CN109643894A

CN109643894A - 高次谐波产生装置

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Publication number: CN109643894A
Application number: CN201880003412.7A
Authority: CN
Inventors: 志贺诚记
Original assignee: Shiga Energy Conservation Co; SHIGA FUNCTIONAL WATER LAB CORP
Current assignee: Shiga Energy Conservation Co; SHIGA FUNCTIONAL WATER LAB CORP
Priority date: 2017-02-23
Filing date: 2018-02-14
Publication date: 2019-04-16
Anticipated expiration: 2038-02-14
Also published as: JP2018137953A; CN109643894B; WO2018155278A1; JP6562955B2

Abstract

一实施方式的高次谐波产生装置被附加连接于从连接于电源变压器的电力干线被供给交流电的电动机，在上述电动机运行时，与由高次谐波旋转磁通产生的高次谐波电压之中的、对于转子而成为制动力的次数的高次谐波电压相对地，产生与成为该制动力的上述高次谐波电压相同次数且反相位的高次谐波电压，上述高次谐波旋转磁通基于上述电动机的定子的线圈收纳的总槽数(Z1)与极对数(P)之比(Z1/P)而在上述定子与上述转子之间产生，上述高次谐波产生装置在时间上对与该电动机的{(Z1/P)－1}对应的频率的成为规定高次谐波的频率以及振幅的消除用高次谐波进行切换并输出。

Description

高次谐波产生装置

技术领域

本发明的实施方式涉及被附加连接于从连接于电源变压器的电力干线供电的电动机的高次谐波产生装置。

背景技术

一般，广泛使用感应电动机作为各种设备的动力源。在这种电动机中，从电力干线对设置于定子的一次绕组供给电源电压，产生旋转磁场，由此，使转子产生旋转扭矩并运行。在这种情况下，在定子以及转子的构造上，产生高次谐波电压。该高次谐波电压使电动机的运行效率降低，导致温度上升。

于是，为了减少该高次谐波，提出各种方案。其1个方案是使用如下电抗电路：以与从电力干线供给的电源电压同相来产生规定的高次谐波频率的电流，以相对于转子成为制动力的负1的高次谐波次数产生相位比电源电压大致滞后90°的高次谐波电压(参照专利文献1)。

在该方案中，需要制作与连接于电力设备的马达的定子的槽数对应的特定次数的高次谐波，所以，需要根据马达的构造(定子的线圈收纳的总槽数和极对数)而不同次数的高次谐波。

而且，需要将这些高次谐波的振幅设定成最合适的值。但是，当单纯地合成这些需要的高次谐波时，合成的高次谐波的振幅等相互影响，也可能会从本来需要的高次谐波产生偏移。

本发明鉴于这样的问题而做出，所以，提供一种高次谐波产生装置，分别制作对频率以及振幅值适当地设定后的消除用高次谐波并在时间上合成，由此，能够提高电动机的运行效率。

现有技术文献

专利文献

专利文献1：日本特开2015－126678号公报

发明内容

发明所要解决的问题

本发明所要解决的问题是，提供一种高次谐波产生装置，不会改变连接于电力干线的电动机，在对电动机供电的电力干线侧能够进一步提高电动机的运行效率。

用于解决问题的手段

本发明的一实施方式涉及的高次谐波产生装置被附加连接于从连接于电源变压器的电力干线被供给交流电的电动机，上述高次谐波产生装置的特征在于，在上述电动机运行时，与由高次谐波旋转磁通产生的高次谐波电压之中的、对于转子而成为制动力的次数的高次谐波电压相对地，产生与成为该制动力的上述高次谐波电压相同次数且反相位的高次谐波电压，上述高次谐波旋转磁通基于上述电动机的定子的线圈收纳的总槽数(Z1)与极对数(P)之比(Z1/P)而在上述定子与上述转子之间产生，上述高次谐波产生装置在时间上对与该电动机的{(Z1/P)－1}对应的频率的成为规定高次谐波的频率以及振幅的消除用高次谐波进行切换并输出。

根据上述构成，构成为将产生对成为制动力的旋转磁通抵消的旋转磁通的高次谐波电压施加到各种类的电动机，所以，电动机的运行效率提高，能够得到节能效果。

附图说明

图1是表示包括本发明的一实施方式涉及的高次谐波产生装置的电力设备的等效电路图。

图2是对图1示出的等效电路的一部分改写后的等效电路图。

图3是表示本发明的实施方式涉及的高次谐波产生装置中所使用的电动机的定子和转子的关系的图，(a)是表示它们的构造，(b)是表示它们之间的产生磁通。

图4是用于说明本发明的实施方式的动作原理的向量图。

图5是表示本发明的一实施方式所使用的高次谐波电流产生器的一个例子的构成图。

图6是表示图5示出的高次谐波电流产生器的一部分的其他例子的电路图。

图7是在电力设备中表示高次谐波产生装置和高次谐波电流产生器和各电动机的关系的图。

图8是用于说明图5示出的本发明的一实施方式的高次谐波电流产生器的动作的波形图。

图9是用于对图1示出的电动机的转子部分所产生的基波的感应电压进行说明的等效电路图。

图10是对图1示出的电动机的转子部分所产生的高次谐波电压进行说明的等效电路图。

图11是表示本发明的实施方式所使用的电动机的旋转速度、向2次绕组的输入电力、以及与转差率的关系的特性图。

具体实施方式

＜本发明的原理的简单的说明＞

在实施方式的说明前，先对本发明的原理简单地说明。

如上述所示，本发明者发现，如上述专利文献1所示，在连接于电力干线的电动机运行时，只要产生如下高次谐波电压即可，该高次谐波电压产生对成为制动力的{(Z1/P)－1}次数的旋转磁通抵消的旋转磁通。

