JP2018137953A - 高調波発生装置 - Google Patents

Abstract

【課題】電力幹線に接続される電動機を改変することなく、電動機に給電する電力幹線側にて、電動機の運転効率を更に向上させ得る高調波発生装置を提供すること。
【解決手段】一実施形態の高調波発生装置は、電源変圧器に接続された電力幹線から交流を給電される電動機に付加接続される高調波発生装置であって、前記電動機の運転時に、その固定子のコイル収容の総スロット数（Z1）と極対数（P）の比（Ｚ１／Ｐ）に基づいて、前記固定子と回転子との間に発生する高調波回転磁束により生じる高調波電圧のうち、前記回転子に対して制動力となる次数の高調波電圧に対して、この制動力となる前記高調波電圧と同じ次数で逆位相となる高調波電圧を発生させる高調波発生装置であり、前記高調波発生装置は、前記電動機の｛（Ｚ１／Ｐ）−１｝に対応する周波数の所定高調波の周波数及び振幅となる消去用高調波を時間的に切り替えて出力する。
【選択図】図５

Description

本発明の実施形態は、電源変圧器に接続された電力幹線から給電される電動機に付加接続される高調波発生装置に関する。

一般に、各種設備の動力源として誘導電動機が広く用いられている。この種の電動機では、電力幹線から固定子に設けられた一次巻線に電源電圧を供給して回転磁界を発生させ、これにより回転子に回転トルクを生じさせて運転している。この場合、固定子及び回転子の構造上、高調波電圧が発生する。この高調波電圧は、電動機の運転効率を低下させ、温度上昇をもたらす。

そこで、この高調波を低減するために各種の提案がなされている。その１つの提案は、電力幹線から供給される電源電圧と同相で、所定の高調波周波数の電流を発生させ、回転子に対して制動力となるマイナス１の高調波次数で電源電圧よりほぼ９０°位相の遅れた高調波電圧を発生させるリアクタンス回路を用いるものである（特許文献１参照）。

この提案では、電力設備に接続されるモータの固定子のスロット数に応じた特定次数の高調波を作成する必要があるので、モータの構造（固定子のコイル収容の総スロット数と極対数）に応じて異なる次数の高調波が必要となる。

そしてそれらの高調波の振幅を最適な値にする必要がある。しかし、それらの必要な高調波を単に合成すると、合成した高調波の振幅などが相互に影響しあい、本来必要な高調波からずれてしまうこともあった。

本発明は、このような点に鑑みてなされたもので、周波数及び振幅値を適切に設定した消去用高調波を別々に作成して時間的に合成することにより、電動機の運転効率を向上させることが可能な高調波発生装置を提供する。

特開２００８−２９５２０３号公報

本発明が解決しようとする課題は、電力幹線に接続される電動機を改変することなく、電動機に給電する電力幹線側にて、電動機の運転効率を更に向上させ得る高調波発生装置を提供することにある。

本発明の一実施形態に係る高調波発生装置は、電源変圧器に接続された電力幹線から交流を給電される電動機に付加接続される高調波発生装置であって、前記電動機の運転時に、その固定子のコイル収容の総スロット数（Z1）と極対数（P）の比（Ｚ１／Ｐ）に基づいて、前記固定子と回転子との間に発生する高調波回転磁束により生じる高調波電圧のうち、｛（Ｚ１／Ｐ）−１｝の次数は前記回転子に対して制動力となる、前記高調波電圧と同じ次数で逆位相となる高調波電圧を発生させる高調波発生装置であり、前記高調波発生装置は、前記電動機の｛（Ｚ１／Ｐ）−１｝に対応する周波数の所定高調波の周波数及び振幅となる消去用高調波を時間的に切り替えて出力することを特徴とする。

上記構成によれば、制動力となる回転磁束を打ち消す回転磁束を生じさせる高調波電圧を、各種類の電動機に加えるように構成したので、電動機の運転効率が向上し、省電力効果を得ることができる。

本発明の一実施形態に係る高調波発生装置を含む電力設備を示す等価回路図である。 図１に示した等価回路の一部を書き換えた等価回路図である。 本発明の実施形態に係る高調波発生装置において用いられる電動機の固定子と回転子との関係を示す図で、（ａ）はそれらの構造を（ｂ）はそれらの間の発生磁束を示している。 本発明の実施形態の動作原理を説明するためのベクトル図である。 本発明の一実施形態に用いられる高調波電流発生器の一例を示す構成図である。 図５に示した高調波電流発生器の一部の他の例を示す回路図である。 電力設備において高調波発生装置と高調波電流発生器と各電動機の関係を示す図である。 図５に示した本発明の一実施形態の高調波電流発生器の動作を説明するための波形図である。 図１で示した電動機の回転子部分に生じる基本波の誘起電圧について説明するための等価回路図である。 図１で示した電動機の回転子部分に生じる高調波電圧について説明する等価回路図である。 本発明の実施形態に用いられる電動機の回転速度、２次巻線への入力電力、及びすべりとの関係を示す特性図である。

＜本発明の原理の簡単な説明＞
実施形態の説明に先立って、本発明の原理を簡単に説明する。

上述のように、本発明者は先に上げた特許文献１で示したように、電力幹線に接続される電動機の運転時に、制動力となる｛（Ｚ１／Ｐ）−１｝次数の回転磁束を打ち消す回転磁束を生じさせる高調波電圧を発生させればよいことを見出した。

そのために、各種電動機に対応する特定の高調波周波数で所定の振幅の消去用高調波を作成しそれらを合成してこれを電動機に供給することにより、不必要な電力消費を減らしていた。ここで各種電動機とは、モータの構造（固定子のコイル収容の総スロット数と極対数の比）が異なる電動機をいう。

