned. .. Moreover, the voltage Vb from the voltage sensor attached between the terminals of the battery 26 and the current Ib from the current sensor attached to the output terminal of the battery 26 can also be mentioned.

制御装置５０からは、各種制御信号が出力ポートを介して出力されている。制御装置５０から出力される信号としては、例えば、インバータ２４のトランジスタＴ１１〜Ｔ１６へのスイッチング制御信号を挙げることができる。 Various control signals are output from the control device 50 via the output ports. The signal output from the control device 50 may be, for example, a switching control signal to the transistors T11 to T16 of the inverter 24.

制御装置５０は、回転位置検出センサ４３からのモータＭＧの回転子の回転位置θｍに基づいてモータＭＧの電気角θｅや回転数Ｎｍを演算している。また、制御装置５０は、電流センサからのバッテリ２６の電流Ｉｂの積算値に基づいてバッテリ２６の蓄電割合ＳＯＣを演算している。ここで、蓄電割合ＳＯＣは、バッテリ２６の全容量に対するバッテリ２６から放電可能な電力の容量の割合である。 The control device 50 calculates the electrical angle θe and the rotational speed Nm of the motor MG based on the rotational position θm of the rotor of the motor MG from the rotational position detection sensor 43. Further, the control device 50 calculates the storage ratio SOC of the battery 26 based on the integrated value of the current Ib of the battery 26 from the current sensor. Here, the charge ratio SOC is the ratio of the capacity of the electric power that can be discharged from the battery 26 to the total capacity of the battery 26.

こうして構成された実施例のモータ駆動装置２０では、モータＭＧがトルク指令Ｔｍ＊で駆動されるようにインバータ２４のトランジスタＴ１１〜Ｔ１６のスイッチング制御を行なう。 In the motor drive device 20 of the embodiment thus configured, switching control of the transistors T11 to T16 of the inverter 24 is performed so that the motor MG is driven by the torque command Tm*.

次に、こうして構成された実施例のモータ駆動装置２０の動作、特に、インバータ２４を制御する際に動作について説明する。 Next, the operation of the motor drive device 20 of the embodiment thus configured, particularly the operation when controlling the inverter 24 will be described.

実施例では、インバータ２４の制御として、正弦波ＰＷＭ（パルス幅変調）制御（以下、「ＰＷＭ制御」という），弱め界磁ＰＷＭ制御，矩形波制御のいずれかを切り換えて実行する。ＰＷＭ制御は、擬似的な三相交流電圧がモータＭＧに印加（供給）されるようにインバータ２４を制御する制御である。弱め界磁ＰＷＭ制御は、ＰＷＭ制御を実行すると共に、界磁の力を弱める方向の電流（弱め界磁電流）がモータＭＧに流れるようにインバータ２４を制御する制御である。矩形波制御は、矩形波電圧がモータＭＧに印加されるようにインバータ２４を制御する制御である。 In the embodiment, as the control of the inverter 24, one of sine wave PWM (pulse width modulation) control (hereinafter referred to as “PWM control”), field weakening PWM control, and rectangular wave control is switched and executed. The PWM control is control for controlling the inverter 24 so that the pseudo three-phase AC voltage is applied (supplied) to the motor MG. The field weakening PWM control is control for executing the PWM control and controlling the inverter 24 so that a current (field weakening current) in a direction of weakening the field force flows to the motor MG. The rectangular wave control is control for controlling the inverter 24 so that the rectangular wave voltage is applied to the motor MG.

