JP2018133852A - 電源装置およびテレビジョン装置 - Google Patents

Abstract

【課題】軽負荷時のスイッチングノイズを動的に軽減する電源装置およびテレビジョン装置を提供する。
【解決手段】電源装置は、直流電源２に接続されたインダクタ３２と、インダクタ３２を介して直流電源２からの電流が充電されるコンデンサ３５と、コンデンサ３５への充電電流をオン・オフ制御するためのスイッチング素子３３とを備え、負荷５へ電力を供給している。負荷５の負荷電流Ｉ_Fの大きさが小さい場合は、スイッチング素子３３のゲート抵抗値を大きくすることによって、ゲートパルス波形をなまらせ、スイッチングノイズの発生を防いでいる。また、スイッチング素子３３の温度が低い場合に、スイッチング素子３３のゲート抵抗値を大きくしてもよい。
【選択図】図２

Description

本発明は、電源装置およびテレビジョン装置に関し、詳しくは、ノイズの低減を図った電源装置およびテレビジョン装置に関する。

テレビジョン装置等の家電において、不要輻射であるＥＭＩ（Electro Magnetic Interference）を低減することが常に求められている。特に、電源回路のスイッチング回路は、電力的にも大きいことからＥＭＩへの影響も大きい。例えば、ＤＣ−ＤＣコンバータなどに使用されているＦＥＴ等のスイッチング素子から、スイッチング時に高周波成分が発生し、ＥＭＩや雑音端子電圧が悪化することが知られている。

このため、従来から、ＥＭＩ低減のためにフィルタ等が用いられていた。また、例えば、特許文献１には、液晶表示装置において、回路基板やシステム全体が完成した後でも、表示信号および転送クロックを出力制御する出力回路の出力電流能力あるいは出力電圧の立ち上がりまたは立ち下がり特性を、外部から可変可能なように構成することによって、設計的に変更することなく、容易に不要輻射防止のためのＥＭＩ対策を実施することができる集積回路が提案されている。

特開平１１−１７４４０６号公報

ＥＭＩ低減のためにフィルタを用いることは有効ではあるものの、フィルタの数や実装スペースが必要となるため、ある程度以上のＥＭＩの低減は難しかった。また、特許文献１に開示された集積回路は、設計的な対策部品の追加や修正をすることなく、出力信号の立ち上がりまたは立ち下り特性を外部から設定可能にするものであり、動的にＥＭＩを低減するものではない。

本発明は、これらの実情に鑑みてなされたものであり、軽負荷時のスイッチングノイズを動的に軽減する電源回路およびテレビジョン装置を提供することをその目的とする。

上記課題を解決するために、本発明の第１の技術手段は、電源に接続されたインダクタと、該インダクタを介して前記電源からの電流が充電されるコンデンサと、該コンデンサへの充電電流をオン・オフするためのスイッチング素子と、該スイッチング素子のオン・オフを制御する制御回路とを備え、負荷へ電力を供給する電源装置であって、前記制御回路は、前記負荷の負荷電流の大きさまたは前記スイッチング素子の温度に応じて、前記スイッチング素子のゲート抵抗値を変更することを特徴とするものである。

第２の技術手段は、第１の技術手段において、前記制御回路は、前記負荷電流の平均値が小さいほど、または、前記スイッチング素子の温度が低いほど、前記ゲート抵抗値を大きな値に変更することを特徴とするものである。

第３の技術手段は、第１または第２の技術手段において、前記負荷は所定の負荷モードに応じて前記負荷電流の大きさが変更される負荷であって、前記制御回路は、前記負荷モードに応じて前記スイッチング素子のゲート抵抗値を変更することを特徴とするものである。

第４の技術手段は、第１から第３のいずれか１の技術手段である電源装置を備えたテレビジョン装置である。

第５の技術手段は、第４の技術手段において、前記制御回路による前記スイッチング素子のゲート抵抗値の変更は、起動時、または、映像のシーンチェンジ時に行うことを特徴とするものである。

本発明によれば、電源装置およびこの電源装置を備えたテレビジョン装置において、軽負荷時のスイッチングノイズを動的に軽減することができる。

本発明に係る電源装置の例を模式的に説明するための図である。 本発明に係る電源装置の一実施形態の構成を示す図である。 図２に示す電源装置の各部の電圧波形または電流波形を示す図である。 図２に示す電源装置の負荷に流れる電流を示す図である。 図２に示す電源装置のゲート抵抗値変更回路とゲート信号波形を説明するための図である。 本発明に係る電源装置の他の実施形態の構成を示す図である。 本発明に係る電源装置をテレビジョン装置に適用した際の一実施形態の構成を示す図である。

以下、図面を参照しながら、本発明の電源装置およびテレビジョン装置に係る好適な実施形態について説明する。以下の説明において、異なる図面においても同じ符号を付した構成は同様のものであるとして、その説明を省略する場合がある。

