JP2018143070A - 電源装置 - Google Patents

Abstract

【課題】電力効率および昇圧比が向上した電源装置を提供する。【解決手段】電圧発生回路２０と、圧電トランス７３０と、電圧帰還回路４０によって、発振回路が構成される。電圧発生回路２０は、電圧制御信号ＳＶに応じて第１電圧Ｖ１を発生する。圧電トランス７３０は、１次側で電気エネルギーが機械的振動に変換され、２次側でこの機械的振動が電気エネルギーに再変換されるように構成される。この原理によって、圧電トランス７３０は、第１電圧Ｖ１を第２電圧Ｖ２１および第３電圧Ｖ２２に変換する。ＤＣ出力部７０は、第２電圧Ｖ２１および第３電圧Ｖ２２を受け直流電圧である出力電圧Ｖｏを出力する。【選択図】図１

Description

本発明は、電源装置に関し、特に圧電トランスを備える電源装置に関する。

特開平９−６５６４９号公報（特許文献１）には、圧電トランスを用いた電源装置が開示されている。この電源装置は、トランジスタと、スイッチ素子と、帰還回路とを備える。トランジスタは、第１の電極が圧電トランスの入力電極の一方に接続され、第２の電極が接地される。スイッチ素子は、トランジスタの制御電極に動作制御信号を供給する。帰還回路は、圧電トランスの出力電極とトランジスタの制御電極との間にインピ−ダンス回路を介して接続される。帰還回路は、トランジスタの制御電極にオン動作制御信号を一回与えるだけで、トランジスタがターンオン／オフとなる動作を繰返すことによって動作制御信号の変化に追従した周期で発振動作を行なうように構成される。このような構成によって、発振用ＩＣ及び周辺回路が不要となる。

特開平９−６５６４９号公報

近年、ＩｏＴ（Internet of Things）技術に伴い、その電源として周りの環境から微小なエネルギーを収穫（ハーベスト）して、電力に変換するエネルギーハーベスティング技術が注目されている。このような用途における昇圧回路は、入力電圧が数１０ｍＶ〜１Ｖと低くても昇圧比や電力効率を向上させることが必要である。圧電トランスも、このような用途の昇圧回路の選択肢の一つである。

しかしながら、上記特開平９−６５６４９号公報に開示された電源装置は、ＯＡ機器で用いられ、入力電圧が１Ｖ〜１００Ｖ程度の高電圧用途である。この電源装置の構成だけでは、入力電圧が低下した場合、電力効率の低下によって所望の電圧（昇圧比）が得られず、最小入力電圧が下げられないといった課題が明らかになった。

この発明は、上記の課題を解決するためになされたものであって、その目的は、電力効率および昇圧比が向上した電源装置を提供することである。

本開示の電源装置は、電圧発生回路と、圧電トランスと、電圧帰還回路と、出力部とを備える。電圧発生回路は、電圧制御信号に応じて第１電圧を発生する。圧電トランスは、第１電圧を第２電圧および第３電圧に変換する。電圧帰還回路は、第２電圧を受けて電圧制御信号を出力する。出力部は、第２電圧および第３電圧を受け、直流電圧を出力する。第２電圧および第３電圧は交流電圧であり、出力部は、第２電圧を直流電圧に変換する第１交流直流変換回路と、第３電圧を直流電圧に変換する第２交流直流変換回路とを含む。

好ましくは、圧電トランスは、第２電圧の位相と第３電圧の位相がずれるように構成される。第１交流直流変換回路と、第２交流直流変換回路とは、並列接続され、負荷回路に出力電圧が供給される。

好ましくは、第１交流直流変換回路と、第２交流直流変換回路とは、縦続接続され、負荷回路に昇圧された出力電圧が供給される。

好ましくは、電圧発生回路は、電圧源と、電圧源の電圧出力ノードと接地ノードとの間に直列に接続されたコイルおよびスイッチング素子と、コイルと並列に設けられた並列容量とを含む。コイルとスイッチング素子との接続ノードからは、第１電圧が出力される。