因此，以对应于各种电动机的特定的高次谐波频率来制作规定的振幅的消除用高次谐波，将它们合成并将其供给到电动机，由此，减少了不需要的电力消耗。在此，各种电动机是马达的构造(定子的线圈收纳的总槽数和极对数的比)不同的电动机。

电力干线、本发明的实施方式的高次谐波产生装置13、以及各种类的电动机的连接关系在图7中示出。在后具体说明。

但是，当合成规定的消除用高次谐波时，在这些高次谐波相互间产生相互干扰，会从需要规定的频率、振幅的高次谐波产生偏差，考虑它们的干扰并调整振幅等是比较困难的。

在本发明中如下设置：如上述所示分别单独制作所需的消除用高次谐波并得到适当的高次谐波，在时间上对它们进行切换后，供给到所连接的电动机。

当如此设置时，在经过规定的时间时多个高次谐波切实有效地被供给到各种电动机。而且，消除用高次谐波能够通过计算机而分别单独且容易制作。

＜实施方式的说明＞

以下，使用附图对本发明的实施方式附图详细说明。

图1中表示出构成电力设备的电源变压器11、电力干线12、高次谐波产生装置13、电动机14例如感应电动机的关系。这些通过等效电路来表示。电动机14意味着图7所示的多个种类的电动机之中的例如1种电动机。

高次谐波产生装置13由电抗电路15以及高次谐波电流产生器16构成。高次谐波电流产生器16如图示所示设置于电源变压器11的附近，或者与在电力干线(也称为低压干线)12的末端连接的电动机14的输入端子附近连接。

从电源变压器11的2次绕组的两端导出电力干线(100V，200V，400V等)12。在电源变压器11的2次绕组的两端间产生电源电压V1。另外，在该2次绕组侧，如图2所示存在有电源变压器11的绕组电阻Rt以及绕组的漏磁电抗+jνXt，构成上述的电抗电路15。

另外，在该电力干线12间，连接有成为包括ν次(11次、17次、23次等)的高次谐波的高次谐波电流(连续波电流或者脉冲电流)Iν(pls)的产生源的高次谐波电流产生器16。该高次谐波电流Iν(pls)向阻抗低的电源变压器11侧流动。

电源变压器11以及电抗电路15部分的等效电路能够如图2所示进行改写。在图2中，电源变压器11的1次侧漏磁电抗11－1相对于电源变压器11的励磁电路的电抗11－e显著地小，1次侧漏磁电抗11－1变成与被短路的情况相同。

将电抗电路15的阻抗设为Zν(pall)。在该电抗电路15部分，通过来自高次谐波电流产生器16的高次谐波电流Iν(pls)沿图示方向流动，由此，产生高次谐波电源电压Vν(pls)。即，高次谐波电流产生器16成为流动有用于产生高次谐波电源电压Vν(pls)的ν次的高次谐波电流Iν(pls)的电流源。

另外，(slot)表示本来的电动机产生的成分，(pall)(pls)意味着通过本发明的实施方式的高次谐波产生装置所产生的成分。

返回到图1，连接于电力干线12的电动机14具有定子14－1部分以及转子14－2部分。在电动机14的定子14－1设有1次绕组w1，在转子14－2设有2次绕组w2。定子14－1的1次绕组w1经由线路电抗部分+jXl与电力干线12连接，该1次绕组w1自身具有电阻部分r1和电抗部分+jνx1。

另外，2次绕组w2具有电阻部分r2’以及电抗部分+jx2’以及与机械的负载相当的电阻r(mk)＝(1－Sν)r2’/Sν。

在此，在从电力干线12对电动机14的没有图示的输入端子概略地施加基波的电源电压V1时，在设置于电动机14的定子14－1的1次绕组w1中，如图1所示，流动有相对于电源的基波电压V1滞后90°的、基波的励磁电流I(0)(1)。

另外，在定子14－1与转子14－2之间，与该励磁电流I(0)(1)成比例地产生与励磁电流I(0)(1)同相位的旋转磁通φ1。进而，产生相对于该旋转磁通φ1滞后90°(相对于电源电压V1滞后180°)的反电动势E1。另外，与该电压E1成比例地在转子14－2的2次绕组w2感应到电压E1’。

在电动机的定子14－1形成有收纳1次绕组w1的槽，以该槽为起因，磁气电阻规则地分布。即，如图3(a)所示，在定子14－1，如上述所示，形成有收纳3相(u，v，w)的一次绕组(也称为线圈)w1的槽21。

在该定子14－1与转子14－2的间隙中，在收纳着线圈的槽21的正下方和定子铁心正下方，磁气电阻(磁导)存在差。因此，除了由基波引起的旋转磁通φ1之外，以槽21为起因，产生与该槽21的个数对应的ν次的高次谐波旋转磁通φν。