ＰＷＭ制御では、まず、モータＭＧの３相コイルのＵ相，Ｖ相，Ｗ相に流れる相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの総和を値０としてモータＭＧの回転子の電気角θｅを用いてＵ相，Ｖ相の相電流Ｉｕ，Ｉｖをｄ軸，ｑ軸の電流Ｉｄ，Ｉｑに座標変換（３相−２相変換）する。続いて、モータＭＧのトルク指令Ｔｍ＊に応じてｄ軸，ｑ軸の電流指令Ｉｄ＊，Ｉｑ＊を設定し、ｄ軸，ｑ軸の電流Ｉｄ，Ｉｑが電流指令Ｉｄ＊，Ｉｑ＊となるようにするためのフィードバック制御によってｄ軸，ｑ軸の電圧指令Ｖｄ＊，Ｖｑ＊を計算する。そして、計算したｄ軸，ｑ軸の電圧指令Ｖｄ＊，Ｖｑ＊をモータＭＧの回転子の電気角θｅを用いてモータＭＧのＵ相，Ｖ相，Ｗ相の電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊に座標変換し、座標変換した電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊をインバータ２４の複数のスイッチング素子をスイッチングするためのＰＷＭ信号に変換し、変換したＰＷＭ信号をインバータ２４に出力して、インバータ２４の複数のスイッチング素子のスイッチングを行なう。なお、実施例では、ＰＷＭ制御を実行する場合、正弦波電圧に３ｎ次（例えば３次）高調波電圧を重畳して得られる重畳後電圧に基づくパルス幅変調電圧を擬似的な三相交流電圧としている。 In PWM control, first, the sum of the phase currents Iu, Iv, and Iw flowing in the U-phase, V-phase, and W-phase of the three-phase coil of the motor MG is set to 0, and the U-phase is calculated using the electrical angle θe of the rotor of the motor MG. , V-phase currents Iu and Iv are coordinate-converted (three-phase to two-phase conversion) into d-axis and q-axis currents Id and Iq. Then, the d-axis and q-axis current commands Id* and Iq* are set according to the torque command Tm* of the motor MG, and the d-axis and q-axis currents Id and Iq become the current commands Id* and Iq*. The d-axis and q-axis voltage commands Vd* and Vq* are calculated by the feedback control to achieve the above. Then, the calculated d-axis and q-axis voltage commands Vd*, Vq* are applied to the U-phase, V-phase, W-phase voltage commands Vu*, Vv* of the motor MG by using the electrical angle θe of the rotor of the motor MG. The coordinates are converted into Vw*, the coordinate converted voltage commands Vu*, Vv*, Vw* are converted into PWM signals for switching a plurality of switching elements of the inverter 24, and the converted PWM signals are output to the inverter 24. , A plurality of switching elements of the inverter 24 are switched. In the embodiment, when the PWM control is executed, the pulse width modulation voltage based on the superimposed voltage obtained by superimposing the 3n-th order (for example, the third-order) harmonic voltage on the sine wave voltage is used as a pseudo three-phase AC voltage. I am trying.

矩形波制御では、まず、モータＭＧの３相コイルのＵ相，Ｖ相，Ｗ相に流れる相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの総和を値０としてモータＭＧの回転子の電気角θｅを用いてＵ相，Ｖ相の相電流Ｉｕ，Ｉｖをｄ軸，ｑ軸の電流Ｉｄ，Ｉｑに座標変換（３相−２相変換）する。続いて、ｄ軸，ｑ軸の電流Ｉｄ，Ｉｑに応じてモータＭＧから出力されると推定される推定トルクＴｍｅｓｔを求め、モータＭＧの推定トルクＴｍｅｓｔがトルク指令Ｔｍ＊となるようにするためのトルクフィードバック制御によって電圧位相指令θｐ＊を計算する。そして、計算した電圧位相指令θｐ＊に基づく矩形波電圧がモータＭＧに印加されるよう矩形波信号をインバータ２４に出力して、インバータ２４の複数のスイッチング素子のスイッチングを行なう。 In the rectangular wave control, first, the sum of the phase currents Iu, Iv, and Iw flowing in the U-phase, V-phase, and W-phase of the three-phase coil of the motor MG is set to 0, and the electrical angle θe of the rotor of the motor MG is used to perform U. The phase currents Iu and Iv of the V and V phases are coordinate-converted into the currents Id and Iq of the d-axis and the q-axis (3-phase-2 phase conversion). Subsequently, an estimated torque Tmes estimated to be output from the motor MG is obtained according to the d-axis and q-axis currents Id and Iq, and the estimated torque Tmest of the motor MG is set to the torque command Tm*. The voltage phase command θp* is calculated by the torque feedback control. Then, a rectangular wave signal is output to the inverter 24 so that the rectangular wave voltage based on the calculated voltage phase command θp* is applied to the motor MG, and the plurality of switching elements of the inverter 24 are switched.