図１は、本発明に係る電源装置の例を模式的に説明するための図である。本発明の電源回路１は、図１（Ａ）〜（Ｃ）に示すように、直流電源２からの入力電圧Ｖinと入力電流Ｉinを出力電圧Ｖoutと出力電流Ｉoutに変換して負荷５に供給するＤＣ−ＤＣコンバータ３を有している。なお、電源としては、交流電源を用いるテレビジョン装置の場合は、交流電源から、ＥＭＩ用フィルタ、全波整流回路、ＰＦＣ（力率改善回路）、ＬＬＣ（直列共振回路）、整流回路を経て直流電圧を得るものでもよく、また、電池であっても構わない。

図１（Ａ）に示す例は、負荷電流の大きさに応じてＤＣ−ＤＣコンバータ３のスイッチング素子のゲート抵抗値を変更している。この例は本発明の第１の実施形態に相当する。また、図１（Ｂ）に示す例では、ＤＣ−ＤＣコンバータ３のスイッチング素子の温度に応じて、スイッチング素子のゲート抵抗値を変更している。この例は本発明の第２の実施形態に相当する。さらに、図１（Ｃ）に示す例では、負荷５を液晶テレビジョン装置のバックライトとし、映像信号のモードに応じて、スイッチング素子のゲート抵抗値を変更している。この例は本発明の第３の実施形態に相当する。これらの各例については、後で詳述する。

本発明に係る電源装置では、ＤＣ−ＤＣコンバータ３にＦＥＴ等の電子スイッチング素子が用いられている。そして、スイッチング時に高周波成分が発生し、ＥＭＩや雑音端子電圧が悪化することが知られている。この場合、平均の負荷電流が大きくても、直流電流に近い場合は、ＥＭＩは問題がないが、平均の負荷電流が小さくても、ピーク値の大きなパルス電流の場合は、ＥＭＩが悪化することがある。

一方、ＦＥＴ等の電子スイッチング素子のゲートパルス波形をなまらせることによって、スイッチング素子の立ち上がり時間と立ち下がり時間を遅くし、スイッチングによる高周波ノイズの発生を抑えることができる。しかしながら、ゲートパルス波形をなまらせた場合、スイッチング素子の温度が上昇するという問題がある。

平均の負荷電流が低い場合は、ＦＥＴ等のスイッチング素子の温度や半田面の温度は、基準値に対して比較的マージンがある。そこで、本発明では、負荷電流が小さな軽負荷の場合に、ＤＣ−ＤＣコンバータ３のスイッチング素子であるＦＥＴを駆動するゲートラインの抵抗値を大きくすることによってゲートパルス波形をなまらせて、すなわち、立ち上がりと立ち下がりの波形傾きを変えて、ＦＥＴのスイッチングノイズを抑えている。

また、負荷電流が大きな高負荷の場合は、スイッチング素子の温度が上昇し、部品の信頼性や半田の信頼性に影響を及ぼしてしまう。このため、通常の波形がなまっていないゲートパルスがスイッチング素子に印加されるようにしている。

さらに、本発明では、スイッチング素子の温度に着目し、負荷が軽負荷の場合は、スイッチング素子は許容動作温度範囲を超えることがないため、スイッチング素子の温度を検出し、所定の温度を下回る場合にゲートラインの抵抗値を大きくし、スイッチングノイズの発生を抑えている。

（第１の実施形態）
図２は、本発明に係る電源装置の一実施形態の構成を示す図であり、図１（Ａ）の模式図に対応している。
本実施形態では、電源として直流電源２を用い、負荷５として、液晶テレビジョン装置や液晶表示装置のバックライトに使用されるＬＥＤ（発光ダイオード）５１を対象にした場合について説明するが、電源としては電池でもよく、また、負荷５としては、バックライトのＬＥＤに限らず種々の負荷を対象とすることができる。本実施形態の電源装置１は、ＤＣ−ＤＣコンバータ３、および、ゲート制御回路４、負荷電流検出回路６を備えている。ゲート制御回路４の破線で囲んだ構成をＩＣ（集積回路）で構成することも可能である。

ＤＣ−ＤＣコンバータ３は、直流電源２から入力電圧Ｖinが印加され入力電流Ｉinが供給される。直流電源２の一方の出力端は接地されている。ＤＣ−ＤＣコンバータ３は、直流電源２の出力端に並列接続されたコンデンサ３１と、コンデンサ３１の一方の直流ラインに接続されたインダクタ３２と、インダクタ３２の後段に設けたスイッチング素子３３と、スイッチング素子３３の後段に設けた逆流防止用のダイオード３４と、平滑用コンデンサ３５とを備えている。平滑用コンデンサ３５の両端が電源装置の出力端子に相当し、その後段には負荷５が接続される。