電力幹線と本発明の実施形態の高調波発生装置１３と、各種類の電動機の接続関係を図７に示した。後で具体的に説明する。

しかし、所定の消去用高調波を合成すると、それらの高調波相互間で相互干渉が生じて、所定の周波数、振幅を必要とする高調波からずれてしまい、それらの干渉を考慮して振幅等を調整することは比較的困難であった。

本発明では、上記のように必要な消去用高調波を個別に作成し適切な高調波を得て、それらを時間的に切り替えて加え、接続された電動機に供給するようにした。

このようにすれば、所定の時間が経つと複数の高調波が実効的に各種電動機に供給されるようになる。しかも消去用高調波は、コンピュータにより個別に容易に作成できる。

＜実施形態の説明＞
以下、本発明の実施形態について、図面を用いて詳細に説明する。

図１には、電力設備を構成する電源変圧器１１、電力幹線１２、高調波発生装置１３、電動機１４例えば誘導電動機、の関係を表す。これらは等価回路により示している。電動機１４は、図７に示す複数種類の電動機のうちの例えば１種類の電動機を意味する。

高調波発生装置１３は、リアクタンス回路１５及び高調波電流発生器１６からなる。高調波電流発生器１６は、図示のように電源変圧器１１の近傍に設けるか、又は電力幹線（低圧幹線とも呼ぶ）１２の末端に接続された電動機１４の入力端子近傍に接続する。

電源変圧器１１の２次巻線の両端からは、電力幹線（１００Ｖ，２００Ｖ，４００Ｖ等）１２が導出されている。電源変圧器１１の２次巻線の両端間には電源電圧Ｖ１が発生する。また、この２次巻線側には、図２に示すように電源変圧器１１の巻線抵抗Ｒｔ及び巻線の漏れリアクタンス＋ｊνＸｔが存在し、上述したリアクタンス回路１５を構成する。

また、この電力幹線１２間には、ν次(１１次、１７次、２３次等)の高調波を含む高調波電流（連続波電流又はパルス電流）Ｉν(pls)の発生源となる高調波電流発生器１６が接続されている。この高調波電流Ｉν(pls)はインピーダンスの低い電源変圧器１１側に流れる。

電源変圧器１１及びリアクタンス回路１５部分の等価回路は、図２で示すように書き換えることができる。図２において、電源変圧器１１の１次側漏れリアクタンス１１−１は、電源変圧器１１の励磁回路のリアクタンス１１−ｅに対して著しく小さいので、１次側漏れリアクタンス１１−１はショートされたことと同じとなる。

リアクタンス回路１５のインピーダンスをＺν(pall)とする。このリアクタンス回路１５部分には、高調波電流発生器１６からの高調波電流Ｉν（pls）が図示方向に流れることにより、高調波電源電圧Ｖν（pls）が発生する。すなわち、高調波電流発生器１６は、高調波電源電圧Ｖν（pls）を発生させるためのν次の高調波電流Ｉν（pls）を流す電流源となる。

なお、（slot）は、本来電動機に生じている成分を示し、（pall）（pls）は、本発明の実施形態の高調波発生装置により発生させる成分を意味する。

図１に戻って、電力幹線１２に接続された電動機１４は、固定子１４−１部分、及び回転子１４−２部分を有している。電動機１４の固定子１４−１には１次巻線ｗ１が設けられ、回転子１４−２には２次巻線ｗ２が設けられている。固定子１４−１の１次巻線ｗ１は、電力幹線１２に線路リアクタンス分＋ｊＸｌを介して接続しており、この１次巻線ｗ１自身は抵抗分ｒ１とリアクタンス分＋ｊνｘ１を有する。

また、２次巻線ｗ２は抵抗分ｒ２’及びリアクタンス分＋ｊｘ２’及び機械的負荷に相当する抵抗ｒ（ｍｋ）＝（１−Ｓν) ｒ２’／Ｓνを有する。

ここで、電動機１４の図示しない入力端子に、電力幹線１２から概略基本波の電源電圧Ｖ１を印加すると、電動機１４の固定子１４−１に設けられた１次巻線ｗ１には、図１で示すように、電源の基本波電圧Ｖ１に対して９０°遅れの、基本波の励磁電流Ｉ(0)(1)が流れる。

また、固定子１４−１と回転子１４−２との間には、この励磁電流Ｉ(0)(1)に比例して、励磁電流Ｉ(0)(1)と同一位相の回転磁束φ１が発生する。そして、この回転磁束φ１に対して９０°遅れ（電源電圧Ｖ１に対しては１８０°遅れ)の逆起電力Ｅ１が発生する。また、この電圧Ｅ１に比例して回転子１４−２の２次巻線ｗ２には電圧Ｅ１’が誘起される。

電動機の固定子１４−１には１次巻線ｗ１を収容するスロットが形成されており、このスロットに起因して磁気抵抗が規則的に分布する。すなわち、図３（ａ）で示すように、固定子１４−１には、上述したように、３相（ｕ，ｖ，ｗ）の一次巻線（コイルとも呼ぶ）ｗ１を収容するスロット２１が形成されている。

この固定子１４−１と回転子１４−２との隙間では、コイルを収容しているスロット２１の直下と固定子鉄心直下では磁気抵抗（パーミアンス）に差が存在する。このため、基本波による回転磁束φ１の他に、スロット２１に起因し、その個数に対応するν次の高調波回転磁束φνが発生する。