在此，在将定子14－1的总槽数设为Z1，将电机子上的极间距设为τp，将极对数设为P时，以槽21为起因的磁导的分布波k以随后的式(1)表示。

[数式1]

另外，在上式(1)中，kav是磁导的平均值(average)。

图3(b)所示的基波旋转磁通密度在将B1设为B1sin(π/τ·x)时，实际的旋转状态下的磁通密度波Bν成为随后的式(2)。

[数式2]

根据上述式(2)可知，产生相对于基波波形B1滞后90°滞后的{(Z1/P)+1)}次的高次谐波旋转磁通B{(Z1/P)+1}、以及相对于基波波形B1超前90°的{(Z1/P)－1}次的高次谐波旋转磁通B{(Z1/P)－1}。(另外，以下{(Z1/P)－1}、{(Z1/P)+1}也记载为(Z1/P－1)、(Z1/P+1)。)

磁通与磁路的面积成比例，所以是φ1∝B1，意味着产生φ(Z1/P－1)次以及φ(Z1/P+1)次的旋转磁通。

如公知那样，φ(Z1/P+1)次的磁通是相对于基波旋转磁通波φ1正向且滞后90°地旋转。另外，φ(Z1/P－1)次的磁通相对于基波旋转磁通波φ1反向且相位超前90°地旋转。通常，电动机的平均1极的槽数(Z1/P)大多使用12、18、24个。由此，分别地，作为(Z1/P－1)次产生11、17、23次的反转磁通密度波，作为(Z1/P+1)次产生13、19、25次的正转磁通密度波。

通过该次数ν为(Z1/P+1)次以及(Z1/P－1)次的高次谐波旋转磁通φν(slot)，在定子14－1的1次绕组w1产生高次谐波电压Vν(slot)，在转子14－2的2次绕组w2产生高次谐波电压Vν’(slot)。

这其中，(Z1/P－1)次即11次、17次、23次的高次谐波电压Vν’(slot)产生相对转子14－2成为制动力的旋转磁通，如后述所示会消耗无用的电力。由此，需要减少这些高次谐波。以下，说明到(Z1/P－1)次的高次谐波的对应。

在本发明中，如图1以及图2所示，电力干线与高次谐波电流产生器16连接，使恒定的ν次的高次谐波电流Iν(pls)在具有阻抗Zν(pall)的电抗电路15中流动。由此，产生并放大高次谐波电压Vν(pls)＝Zν(pall)·Iν(pls)。通过该高次谐波电压Vν(pls)，产生相对于以上述的槽21为起因的ν次的高次谐波旋转磁通φν(slot)成为反相位的高次谐波旋转磁通φν(pls)。

由此，减少高次谐波旋转磁通φν(slot)，减少通过高次谐波旋转磁通φν(slot)所产生的高次谐波电压Vν(slot)、Vν’(slot)。其结果是，能够减少由于高次谐波电压Vν’(slot)而被无用地消耗的电力。

以下使用图4的向量图说明上述的关系。

图4表示出相的数m为3、平均1极1相的线圈数q为3、平均1极对的槽数为2mq，即上述的(Z1/P)为18个电动机中的17次高次谐波。

在对电动机14的输入端子施加电源电压V1时，在定子14－1与转子14－2之间，产生相对于电源的基波电压V1滞后90°的旋转磁通φ1，在定子14－1的1次绕组w1产生相对于该旋转磁通φ1滞后90°(相对于电源电压V1滞后180°)的反电动势E1。

在定子14－1与转子14－2的间隙中，产生与收纳着线圈的槽21的数量对应的ν次的高次谐波旋转磁通φν(slot)。该高次谐波旋转磁通φν(slot)相对于由基波造成的旋转磁通φ1超前90°超前。

另外，通过该高次谐波旋转磁通φν(slot)，在1次绕组w1产生高次谐波电压Vν(slot)。该高次谐波电压Vν(slot)相对于高次谐波旋转磁通φν(slot)超前90°。

对此，使相对于电源电压V1同相的ν次的高次谐波电流Iν(pls)从图1以及图2示出的高次谐波电流产生器16，以图示方向向包括电源变压器11的漏磁电抗+jνXt在内的电抗电路15流动。高次谐波电流Iν(pls)通过向上述的电抗电路15流动，从而，通过其阻抗Zν(pall)，在电抗电路15两端产生由高次谐波电流造成的电压降。在将该高次谐波电压设为Vν(pls)时，成为Vν(pls)＝－Zν(pall)·Iν(pls)。

电抗电路15的阻抗Zν(pall)如上述所示，包括电源变压器11的漏磁电抗+jνXt，所以，通过I17(pls)流动而产生的高次谐波电压Vν(pls)如图4所示，成为相对于电源电压V1滞后90°滞后的相位。

在此，在高次谐波电流产生器16与电力干线12的末端连接的情况下，电抗电路15的电抗成为电源变压器11的电抗Xt与电力干线12的电抗Xl的合计值，求出阻抗Zν(pall)。