本開示の電源装置によれば、電力効率が向上し、入力電圧が低下した場合でも所望の電圧が得られるようになる。

実施の形態１の電源装置の構成を示す回路図である。 圧電トランス７３０の主要部の構成を示す模式断面図である。 実施の形態２の電源装置の構成を示す回路図である。 実施の形態３に係る電源装置の構成を示すブロック図である。 電圧帰還回路７４０およびバイアス電圧供給部７８０の構成の一例を示した回路図である。

本発明の実施の形態について、図面を参照しながら詳細に説明する。なお、図中の同一または相当部分については、同一符号を付してその説明は繰り返さない。

［実施の形態１］
図１は、実施の形態１の電源装置の構成を示す回路図である。図１を参照して、電源装置１００は、電圧発生回路２０と、圧電トランス７３０と、電圧帰還回路４０と、ＤＣ出力部７０と、電圧出力端子９２とを備える。電圧発生回路２０と、圧電トランス７３０と、電圧帰還回路４０によって、発振回路が構成される。

電圧発生回路２０は、電圧制御信号ＳＶに応じて第１電圧Ｖ１を発生する。圧電トランス７３０は、１次側で電気エネルギーが機械的振動に変換され、２次側でこの機械的振動が電気エネルギーに再変換されるように構成される。この原理によって、圧電トランス７３０は、第１電圧Ｖ１を第２電圧Ｖ２１および第３電圧Ｖ２２に変換する。第２電圧Ｖ２１および第３電圧Ｖ２２は交流電圧である。電圧帰還回路４０は、第２電圧Ｖ２１を受けて電圧制御信号ＳＶを出力する。ＤＣ出力部７０は、第２電圧Ｖ２１および第３電圧Ｖ２２を受け直流電圧である出力電圧Ｖｏを出力する。

電圧発生回路２０は、電圧源Ｇ１と、コイルＬｘと、スイッチング素子Ｍ１とを含む。スイッチング素子Ｍ１としては、例えばＭＯＳトランジスタを使用することができる。コイルＬｘおよびスイッチング素子Ｍ１は、電圧源Ｇ１の電圧出力ノードと接地ノードとの間に直列に接続される。コイルＬｘとスイッチング素子Ｍ１との接続ノードからは、第１電圧Ｖ１が出力される。

電圧帰還回路４０は、コンデンサ６０と、抵抗素子６２とを含む。コンデンサ６０は、第２電圧Ｖ２１に一方端が結合され、スイッチング素子Ｍ１の制御電極に他方端が接続される。抵抗素子６２は、コンデンサ６０の他方端（スイッチング素子Ｍ１の制御電極）に一方端が接続され、接地ノードに他方端が接続される。

ＤＣ出力部７０は、第２電圧Ｖ２１を直流電圧に変換する第１交流直流変換回路８１と、第３電圧Ｖ２２を直流電圧に変換する第２交流直流変換回路８２とを含む。

第１交流直流変換回路８１は、電圧Ｖ２１が一方端に結合されるコンデンサ７１と、接地ノードとコンデンサ７１の他方端との間に接続されるダイオード７２と、コンデンサ７１の他方端と電圧出力端子９２との間に接続されるダイオード７３とを含む。ダイオード７２の順方向は、接地ノードからコンデンサ７１の他方端に向かう向きである。ダイオード７３の順方向は、コンデンサ７１の他方端から電圧出力端子９２に向かう向きである。

第２交流直流変換回路８２は、電圧Ｖ２２が一方端に結合されるコンデンサ７６と、接地ノードとコンデンサ７６の他方端との間に接続されるダイオード７７と、コンデンサ７６の他方端と電圧出力端子９２との間に接続されるダイオード７８とを含む。ダイオード７７の順方向は、接地ノードからコンデンサ７６の他方端に向かう向きである。ダイオード７８の順方向は、コンデンサ７６の他方端から電圧出力端子９２に向かう向きである。

さらに、電圧帰還回路４０のコンデンサ６０と抵抗素子６２の等価な回路として直列接続されたコンデンサ１６０および抵抗素子１６２が電圧Ｖ２２の出力ノードと接地ノードとの間に接続されている。

実施の形態１では、圧電トランス７３０が、２つの出力電圧Ｖ２１，Ｖ２２を出力する点が特徴の一つである。図２は、圧電トランス７３０の主要部の構成を示す模式断面図である。