ここで、固定子１４−１の総スロット数をＺ１、電機子上の極間隔をτｐ、極対数をＰとすると、スロット２１に起因するパーミアンスの分布波ｋは、次式（１）で示される。

なお、上式（１）においてｋavはパーミアンスの平均値（average）である。

図３（ｂ）で示す基本波回転磁束密度はＢ１をＢ１ｓｉｎ（π／τ・ｘ）とすると、実際の回転状態における磁束密度波Ｂνは次式（２）となる。

上記式（２）から、基本波波形Ｂ１に対して９０°遅れの｛（Ｚ１／Ｐ）＋１）｝次の高調波回転磁束Ｂ｛（Ｚ１／Ｐ）＋１｝、及び基本波波形Ｂ１に対して９０°進みの｛（Ｚ１／Ｐ）−１｝次の高調波回転磁束Ｂ｛（Ｚ１／Ｐ）−１｝が発生することがわかる。（なお、以下｛（Ｚ１／Ｐ）−１｝、｛（Ｚ１／Ｐ）＋１｝は（Ｚ１／Ｐ−１）、（Ｚ１／Ｐ＋１）とも記載する。）
磁束は磁気回路の面積に比例するのでφ１∝Ｂ１であり、φ（Ｚ１／Ｐ−１）次、及びφ（Ｚ１／Ｐ＋１）次の回転磁束が発生することを意味する。

周知のように、φ（Ｚ１／Ｐ＋１）次の磁束は、基本波回転磁束波φ１に対して正方向、かつ９０°遅れで回転する。また、φ（Ｚ１／Ｐ−１）次の磁束は、基本波回転磁束波φ１に対して逆方向、かつ９０°進み位相で回転する。通常、電動機の１極当りのスロット数（Ｚ１／Ｐ）は、１２，１８，２４個が多用されている。したがって、（Ｚ１／Ｐ−１）次としては、１１，１７，２３次の逆回転磁束密度波が、（Ｚ１／Ｐ＋１）次としては１３，１９，２５次の正回転磁束密度波がそれぞれ発生する。

この次数νが（Ｚ１／Ｐ＋１）次、及び（Ｚ１／Ｐ−１）次の高調波回転磁束φν(slot)によって、固定子１４−１の１次巻線ｗ１には高調波電圧Ｖν(slot)が、回転子１４−２の２次巻線w２には高調波電圧Ｖν’(slot)が生じる。

このうち、（Ｚ１／Ｐ−１）次、即ち１１次，１７次，２３次の高調波電圧Ｖν’(slot)は、回転子１４−２に対して制動力となる回転磁束を生じ、後述するように無駄な電力を消費することになる。したがってこれらの高調波を低減させる必要がある。以下、（Ｚ１／Ｐ−１）次の高調波への対応を説明する。

本発明では、図１及び図２で示したように、電力幹線に高調波電流発生器１６を接続して、一定のν次の高調波電流Ｉν（pls）を、インピーダンスＺν(pall)を有するリアクタンス回路１５に流している。このことにより、高調波電圧Ｖν（pls）＝Ｚν(pall)・Ｉν（pls）を発生させ、増幅する。この高調波電圧Ｖν（pls）により、前述したスロット２１に起因するν次の高調波回転磁束φν(slot)に対して逆位相となる高調波回転磁束φν（pls）を発生させる。

このことにより高調波回転磁束φν(slot)を減少させ、高調波回転磁束φν(slot)により発生する高調波電圧Ｖν(slot)，Ｖν’(slot)を減少させる。その結果、高調波電圧Ｖν’(slot)により無駄に消費されている電力を低減させることができる。

上述した関係を、図４のベクトル図を用いて以下に説明する。

図４は、相の数ｍが３、１極１相当たりのコイル数ｑが３で、１極対あたりのスロット数２ｍｑ、すなわち、前述した（Ｚ１／Ｐ）が１８個の電動機における１７次高調波について示している。

電動機１４の入力端子に電源電圧Ｖ１を印加すると、固定子１４−１と回転子１４−２との間には、電源の基本波電圧Ｖ１に対して９０°遅れの回転磁束φ１が発生し、固定子１４−１の１次巻線ｗ１には、この回転磁束φ１に対して９０°遅れ（電源電圧Ｖ１に対しては１８０°遅れ)の逆起電力Ｅ１が発生する。

固定子１４−１と回転子１４−２との隙間では、コイルを収容しているスロット２１の数に対応するν次の高調波回転磁束φν(slot)が発生する。この高調波回転磁束φν(slot)は、基本波による回転磁束φ１に対して９０°進みである。

また、この高調波回転磁束φν(slot)により１次巻線ｗ１には高調波電圧Ｖν(slot)が発生する。この高調波電圧Ｖν(slot)は高調波回転磁束φν(slot) に対して９０°進みである。

これに対し、図１及び図２で示した高調波電流発生器１６から、電源電圧Ｖ１に対して同相のν次の高調波電流Ｉν（pls）を、電源変圧器１１の漏れリアクタンス＋ｊνＸｔを含むリアクタンス回路１５に図示方向で流す。高調波電流Ｉν（pls）は、上述したリアクタンス回路１５に流れることで、そのインピーダンスＺν(pall)により、リアクタンス回路１５両端に高調波電流による電圧降下が生じる。その高調波電圧をＶν（pls）とすると、Ｖν（pls）＝−Ｚν(pall)・Ｉν（pls）となる。

リアクタンス回路１５のインピーダンスＺν(pall)は、前述のように、電源変圧器１１の漏れリアクタンス＋ｊνＸｔを含むので、Ｉ１７（pls）が流れることにより生じる高調波電圧Ｖν（pls）は、図４で示すように、電源電圧Ｖ１に対して９０°遅れの位相となる。

ここで、高調波電流発生器１６が電力幹線１２の末端に接続された場合は、リアクタンス回路１５のリアクタンスは、電源変圧器１１のリアクタンスＸｔと、電力幹線１２のリアクタンスＸｌとの合算分となり、インピーダンスＺν(pall)が求まる。