在该高次谐波电压Vν(pls)被施加到电动机14的1次绕组w1时，如图1所示，ν次的励磁电流I(0)(ν，pls)向1次绕组w1流动。该励磁电流I(0)(ν，pls)相对于Vν(pls)滞后90°，所以，如图4所示产生与励磁电流I(0)(ν，pls)同相的高次谐波旋转磁通φν(pls)。即，基于高次谐波电流产生器16的高次谐波旋转磁通φν(pls)与以槽为起因的高次谐波旋转磁通φν(slot)的相位角θν(slot，pls)是180°，完全成为反相位。

由此，以槽为起因的高次谐波旋转磁通φν(slot)减少，通过该高次谐波旋转磁通φν(slot)产生的高次谐波电压Vν(slot)以及由此而在2次绕组w2感应到的高次谐波电压Vν’(slot)减少。其结果是，能够减少由于高次谐波电压Vν’(slot)而被无用消耗的电力。

在此，从电力干线12被供电的电动机14并不只是上述的平均1极对的槽数即(Z1/P)为18个的1种电动机，大多是对相同电力干线12混合使用(Z1/P)为12个或24个的电动机。即，如上述所示，对于电动机14，平均1极的槽数(Z1/P)大多使用12、18、24、30个的多个种类的电动机。

于是，对于与电力干线12连接的高次谐波电流产生器16，使用混合了在电动机14流动产生反转扭矩的11次、17次、23次、29次的高次谐波后的高次谐波电流的产生器。

该高次谐波电流产生器16流动的高次谐波电流Iν(pls)设为连续波电流或者脉冲电流。首先，使用图5对于高次谐波电流产生器16进行说明，该高次谐波电流产生器16产生该高次谐波电流Iν(pls)的电流波形相对于基本电源电压V1为11次、17次、23次、29次的连续波电流。

另外，图5表示1相的量。实际的电力干线12是3相系统，所以，将图5示出的1相的量的电路设置成应与构成3相的各相u、v、w的输入电压对应的3电路。

高次谐波电流产生器16如图5所示，由将交流电的波形改变成矩形波的比较器51、制作规定的高次的高次谐波的高次谐波制作部52、使制作出的高次的高次谐波的相位对齐的相位调整部53、使高次的高次谐波的振幅改变的可变电阻部54、将这些相位以及振幅切换成被调整后的高次的高次谐波的高次谐波切换部55、控制该高次谐波切换部55的切换时间的切换时间控制部55s以及输出切换后的高次的高次谐波的输出部56来构成。

这些比较器51、高次谐波制作部52、相位调整部53、可变电阻部54、高次谐波切换部55以及切换时间控制部55s通过例如计算机构成，数字地进行在电动机内以槽为起因的高次谐波磁通的高次谐波(消除用高次谐波)的制作、相位调整、振幅调整、输出高次谐波切换等。具有特定的频率以及振幅的消除用高次谐波在每个规定时间被切换，并被输入到输出部56。

输出部56输出半波的信号，但是，在后续的多个种类的电动机中，在规定时间后，与各电动机对应的消除用的高次谐波被连续地施加。关于动作在后具体叙述。

比较器51的输入端子a被输入来自各相(例如u相)的输入电压即例如商用电源的交流电的基本电源电压V1。所输入的基本电源电压V1通过比较器51，得到与基本电源电压V1同相的矩形波或者与其接近的波形，并被输出到输出端子b。

在高次谐波制作部521、522、523、524分别制作出11次、17次、23次、29次的连续的高次谐波。这些高次谐波制作部的各输出被一方的输入端子输入到相位调整部531、532、533、534。

另一方面，从比较器51的输出端子b输出的矩形波作为比较输出而被另一方的输入端子并联地输入到相位调整部531、532、533、534。

相位调整部531、532、533、534的输出端子与可变电阻部541、542、543、544的输入端子连接。在相位调整部531、532、533、534被相位调整后的高次谐波在可变电阻部541、542、543、544被调整振幅。可变电阻部541、542、543、544的输出端子与高次谐波切换部55的输入端子连接。在可变电阻部541、542、543、544被振幅调整后的高次谐波通过高次谐波切换部55被切换。

在高次谐波切换部55的输出侧连接有构成电力干线12的1相的量的线u、v间所设置的输出部56。输出部56具有经由二极管以及电阻而在线u、v间反并联地连接的作为最终级输出元件的电力晶体管或者MOS型FET(在图中示出MOS型FET)561、562。

进而，在这些基极或者栅极分别经由偏置电路563、564与上述的高次谐波切换部55的输出端子连接。

由此，通过在电力晶体管或者MOS型FET561、562的基极或者栅极分别设置偏置电路563、564，由此作为模拟放大器而发挥作用。

在输出部56中，在商用交流电压的正的半周期中，NPN型MOSFET561导通。另一方面，在商用交流电源电压的负的半周期中，PNP型MOSFET562导通。

对这些FET561、562施加偏压，进行B级的动作。

本实施方式的高次谐波电流产生器16如上述所示构成。

另外，在图5所示的实施方式中，对输出部56使用半波的输出电路。这是因为，为了得到全波的输出，需要使用变压器，但是，在前级的相位调整部53中，调整相位，尽可能地防止使相位变化。通常，通过变压器的励磁电流而产生5度左右的相位误差。