インダクタ３２は、直流電源２とコンデンサ３１から供給された電圧にしたがって流れる電流をエネルギーとして蓄え、起電力を発生させるためのインダクタンス要素である。スイッチング素子３３は、例えばＮチャンネルの電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）で構成され、ゲートにハイレベルの信号が供給されてオンし、ゲートにローレベルの信号が供給されてオフする。スイッチング素子３３のゲートへは、ゲート制御回路４からのゲート信号が供給される。スイッチング素子３３のスイッチング周波数は、通常、数十ｋＨｚ〜数ＭＨｚが一般的に用いられるため、スイッチング素子３３からのノイズを少なくすることがＥＭＩ対策として重要になる。

ゲート制御回路４は、本実施形態では、ＤＣ−ＤＣコンバータ３の出力電圧に応じて、スイッチング素子３３へ供給するゲート信号のデューティ比を変更し、ＤＣ−ＤＣコンバータ３の出力電圧が所定の値となるように制御している。すなわち、電源装置は、出力電圧によるフィードバック制御系を構成している。ＤＣ−ＤＣコンバータ３の出力電圧の所定の値は、例えば、負荷となるＬＥＤが十分点灯する電圧に設定される。ゲート制御回路４は、抵抗４１、４２、誤差増幅器４３、基準電圧発生回路４４、パルス幅変調（ＰＷＭ）回路４５、ゲート抵抗値変更回路４６、閾値電圧発生回路４７、比較器４８を備えている。

ＤＣ−ＤＣコンバータ３の出力電圧Ｖoutは、抵抗４１、４２によって分圧され、分圧された電圧が誤差増幅器４３の反転入力端子に接続される。誤差増幅器４３の非反転入力端子には基準電圧発生回路４４からの基準電圧Ｖrが入力される。基準電圧Ｖrと分圧された電圧との差電圧が誤差増幅器４３の出力信号として出力される。誤差増幅器４３の出力信号はパルス幅変調回路４５に入力され、パルス幅変調回路４５は、誤差増幅器４３の出力信号の大きさに応じて、所定のパルス周波数（数十ｋＨｚ〜数ＭＨｚ）を有するパルスのデューティ比を変更したパルス信号を出力する。パルス幅変調回路４５からのパルス信号は、ゲート抵抗値変更回路４６を介してＤＣ−ＤＣコンバータ３のスイッチング素子３３のゲートに加えられる。

パルス幅変調回路４５からのパルス信号は、スイッチング素子３３のゲート信号となるため、スイッチング素子３３は、パルス幅変調回路４５からのパルス信号のデューティ比に応じたオン時間でオンする。本実施形態では、ＤＣ−ＤＣコンバータ３の入力電圧Ｖinに対する出力電圧Ｖoutの比は、パルス幅変調回路４５からのパルス信号のデューティ比をＤ（０≦Ｄ＜１）とした場合、Ｖout／Ｖin＝１／（１−Ｄ）となる。したがって、パルス幅変調回路４５からのパルス信号のデューティ比が大きいほど、ＤＣ−ＤＣコンバータ３の出力電圧Ｖoutが大きくなる。このため、出力電圧Ｖoutが小さい場合は、パルス幅変調回路４５からのパルス信号のデューティ比が大きくなるように作用する。

一方、比較器４８の反転入力端子には、抵抗６１の電圧が入力され、比較器４８の非反転入力端子には閾値電圧発生回路４７からの閾値電圧Ｖthが入力される。抵抗６１は一方が負荷５に直列接続され他方が接地されているため、ＤＣ−ＤＣコンバータ３の出力電流Ｉoutに等しい負荷５の負荷電流Ｉ_Fは、抵抗６１での電圧値Ｖ_IFとして検知される。なお、負荷電流が直流ではなくパルス電流などの交流分を含む電流の場合は、比較器４８の前段に、図示しない平均値回路やローパスフィルタを設けることで、比較器４８の非反転入力端子に、負荷５を流れる負荷電流の平均値に応じた電圧が入力されるようにする。抵抗６１は負荷電流検出回路６を構成している。

比較器４８では、閾値電圧Ｖthと抵抗６１との電圧Ｖ_IFが比較され、比較信号として、ハイレベルまたはローレベルの２値信号が出力される。比較器４８からの２値出力信号はゲート抵抗値変更回路４６に入力され、スイッチング素子３３のゲートラインの抵抗値を変更するために用いられる。ゲートラインの抵抗値の変更については、後で詳述する。

次に、ＤＣ−ＤＣコンバータ３の各部の動作について図３を参照して説明する。図３は、図２に示す電源装置の各部の電圧波形または電流波形を示す図であり、ＤＣ−ＤＣコンバータ３の入力電圧Ｖin、入力電流Ｉin、スイッチング素子３３のゲート信号Ｑ、スイッチング素子３３を流れる電流Ｉ_Q、ダイオード３４を流れる電流Ｉ_D、インダクタ３２を流れる電流Ｉ_L、コンデンサ３１を流れる電流Ｉ_C1、平滑用コンデンサ３５を流れる電流Ｉ_C2、ＤＣ−ＤＣコンバータ３の出力電圧Ｖout、および、出力電流Ｉoutの各波形を示している。