この高調波電圧Ｖν（pls）が電動機１４の１次巻線ｗ１に印加されると、図１で示したように、ν次の励磁電流Ｉ(0)(ν，pls)が１次巻線ｗ１に流れる。この励磁電流Ｉ(0)(ν，pls)は、Ｖν（pls）に対して９０°遅れであるので、励磁電流Ｉ(0)(ν，pls)と同相の高調波回転磁束φν（pls）が図４で示すように発生する。すなわち、高調波電流発生器１６に基づく高調波回転磁束φν（pls）は、スロットに起因する高調波回転磁束φν(slot)との位相角θν(slot,pls) が１８０°で、完全に逆位相となる。

したがって、スロットに起因する高調波回転磁束φν(slot)は減少し、この高調波回転磁束φν(slot)によって発生する高調波電圧Ｖν(slot)，及びこれによって２次巻線ｗ２に誘起される高調波電圧Ｖν’ (slot)が減少する。その結果、高調波電圧Ｖν’(slot)により無駄に消費されている電力を低減させることができる。

ここで、電力幹線１２から給電される電動機１４は、上述した１極対あたりのスロット数、すなわち、（Ｚ１／Ｐ）が１８個の１種類の電動機のみではなく、同じ電力幹線１２に（Ｚ１／Ｐ）が１２個、或いは２４個の電動機も混在して用いられることが多い。すなわち、前述のように電動機１４には、１極当りのスロット数（Ｚ１／Ｐ）が１２，１８，２４，３０個である複数種類の電動機が多用されている。

そこで、電力幹線１２に接続する高調波電流発生器１６には、電動機１４において逆回転トルクを発生する１１次、１７次、２３次、２９次の高調波が混合した高調波電流を流すものを用いる。

この高調波電流発生器１６が流す高調波電流Ｉν(pls)は、連続波電流又はパルス電流とする。先ず、この高調波電流Ｉν(pls)の電流波形が、基本電源電圧Ｖ１に対して１１次、１７次、２３次、２９次の連続波電流を発生する高調波電流発生器１６について図５を用いて説明する。

なお、図５は１相分を示している。実際の電力幹線１２は３相系統であるので、図５で示した１相分の回路を、３相を構成する各相ｕ，ｖ，ｗの入力電圧に対応するべく３つの回路を設ける。

高調波電流発生器１６は、図５で示すように、交流の波形を矩形波に変えるコンパレータ５１、所定の高次高調波を作成する高調波作成部５２、作成された高次高調波の位相を合せる位相調整部５３、高次高調波の振幅を変える可変抵抗部５４、これらの位相及ぶ振幅を調整された高次高調波を切り替える高調波切替部５５、この高調波切替部５５の切替時間を制御する切替時間制御部５５ｓ及び切り替えられた高次高調波を出力する出力部５６により構成される。

これらのコンパレータ５１、高調波作成部５２、位相調整部５３、可変抵抗部５４、高調波切替部５５、切替時間制御部５５ｓは、例えばコンピュータにより構成され、ディジタル的に電動機内でスロットに起因する高調波磁束の高調波（消去用高調波）の作成、位相調整、振幅調整、出力高調波切替え等がなされる。特定の周波数及び振幅を有する消去用高調波が所定時間毎に切り替えられて、出力部５６に入力されることになる。

出力部５６は、半波の信号を出力するが、後続する複数種類の電動機には、所定時間後には各電動機に応じた消去用の高調波が連続的に加えられることになる。動作については後で具体的に述べる。

コンパレータ５１の入力端子ａには、各相（例えばｕ相）からの入力電圧、すなわち、例えば商用電源の交流の基本電源電圧Ｖ１が入力される。入力された基本電源電圧Ｖ１はコンパレータ５１により、基本電源電圧Ｖ１と同相の矩形波又はこれに近い波形が得られ、出力端子ｂに出力される。

高調波作成部５２１，５２２，５２３，５２４では各々１１次、１７次、２３次、２９次の連続的な高調波が作成されている。これら高調波作成部の各出力は位相調整部５３１，５３２，５３３，５３４に一方の入力端子に入力される。

一方、コンパレータ５１の出力端子ｂから出力された矩形波は、並列に位相調整部５３１，５３２，５３３，５３４に比較出力として他方の入力端子に入力される。

位相調整部５３１，５３２，５３３，５３４の出力端子は可変抵抗部５４１，５４２，５４３，５４４の入力端子に接続されている。位相調整部５３１，５３２，５３３，５３４で位相調整された高調波は、可変抵抗部５４１，５４２，５４３，５４４において振幅を調整される。可変抵抗部５４１，５４２，５４３，５４４の出力端子は高調波切替部５５の入力端子に接続されている。可変抵抗部５４１，５４２，５４３，５４４で振幅調整された高調波は、高調波切替部５５で切り換えられる。

高調波切替部５５の出力側には、電力幹線１２の１相分を構成する線ｕ，ｖ間に設けられた出力部５６が接続されている。出力部５６は、ダイオード及び抵抗を介して線ｕ，ｖ間に逆並列に接続された最終段出力素子としての電力トランジスタ又はＭＯＳ型ＦＥＴ（図ではＭＯＳ型ＦＥＴを示している）５６１、５６２を有する。

そして、それらのベース又はゲートには、上述した高調波切替部５５の出力端子が、それぞれバイアス回路５６３，５６４を介して接続されている。

このように電力トランジスタ又はＭＯＳ型ＦＥＴ５６１、５６２のベース又はゲートにそれぞれバイアス回路５６３，５６４を設けたことによりアナログ増幅器として機能する。

出力部５６では、商用交流電圧の正の半周期においては、ＮＰＮ型ＭＯＳＦＥＴ５６１が導通する。一方、商用交流電源電圧の負の半周期においては、ＰＮＰ型ＭＯＳＦＥＴ５６２が導通する。