但是，还可以设为使用变压器来得到全波的输出。作为这种情况下的高次谐波电流产生器16的电路构成，还可以如图6所示那样构成。即，除了在图5示出的电路加入变压器565之外，经由该变压器565而在各最终级输出元件561、562连接直流电源+VOO、－VOO。在使用这样的构成的输出部时，具有如下优点：即使在基本电源电压V1为负的半循环中，也能够通过施加直流电源电压而流动高次谐波电流。

＜该实施方式的连接关系以及动作的说明＞

在此，对该实施方式的连接关系和动作进行说明。

在电力干线通常连接有槽数不同的多个种类的电动机。将P设为电动机的极对数、将Z1设为各电动机的定子的总槽数。在3相电源的情况下，(Z1/P)是6的倍数，所以，该值成为12、18、24、30等。本实施方式的高次谐波产生装置连接于电力干线与多个种类的电动机之。

图7示出这些多个种类的电动机和在这些电动机与电力干线之间附加连接的本发明的高次谐波产生装置的连接关系。即，本实施方式的高次谐波产生装置13与电力干线12连接，该高次谐波产生装置13与电动机1412、1418a、1418b、1424a、1424b、1430连接。

高次谐波产生装置13内置有高次谐波电流产生器16。电动机1412是Z1/P为12的类型，电动机1418a、1418b是Z1/P为18的类型。另外，电动机1412a、1412b是Z1/P为24的类型，电动机143是Z1/P为30的类型。由此，多个种类的电动机与高次谐波产生装置13的输出端子连接

由此，为了提高这些电动机的运行效率，通过在高次谐波产生装置13的高次谐波电流产生器16中流动与各种电动机对应的产生反转扭矩的多个次数的高次谐波电流，由此，在所连接的变压器的漏磁电抗中，需要同时产生多个次数的高次谐波电压。

为了消去的反转方向的高次谐波的次数(反向高次谐波次数)ν成为{(Z1/P)－1}。在3相电源的情况下，反向高次谐波次数ν的值一般大多使用5、11、17、23、29、35、41等。于是，在图5示出的高次谐波电流产生器16中，制作11、17、23、29次的连续高次谐波并进行相位调整，之后调整振幅并对这些高次谐波进行切换，作为半波输出而从输出部56输出。

随后，对于图5所示的高次谐波电流产生器16的动作，首先使用图8的波形图来简单理解地说明。图8所示的波形图基本上表示来自输出部56的输出波形。

在高次谐波制作部521、522、523、524中，分别制作出上述11、17、23、29次的高次谐波的连续波。这些高次谐波在相位调整部531、532、533、534进行相位调整。之后，在可变电阻部541、542、543、544，各个高次谐波的振幅被调整，在高周波切换部55被切换，从输出部56作为半波被输出。

图8中的波形821a表示在高次谐波制作部521制作出的11次高次谐波的连续波波形的上半波。该11次高次谐波的上升的过零点在相位调整部531向双方向箭头871方向调整，以便与交流电81的上升过零点的定时对齐。由此，11次高次谐波的上升过零点与交流电的上升过零点一致并成为箭头881的时间点。11次高次谐波的下降过零点与交流电的下降过零点也使相位对齐。

另外，波形822a表示在高次谐波制作部522制作出的17次高次谐波的连续波波形的上半波。该17次高次谐波的上升的过零点在相位调整部532向双方向箭头872方向调整，以便与在下一个周期的交流电81的上升过零点的定时对齐。由此，17次高次谐波的上升过零点与交流电的上升过零点一致并成为箭头882的时间点。

相同地，波形823a表示在高次谐波制作部522制作出的23次高次谐波的连续波波形的上半波。该23次高次谐波的上升的过零点在相位调整部533向双方向箭头872方向调整，以便与在下一个周期的交流电81的上升过零点的定时对齐。由此，23次高次谐波的上升过零点与交流电的上升过零点一致并成为箭头883的时间点。

虽然在图8中没有示出，但是，关于29次高次谐波，也相同地在相位调整部534进行相位调整。

对于振幅值，在可变电阻部54中被调整。具体地，11次高次谐波的相位调整部531的输出在可变电阻部541进行振幅调整，如图8所示成为振幅值I11。

17次高次谐波的相位调整部532的输出在可变电阻部542进行振幅调整，如图8所示成为振幅值I17。相同地，23次高次谐波的相位调整部533的输出在可变电阻部542进行振幅调整，如图8所示成为振幅值I23。

虽然在图8中没有示出，但是，对于29次高次谐波也相同地，相位调整部534输出在可变电阻部544进行振幅调整。

这些被相位调整以及振幅调整后的11次、17次、23次、29次的高次谐波在高次谐波切换部55中以交流电的大致1周期被切换。

该切换时间在切换时间控制部55s为了检查而被控制。该切替控制时间被设为最小交流电的1周期或者比其更长的时间。相位调整以及振幅调整后的11次、17次、23次、29次的全波的高次谐波被施加到输出部56。

在输出部56中，如图8所示，各高次谐波成为正以及负的半波的波形。

另外，在高次谐波制作部52中制作出的高次谐波中，正弦波是最优选的。由于不含有其他高次谐波成分。由此，优选地，矩形波不含有其他高次谐波成分。希望是尽可能接近正弦波的波形。