弱め界磁ＰＷＭ制御では、まず、モータＭＧの３相コイルのＵ相，Ｖ相，Ｗ相に流れる相電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗの総和を値０としてモータＭＧの回転子の電気角θｅを用いてＵ相，Ｖ相の相電流Ｉｕ，Ｉｖをｄ軸，ｑ軸の電流Ｉｄ，Ｉｑに座標変換（３相−２相変換）する。続いて、トルク指令Ｔｍ＊に応じて弱め界磁のためのｄ軸，ｑ軸の電流指令Ｉｄ＊，Ｉｑ＊を設定し、ｄ軸，ｑ軸の電流Ｉｄ，Ｉｑが電流指令Ｉｄ＊，Ｉｑ＊となるようにするためのフィードバック制御によってｄ軸，ｑ軸の電圧指令Ｖｄ＊，Ｖｑ＊を計算する。そして、計算したｄ軸，ｑ軸の電圧指令Ｖｄ＊，Ｖｑ＊をモータＭＧの回転子の電気角θｅを用いてモータＭＧのＵ相，Ｖ相，Ｗ相の電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊に座標変換し、座標変換した電圧指令Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊をインバータ２４の複数のスイッチング素子をスイッチングするためのＰＷＭ信号に変換し、変換したＰＷＭ信号をインバータ２４に出力して、インバータ２４の複数のスイッチング素子のスイッチングを行なう。 In the field weakening PWM control, first, the sum of the phase currents Iu, Iv, and Iw flowing in the U-phase, V-phase, and W-phase of the three-phase coil of the motor MG is set to 0, and the electrical angle θe of the rotor of the motor MG is used. Then, the U-phase and V-phase currents Iu and Iv are coordinate-converted (three-phase to two-phase conversion) into d-axis and q-axis currents Id and Iq. Then, the d-axis and q-axis current commands Id* and Iq* for field weakening are set according to the torque command Tm*, and the d-axis and q-axis currents Id and Iq are changed to the current commands Id* and Iq. The d-axis and q-axis voltage commands Vd* and Vq* are calculated by feedback control to obtain *. Then, the calculated d-axis and q-axis voltage commands Vd*, Vq* are applied to the U-phase, V-phase, W-phase voltage commands Vu*, Vv* of the motor MG by using the electrical angle θe of the rotor of the motor MG. The coordinates are converted into Vw*, the coordinate converted voltage commands Vu*, Vv*, Vw* are converted into PWM signals for switching a plurality of switching elements of the inverter 24, and the converted PWM signals are output to the inverter 24. , A plurality of switching elements of the inverter 24 are switched.

弱め界磁ＰＷＭ制御では、ｄ軸，ｑ軸の電圧指令Ｖｄ＊，Ｖｑ＊をｄ軸，ｑ軸成分とする電圧ベクトルが、ＰＷＭ制御を実行したときに電圧ベクトルの大きさが最大となる電圧円上となるように、ｄ軸，ｑ軸の電流指令Ｉｄ＊，Ｉｑ＊を設定する。図２は、電圧ベクトルの大きさが最大となる電圧円の一例を示す説明図である。図中、「Ｃ１」は、ＰＷＭ制御を実行したときに電圧ベクトルの大きさが最大となる電圧円を示している。「Ｃ２」は、矩形波制御を実行したときの電圧ベクトルの大きさを示す電圧円を示している。「Ｖ１」は、ＰＷＭ制御での電圧ベクトルの一例を示している。「Ｖ２」は、ＰＷＭ制御で電圧ベクトルの大きさが最大となるときの電圧ベクトルの一例を示している。「Ｖ３」は、弱め界磁ＰＷＭ制御での電圧ベクトルの一例を示している。「Ｖ４」は、矩形波制御での電圧ベクトルの一例を示している。「Ｖｓ」は、後述する推定電流指令Ｉｄｓ，Ｉｑｓをｄ軸，ｑ軸の成分とする電圧ベクトルの一例を示している。過変調制御を実行すると、三角波（搬送波）の周波数であるキャリア周波数によっては、インバータのスイッチングによる電磁騒音が大きくなることが知られている。実施例では、過変調制御を実行せずに、弱め界磁ＰＷＭ制御を実行するから、騒音の発生を抑制することができる。 In the field weakening PWM control, the voltage vector having the d-axis and q-axis voltage commands Vd* and Vq* as the d-axis and q-axis components is the voltage at which the magnitude of the voltage vector becomes maximum when the PWM control is executed. The d-axis and q-axis current commands Id* and Iq* are set so as to be on a circle. FIG. 2 is an explanatory diagram showing an example of a voltage circle having the maximum voltage vector. In the figure, “C1” indicates a voltage circle in which the magnitude of the voltage vector is maximum when the PWM control is executed. “C2” indicates a voltage circle indicating the magnitude of the voltage vector when the rectangular wave control is executed. “V1” indicates an example of a voltage vector in PWM control. “V2” indicates an example of the voltage vector when the magnitude of the voltage vector is maximum in the PWM control. “V3” indicates an example of the voltage vector in the field weakening PWM control. “V4” indicates an example of a voltage vector in rectangular wave control. “Vs” indicates an example of a voltage vector having estimated current commands Ids and Iqs, which will be described later, as d-axis and q-axis components. It is known that when overmodulation control is executed, electromagnetic noise due to switching of an inverter increases depending on a carrier frequency that is a frequency of a triangular wave (carrier wave). In the embodiment, since the field weakening PWM control is executed without executing the overmodulation control, it is possible to suppress the generation of noise.