これらのＦＥＴ５６１，５６２には、バイアス電圧を印加して、Ｂ級の動作をさせる。

本実施形態の高調波電流発生器１６は上述のように構成されている。

なお、図５に示す実施形態において、出力部５６に、半波の出力回路を用いている。これは全波の出力を得るためには、トランスを用いる必要があるが、前の段の位相調整部５３において、位相を調整しており、位相を変化させることをできるだけ防止するためである。通常、トランスの励磁電流により位相誤差が５度程度発生する。

ただし、トランスを用いて全波の出力を得るようにしてもよい。その場合の高調波電流発生器１６の回路構成としては、図６で示すように構成してもよい。すなわち、図５で示した回路にトランス５６５を加え、このトランス５６５を介して、各最終段出力素子５６１、５６２に直流電源＋ＶＯＯ，−ＶＯＯを接続する。このような構成の出力部を用いると、基本電源電圧Ｖ１が負の半サイクルにおいても、直流電源電圧が印加されることにより高調波電流を流すことが可能となる利点がある。

＜この実施形態の接続関係及び動作の説明＞
ここで、この実施形態の接続関係と動作を説明する。

電力幹線には、通常、スロット数の異なる複数種類の電動機が接続される。Ｐを電動機の極対数、Ｚ１を各電動機の固定子の総スロット数とする。３相電源の場合、（Ｚ１／Ｐ）は６の倍数であるので、この値は１２、１８、２４、３０などとなる。本実施形態の高調波発生装置は、電力幹線と複数種類の電動機の間に接続される。

図７に、これらの複数種類の電動機と、これらの電動機と電力幹線の間に付加接続される本発明の高調波発生装置の接続関係を示す。すなわち、本実施形態の高調波発生装置１３は、電力幹線１２に接続され、この高調波発生装置１３は電動機１４１２、１４１８ａ、１４１８ｂ、１４２４ａ、１４２４ｂ、１４３０に接続される。

高調波発生装置１３は、高調波電流発生器１６を内蔵する。電動機１４１２はＺ１／Ｐが１２であり、電動機１４１８ａ，１４１８ｂはＺ１／Ｐが１８のタイプである。また、電動機１４１２ａ，１４１２ｂはＺ１／Ｐが２４であり、電動機１４３はＺ１／Ｐが３０のタイプである。このように複数種類の電動機が高調波発生装置１３の出力端子に接続されている
したがって、これらの電動機の運転効率を向上させるために、高調波発生装置１３の高調波電流発生器１６に各種電動機に対応した逆回転トルクを発生する複数の次数の高調波電流を流すことにより、接続されるトランスの漏れリアクタンスにおいて、複数の次数の高調波電圧を同時に発生させる必要があった。

消去のための逆回転方向の高調波の次数（逆高調波次数）νは、｛（Ｚ１／Ｐ）−１｝となる。３相電源の場合、逆高調波次数νの値は、５，１１，１７，２３，２９，３５，４１等が一般的に多く用いられる。そこで、図５に示した高調波電流発生器１６では、１１、１７、２３、２９次の連続高調波を作成して位相調整し、その後振幅を調整してこれらの高調波を切り替え、半波出力として出力部５６から出力している。

次に、図５に示す高調波電流発生器１６の動作につき、まず図８の波形図を用いてわかりやすく説明する。図８に示す波形図は、基本的に出力部５６からの出力波形を示す。

高調波作成部５２１、５２２、５２３、５２４では、各々上記１１、１７，２３、２９次の高調波の連続波が作成されている。これらの高調波は、位相調整部５３１，５３２，５３３，５３４で位相調整される。その後、可変抵抗部５４１、５４２、５４３、５４４で各々の高調波の振幅が調整され、高周波切替部５５で切り替えられて、出力部５６から半波として出力される。

図８における、波形８２１ａは、高調波作成部５２１において作成された１１次高調波の連続波波形の上半波を示す。この１１次高調波の立ち上がりのゼロクロス点は、交流８１の立ち上がりゼロクロス点のタイミングと合うように、位相調整部５３１において両方向矢印８７１方向に調整される。したがって、１１次高調波の立ち上がりゼロクロス点は交流の立ち上がりゼロクロス点に合致し矢印８８１の時点となる。１１次高調波の立ち下りゼロクロス点は、交流の立ち下りゼロクロス点とも位相を合せられる。

また、波形８２２ａは、高調波作成部５２２において作成された１７次高調波の連続波波形の上半波を示す。この１７次高調波の立ち上がりのゼロクロス点は、次の周期での交流８１の立ち上がりゼロクロス点のタイミングと合うように、位相調整部５３２において両方向矢印８７２方向に調整される。したがって、１７次高調波の立ち上がりゼロクロス点は交流の立ち上がりゼロクロス点に合致し矢印８８２の時点となる。

同様に、波形８２３ａは、高調波作成部５２２において作成された２３次高調波の連続波波形の上半波を示す。この２３次高調波の立ち上がりのゼロクロス点は、次の周期での交流８１の立ち上がりゼロクロス点のタイミングと合うように、位相調整部５３３において両方向矢印８７２方向に調整される。したがって、２３次高調波の立ち上がりゼロクロス点は交流の立ち上がりゼロクロス点に合致し矢印８８３の時点となる。

図８には示していないが、２９次高調波についても同様に位相調整部５３４において位相調整される。

振幅値については、可変抵抗部５４において調整される。具体的には１１次高調波の位相調整部５３１の出力は可変抵抗部５４１に振幅調整され、図８に示すように振幅値Ｉ１１となる。

１７次高調波の位相調整部５３２の出力は可変抵抗部５４２に振幅調整され、図８に示すように振幅値Ｉ１７となる。同様に、２３次高調波の位相調整部５３３の出力は可変抵抗部５４２に振幅調整され、図８に示すように振幅値Ｉ２３となる。