＜需要的各高次谐波的振幅值＞

在此，对于为了消除正产生的由电动机产生的高次谐波而需要的各高次谐波的振幅值进行说明。

以电动机的槽为起因产生的高次谐波旋转磁通φν的大小与槽的几何学的形状有关系。通常，槽数变得越大，高次谐波旋转磁通φν(slot)变得越小。

通过以电动机的槽为起因而产生的高次谐波磁通而产生的高次谐波电压小，其计测一般是困难的。

本发明者在电力干线中完全没有逆变器等高次谐波发生机器的干线中尝试高次谐波电压Eν的实际测量。

其结果在表1中表示。上层表示高次谐波的次数ν，下层表示该高次谐波电压Eν相对基波的含有比率(％)。

[表1]

次数ν	1	5	7	9	11	13	17	19	21	23	25	27	29	31
															含有比率(％)	100	2.34	0.94	0.07	0.31	0.15	0.14	0.07	0.02	0.09	0.09	0.04	0.07	0.06

根据该表可以看出，高次谐波电压Eν与高次谐波次数φν的1.2～1.5次方成反比例。

由高次谐波旋转磁通φν(slot)在电动机的绕组产生的电压Eν(slot)理解为通过上述(2)式，与反向高次谐波次数ν成比例。通过上述表1可知，高次谐波旋转磁通φν(slot)与高次谐波次数ν的大致2.2次方成反比例。由数式表示时变成随后的式(3)。

φν(slot)∝1/ν^2.2······(3)

由于在电动机之中产生的高次谐波电动势Eν(slot)∝ν×φν(slot)，所以成为

Eν(slot)∝ν×φν(slot)＝ν×1/ν^2.2＝1/ν^1.2···(4)

由此，由电动机产生的高次谐波电动势Eν(slot)与ν^1.2成反比例。

于是，在本发明的一实施方式的高次谐波产生装置中，为了消去上述高次谐波电动势Eν(slot)，只要制作并施加反转的消除用高次谐波电动势即可。

在图2所示的高次谐波电流产生器16中流动的消除用高次谐波电流Iν(pls)与1/ν^2.2成比例。即，成为随后的式(5)。

Iν(pls)∝1/v^2.2·······(5)

另外，消除用高次谐波电动势Vν(pls)与ν×Iν(pls)成比例，所以，成为随后的式(6)。

Vν(pls)∝1/ν^1.2·······(6)

即，消除用高次谐波电动势Vν(pls)与ν^1.2成反比例即可。

关于各高次谐波的振幅，使用表1的各高次谐波的振幅比。

另外，关于电流，在将17次高次谐波电流设为基准时，各高次谐波电流的比率如表2所示。

[表2]

事例1、事例2是实际测量的各高次谐波电流的比率。为了抑制在电动机中由槽产生的高次谐波磁通，因此，在图2所示的高次谐波电流产生器16中流动Iν(pls)。在以17次高次谐波为基准时，大致上，在23次高次谐波中其50％成为最佳比率，在29次高次谐波中30％成为最佳比率，在35次高次谐波中20％成为最佳比率。

另外，在电力干线中流动的产生反转磁场的各高次谐波电流的相位相对于基波为大致同相位是优选的。与基波相对的17次高次谐波的供给电流的相位设为±10°以内程度是优选的。

＜关于转差率的说明＞

随后，对于在图1中说明的电动机14的2次绕组w2中的电力进行详细说明。首先，对转差率进行说明。

在定子14－1与转子14－2的间隙产生的旋转磁通之中，如上述所示，11次、17次、23次的成分相对于基波旋转磁通反向地旋转。对此，13次、19次、25次的成分正向地旋转。在此，将定子上的ν次高次谐波的旋转磁通的速度设为Nν。转子概略地以基波的同步速度N0进行旋转。ν次高次谐波的转差率Sν用随后的式(7)求出。

Sν＝(Nν-No)/Nν···(7)

在11次、17次、23次的反转磁通的情况下，在向式(7)的Nν代入－No/11、－No/17、－No/23时，作为Sν的值而得到+12、+18、+24。

在这种情况下，转子14－2的等效电路如图9所示。输入电阻用r2‘/Sν表示，是正的值，所以，该次数的高次谐波电力从电源输入到转子。

另外，与机械的轴输出相当的等效电阻rmk如图10所示，当代入各Sν是变成负的值。即，电动机14相对于该高次谐波成分作为制动机进行运行。由此，在转子14－2中，产生反转磁通的高次谐波电力从轴回到转子并在2次绕组w2被消耗。

在13次、19次、25次的正转磁通的情况下，根据式(7)，转差率Sν成为－12、－18、－24这样负的值。

在这种情况下，转子14－2的等效电路是图9，输入电阻r2‘/Sν是负的值。该次数的高次谐波电力从电源内有输入到转子，而向电源侧进行反射。另外，与机械的轴输出相当的等效电阻rmk如图10所示，成为负的值。由此，在转子14－2中，产生正转磁通的高次谐波电力从轴开始经由转子而向商用电源侧再生。

对电动机14的2次绕组w2中的由基波造成的电力进行观察。图9是关于图1示出的电动机14的转子14－2部分，在2次绕组w2感应到基波电压E1’的情况下的等效电路。

根据图9，在将基波的2次输入电力设为P1’、将转差率设为S1时，2次输入电力P1’用随后的式(8)求出。

[数式3]