ところで、ＰＷＭ制御を実行する場合、変調度Ｒｍは、値０〜０．７０７となる。変調度Ｒｍは、インバータ２４の入力電圧（電力ライン３０の電圧ＶＨ）に対する出力電圧（モータＭＧの印加電圧）の実効値Ｖｅｆｆの割合であって、次式（１）により演算される。出力電圧（モータＭＧの印加電圧）の実効値Ｖｅｆｆは、電圧指令Ｖｄ＊，Ｖｑ＊とを用いて次式（２）により演算される。弱め界磁ＰＷＭ制御を実行する場合、変調度Ｒｍは、値０．７０７となる。矩形波制御を実行する場合、変調度Ｒｍは、値０．７８となる。実施例では、これらを踏まえて、変調度Ｒｍまたは後述する推定変調度Ｒｍｓに基づいて、インバータ３４の制御としてＰＷＭ制御，弱め界磁制御，矩形波制御のいずれかを実行する。 By the way, when the PWM control is executed, the modulation degree Rm has a value of 0 to 0.707. The modulation degree Rm is the ratio of the effective value Veff of the output voltage (voltage applied to the motor MG) to the input voltage (voltage VH of the power line 30) of the inverter 24, and is calculated by the following equation (1). The effective value Veff of the output voltage (voltage applied to the motor MG) is calculated by the following equation (2) using the voltage commands Vd* and Vq*. When the field weakening PWM control is executed, the modulation degree Rm has a value of 0.707. When the rectangular wave control is executed, the modulation degree Rm is 0.78. In the embodiment, based on these, either PWM control, field weakening control, or rectangular wave control is executed as the control of the inverter 34 based on the modulation degree Rm or an estimated modulation degree Rms described later.

Rm=Veff/VH ・・・(1)
Veff=√（Vd*²+Vq*²）・・・(2) Rm=Veff/VH ・・・(1)
Veff=√(Vd* ² +Vq* ² )・・・(2)

具体的には、システムが起動されて、インバータ２４の制御を開始する際には、ＰＷＭ制御によってインバータ２４を制御する。そして、ＰＷＭ制御によってインバータ２４を制御している最中に、変調度Ｒｍが値Ｒ１（０．７０７）を超えたときに、ＰＷＭ制御から弱め界磁ＰＷＭ制御に切り換える。 Specifically, when the system is started and the control of the inverter 24 is started, the inverter 24 is controlled by PWM control. When the modulation degree Rm exceeds the value R1 (0.707) while the inverter 24 is being controlled by the PWM control, the PWM control is switched to the field weakening PWM control.