図２を参照して、圧電トランス７３０は、基材によって支持された上部層７３１のうち基材に重ならない部分である振動部集合部７３９を含む。振動部集合部７３９は、厚み方向に互いに離隔して厚み方向に順に並ぶように配置された出力電極７３２と、中間電極７３４と、入力電極７３６とを含む。

ｎを２以上の整数としたとき、振動部集合部７３９は、１つの方向に並ぶｎ個の振動部７３９ａ〜７３９ｄを含む。ここでは、説明の便宜のため、ｎ＝４であるものとして以下の説明を続けるが、これはあくまで一例であって、ｎは４以外であってもよい。

上部層７３１は、第１圧電体層７３３と、第２圧電体層７３５とを含む。第１圧電体層７３３は、少なくともｎ個の振動部７３９ａ〜７３９ｄの各々において出力電極７３２および中間電極７３４によって挟み込まれる部分を含むように配置される。第２圧電体層７３５は、第１圧電体層７３３に重なるように配置されつつ少なくともｎ個の振動部７３９ａ〜７３９ｄの各々において中間電極７３４および入力電極７３６によって挟み込まれる部分を含むように配置される。

入力電極７３６は、ｎ個の振動部７３９ａ〜７３９ｄのうち少なくとも一部に対応するように分割されて配列された１個以上ｎ個以下の入力電極片７３６ａ〜７３６ｄを含む。出力電極７３２は、ｎ個の振動部７３９ａ〜７３９ｄのうち少なくとも一部に対応するように分割されて配列された１個以上ｎ個以下の出力電極片７３２ａ〜７３２ｄを含む。

第１圧電体層７３３は、ｎ個の振動部７３９ａ〜７３９ｄにわたって一定の向きに分極されている。

図２に示すように、第２圧電体層７３５は、ｎ個の振動部７３９ａ〜７３９ｄのうち少なくとも一部に対応するように１個以上ｎ個以下の分極領域を有している。これらの１個以上ｎ個以下の分極領域においては、奇数番目の振動部に対応する分極領域のうち１つ以上が属する集合である第１分極領域群と、偶数番目の振動部に対応する分極領域のうち１つ以上が属する集合である第２分極領域群とで、互いに逆向きとなるようにそれぞれ分極されている。この分極の向きが図２中に矢印で示されている。

入力電極片７３６ａ〜７３６ｄにおいては、中間電極７３４の電位を基準として同位相の電圧を、それぞれ印加可能なように配線されている。本実施の形態では、図２に示すように、中間電極７３４を基準電位として、入力電極片７３６ａ〜７３６ｄの全てを交流電源の入力端子としてのパッド電極７４１に接続した。パッド電極７４５は配線によって中間電極７３４に接続されている。

出力電極片７３２ａ〜７３２ｄにおいては、奇数番目の振動部７３９ａ，７３９ｃに対応する出力電極片７３２ａ，７３２ｃのうち１つ以上が属する集合である第１出力電極片群と、偶数番目の振動部７３９ｂ，７３９ｄに対応する出力電極片７３２ｂ，７３２ｄのうち１つ以上が属する集合である第２出力電極片群とで、それぞれ別々の電圧Ｖ２１，Ｖ２２を取り出すことが可能なように配線されている。本実施の形態では、図２に示すように、中間電極７３４を基準電位として、出力端子７４３において、出力電圧Ｖ２１が取り出され、出力端子７４７において出力電圧Ｖ２２が取り出される。

圧電トランス７３０では、第２圧電体層７３５の１個以上ｎ個以下の分極領域は図２に単純矢印で示すように隣り合うもの同士が逆向きとなるようにそれぞれ分極されているので、たとえ電界の向きが同じであってもそれぞれ逆向きに変形を引き起こす。こうして、振動部７３９ａ〜７３９ｄは共振振動となる。

この共振振動によって出力側の第１圧電体層７３３で電荷が発生し、発生した電荷が出力電圧Ｖ２１，Ｖ２２として取り出される。

実施の形態１の電源装置１００では、ＤＣ出力部７０が、圧電トランス７３０の複数の出力端子からの電圧Ｖ２１，Ｖ２２を各々が２つのダイオードからなる半波倍電圧整流器（交流直流変換回路８１，８２）で整流し、合流させる構成となっている。