在此，作为5.5kw的电动机的一个例子，在设成r2＝0.3Ω，x2＝0.3Ω，S1＝0.04时，根据式(4)，P1’成为随后的式(9)。

P1'＝0.04(E1')²/(r2)···(9)

随后，对于施加有产生反转磁通的高次谐波的情况下的转子14－2中的高次谐波电压含有率和消耗电力进行观察。

图10示出关于图1示出的电动机14的转子14－2部分，高次谐波电压Vν’(slot)被2次绕组w2感应到的情况下的2次绕组w2的等效电路。将2次绕组w2中的与基波电压E1’相对的ν次的高次谐波电压Vν’的含有率设为Kν时，Kν以Kν＝Vν’/E1’表示。在将向2次绕组w2的高次谐波输入电力设为Pν’时，通过图10得到随后的式(10)。

[数式3]

在此，在设为ν＝17时，根据上述的式(3)，成为Sν＝+18。在5.5kw的电动机中，如上述所示，是r2＝0.3Ω，x2＝0.3Ω。

在此，在转子2次电路中，叠加到基波的转差率电流所造成的较大的磁通上。通过铁芯的B－H曲线的特性，高次谐波在B－H曲线的饱和区域进行作用。因此，高次谐波中的磁导率与基波相比变小。

于是，在相对于基波的X2＝0.3Ω设为1/5时，成为X2＝(1/5)×0.5Ω，将其代入式(10)时，17次的高次谐波输入电力P17’成为随后的式(11)。

P17'＝2.722kν(E1’)²/(r2’)···(11)

在此，P17‘次的高次谐波磁场是正以N0/ν进行旋转的情况下的同步瓦。

实际上，转子以同步速度N0正在旋转，在换算成同步速度时，转子2次电路中的实际的高次谐波电力P17‘成为ν倍，成为随后的式(12)。

P17'＝2.722νKν(E1')²/(r2')···(12)

对上述式(12)代入Kν＝0.0086％，根据与上述的式(9)的关系求出P17’时，成为P17’＝0.1P1‘。即，17次高次谐波电压的含有率为0.0086％时，相当于基波的10％通过2次绕组w2的电阻被消耗。

于是，在该实施方式中，如图4说明的那样，相对于以槽为起因产生的ν次的高次谐波旋转磁通φν(slot)，基于通过来自高次谐波电流产生器16的高次谐波电流Iν(pls)而在电抗电路15产生的ν次的高次谐波电压Vν(pls)，产生成为反相位的高次谐波旋转磁通φν(pls)。

进而，通过该成为反相位的高次谐波旋转磁通φν(pls)，减少以槽为起因产生的ν次的高次谐波旋转磁通φν(slot)。通过该高次谐波旋转磁通φν(slot)减少，由此，高次谐波电压Vν(slot)以及由此在2次绕组w2感应到的高次谐波电压Vν’(slot)减少。其结果是，能够减少由于高次谐波电压Vν’(slot)而在2次绕组w2被无用地消耗的电力。

在此，如上述所示，对流入到2次绕组的高次谐波电力之中，11次、17次、23次的高次谐波电力在2次绕组w2被消耗，13次、19次、25次的高次谐波电力向电源侧再生进行了说明。

由此，通常，该高次谐波电力的量与基波的机械轴输出电力的量相加后的电力是电动机14的输入电力。

在上述的实施方式中，将图1中说明的高次谐波产生装置13设置于从电源变压器11导出的电力干线12而构成节能设备，减少高次谐波电力的量，所以，向从该电力干线12被供电的电动机14的输入电力减少。

图11是表示向电动机14的2次绕组w2的输入电力相对于电动机的旋转速度或者转差率的关系的特性图。在投入上述的节能设备前是以曲线a表示的特性，但是，在投入了节能设备后移动到以曲线b表示的特性。由此，电动机的转差率从Sa减少到Sb，向电动机14的输入电力减少。

＜在规定时间后消耗电力减少的情况的说明＞

如图5示出其构成例，通过图8示出的波形图来说明其动作那样，在本申请发明的高次谐波产生装置中，分别单独制作出用于产生各反电动势的高次的高次谐波，在它们的时间上进行切换并输出，改变其振幅值并从输出部供给到各种类的电动机。

在图7中，仅使30KW的电动机1430动作的情况下即作为反电动势而产生29次的高次谐波的情况下的1日的消耗电力量、平均1小时的最大电力数据的变化例由表3表示。

[表3]

在表3中示出，相对于各日期，电动机的1日的消耗电力量、没有连接电力产生部时的1日之内平均1小时的最大电力、附加连接电力产生部时的1日之中平均1小时的最大电力。

一般使用的电动机，通常，自动反复进行动作开始(导通)和动作停止(截止)。由此，即使对电动机在某时间点附加连接本发明一实施方式的高次谐波产生装置13，由于电动机不定期地进行动作开始和动作停止，所以，难以正确地指出从哪个时间点产生由高次谐波产生装置造成的节能效果。

表3所示的电动机是以恒定的轴输出电力运行的电动机。在观察表3所示的消耗电力量的变化时，能够理解，附加连接电力产生部并从第9日开始，1日之中平均1小时的最大消耗电力开始减少。