スイッチング素子３３のゲート信号Ｑによって、スイッチング素子３３は時刻ｔ１でオン、時刻ｔ２でオフ、時刻ｔ３でオン、時刻ｔ４でオフ、時刻ｔ５でオン、時刻ｔ６でオフする。まず、図３の時刻t１においてスイッチング素子３３がオンした場合、直流電源２、インダクタ３２、スイッチング素子３３、および直流電源２のパスが生じる。このため、直流電源２の電圧がインダクタ３２、スイッチング素子３３に印加され、インダクタンス素子としてのインダクタ３２の電流Ｉ_Lが増加する。同様に、スイッチング素子３３に電流Ｉ_Qが流れる。スイッチング素子３３がオンしている期間（ton）は、電流Ｉ_Lと電流Ｉ_Qとは同じ大きさである。インダクタ３２には電流Ｉ_Lの増加とともに、インダクタ３２に蓄えられるエネルギーは増加する。

時刻ｔ２において、スイッチング素子３３がオフすると、直流電源２、インダクタ３２、ダイオード３４、および、負荷５と平滑用コンデンサ３５との並列回路、直流電源２のパスが生じる。そして、インダクタ３２に蓄積されていたエネルギーに直流電源２からの電力がダイオード３４を介して平滑用コンデンサ３５と負荷５とに供給される。ダイオード３４を流れる電流Ｉ_Dには、平滑用コンデンサ３５に流れる電流Ｉ_C2と負荷電流を足した電流が流れる。このため、ダイオード３４を流れる電流Ｉ_Dに流れる電流から負荷電流Ｉ_Fを差し引いた電流が平滑用コンデンサ３５に流れ込むが、時間とともに平滑用コンデンサ３５に充電されて減少していく。また、ＤＣ−ＤＣコンバータ３の出力電圧Ｖoutは入力電圧Ｖinよりも高くなる。

次に、時刻ｔ３でスイッチング素子３３がオフすると、時刻t１の時と同様に、直流電源２、インダクタ３２、スイッチング素子３３、および直流電源２のパスが生じ、同様の電流が流れる。なお、スイッチング素子３３がオフしている期間中は平滑用コンデンサ３５から負荷５に対して負荷電流を供給する。このように、スイッチング素子３３がオンの状態の時もオフの状態の時も、負荷５には電力が供給される。コンデンサ３１に流れる電流Ｉ_C1および平滑用コンデンサ３５に流れる電流Ｉ_C2は、スイッチング素子３３のオン・オフに応じた交流成分を持つことになる。

本実施形態において、先述したように負荷５は、液晶テレビジョン装置や液晶表示装置のバックライトに使用されるＬＥＤ（発光ダイオード）５１を対象にしているが、バックライトの明るさは、調光信号生成回路９からのスイッチング信号によって調整される。より具体的には、ＬＥＤ５１を流れる電流は、電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）などのスイッチング素子５２によって、視覚上問題のない周波数でスイッチングされる。そして、スイッチング信号のオンデューティによって明るさが調整される。なお、スイッチング素子５２のスイッチング周波数は高くとも数百Ｈｚであり、ＤＣ−ＤＣコンバータ３のスイッチング素子３３のスイッチング周波数よりかなり低い周波数が用いられる。

図４は、図２に示す電源装置の負荷に流れる電流を示す図であり、図４（Ａ）は、バックライトを明るく点灯させる場合であり、スイッチング素子５２のイッチング信号のオンデューティを１００％としている。この場合、負荷電流Ｉ_Fはほぼ直流電流となり、平均負荷電流Ｉ_FAVEも大きくなる。また、図４（Ｂ）は、バックライトを明るく点灯させる必要がない場合を示しており、スイッチング素子５２のイッチング信号のオンデューティを例えば５０％としている。この場合、負荷電流Ｉ_Fはほぼパルス状の電流となり、平均負荷電流Ｉ_FAVEはオンデューティ１００％の時よりも小さくなる。しかしながら、図４（Ａ）に示す平均電流Ｉ_FAVEの大きな場合よりも、図４（Ｂ）に示す平均電流Ｉ_FAVEが小さな場合の方が、パルス電流が流れるためＥＭＩが悪くなる場合がある。さらに、ＬＥＤ駆動のデューティに応じてＤＣ−ＤＣコンバータ３の出力電圧を高める制御を行う場合は、デューティが小さく平均電流が小さい場合でも最大電流値が大きくなってＥＭＩが悪くなる場合がある。

そして、負荷電流Ｉ_Fが大きな場合、すなわち高負荷の場合、ゲート制御回路４は、ＤＣ−ＤＣコンバータ３の出力電圧ＶoutをＬＥＤ５１の点灯に必要な電圧値に維持しようとするために、スイッチング素子３３のデューティ比Ｄが大きくなるように作用する。これによって、スイッチング素子３３を流れる電流Ｉ_Qは大きくなり、ＤＣ−ＤＣコンバータ３のスイッチング素子３３の温度が上昇する。