図８には示していないが、２９次高調波についても、同様に位相調整部５３４出力は可変抵抗部５４４で振幅調整される。

これらの位相調整及び振幅調整された１１次、１７次、２３次、２９次の高調波は、高調波切替部５５において交流のほぼ１周期で切り替えられる。

この切替時間は切替時間制御部５５ｓにおいて検査のために制御される。この切替制御時間は、通常、交流の１周期よりも長い時間にされる。位相調整及び振幅調整された１１次、１７次、２３次、２９次の全波の高調波が出力部５６に印加されることになる。

出力部５６において、図８に示すように各高調波は正及び負の半波の波形とされる。

なお、高調波作成部５２において作成される高調波は、正弦波が最も好ましい。他の高調波成分が含まれないからである。したがって矩形波は他の高調波成分を含むので好ましくない。できるだけ正弦波に近い波形であることが望ましい。

＜必要な各高調波の振幅値＞
ここで、生じている電動機で生ずる高調波を消去するために必要な各高調波の振幅値について説明する。

電動機のスロットに起因して発生する高調波回転磁束φνの大きさは、スロットの幾何学的形状に関係する。通常、スロット数が大きくなるほど、高調波回転磁束φν（slot）は小さくなる。

電動機のスロットに起因して生ずる高調波磁束によって発生する高調波電圧は小さく、その計測は一般に困難である。

本発明者は、電力幹線において、インバータ等の高調波発生機器をまったく有しない幹線において高調波電圧Ｅνの実測を試みた。

その結果を表１に示す。上段に高調波の次数νを、下段にその高調波電圧Eνの基本波に対する含有比率（％）を表している。

この表から、高調波電圧Ｅνは高調波次数φνの１．２から１．５乗に逆比例することを見出した。

高調波回転磁束φν(slot)により電動機の巻線に発生する電圧Eν(slot）は、上記（２）式により、逆高調波次数νに比例することが理解される。上記表１により高調波回転磁束φν（slot）は高調波次数νの略２．２乗に逆比例することがわかった。数式で表すと次式（３）になる。

φν（slot）∝１／ν^2.2 ・・・・・・（３）
電動機の中において発生する高調波起電力Eν（slot）∝ν×φν（slot）であるから、
Eν（slot）∝ ν×φν（slot）＝ν×１／ν^2.2=１／ν^1.2 ・・・（４）
となる。

このように、電動機で発生する高調波起電力Eν（slot）はν^1.2 に逆比例する。

そこで、本発明の一実施形態の高調波発生装置では、上記高調波起電力Eν（slot）を消去するために逆回転の消去用高調波起電力を作成し印加すればよい。

図２に示す高調波電流発生器１６に流す消去用高調波電流Iν（pls）は １／ν^2.2 に比例させる。すなわち、次式（５）となる。

Iν（pls）∝１／ν^2.2 ・・・・・・・（５）
また、消去用高調波起電力Vν（pls）はν×Iν（pls）に比例するから次式（６）となる。

Vν（pls）∝１／ν^1.2 ・・・・・・・（６）
すなわち、消去用高調波起電力Vν（pls）はν^1.2に逆比例させればよい。

各高調波の振幅については、表１の各高調波の振幅比を用いる。

また、電流については、１７次高調波電流を基準とすると、各高調波電流の比率は、表２のようになる。

事例１、事例２は実際に測定してみた各高調波電流の比率である。電動機においてスロットにより発生する高調波磁束を抑制するために、図２に示す高調波電流発生器１６にIν（pls）を流す。１７次高調波を基準とすると大体、２３次高調波ではその５０％、２９次高調波では３０％、３５次高調波では２０％が最適比率となる。

また、電力幹線に流す逆回転磁界を発生する各高調波電流の位相は基本波に対して略同位相とすることが好ましい。基本波に対する１７次高調波の供給電流の位相は、±１０°以内程度とすることが好ましい。

＜すべりについての説明＞
次に、図１で説明した電動機１４の２次巻線ｗ２における電力について詳細に説明する。まず、すべりについて説明する。

固定子１４−１と回転子１４−２との隙間に発生する回転磁束のうち、前述したように１１次、１７次、２３次の成分は、基本波回転磁束に対して逆方向に回転する。これに対し、１３次、１９次、２５次の成分は正方向に回転する。ここで、固定子上のν次高調波の回転磁束の速度をＮνとする。回転子は概略基本波の同期速度Ｎ０で回転する。ν次高調波のすべりＳνは次式（７）で求められる。

Ｓν＝（Ｎν−Ｎ０）／Ｎν ・・・（７）
１１次、１７次、２３次の逆回転磁束の場合、式（７）のＮνに−１/１１,−１/１７，−１/２３を代入すると、Ｓνの値として、＋１２，＋１８，＋２４が得られる。

この場合、回転子１４−２の等価回路は、図９に示される。入力抵抗は、ｒ_２‘／Ｓνで示され、正の値であるので、この次数の高調波電力は電源から回転子に入力される。

また、機械的軸出力に相当する等価抵抗ｒ_ｍｋが図１０に示され、各Ｓνを代入すると負の値になる。すなわち、電動機１４は、この高調波成分に対して制動機として運転する。したがって、回転子１４−２において、逆回転磁束を発生する高調波電力は軸から回転子に回成され２次巻線ｗ２で消費される。

１３次、１９次、２５次の正回転磁束の場合は、式（７）から、すべりＳνは−１２,−１８，−２４と負の値となる。

この場合、回転子１４−２の等価回路は図９であり、入力抵抗ｒ_２‘／Ｓνは負の値である。この次数の高調波電力は電源から回転子に入力されず、電源側に反射する。また、機械的軸出力に相当する等価抵抗ｒ_ｍｋは、図１０で示され、負の値となる。したがって、回転子１４−２において、正回転磁束を発生する高調波電力は軸から回転子を経由して商用電源側に回生される。