弱め界磁ＰＷＭ制御または矩形波制御によってインバータ２４を制御している最中は、変調度Ｒｍが一定であることから、変調度Ｒｍに基づいて制御を切り換えることができない。そのため、推定変調度Ｒｍｓに基づいて制御の切り換えを行なう。推定変調度Ｒｍｓは、インバータ２４の入力電圧（電力ライン３０の電圧ＶＨ）に対する出力電圧（モータＭＧの印加電圧）の推定実効値Ｖｅｆｆｓの割合であり、次式（３）により演算される。推定実効値Ｖｅｆｆｓは、推定電圧指令Ｖｄｓ＊，Ｖｑｓ＊とを用いて次式（４）により演算される。推定電圧指令Ｖｄｓ＊，Ｖｑｓ＊は、過変調制御によってインバータ２４を制御したと推定したときの推定電流指令Ｉｄｓ，Ｉｑｓを演算し、演算した推定電流指令Ｉｄｓ，Ｉｑｓと現在のｄ軸，ｑ軸の電流Ｉｄ，Ｉｑと弱め界磁ＰＷＭ制御または矩形波制御での電圧指令Ｖｄ＊，Ｖｑ＊とモータＭＧの固定子のｄ軸，ｑ軸の自己インダクタンスＬｄ，ＬｑとモータＭＧの電気角速度ωとを用いて次式（５），（６）により演算する。推定電流指令Ｉｄｓ，Ｉｑｓは、モータＭＧのトルク指令Ｔｍ＊に応じて上述のＰＷＭ制御でのｄ軸，ｑ軸の電流指令Ｉｄ＊，Ｉｑ＊と同様に設定される。ｄ軸，ｑ軸の自己インダクタンスＬｄ，Ｌｑは、予め計測してＲＯＭに記憶していたものを用いている。図３は、インバータ２４の制御とｄ軸，ｑ軸電流指令Ｉｄ＊，Ｉｑ＊と推定電流指令Ｉｄｓ，Ｉｑｓとの関係の一例を示す説明図である。図中、「Ｉ１」，「Ｉ２」，「Ｉ３」，「Ｉ４」，「Ｉｓ」は、図２における「Ｖ１」，「Ｖ２」，「Ｖ３」，「Ｖ４」，「Ｖｓ」を演算する際に用いる電流指令Ｉｄ＊，Ｉｑ＊，推定電流指令Ｉｄｓ，Ｉｑｓを示している。推定電流指令Ｉｄｓ，Ｉｑｓは、ＰＷＭ制御における電流指令Ｉｄ＊，Ｉｑ＊と滑らかにつながる曲線（図における一点鎖線）となる。 Since the modulation degree Rm is constant during the control of the inverter 24 by the field weakening PWM control or the rectangular wave control, the control cannot be switched based on the modulation degree Rm. Therefore, the control is switched based on the estimated modulation degree Rms. The estimated modulation index Rms is the ratio of the estimated effective value Veffs of the output voltage (voltage applied to the motor MG) to the input voltage of the inverter 24 (voltage VH of the power line 30), and is calculated by the following equation (3). The estimated effective value Veffs is calculated by the following equation (4) using the estimated voltage commands Vds* and Vqs*. The estimated voltage commands Vds* and Vqs* are calculated by calculating estimated current commands Ids and Iqs when it is estimated that the inverter 24 is controlled by overmodulation control, and the calculated estimated current commands Ids and Iqs and the current d-axis and q-axis are calculated. Currents Id and Iq and voltage commands Vd* and Vq* in the field weakening PWM control or rectangular wave control, the d-axis and q-axis self-inductances Ld and Lq of the stator of the motor MG, and the electrical angular velocity ω of the motor MG. Is calculated by the following equations (5) and (6). The estimated current commands Ids, Iqs are set in accordance with the torque command Tm* of the motor MG in the same manner as the d-axis and q-axis current commands Id*, Iq* in the PWM control described above. As the d-axis and q-axis self-inductances Ld and Lq, those measured in advance and stored in the ROM are used. FIG. 3 is an explanatory diagram showing an example of the relationship between the control of the inverter 24 and the d-axis and q-axis current commands Id*, Iq* and the estimated current commands Ids, Iqs. In the figure, "I1", "I2", "I3", "I4" and "Is" are used to calculate "V1", "V2", "V3", "V4" and "Vs" in FIG. The current commands Id*, Iq* and the estimated current commands Ids, Iqs used for are shown. The estimated current commands Ids and Iqs are curves (dashed line in the figure) that smoothly connect to the current commands Id* and Iq* in the PWM control.

Rms=Veffs/VH ・・・(3)
Veffs=√（Vds*²+Vqs*²）・・・(4)
Vds*=Vd*-(Iqs-Iq)・ωLq ・・・(5)
Vds*=Vq*-(Iqs-Id)・ωLd ・・・(6) Rms=Veffs/VH ・・・(3)
Veffs=√(Vds* ² +Vqs* ² )・・・(4)
Vds*=Vd*-(Iqs-Iq)・ωLq ・・・(5)
Vds*=Vq*-(Iqs-Id)・ωLd ・・・(6)

図４は、弱め界磁ＰＷＭ制御または矩形波制御によってインバータ２４を制御しているときにＣＰＵにより実行される所定時制御ルーチンの一例を示すフローチャートである。本ルーチンは、弱め界磁ＰＷＭ制御または矩形波制御によってインバータ２４を制御している際に所定時間毎（例えば、数ｍｓｅｃ毎）に実行される。 FIG. 4 is a flowchart showing an example of a predetermined time control routine executed by the CPU while controlling the inverter 24 by the field weakening PWM control or the rectangular wave control. This routine is executed every predetermined time (for example, every several msec) while the inverter 24 is controlled by the field weakening PWM control or the rectangular wave control.