圧電トランス７３０の出力が、例えば２端子の場合は、出力される交流電圧は１８０度位相のずれた逆相である。これに対してＤＣ出力部７０を用いると、２出力の半波倍電圧整流器の出力が合成され、全波整流と同じ頻度での整流化作用が働くため、１端子出力の圧電トランスを使うよりも電力効率が向上するとともにリップルの低減効果がある。また、２端子よりもさらに多数の出力（たとえば３出力４出力など）を有する圧電トランスを使用しても良い。出力される交流電圧の位相が少しずつずれていれば、各々の出力に半波倍電圧整流器を設けてこれを合成することによって同様な効果が得られる。

また、ブリッジダイオードのような全波整流器ではダイオードが直列２段になり、ダイオードでの電圧降下があるため、昇圧比が低下していたが、半波倍電圧整流器ではダイオード１段のため、昇圧比の低下が抑制できる。

［実施の形態２］
実施の形態２では、実施の形態１よりも高い出力電圧が必要となる場合に有効であるようにＤＣ出力部を変更したものである。

図３は、実施の形態２の電源装置の構成を示す回路図である。図３を参照して、電源装置１００Ａは、電圧発生回路２０と、圧電トランス７３０と、電圧帰還回路４０と、ＤＣ出力部７０Ａと、電圧出力端子９２とを備える。電圧発生回路２０と、圧電トランス７３０と、電圧帰還回路４０によって、発振回路が構成される。電圧発生回路２０と、圧電トランス７３０と、電圧帰還回路４０の構成は、実施の形態１で説明した構成と同様であるので、ここでは説明は繰り返さない。

ＤＣ出力部７０Ａは、第２電圧Ｖ２１を直流電圧に変換する第１交流直流変換回路８１Ａと、第３電圧を直流電圧に変換する第２交流直流変換回路８２Ａとを含む。第１交流直流変換回路８１Ａと、第２交流直流変換回路８２Ａとは、縦続接続され、電圧出力端子９２には昇圧された出力電圧が供給される。

第１交流直流変換回路８１Ａは、電圧Ｖ２１が一方端に結合されるコンデンサ７１と、ダイオード７８Ａのカソードとコンデンサ７１の他方端との間に接続されるダイオード７２Ａと、コンデンサ７１の他方端と電圧出力端子９２との間に接続されるダイオード７３とを含む。ダイオード７２の順方向は、ダイオード７８Ａのカソードからコンデンサ７１の他方端に向かう向きである。ダイオード７３の順方向は、コンデンサ７１の他方端から電圧出力端子９２に向かう向きである。

第２交流直流変換回路８２Ａは、電圧Ｖ２２が一方端に結合されるコンデンサ７６と、接地ノードとコンデンサ７６の他方端との間に接続されるダイオード７７と、コンデンサ７６の他方端とダイオード７２Ａのアノードとの間に接続されるダイオード７８Ａとを含む。ダイオード７７の順方向は、接地ノードからコンデンサ７６の他方端に向かう向きである。ダイオード７８Ａの順方向は、コンデンサ７６の他方端から電圧出力端子９２に向かう向きである。

要するに、ＤＣ出力部７０Ａは、実施の形態１のＤＣ出力部７０の構成において、ダイオード７８のカソードを接地電位から切り離してダイオード７２のアノードに接続するように変更したものである。第１交流直流変換回路８１Ａと第２交流直流変換回路８２Ａとの間の接続ノードと、接地ノードとの間には、電圧安定化のためのコンデンサ７７９が接続されている。なお、第１交流直流変換回路８１Ａと第２交流直流変換回路８２Ａの接続構成は、上下逆であっても良い。