電動機１４の２次巻線ｗ２における基本波による電力についてみる。図９は、図１で示した電動機１４の回転子１４−２部分について、２次巻線ｗ２に基本波電圧Ｅ１’が誘起された場合の等価回路である。

図９から、基本波の２次入力電力Ｐ１’、すべりをＳ１とすると、２次入力電力Ｐ１’は次式（８）で求められる。

ここで、５．５ｋｗの電動機の一例として、ｒ２＝０．３Ω、ｘ２＝０．３Ω，Ｓ１＝０．０４とすると、式（４）から、Ｐ１’は次式（９）となる。

Ｐ１’＝０．０４（Ｅ１’）^２／（ｒ２） ・・・（９）
次に、逆回転磁束を発生する高調波が印加された場合の回転子１４−２における高調波電圧含有率と消費電力についてみる。

図１０は、図１で示した電動機１４の回転子１４−２部分について、高調波電圧Ｖν’(slot)が２次巻線ｗ２に誘起された場合の２次巻線ｗ２の等価回路を示している。２次巻線ｗ２における基本波電圧Ｅ１’に対するν次の高調波電圧Ｖν’の含有率をＫνとすると、ＫνはＫν＝Ｖν’／Ｅ１’で示される。２次巻線ｗ２への高調波入力電力をＰν’とすると、図１０により次式（１０）が得られる。

ここで、ν＝１７とすると、前述した式（３）からＳν＝＋１８となる。５．５ｋｗの電動機では、前述のようにｒ２＝０．３Ω、ｘ２＝０．３Ωである。

ここで、ローター２次回路においては、基本波のすべり電流による比較的大きな磁束上に重畳している。鉄芯のＢ−Ｈ曲線の特性により高調波はＢ−Ｈ曲線の飽和領域で作用している。そのため、高調波における透磁率は基本波に比較して小さくなる。

そこで、基本波のＸ２＝０．３Ωに対して１／５とすると、Ｘ２＝（１／５）×０．５Ωとなり、これらを式（１０）に代入すると１７次の高調波入力電力Ｐ１７’は次式（１１）となる。

Ｐ１７’＝２．７２２Ｋν（Ｅ１’）^２／（ｒ２’） ・・・（１１）
ここで、Ｐ１７‘次の高調波磁界がＮ０／νで回転している場合の同期ワットである。

実際には、回転子は同期速度Ｎ０で回転しているので同期速度に換算すると、ローター２次回路における実際の高調波電力Ｐ１７‘はν倍となり、次式（１２）となる。

Ｐ１７’＝２．７２２νＫν（Ｅ１’）^２／（ｒ２’） ・・・（１２）
上記式（１２）にＫν＝０．００８６％を代入し、前述の式（９）との関係からＰ１７’を求めると、Ｐ１７’＝０．１Ｐ１‘となる。すなわち、１７次高調波電圧の含有率が、０．００８６％であると、基本波の１０％相当が２次巻線ｗ２の抵抗によって消費される。

そこで、この実施形態では、図４で説明したように、スロットに起因して生じるν次の高調波回転磁束φν(slot)に対して、高調波電流発生器１６からの高調波電流Ｉν（pls）によりリアクタンス回路１５に生じたν次の高調波電圧Ｖν（pls）に基づき逆位相となる高調波回転磁束φν（pls）を発生させる。

そして、この逆位相となる高調波回転磁束φν（pls）により、スロットに起因して生じるν次の高調波回転磁束φν(slot)を低減させている。この高調波回転磁束φν(slot)が低減することにより、高調波電圧Ｖν(slot)，及びこれによって２次巻線ｗ２に誘起される高調波電圧Ｖν’ (slot)が減少する。その結果、高調波電圧Ｖν’(slot)により２次巻線ｗ２で無駄に消費されている電力を低減させることができる。

ここで、前述のように、２次巻線に流入する高調波電力のうち、１１次、１７次、２３次の高調波電力は２次巻線ｗ２で消費され、１３次、１９次、２５次の高調波電力は、電源側に回生されることを説明した。

したがって、通常はこの高調波電力分と基本波の機械軸出力電力分とが加算された電力が、電動機１４の入力電力である。

上述した実施形態では、図１で説明した高調波発生装置１３を、電源変圧器１１から導出された電力幹線１２に設けて省電力設備を構成して、高調波電力分を減少させたので、この電力幹線１２から給電される電動機１４への入力電力が減少する。

図１１は電動機の回転速度又はすべりに対する電動機１４の２次巻線ｗ２への入力電力の関係を示す特性図である。上述した省電力設備を投入する前は曲線ａで示す特性であったが、省電力設備を投入した後は曲線ｂで示す特性に移行する。したがって電動機のすべりはＳａからＳｂに減少し、電動機１４への入力電力は減少する。

＜所定時間後に消費電力が減ることの説明＞
図５にその構成例を示し、図８に示した波形図によりその動作を説明したように本願発明の高調波発生装置では、各逆起電力を発生させるための高次高調波を個々別々に作成し、それらの時間的に切り替えて出力し、その振幅値を変化させて出力部から、各種類の電動機に供給する。

図７において、３０ＫＷの電動機１４３０のみを動作させた場合、すなわち逆起電力として２９次の高調波を発生させた場合の１日の消費電力量、１時間当たりの最大電力データの変化例を、表３に示す。

表３では各日付に対して、電動機の１日の消費電力量と、電力発生部を接続していないときの１日の内で１時間当たりの最大電力、電力発生部を付加接続したときの１日のうちで１時間当たりの最大電力を示している。