本ルーチンが実行されると、ＣＰＵは、推定変調度Ｒｍｓを入力する処理を実行し（ステップＳ１００）、推定変調度Ｒｍｓを値Ｒ１，値Ｒ２と比較する（ステップＳ１１０）。値Ｒ１は、ＰＷＭ制御によりインバータ２４を制御しているときの変調度Ｒｍの上限値であり、値０．７０７に設定される。値Ｒ２は、矩形波制御によりインバータ２４を制御しているときの変調度Ｒｍであり、値０．７８に設定される。 When this routine is executed, the CPU executes a process of inputting the estimated modulation degree Rms (step S100) and compares the estimated modulation degree Rms with the values R1 and R2 (step S110). The value R1 is the upper limit value of the modulation degree Rm when the inverter 24 is controlled by the PWM control, and is set to the value 0.707. The value R2 is the modulation degree Rm when the inverter 24 is controlled by the rectangular wave control, and is set to the value 0.78.

ステップＳ１１０の処理で、推定変調度Ｒｍｓが値Ｒ１以下であると判定されたときには、ＰＷＭ制御を実行し（ステップＳ１２０）、推定変調度Ｒｍｓが値Ｒ１より大きく値Ｒ２より小さいと判定されたときには、弱め界磁ＰＷＭ制御を実行し（ステップＳ１３０）、推定変調度Ｒｍｓが値Ｒ２以上であると判定されたときには、矩形波制御を実行して（ステップＳ１４０）、本ルーチンを終了する。これにより、弱め界磁ＰＷＭ制御を実行している最中に推定変調度Ｒｍｓが値Ｒ２以上となったときには、弱め界磁ＰＷＭ制御から矩形波制御へインバータ２４の制御が切り換えられる。弱め界磁ＰＷＭ制御を実行している最中に推定変調度Ｒｍｓが値Ｒ１未満となったときには、弱め界磁ＰＷＭ制御からＰＷＭ制御へインバータ２４の制御が切り換えられる。矩形波制御を実行している最中に、推定変調度Ｒｍｓが値Ｒ２未満となったときには、矩形波制御から弱め界磁ＰＷＭ制御にインバータ２４の制御が切り換えられる。 In the processing of step S110, when it is determined that the estimated modulation degree Rms is equal to or less than the value R1, PWM control is executed (step S120), and when it is determined that the estimated modulation degree Rms is larger than the value R1 and smaller than the value R2. The field weakening PWM control is executed (step S130), and when it is determined that the estimated modulation degree Rms is equal to or more than the value R2, the rectangular wave control is executed (step S140), and this routine is ended. As a result, when the estimated modulation degree Rms becomes equal to or greater than the value R2 during the execution of the field weakening PWM control, the control of the inverter 24 is switched from the field weakening PWM control to the rectangular wave control. When the estimated modulation degree Rms becomes less than the value R1 while executing the field weakening PWM control, the control of the inverter 24 is switched from the field weakening PWM control to the PWM control. When the estimated modulation degree Rms becomes less than the value R2 during execution of the rectangular wave control, the control of the inverter 24 is switched from the rectangular wave control to the field weakening PWM control.

図５は、変調度Ｒｍが増加しているときの、インバータ２４の制御と変調度Ｒｍと推定変調度Ｒｍｓとの関係の一例を示す説明図である。図中、実線はインバータ２４の制御と変調度Ｒｍとの関係の一例を示しており、破線は、インバータ２４の制御と推定変調度Ｒｍｓとの関係の一例を示している。図示するように、弱め界磁ＰＷＭ制御を実行しているときには、変調度Ｒｍが一定であるから、変調度Ｒｍに基づいて矩形波制御へ切り換えようとしても、切り換えタイミングを適正に把握することができない。実施例では、弱め界磁ＰＷＭ制御を実行しているときには、推定変調度Ｒｍｓに基づいて矩形波制御へ切り換えるから、変調度Ｒｍに基づいて切り換えるものに比して、弱め界磁ＰＷＭ制御から矩形波制御へより適正なタイミングで切り換えることができる。また、弱め界磁ＰＷＭ制御からＰＷＭ制御へ、矩形波制御から弱め界磁制御へも、より適正なタイミングで切り換えることができる。したがって、より適正なタイミングでインバータ２４の制御を切り換えることができる。 FIG. 5 is an explanatory diagram showing an example of the relationship between the control of the inverter 24 and the modulation degree Rm and the estimated modulation degree Rms when the modulation degree Rm is increasing. In the figure, the solid line shows an example of the relationship between the control of the inverter 24 and the modulation degree Rm, and the broken line shows an example of the relationship between the control of the inverter 24 and the estimated modulation degree Rms. As shown in the figure, when the field-weakening PWM control is being executed, the modulation degree Rm is constant. Therefore, even if an attempt is made to switch to rectangular wave control based on the modulation degree Rm, the switching timing can be properly grasped. Can not. In the embodiment, when the field-weakening PWM control is executed, the rectangular wave control is switched to the rectangular wave control based on the estimated modulation degree Rms. Therefore, the field-weakening PWM control is switched to the rectangular wave control compared to the switching based on the modulation degree Rm. It is possible to switch to wave control at a more appropriate timing. Further, the field weakening PWM control can be switched to the PWM control, and the rectangular wave control can be switched to the field weakening control at more appropriate timing. Therefore, the control of the inverter 24 can be switched at a more appropriate timing.