このような構成とすれば、図１に示したＤＣ出力部７０と比較して、圧電トランスの出力が例えば２出力の場合は出力電圧が２倍になり、更に昇圧比が上昇する。

［実施の形態３］
図４は、実施の形態３に係る電源装置の構成を示すブロック図である。図４を参照して、電源装置７０１は、電圧発生回路７２０と、圧電トランス７３０と、電圧帰還回路７４０と、バイアス電圧供給部７８０と、ＤＣ出力部７７０と、電圧出力端子７９２とを備える。電圧発生回路７２０と、圧電トランス７３０と、電圧帰還回路７４０によって、発振回路が構成される。圧電トランス７３０の構成は、図２に示した構成と同様である。また、ＤＣ出力部７７０は、実施の形態１のＤＣ出力部７０、実施の形態２のＤＣ出力部７０Ａのいずれであっても良い。

電圧発生回路７２０は、電圧源Ｇ１と、コイルＬｘと、スイッチング素子Ｍ１と、コンデンサＣ１とを含む。スイッチング素子Ｍ１としては、例えばＭＯＳトランジスタを使用することができる。コイルＬｘおよびスイッチング素子Ｍ１は、電圧源Ｇ１の電圧出力ノードと接地ノードとの間に直列に接続される。そして、コイルＬｘと並列にコンデンサＣ１が接続される。コイルＬｘとスイッチング素子Ｍ１との接続ノードからは、第１電圧Ｖ１が出力される。なお、コンデンサＣ１を設け、さらにスイッチング素子Ｍ１に並列にコンデンサを設けた構成であっても良い。

スイッチング素子Ｍ１に並列に容量を追加することにより、圧電トランス１次側を共振させることが知られている。コイルＬｘに並列容量（Ｃ１）を設けることは、小信号回路ではスイッチング素子Ｍ１に並列な容量と等価である。

圧電トランスの起動時、入力電圧Ｖｉが０Ｖから微小電圧にステップ応答で上昇する際、コイルＬｘと並列にコンデンサＣ１が存在すると高周波側のインピーダンスが小さく短絡とみなすことができ、入力電圧Ｖｉが圧電トランスに伝達されやすくなる。そのため、実施の形態３では、入力電圧Ｖｉが低くても電源装置の圧電トランスが発振しやすくなる。

電圧帰還回路７４０は、後述するように圧電トランス７３０の起動時に使用する第１帰還部と定常時使用する第２帰還部とを含む。

バイアス電圧供給部７８０は、スイッチング素子Ｍ１のしきい値電圧に応じたバイアス電圧をスイッチング素子Ｍ１の制御電極に供給する。これにより、スイッチング素子Ｍ１でのしきい値電圧の製造ばらつきによる電力効率の低下が防止できる。

図５は、電圧帰還回路７４０およびバイアス電圧供給部７８０の構成の一例を示した回路図である。図５を参照して、電圧帰還回路７４０は、第１帰還部Ｐ１と、第２帰還部Ｐ２とを含む。第１帰還部Ｐ１は、圧電トランス７３０の起動時に第２電圧Ｖ２１の変化をスイッチング素子Ｍ１の制御電極に伝達する。第２帰還部Ｐ２は、圧電トランス７３０の起動後に第２電圧Ｖ２の変化をスイッチング素子Ｍ１の制御電極に伝達する。

第１帰還部Ｐ１は、電圧Ｖ２をそのまま伝達する配線によって構成される。第２帰還部Ｐ２は、バイアス回路７５０と、移相回路７５２とを含む。移相回路７５２は、コンデンサ７４８を介して、圧電トランス７３０の出力を受ける。移相回路７５２は、たとえば、直列接続された複数のインバータを含んで構成される。バイアス回路７５０は、移相回路７５２の動作点電圧を設定するために設けられる。

第２帰還部Ｐ２が出力する電圧振幅は、第１帰還部Ｐ１が出力する電圧振幅よりも大きい。このため、スイッチング素子Ｍ１の制御電極の電圧変化が急峻となり、起動後の定常状態において第２帰還部Ｐ２が使用されることによって、定常状態におけるスイッチング素子Ｍ１における損失が低減される。このために、第１帰還部Ｐ１を定常時に使用し続けるよりも、第１帰還部Ｐ１で圧電トランス７３０を起動しその後第２帰還部Ｐ２に帰還経路を切替えるほうが、電源装置７０１の電力効率が向上する。

