JP2018098921A - 誘導電動機の制御システム - Google Patents

Abstract

【課題】制御性能を低下させることなく、オンラインで誘導電動機の等価回路パラメータの周波数特性を推定することのできるシステムを提供する。【解決手段】振動信号印加器４４は、電流制御器１６から出力されるトルク電圧基準Ｖｑ＿ｒｅｆに、振動信号Ｖｐｒｔを印加する。すべり周波数演算器２８は、すべり周波数演算器３０から出力されたすべり周波数ωｓ＿ｒｅｆ１と、振動信号の周波数ωｐｒｔとから、すべり周波数ωｓ＿ｒｅｆを演算する。等価回路パラメータ演算器４６は、振動信号印加器４４によってトルク電圧基準Ｖｑ＿ｒｅｆに振動信号Ｖｐｒｔを印加する場合において、３相２相変換器２４から出力された１次電流Ｉｑ１＿ｆｂｋ、２次電流Ｉｑ２＿ｆｂｋおよび１次鎖交磁束φｑ１＿ｆｂｋを用いて、誘導電動機３４の等価回路のパラメータを演算する。【選択図】図１

Description

本発明は、誘導電動機の制御システムに関し、より詳しくは、誘導電動機の等価回路パラメータをオンラインで推定するシステム、および、推定した等価回路パラメータの経年変化を測定することによる、誘導電動機の故障または経年変化による異常を検出するシステムに関するものである。

誘導電動機は、交流電流の印加によって回転磁界を発生させる固定子と、回転磁界によって誘導電流を発生させる回転子と、を備えており、回転磁界と誘導電流の間に生じる電磁力によって回転子が駆動される。

図１０は、誘導電動機の等価回路を示した図である。図１０において、Ｒ_１は誘導電動機の１次抵抗を表し、Ｌ_１は誘導電動機の１次インダクタンスを表し、Ｍはモータの相互インダクタンスを表し、Ｒ_２は誘導電動機の２次抵抗を表し、Ｌ_２は誘導電動機の２次インダクタンスを表している。また、Ｖ_１は誘導電動機の入力電圧を表している。

１次インダクタンスＬ_１、２次インダクタンスＬ_２、相互インダクタンスＭといった等価回路パラメータは、ＪＥＣ２１３７に規定される通り、無負荷試験と拘束試験により、オフラインの試験結果から同定される。等価回路パラメータは、運転中の温度上昇、経年劣化による摩耗、形状変化による影響で変化する。つまり、等価回路パラメータの変化を測定することで、誘導電動機の故障や経年変化による異常を検出することができる。

誘導電動機の異常の検出に当たり、対地間、ターン間、相間の浮遊容量、表皮効果、近接効果による高周波抵抗の増加、および鉄損（渦電流損、ヒステリシス損）などの周波数依存のある特性を表現するには、図１０に示した等価回路パラメータを周波数依存のある形で表現する必要がある。しかしながら、前述のオフラインの同定試験では、等価回路パラメータを周波数依存のある関数として表現することができない。

オンラインで等価回路パラメータを測定、あるいは推定するシステムとして、特開２０１４−５３１５９３号公報（特許文献１）には、可変速制御装置の２次側に、電流、電圧等のアナログ信号を測定する測定装置を別途設けて、測定信号により誘導電動機の診断を行う、診断システムが提案されている。しかしながら、特許文献１の診断システムでは、誘導電動機の駆動装置に加えて、別途診断装置を設ける必要がある。

また、特開２０１３−４２６３１号公報（特許文献２）には、永久磁石同期電動機の等価回路パラメータとして、自己インダクタンスを、ｄ軸電流、およびｑ軸電流の推定値と実測値を零とするように推定する状態推定オブザーバによるパラメータ推定手法が記載されている。しかしながら、特許文献２のパラメータ推定手法は、実測値に基づいて等価回路パラメータを推定するものである。そのため、実際に使用する周波数（電動機回転数、あるいは電動機に入力される電圧または電流の周波数成分近傍の周波数帯域成分）の等価回路パラメータの挙動推定は可能であるが、実際に使用する周波数から大きく外れた周波数帯の等価回路パラメータの挙動推定は、バックグラウンドノイズ等の影響で困難となる可能性が高い。

等価回路パラメータの推定とは異なるが、特開２００８−８６１２９号公報（特許文献３）には、永久磁石電動機の位置推定方法として、電動機の入力に、様々な周波数の信号をランダムに有するホワイトノイズを重畳した位置推定方法が紹介されている。特許文献２の位置推定方法によれば、入力信号に様々な周波数信号を有する信号を入力することで、電動機の回転方向ないし、等価回路パラメータを推定することは可能である。しかしながら、単純に電動機入力に、制御に関係ない信号を単純に印加する方法では、該信号が外乱となり、本来の電動機制御を劣化させる。

特開２０１４−５３１５９３号公報 特開２０１３−４２６３１号公報 特開２００８−８６１２９号公報

前述の通り、等価回路パラメータの従来の推定手法は、オフライン試験による同定によるもの、または、オンラインであっても別途推定装置を設ける必要があるもの、または、オンラインであっても入力信号にホワイトノイズを重畳することで、電動機の速度制御、電流制御に影響を及ぼすものでしかなかった。