以上説明した実施例のモータ駆動装置２０では、変調度Ｒｍが値Ｒ１以下であるときには、インバータ２４の制御としてＰＷＭ制御を実行し、変調度Ｒｍが値Ｒ１を超えているときには、インバータ２４の制御として弱め界磁ＰＷＭ制御を実行する。そして、弱め界磁ＰＷＭ制御を実行しているときには、推定電流指令Ｉｑｓとｑ軸の自己インダクタンスＬｑとｑ軸の電流Ｉｑとを用いて推定電圧指令Ｖｄｓを演算し、推定電流指令Ｉｄｓとｄ軸の自己インダクタンスＬｄとｄ軸の電流Ｉｄとを用いて推定電圧指令Ｖｑｓを演算し、推定電圧指令Ｖｄｓ，Ｖｑｓと電力ライン３０の電圧（インバータ２４の入力電圧）とを用いて推定変調度Ｒｍｓを演算し、推定変調度Ｒｍｓが値Ｒ２以上となったときには、インバータ２４の制御を弱め界磁ＰＷＭ制御から矩形波制御へ切り換える。この結果、騒音の発生を抑制すると共に、より適正なタイミングでインバータ２４の制御を切り換えることができる。 In the motor drive device 20 of the embodiment described above, PWM control is executed as control of the inverter 24 when the modulation degree Rm is equal to or less than the value R1, and control of the inverter 24 is performed when the modulation degree Rm exceeds the value R1. The field weakening PWM control is executed as. Then, when the field weakening PWM control is executed, the estimated voltage command Vds is calculated using the estimated current command Iqs, the q-axis self-inductance Lq, and the q-axis current Iq, and the estimated current command Ids and the d-axis are calculated. The estimated voltage command Vqs is calculated using the self-inductance Ld and the d-axis current Id, and the estimated modulation degree Rms is calculated using the estimated voltage commands Vds, Vqs and the voltage of the power line 30 (input voltage of the inverter 24). When the estimated modulation degree Rms becomes equal to or more than the value R2 by calculation, the control of the inverter 24 is switched from the field weakening PWM control to the rectangular wave control. As a result, it is possible to suppress the generation of noise and switch the control of the inverter 24 at a more appropriate timing.

実施例のモータ駆動装置２０では、ＰＷＭ制御を実行する場合、正弦波電圧に３ｎ次（例えば３次）高調波電圧を重畳して得られる重畳後電圧に基づくパルス幅変調電圧を擬似的な三相交流電圧としている。しかしながら、正弦波電圧に基づくパルス幅変調電圧を擬似的な三相交流電圧としてもよい。この場合、変調度Ｒｍは値０〜０．６１となることから、値Ｒ１を値０．６１に設定すればよい。 In the motor drive device 20 of the embodiment, when the PWM control is executed, the pulse width modulation voltage based on the post-superimposition voltage obtained by superimposing the 3n-order (for example, the third-order) harmonic voltage on the sine wave voltage is simulated in three pseudo. Phase AC voltage is used. However, the pulse width modulation voltage based on the sine wave voltage may be a pseudo three-phase AC voltage. In this case, since the modulation degree Rm is 0 to 0.61, the value R1 may be set to the value 0.61.