電圧帰還回路７４０は、圧電トランス７３０の起動時に第１帰還部Ｐ１の出力を選択し、圧電トランス７３０の起動後に第２帰還部Ｐ２の出力を選択する選択部７４４と、コンデンサ７６０と、抵抗素子７６２とをさらに含む。コンデンサ７６０は、選択部７４４によって選択された第１帰還部Ｐ１、第２帰還部Ｐ２のいずれか一方の出力を一方端に受け他方端からスイッチング素子Ｍ１の制御電極に電圧制御信号ＳＶを出力する。抵抗素子７６２は、コンデンサ７６０の他方端と端子７８２との間に接続される。コンデンサ７６０と抵抗素子７６２によってフィルタ回路が構成される。

選択部７４４は、端子７６４から入力される切替信号ＳＵに応じて第１帰還部Ｐ１と第２帰還部Ｐ２の出力の一方を選択し、コンデンサ７６０に伝達する。切替信号ＳＵは、圧電トランス７３０の起動時にロー（Ｌ）レベルに設定され、圧電トランス７３０の起動後はハイ（Ｈ）レベルに設定される。選択部７４４は、切替信号ＳＵがＬレベルの場合に導通するスイッチ７５４と、切替信号ＳＵがＨレベルの場合に導通するスイッチ７５６と、切替信号ＳＵを反転してスイッチ７５４の制御端子に与える反転回路７５８とを含む。

コンデンサ７６０と、抵抗素子７６２によって、ハイパスフィルタ回路が形成される。コンデンサ７６０は、選択部７４４の出力とスイッチング素子Ｍ１の制御電極との間に接続される。抵抗素子７６２は、スイッチング素子Ｍ１の制御電極と電圧入力端子７８２との間に接続される。

電源装置７０１は、圧電トランス７３０の起動時には、配線のみを構成要素とする第１帰還部Ｐ１およびコンデンサ７６０経由での帰還経路を選択する。しかし、この経路をずっと使用すると、スイッチング素子Ｍ１のゲート波形がなまるため、スイッチング素子Ｍ１のＯＮ、ＯＦＦ切り替わりのスイッチング特性が悪くなり、電力損失が大きくなる。

そこで、本実施の形態では、定常時になると電力効率の良い第２帰還部Ｐ２で帰還をかけることにより、スイッチング素子Ｍ１での電力損失を抑制する。第２帰還部Ｐ２では、移相回路７５２に含まれているインバータにより波形の立ち上がり立ち下がりを急峻にすることで電圧制御信号ＳＶの波形を整形し、スイッチング素子Ｍ１のスイッチング特性を改善する。また、移相回路７５２の移相シフト量（時間遅延量）は、複数のインバータの直列段数を適切な数に設定することにより、第１帰還部Ｐ１を経由した場合と同等となるように調整される。

定常時の電力効率が向上するため、電圧源Ｇ１の電圧が低い場合でも、圧電トランスで安定して昇圧することが可能となり、電源装置７０１の動作範囲が拡大する。

バイアス電圧供給部７８０は、端子７８２と、可変抵抗素子７８３，７８４とを含む。可変抵抗素子７８３，７８４は、出力電圧Ｖｏが供給されるノードと接地ノードとの間に直列に接続され、その接続ノードからはバイアス電圧が出力される。端子７８２は、バイアス電圧をスイッチング素子Ｍ１の制御電極に与えるために設けられる。これにより、電圧制御信号ＳＶの振幅中心はバイアス電圧となる。なお、フィルタ回路を構成する抵抗素子７６２とは別に、他の抵抗素子を介してバイアス電圧をスイッチング素子Ｍ１の制御電極に与えるようにバイアス電圧供給部７８０を構成しても良い。

なお、端子７８２が設けられている場合には、可変抵抗素子７８３，７８４は、電源装置７０１の外部に配置しても良い。また、抵抗素子７６２と可変抵抗素子７８３，７８４とを同一基板に配置する場合には、必ずしも端子７８２は設けなくても良い。