一方、負荷電流Ｉ_Fが小さな場合、すなわち低負荷の場合、ゲート制御回路４は、ＤＣ−ＤＣコンバータ３の出力電圧ＶoutをＬＥＤ５１の点灯に必要な電圧値に維持しようとするが、負荷電流Ｉ_Fが小さいため、スイッチング素子３３のデューティ比Ｄを大きくする必要はなく、小さな値を維持しようとする。これによって、スイッチング素子３３を流れる電流Ｉ_Qは小さくなり、スイッチング素子３３の温度は大きく上昇することはない。この場合、ＦＥＴ等のスイッチング素子３３の温度や半田面の温度は、基準値に対して比較的マージンがある。したがって、本実施形態では、負荷電流Ｉ_Fが小さな軽負荷の場合に、ＤＣ−ＤＣコンバータ３のスイッチング素子３３を駆動するゲートラインの抵抗値を大きくすることによってゲートパルス波形をなまらせ、スイッチング素子の立ち上がり時間と立ち下がり時間を遅くし、スイッチングによる高周波ノイズの発生を抑えている。

図５は、図２に示す電源装置のゲート抵抗値変更回路とゲート信号波形を説明するための図であり、図２とともに説明する。図２において、比較器４８では、閾値電圧Ｖthと抵抗６１の電圧Ｖ_IFが比較され、比較器４８からの２値出力信号はゲート抵抗値変更回路４６に入力される。ゲート抵抗値変更回路４６は、スイッチング素子３３のゲートＧに接続された抵抗Ｒ₁、Ｒ₂と、これらの抵抗Ｒ₁、Ｒ₂を切換えるスイッチＳＷから構成されている。抵抗Ｒ₂の抵抗値は抵抗Ｒ₁の抵抗値よりも大きく、例えば、抵抗Ｒ₁は０Ω、抵抗Ｒ₂は２００Ωとなっている。

そして、抵抗６１の電圧Ｖ_IFが閾値電圧Ｖthより大きい場合、すなわち負荷電流Ｉ_Fが所定値よりも大きい場合は、比較器４８はローレベルの信号を出力し、ゲート抵抗値変更回路４６は、スイッチング素子３３のゲートラインの抵抗値が小さい抵抗Ｒ₁の値となるようにスイッチＳＷを切換える。これにより、スイッチング素子３３のゲートには、立ち上がりと立ち下がりが傾斜していない良好なパルス波形のゲート信号が印加され、スイッチング素子の温度上昇が抑えられる。

また、抵抗６１の電圧Ｖ_IFが閾値電圧Ｖthより小さい場合、すなわち負荷電流Ｉ_Fが所定値よりも小さい場合は、比較器４８はハイの信号を出力し、ゲート抵抗値変更回路４６は、スイッチング素子３３のゲートラインの抵抗値が大きい３のゲートラインの抵抗とスイッチング素子３３のゲートソース間の容量によるＲＣ回路の時定数が大きくなるため、ゲート信号の波形は、図５に示すように、立ち上がりと立ち下がりが傾斜した、いわゆるなまった形状となる。これによって、スイッチング素子３３の温度は上昇するものの、発生ノイズは抑制することができる。

閾値電圧Ｖthの大きさ、負荷電流Ｉ_F検出のための抵抗６１の抵抗値、抵抗Ｒ₂の抵抗値は、スイッチング素子３３が許容温度範囲内に収まるように設定される。なお、本実施形態では、スイッチング素子３３のゲートラインの抵抗値として２つの値を切換えるようにしているが、３つ以上の抵抗値を切換えるようにしてもよく、さらに、負荷電流Ｉ_Fの大きさに応じてゲートラインの抵抗値を連続的に変更するようにしてもよい。

（第２の実施形態）
図６は、本発明に係る電源装置の他の実施形態の構成を示す図であり、図１（Ｂ）の模式図に対応している。
本実施形態では、電源として直流電源２を用い、負荷５として、第１の実施形態と同様に、液晶テレビジョン装置や液晶表示装置のバックライトに使用されるＬＥＤ（発光ダイオード）５１を対象にした場合について説明するが、電源としては電池でもよく、また、負荷５としては、バックライトのＬＥＤに限らず種々の負荷を対象とすることができる。本実施形態の電源装置１は、ＤＣ−ＤＣコンバータ３、および、ゲート制御回路４、素子温度検出回路７を備えている。第１の実施形態と同じく、ゲート制御回路４の破線で囲んだ構成をＩＣ（集積回路）で構成することも可能である。

本実施形態は、ＤＣ−ＤＣコンバータ３、ゲート制御回路４の基本的な構成は図２に示した第１の実施形態と同じであり、第１の実施形態では、負荷電流Ｉ_Fの大きさ応じてＤＣ−ＤＣコンバータ３のスイッチング素子３３のゲート抵抗値を変更しているのに対して、本実施形態では、ＤＣ−ＤＣコンバータ３のスイッチング素子３３の温度に応じてスイッチング素子３３のゲート抵抗値を変更している。以下、第１の実施形態と同じ構成についてはその説明を省略し、異なる構成について説明する。