実施例のモータ駆動装置２０では、矩形波制御を実行している最中に、推定変調度Ｒｍｓが値Ｒ２未満となったときには、矩形波制御から弱め界磁ＰＷＭ制御にインバータ２４の制御を切り換えている。しかしながら、矩形波制御を実行している最中に、ｄ軸，ｑ軸の電流Ｉｄ，Ｉｑが所定のラインを下回ったときに、矩形波制御から弱め界磁ＰＷＭ制御へインバータ２４の制御を切り換えてもよい。 In the motor drive device 20 of the embodiment, when the estimated modulation degree Rms becomes less than the value R2 while executing the rectangular wave control, the control of the inverter 24 is switched from the rectangular wave control to the field weakening PWM control. ing. However, when the d-axis and q-axis currents Id and Iq fall below a predetermined line during execution of the rectangular wave control, the control of the inverter 24 is switched from the rectangular wave control to the field weakening PWM control. May be.

実施例の主要な要素と課題を解決するための手段の欄に記載した発明の主要な要素との対応関係について説明する。実施例では、モータＭＧが「モータ」に相当し、インバータ２４が「インバータ」に相当し、制御装置５０が「制御装置」に相当する。 Correspondence between the main elements of the embodiment and the main elements of the invention described in the column of means for solving the problem will be described. In the embodiment, the motor MG corresponds to a “motor”, the inverter 24 corresponds to an “inverter”, and the control device 50 corresponds to a “control device”.

なお、実施例の主要な要素と課題を解決するための手段の欄に記載した発明の主要な要素との対応関係は、実施例が課題を解決するための手段の欄に記載した発明を実施するための形態を具体的に説明するための一例であることから、課題を解決するための手段の欄に記載した発明の要素を限定するものではない。即ち、課題を解決するための手段の欄に記載した発明についての解釈はその欄の記載に基づいて行なわれるべきものであり、実施例は課題を解決するための手段の欄に記載した発明の具体的な一例に過ぎないものである。 The correspondence between the main elements of the embodiment and the main elements of the invention described in the section of means for solving the problem is the same as the embodiment described in the section of the means for solving the problem. Since this is an example for specifically explaining the mode for carrying out the invention, it does not limit the elements of the invention described in the column of means for solving the problem. That is, the interpretation of the invention described in the column of means for solving the problem should be made based on the description in that column, and the embodiment is the invention of the invention described in the column of means for solving the problem. This is just a specific example.

以上、本発明を実施するための形態について実施例を用いて説明したが、本発明はこうした実施例に何等限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲内において、種々なる形態で実施し得ることは勿論である。 The embodiments for carrying out the present invention have been described above with reference to the embodiments. However, the present invention is not limited to these embodiments, and various embodiments are possible within the scope not departing from the gist of the present invention. Of course, it can be implemented.

本発明は、モータ駆動装置の製造産業などに利用可能である。 INDUSTRIAL APPLICABILITY The present invention is applicable to the motor drive device manufacturing industry and the like.

２０モータ駆動装置、２４インバータ、２６バッテリ、３０電力ライン、３２コンデンサ、３２ａ電圧センサ、４３回転位置検出センサ、４５Ｖ，４５Ｗ電流センサ、５０制御装置、Ｔ１１〜Ｔ１６トランジスタ、Ｄ１１〜Ｄ１６ダイオード。 20 motor drive device, 24 inverter, 26 battery, 30 electric power line, 32 capacitor, 32a voltage sensor, 43 rotational position detection sensor, 45V, 45W current sensor, 50 control device, T11 to T16 transistors, D11 to D16 diode.

Claims

A motor drive device comprising: an inverter that drives a motor; and a control device that controls the inverter,
The control device is
When the modulation degree of the voltage is less than or equal to the first threshold value, PWM control is executed as control of the inverter,
When the modulation degree of the voltage exceeds the first threshold value, field weakening PWM control is executed as control of the inverter,
When the field weakening PWM control is being executed, an estimated d-axis voltage command is calculated using the q-axis current command, the q-axis self-inductance, and the q-axis current when the motor is PWM- controlled, and the motor The estimated q-axis voltage command is calculated using the d-axis current command, the d-axis self-inductance, and the d-axis current when the PWM control is performed, and the estimated d-axis and q-axis voltage commands and the input voltage of the inverter are calculated. When the estimated modulation degree is calculated using the above, and when the estimated modulation degree becomes equal to or larger than a second threshold value that is larger than the first threshold value, the control of the inverter is switched from the field weakening PWM control to the rectangular wave control.
Motor drive device.