このように、スイッチング素子Ｍ１の制御電極に外部または内部で発生したバイアス電圧を印加する。帰還部のスイッチング素子Ｍ１（ＭＯＳトランジスタ）のしきい値電圧には、製造ばらつきがある。しきい値電圧は、ＭＯＳトランジスタのスイッチング特性を決める。電力損失の少ないＺＶＳ（ゼロボルトスイッチング）をさせるためには、しきい値電圧の製造ばらつきをキャンセルし、ゼロにする必要がある。キャンセルする方法として、ＭＯＳトランジスタ基板電圧もしくはゲート電圧にしきい値電圧分のオフセットを印加する方法が考えられる。前者はトランジスタの基板分離により実現できるがコスト増となる。このため、本実施の形態では、フィルタ回路の抵抗の端部にしきい値電圧分のバイアス電圧を印加することによって、製造ばらつきをキャンセルすることが実現できる。

図５のようにすれば、圧電トランスから得られるＤＣ出力電圧Ｖｏを使用するので、外部電源電圧が不要である。なお、図５の電圧入力端子７８２に直接外部から電圧を与えても良いが、図５において、出力電圧Ｖｏの代わりに外部から電圧を与えても良い。

これにより、スイッチング素子Ｍ１のしきい値電圧ばらつき制御、電力効率改善、調整ができる。

以上説明したように、実施の形態３の電源装置７０１は、実施の形態１または２に示した電源装置の奏する効果に加えて、スイッチング素子Ｍ１のしきい値電圧のばらつきの影響を低減できるとともに、定常時におけるスイッチング素子Ｍ１の損失を低減できる。

今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

２０，７２０ 電圧発生回路、４０，７４０ 電圧帰還回路、７５４，７５６ スイッチ、６０，７１，７６，７４８，１６０，７６０，７７９，Ｃ１ コンデンサ、６２，１６２ 抵抗素子、７０，７０Ａ，７７０ 出力部、７２，７２Ａ，７３，７７，７８，７８Ａ ダイオード、８１，８１Ａ，８２，８２Ａ 交流直流変換回路、９２，７９２ 電圧出力端子、１００，１００Ａ，７０１ 電源装置、７３０ 圧電トランス、７３１ 上部層、７３２ 出力電極、７３２ａ〜７３２ｄ 出力電極片、７３３，７３５ 圧電体層、７３４ 中間電極、７３６ 入力電極、７３６ａ〜７３６ｄ 入力電極片、７３９ 振動部集合部、７３９ａ〜７３９ｄ 振動部、７４１，７４５ パッド電極、７４３，７４７ 出力端子、７４４ 選択部、７５０ バイアス回路、７５２ 移相回路、７５８ 反転回路、７６４ 端子、７８０ バイアス電圧供給部、７８２ 電圧入力端子、７８３，７８４ 可変抵抗素子、Ｇ１ 電圧源、Ｌｘ コイル、Ｍ１ スイッチング素子、Ｐ１，Ｐ２ 帰還部。

Claims (4)

1. 電圧制御信号に応じて第１電圧を発生する電圧発生回路と、
   前記第１電圧を第２電圧および第３電圧に変換する圧電トランスと、
   前記第２電圧を受けて前記電圧制御信号を出力する電圧帰還回路と、
   前記第２電圧および前記第３電圧を受け、直流電圧を出力する出力部とを備え、
   前記第２電圧および前記第３電圧は交流電圧であり、
   前記出力部は、
   前記第２電圧を直流電圧に変換する第１交流直流変換回路と、
   前記第３電圧を直流電圧に変換する第２交流直流変換回路とを含む、電源装置。
2. 前記圧電トランスは、前記第２電圧の位相と前記第３電圧の位相がずれるように構成され、
   前記第１交流直流変換回路と、前記第２交流直流変換回路とは、並列接続され、出力端子に出力電圧が供給される、請求項１に記載の電源装置。
3. 前記第１交流直流変換回路と、前記第２交流直流変換回路とは、縦続接続され、出力端子に昇圧された出力電圧が供給される、請求項１に記載の電源装置。
4. 前記電圧発生回路は、
   電圧源と、
   前記電圧源の電圧出力ノードと接地ノードとの間に直列に接続されたコイルおよびスイッチング素子と、
   前記コイルと並列に設けられた並列容量とを含み、
   前記コイルと前記スイッチング素子との接続ノードからは、前記第１電圧が出力される、請求項１〜３のいずれか１項に記載の電源装置。

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