另一方面，在图7中，连接多台的电动机具体地10KW的电动机、10台、22KW的电动机2台、30KW的电动机2台的情况下的最大消耗电力数据的变化的例子由表4表示。

[表4]

在表4中示出，相对于各日期，全部电动机的1日的消耗电力量、没有连接电力产生部时的1日之内的平均1小时的最大使用电力量、附加连接电力产生部时的1日之内的平均1小时的最大消耗电力量。即使在这种情况下，这些多个电动机也分别独立地反复进行动作开始、动作停止。

由此，难以正确地指出由本发明一实施方式的电力产生部造成的节能效果从哪个时间点开始产生。但是，在表4中，也能理解为，从附加连接电力产生部开始，从第8日开始，平均一小时的最大消耗电力量明显开始减少。

改变条件并进行其它的实验，同样可知，从附加连接高次谐波产生装置开始到在各电动机出现节能效果，大约是2日～10日。这如后如所示，认为原因是由电动机的铁芯等造成的保持作用。

由此，通过附加连接对根据所连接的各种类的电动机而制作出产生反电动势的规定的高次的高次谐波并调整成规定振幅值后的高次谐波进行输出的电力设备，由此，能够通过削减在各电动机中产生的高次谐波来获得节能效果。

本申请的发明者发现，为了抑制电动机中的以槽为起因产生的旋转磁场，在将微弱的高次谐波电压施加到电动机的端子的情况下，具有节能效果的延迟作用以及保持作用。

即，可知从施加了微弱的高次谐波电压之后紧接着出现节能的效果，花费数日、花费至少2日～5日，另外，在效果出现后即使停止本申请发明的高次谐波产生装置，也会维持大致10日～20日程度的节能效果。

其原因认为是，在构成电动机的磁路的铁芯残留有所谓以滞后特性为起因的磁气效果。

＜本发明的变形例/应用例＞

对本发明的几个实施方式进行了说明，但这些实施方式作为例子提出，并没有意图来限定发明的范围。在上述实施方式中，对将本发明应用于感应电动机的情况进行了说明。但是，本发明也能应用于在转子使用永久磁铁的PM电动机。

这些新的实施方式能够以其他各种方式来实施，在不脱离发明的主旨的范围内能够进行各种省略、置换、变更。这些实施方式及其变形包括在发明的范围和主旨内，同样，也包括在专利请求所记载的发明和与其等同的范围内。

符号说明

11···电源变压器

12···电力干线

13···高次谐波产生装置

14，1412，1418a，1418b，1424a，1424b，1430···电动机

14－1···定子

14－2···转子

15···电抗电路

16···高次谐波电流产生器

21···槽

Claims

1.一种高次谐波产生装置，被附加连接于从连接于电源变压器的电力干线被供给交流电的电动机，上述高次谐波产生装置的特征在于，

在上述电动机运行时，与由高次谐波旋转磁通产生的高次谐波电压之中的、对于转子而成为制动力的次数的高次谐波电压相对地，产生与成为该制动力的上述高次谐波电压相同次数且反相位的高次谐波电压，上述高次谐波旋转磁通基于上述电动机的定子的线圈收纳的总槽数(Z1)与极对数(P)之比(Z1/P)而在上述定子与上述转子之间产生，

上述高次谐波产生装置在时间上对与该电动机的{(Z1/P)－1}对应的频率的成为规定高次谐波的频率以及振幅的消除用高次谐波进行切换并输出。

2.如权利要求1所述的高次谐波产生装置，其特征在于，

上述高次谐波产生装置具备：

高次谐波电流产生器，产生与从上述电力干线供给的电源电压同相且基于上述槽数的次数的高次谐波电流；以及

电抗电路，设置于上述电力干线，具有包括上述电源变压器的漏磁电抗的阻抗，通过上述高次谐波电流流动，由此产生与相对于上述转子成为制动力的高次谐波电压相同次数且比上述电源电压大致滞后90°后的高次谐波电压。

3.如权利要求1所述的高次谐波产生装置，其特征在于，

高次谐波电流产生器具有：

高次谐波电流生成单元，独立地制作与所连接的电动机的Z1/P对应的多个高次谐波次数的连续波的规定振幅的高次谐波电流；

相位调整单元，使通过该高次谐波电流生成单元制作出的上述高次谐波电流的过零点与上述交流电的过零点对齐；

切换单元，在时间上对被相位调整后的上述高次谐波电流进行切换；以及

输出单元，将通过该切换单元切换后的上述高次谐波电流输出到上述电动机。

4.如权利要求2所述的高次谐波产生装置，其特征在于，

上述高次谐波电流产生器具有：

多个高次谐波制作部，产生与所连接的电动机的Z1/P对应的连续波的高次谐波电流；

多个相位调整部，使从这些高次谐波制作部输出的高次谐波的过零点与通过上述电力干线施加的交流电的过零点在相位上对齐；

多个振幅调整部，对从这些相位调整部输出的高次谐波的振幅进行调整；

高次谐波切换部，使这些被振幅调整后的高次谐波与上述交流电对齐并进行切换且输出；以及

输出部，将通过该高次谐波切换部切换且输出后的高次谐波输出并供给到上述电动机。

5.如权利要求4所述的高次谐波产生装置，其特征在于，

上述输出部由MOS型FET构成。