一般的に用いられている電動機は、通常、自動的に動作開始（オン）と動作停止（オフ）を繰り返している。したがって、電動機にある時点において、本発明一実施形態の高調波発生装置１３を付加接続しても、電動機は不定期に動作開始と動作停止を行うので、どの時点から高調波発生装置による省電力効果が発生したかを正確に指摘することは困難である。

表３に示す電動機は一定の軸出力電力で運転している電動機である。表３に示す消費電力量の変化を見ると、電力発生部を付加接続して９日目あたりから、１日のうちで１時間当たりの最大消費電力が減ってきていることが理解できる。

一方、図７において、複数台の電動機、具体的には１０ＫＷの電動機、１０台、２２ＫＷの電動機２台、３０ＫＷの電動機２台を接続した場合の最大消費電力データの変化の例を表４に示す。

表４では各日付に対して、全電動機の１日の消費電力量と、電力発生部を接続していないときの１日の内の１時間当たりの最大使用電力量、電力発生部を付加接続したときの１日の内の１時間当たりの最大消費電力量を示している。この場合にも、これら複数の電動機も、各々独立して動作開始、動作停止を繰り返している。

したがって、本発明一実施形態の電力発生部による省電力効果がどの時点から発生しているかを正確に指摘することは困難である。しかし、表４においても、電力発生部を付加接続してから８日目あたりから、一時間当たりの最大消費電力量が、目立って減ってきていることが理解できる。

条件を変えてそのほかの実験も行ったが、やはり、高調波発生装置を付加接続してから、各電動機に省電力効果が現れるまでには、２日から１０日くらいかかることがわかった。これは後述するように、電動機の鉄芯などによる保持作用が原因と思われる。

このように、接続される各種類の電動機に応じて逆起電力を発生する所定の高次高調波を作成し所定振幅値に調整された高調波を出力する電力設備を付加接続することにより、各電動機において生ずる高調波を削減することによって、省電力効果を得ることが可能となる。

本願の発明者は、電動機おけるスロットに起因して発生する回転磁界を抑制するために、微弱な高調波電圧を電動機の端子に印加した場合、省電力効果の遅延作用、及び保持作用があることを見出した。

すなわち、微弱な高調波電圧を印加した直後から省電力の効果が現れるまでには、数日、少なくとも２日から５日くらいかかること、また効果が現れた後に本願発明の高調波発生装置を止めても、約１０日から２０日程度、省電力効果を維持することがわかった。

この原因は、電動機を構成する磁気回路の鉄芯に、いわゆるヒステリシス特性に起因する磁気効果が残留しているためと考えられる。

＜本発明の変形例・応用例＞
本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。上記実施形態では、本発明を誘導電動機に適用する場合について説明した。しかし、回転子に永久磁石を用いるＰＭ電動機にも本発明は適用可能である。

これら新規な実施形態は、その他のさまざまな形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これらの実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれると共に、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。

１１・・・電源変圧器
１２・・・電力幹線
１３・・・高調波発生装置
１４，１４１２，１４１８ａ，１４１８ｂ，１４２４ａ，１４２４ｂ，１４３０・・・電動機
１４−１・・・固定子
１４−２・・・回転子
１５・・・リアクタンス回路
１６・・・高調波電流発生器
２１・・・スロット

Claims (5)

1. 電源変圧器に接続された電力幹線から交流を給電される電動機に付加接続される高調波発生装置であって、
   前記電動機の運転時に、その固定子のコイル収容の総スロット数（Z1）と極対数（P）の比（Ｚ１／Ｐ）に基づいて、前記固定子と回転子との間に発生する高調波回転磁束により生じる高調波電圧のうち、前記回転子に対して制動力となる次数の高調波電圧に対して、この制動力となる前記高調波電圧と同じ次数で逆位相となる高調波電圧を発生させる高調波発生装置であり、
   前記高調波発生装置は、
   この電動機の｛（Ｚ１／Ｐ）−１｝に対応する周波数の所定高調波の周波数及び振幅となる消去用高調波を時間的に切り替えて出力することを特徴とする高調波発生装置。
2. 前記電力幹線から供給される電源電圧と同相で、前記スロット数に基づく次数の高調波電流を発生する高調波電流発生器と、
   前記電力幹線に設けられ、前記電源変圧器の漏れリアクタンス含むインピーダンスを有し、前記高調波電流が流れることにより前記回転子に対して制動力となる高調波電圧と同じ次数で前記電源電圧より略９０°遅れた高調波電圧を発生させるリアクタンス回路とを備える
   ことを特徴とする請求項１記載の高調波発生装置。
3. 高調波電流発生器は、接続される電動機のＺ１／Ｐに対応する複数の高調波次数の連続波の所定振幅の高調波電流を独立に作成する高調波電流生成手段と、
   この高調波電流生成手段により作成された前記高調波電流のゼロクロス点を前記交流のゼロクロス点と合せる位相調整手段と、
   位相調整された前記高調波電流を時間的に切り替える切替手段と、
   この切替手段により切り替えられた前記高調波電流を前記電動機に出力する出力手段と、
   を有することを特徴とする請求項２記載の高調波発生装置。
4. 前記高調波電流発生器は、接続される電動機のＺ１／Ｐに対応する連続波の高調波電流を発生する複数の高調波作成部と、
   これらの高調波作成部から出力された高調波のゼロクロス点を前記電力幹線により印加される交流のゼロクロス点に位相を合せる複数の位相調整部と、
   これらの位相調整部から出力された高調波の振幅を調整する複数の振幅調整部と、
   これらの振幅調整された高調波を前記交流に合わせて切り替えて出力する高調波切替部と、
   この高調波切替部により切り替えて出力された高調波を出力し前記電動機に供給する出力部と、
   を有することを特徴とする請求項２記載の高調波発生装置。
5. 前記出力部は、ＭＯＳ型ＦＥＴにより構成されることを特徴とする請求項４記載の高調波発生装置。

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