第１の実施形態では、負荷５の負荷電流Ｉ_Fを検出するために、負荷電流検出回路６を設けていたが、本実施形態では、負荷電流検出回路６に代えて、ＤＣ−ＤＣコンバータ３のスイッチング素子３３の温度を検出するための素子温度検出回路７を設けている。素子温度検出回路７は、例えば、スイッチング素子３３の近傍にサーミスタ７１を設け、定電圧をサーミスタ７１と抵抗７２によって分圧し、この分圧した電圧Ｖ_Tを比較器４８の反転入力端子に加えている。

サーミスタ７１は、スイッチング素子３３の温度上昇とともにその抵抗値が減少するため、サーミスタ７１と抵抗７２の分圧抵抗回路によって定電圧を分圧することによって得られた電圧Ｖ_Tは、スイッチング素子３３の温度上昇とともにその値が大きくなる。そして、負荷５の負荷電流Ｉ_Fが大きくなってスイッチング素子３３の温度が高くなると、素子温度検出回路７からの電圧Ｖ_Tは大きくなる。電圧Ｖ_Tが閾値電圧Ｖthよりも大きい場合、すなわち、スイッチング素子３３の温度が所定値よりも高い場合は、比較器４８はローレベルの信号を出力し、ゲート抵抗値変更回路４６は、スイッチング素子３３のゲートラインの抵抗値が小さい抵抗Ｒ₁の値となるようにスイッチＳＷを切換える。これにより、スイッチング素子３３のゲートには、立ち上がりと立ち下がりが傾斜していない良好なパルス波形のゲート信号が印加され、スイッチング素子３３の温度上昇が抑えられる。

また、素子温度検出回路７からの電圧Ｖ_Tが閾値電圧Ｖthより小さい場合、すなわちスイッチング素子３３の温度が所定値よりも低い場合は、比較器４８はハイレベルの信号を出力し、ゲート抵抗値変更回路４６は、スイッチング素子３３のゲートラインの抵抗値が大きい抵抗Ｒ₂の値となるようにスイッチＳＷを切換える。これにより、スイッチング素子３３のゲートラインの抵抗とスイッチング素子３３のゲートソース間の容量によるＲＣ回路の時定数が大きくなるため、ゲート信号の波形は、図５に示すように、立ち上がりと立ち下がりが傾斜した、いわゆるなまった形状となる。これによって、スイッチング素子３３の温度は上昇するものの、発生ノイズは抑制することができる。

閾値電圧Ｖthの大きさ、サーミスタ７１の特性と抵抗値、抵抗７２の抵抗値、抵抗Ｒ₂の抵抗値、スイッチング素子３３が許容温度範囲となるように設定される。なお、本実施形態では、スイッチング素子３３のゲートラインの抵抗値として２つの値を切換えるようにしているが、第１の実施形態と同様に、３つ以上の抵抗値を切換えるようにしてもよく、さらに、スイッチング素子３３の温度に応じてゲートラインの抵抗値を連続的に変更するようにしてもよい。

（第３の実施形態）
図７は、本発明に係る電源装置をテレビジョン装置の適用した際の一実施形態の構成を示す図であり、図１（Ｃ）の模式図に対応している。
本実施形態では、電源として直流電源２を用い、負荷５として、第１の実施形態と同様に、液晶テレビジョン装置のバックライトに使用されるＬＥＤ（発光ダイオード）５１を対象にしている。本実施形態のテレビジョン装置は、ＤＣ−ＤＣコンバータ３、ゲート制御回路４、および、調光信号生成回路９を備えている。第１、第２の実施形態と同じく、ゲート制御回路４の破線で囲んだ構成をＩＣ（集積回路）で構成することも可能である。

本実施形態は、ＤＣ−ＤＣコンバータ３、ゲート制御回路４の基本的な構成は図２に示した第１の実施形態と同じであり、第１の実施形態では、負荷電流Ｉ_Fの大きさ応じてＤＣ−ＤＣコンバータ３のスイッチング素子３３のゲート抵抗値を変更しているのに対して、本実施形態では、テレビジョン装置において、映画モードなどの特定の映像モードでは、バックライトの消費電流が小さいことに注目し、映像信号のモードに応じて、ＤＣ−ＤＣコンバータ３のスイッチング素子３３のゲート抵抗値を変更している。以下、第１の実施形態と同じ構成についてはその説明を省略し、異なる構成について説明する。

本実施形態では、ゲート制御回路４は、映像信号モード入力端子から入力されたモード信号を受けるモード解析部４９を有しており、第１の実施形態が備えていた閾値電圧発生回路４７、および、比較器４８を備えていない。また、調光信号生成回路９にも映像信号モード入力端子から入力されたモード信号が入力される。

調光信号生成回路９は、映像信号モード入力端子から入力されたモード信号に応じて、ＬＥＤ５１を流れる電流を調整する。例えば、モード信号が映画モードである場合は、オンデューティ比の小さなスイッチング信号をスイッチング素子５２に入力することによって、ＬＥＤ５１を流れる電流を小さく抑え、図示しない液晶画面に暗い映像を表示する。また、モード信号がダイナミックモードでは、オンデューティ比の大きなスイッチング信号をスイッチング素子５２に入力することによって、ＬＥＤ５１を流れる電流を大きくし、コントラストの大きな映像を表示する。このように、バックライトは、所定の映像モードなどの負荷モードに応じて負荷電流の大きさが変更される。

ゲート制御回路４のモード解析部４９は、映像信号モード入力端子から入力されたモード信号を解析し、モード信号に応じて、ゲート抵抗値変更回路４６へ抵抗変更信号を出力する。例えば、モード信号が映画モードである場合は、ゲート抵抗値変更回路４６がスイッチング素子３３のゲートラインの抵抗値が大きいＲ₂の値となるように抵抗変更信号を出力する。これによって、負荷電流Ｉ_Fが小さい場合は、ゲート信号の波形は、図５に示すように、立ち上がりと立ち下がりが傾斜した、いわゆるなまった形状となる。これによって、スイッチング素子３３の温度は上昇するものの、発生ノイズは抑制することができる。

また、ゲート制御回路４のモード解析部４９は、モード信号がダイナミックモードである場合は、ゲート抵抗値変更回路４６がスイッチング素子３３のゲートラインの抵抗値が小さい抵抗Ｒ₁の値となるように抵抗変更信号を出力する。これにより、負荷電流Ｉ_Fが大きい場合は、スイッチング素子３３のゲートには、立ち上がりと立ち下がりが傾斜していない良好なパルス波形のゲート信号が印加され、スイッチング素子３３の温度上昇が抑えられる。

以上、本実施形態では、映像信号のモードとして、映画モード、ダイナミックモードを例に説明したが、例えば、映像信号のモードはこれに限る必要はない。例えば、映像信号の平均輝度レベルに応じて、所定の値以下の映像信号を表示する場合は、暗モードのモード信号を受信することによって、バックライトの負荷電流Ｉ_Fを小さくするとともに、スイッチング素子３３のゲートラインの抵抗値が大きい抵抗Ｒ₂の値となるように制御してもよい。また、明るさセンサーを有するテレビでは、周囲の明るさに応じて暗い映像を表示するモードでは、バックライトの負荷電流Ｉ_Fを小さくするとともに、スイッチング素子３３のゲートラインの抵抗値が大きい抵抗Ｒ₂の値となるように制御することができる。

また、テレビジョン装置の場合は、スイッチング素子３３のゲートラインの抵抗値を変更することによってＤＣ−ＤＣコンバータ３の出力電圧の変動があった際の視覚上の影響を避けるために、シーンチェンジなどの映像切り替えのタイミングで抵抗値を変更することが望ましい。

１…電源装置、２…直流電源、３…ＤＣ−ＤＣコンバータ、４…ゲート制御回路、５…負荷、６…負荷電流検出回路、７…素子温度検出回路、９…調光信号生成回路、３１…コンデンサ、３２…インダクタ、３３…スイッチング素子、３４…ダイオード、３５…平滑用コンデンサ、４１，４２…抵抗、４３…誤差増幅器、４４…基準電圧発生回路、４５…パルス幅変調回路、４６…ゲート抵抗値変更回路、４７…閾値電圧発生回路、４８…比較器、４９…モード解析部、５１…ＬＥＤ、５２…スイッチング素子、６１…抵抗、７１…サーミスタ、７２…抵抗。

上記課題を解決するために、本発明の第１の技術手段は、電源に接続されたインダクタと、該インダクタを介して前記電源からの電流が充電されるコンデンサと、該コンデンサへの充電電流をオン・オフするためのスイッチング素子と、該スイッチング素子へ供給するゲート信号のオン・オフのデューティ比を制御する制御回路とを備え、負荷へ電力を供給する電源装置であって、前記制御回路は、前記負荷の負荷電流の大きさに応じて、前記スイッチング素子のゲート抵抗値を変更することを特徴とするものである。

第２の技術手段は、第１の技術手段において、前記制御回路は、前記負荷電流の平均値が小さいほど、前記ゲート抵抗値を大きな値に変更することを特徴とするものである。

本発明に係る電源装置の例を模式的に説明するための図である。 本発明に係る電源装置の一実施形態の構成を示す図である。 図２に示す電源装置の各部の電圧波形または電流波形を示す図である。 図２に示す電源装置の負荷に流れる電流を示す図である。 図２に示す電源装置のゲート抵抗値変更回路とゲート信号波形を説明するための図である。 本発明に係る電源装置の参考例の構成を示す図である。 本発明に係る電源装置をテレビジョン装置に適用した際の一実施形態の構成を示す図である。

図１（Ａ）に示す例は、負荷電流の大きさに応じてＤＣ−ＤＣコンバータ３のスイッチング素子のゲート抵抗値を変更している。この例は本発明の第１の実施形態に相当する。また、図１（Ｂ）に示す例では、ＤＣ−ＤＣコンバータ３のスイッチング素子の温度に応じて、スイッチング素子のゲート抵抗値を変更している。この例は本発明の参考例に相当する。さらに、図１（Ｃ）に示す例では、負荷５を液晶テレビジョン装置のバックライトとし、映像信号のモードに応じて、スイッチング素子のゲート抵抗値を変更している。この例は本発明の第２の実施形態に相当する。これらの各例については、後で詳述する。

（参考例）
図６は、本発明に係る電源装置の参考例の構成を示す図であり、図１（Ｂ）の模式図に対応している。
本参考例では、電源として直流電源２を用い、負荷５として、第１の実施形態と同様に、液晶テレビジョン装置や液晶表示装置のバックライトに使用されるＬＥＤ（発光ダイオード）５１を対象にした場合について説明するが、電源としては電池でもよく、また、負荷５としては、バックライトのＬＥＤに限らず種々の負荷を対象とすることができる。本実施形態の電源装置１は、ＤＣ−ＤＣコンバータ３、および、ゲート制御回路４、素子温度検出回路７を備えている。第１の実施形態と同じく、ゲート制御回路４の破線で囲んだ構成をＩＣ（集積回路）で構成することも可能である。

本参考例は、ＤＣ−ＤＣコンバータ３、ゲート制御回路４の基本的な構成は図２に示した第１の実施形態と同じであり、第１の実施形態では、負荷電流ＩＦの大きさ応じてＤＣ−ＤＣコンバータ３のスイッチング素子３３のゲート抵抗値を変更しているのに対して、本参考例では、ＤＣ−ＤＣコンバータ３のスイッチング素子３３の温度に応じてスイッチング素子３３のゲート抵抗値を変更している。以下、第１の実施形態と同じ構成についてはその説明を省略し、異なる構成について説明する。

第１の実施形態では、負荷５の負荷電流ＩＦを検出するために、負荷電流検出回路６を設けていたが、本参考例では、負荷電流検出回路６に代えて、ＤＣ−ＤＣコンバータ３のスイッチング素子３３の温度を検出するための素子温度検出回路７を設けている。素子温度検出回路７は、例えば、スイッチング素子３３の近傍にサーミスタ７１を設け、定電圧をサーミスタ７１と抵抗７２によって分圧し、この分圧した電圧ＶＴを比較器４８の反転入力端子に加えている。

閾値電圧Ｖthの大きさ、サーミスタ７１の特性と抵抗値、抵抗７２の抵抗値、抵抗Ｒ２の抵抗値、スイッチング素子３３が許容温度範囲となるように設定される。なお、本参考例では、スイッチング素子３３のゲートラインの抵抗値として２つの値を切換えるようにしているが、第１の実施形態と同様に、３つ以上の抵抗値を切換えるようにしてもよく、さらに、スイッチング素子３３の温度に応じてゲートラインの抵抗値を連続的に変更するようにしてもよい。

（第２の実施形態）
図７は、本発明に係る電源装置をテレビジョン装置の適用した際の一実施形態の構成を示す図であり、図１（Ｃ）の模式図に対応している。
本実施形態では、電源として直流電源２を用い、負荷５として、第１の実施形態と同様に、液晶テレビジョン装置のバックライトに使用されるＬＥＤ（発光ダイオード）５１を対象にしている。本実施形態のテレビジョン装置は、ＤＣ−ＤＣコンバータ３、ゲート制御回路４、および、調光信号生成回路９を備えている。第１の実施形態と同じく、ゲート制御回路４の破線で囲んだ構成をＩＣ（集積回路）で構成することも可能である

Claims (5)

1. 電源に接続されたインダクタと、該インダクタを介して前記電源からの電流が充電されるコンデンサと、該コンデンサへの充電電流をオン・オフするためのスイッチング素子と、該スイッチング素子のオン・オフを制御する制御回路とを備え、負荷へ電力を供給する電源装置であって、
   前記制御回路は、前記負荷の負荷電流の大きさまたは前記スイッチング素子の温度に応じて、前記スイッチング素子のゲート抵抗値を変更することを特徴とする電源装置。
2. 前記制御回路は、前記負荷電流の平均値が小さいほど、または、前記スイッチング素子の温度が低いほど、前記ゲート抵抗値を大きな値に変更することを特徴とする請求項1に記載の電源装置。
3. 前記負荷は所定の負荷モードに応じて前記負荷電流の大きさが変更される負荷であって、前記制御回路は、前記負荷モードに応じて前記スイッチング素子のゲート抵抗値を変更することを特徴とする請求項１または２に記載の電源装置。
4. 請求項１から３のいずれか1に記載の電源装置を備えたテレビジョン装置。
5. 前記制御回路による前記スイッチング素子のゲート抵抗値の変更は、映像のシーンチェンジ時に行うことを特徴とする請求項４に記載のテレビジョン装置。
   

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