本発明は、上述の課題に鑑みてなされたものであり、本発明の目的は、制御性能を低下させることなく、オンラインで誘導電動機の等価回路パラメータの周波数特性を推定することのできるシステムを提供することにある。本発明の別の目的は、推定した等価回路パラメータの経年変化を測定することによる、誘導電動機の故障または経年変化を検出することのできるシステムを提供することにある。

第１の発明は、上記の目的を達成するため、誘導電動機の制御システムであって、
誘導電動機が発生すべきトルク基準と、界磁基準とに基づいて、前記誘導電動機の直交座標系での電流基準を演算する電流基準演算器と、
前記電流基準演算器から出力される前記誘導電動機の直交座標系での電流基準と、実電流基準との偏差が零となるように、前記誘導電動機に入力する直交座標系での電圧基準を調整する電流制御器と、
前記電流制御器から出力される電圧基準の直交座標系の表現を、３相座標系の表現に変換する２相３相変換器と、
前記２相３相変換器から出力される３相座標系での電圧基準に基づいて、前記誘導電動機のスイッチングを行うスイッチング素子と、
前記スイッチング素子から出力される前記誘導電動機の１次電流の３相座標系の表現、前記誘導電動機から出力される前記誘導電動機の２次電流の３相座標系の表現、および、前記誘導電動機から出力される前記誘導電動機の１次鎖交磁束または２次鎖交磁束の３相座標系の表現を、それぞれ直交座標系の表現に変換する３相２相変換器と、
前記電流制御器から出力される直交座標系での電圧基準に、振動信号を印加する振動信号印加器と、
誘導電動機において成立する１次電流、２次電流および１次鎖交磁束と、等価回路パラメータとの関係を規定した第１演算式に、前記振動信号印加器からの振動信号の印加時に測定されて前記３相２相変換器から出力される１次電流、２次電流および１次鎖交磁束を適用し、または、誘導電動機において成立する１次電流、２次電流および２次鎖交磁束と、等価回路パラメータとの関係を規定した第２演算式に、前記振動信号印加器からの振動信号の印加時に測定されて前記３相２相変換器から出力される１次電流、２次電流および２次鎖交磁束を適用し、前記誘導電動機の等価回路パラメータを演算する等価回路パラメータ演算器と、
前記電流基準演算器に入力される界磁基準と、前記電流基準演算器から出力される前記誘導電動機の直交座標系での電流基準と、に基づいて、前記誘導電動機の第１すべり周波数を演算する第１すべり周波数演算器と、
前記第１すべり周波数演算器から出力される第１すべり周波数を、前記振動信号印加器からの振動信号の周波数の分だけ変更した第２すべり周波数を演算する第２すべり周波数演算器と、
前記第２すべり周波数演算器から出力される第２すべり周波数と、前記誘導電動機の実回転速度とに基づいて、前記２相３相変換器と前記３相２相変換器に入力する回転磁界の回転角を演算する回転角演算器と、
を備えることを特徴とする。

第２の発明は、第１の発明において、
前記３相２相変換器は、前記スイッチング素子から出力される前記誘導電動機の１次電流の３相座標系の表現と、前記誘導電動機から出力される前記誘導電動機の１次鎖交磁束の表現とを、少なくとも直交座標系の表現に変換し、
誘導電動機が発生すべきトルク基準と、前記３相２相変換器から出力された１次電流および１次鎖交磁束と、に基づいて、前記第１すべり周波数演算器から出力される第１すべり周波数を補正する係数を演算し、前記第２すべり周波数演算器に出力する補正係数演算器を更に備えることを特徴とする。

第３の発明は、第１または第２の発明において、
前記等価回路パラメータ演算器から出力される等価回路パラメータを用いて、前記誘導電動機の異常を検出する異常検出器を更に備えることを特徴とする。

第４の発明は、第１乃至第３の発明の何れかにおいて、
前記等価回路パラメータ演算器は、前記誘導電動機の１次インダクタンスまたは相互インダクタンスを等価回路パラメータとして演算し、
前記等価回路パラメータ演算器は、前記第１演算式に、前記誘導電動機の１次インダクタンスおよび相互インダクタンスのうちの既知パラメータと、前記３相２相変換器から出力された１次電流、２次電流および１次鎖交磁束と、を適用して、前記誘導電動機の１次インダクタンスおよび相互インダクタンスのうちの未知パラメータを演算することを特徴とする。

第５の発明は、第４の発明において、
前記等価回路パラメータ演算器は、前記第１演算式を用いて未知パラメータとしての前記誘導電動機の相互インダクタンスを演算した場合には、演算した前記誘導電動機の相互インダクタンスを前記第２演算式に適用して、前記誘導電動機の２次インダクタンスを演算することを特徴とする。

第６の発明は、第１乃至第３の発明の何れかにおいて、
前記等価回路パラメータ演算器は、前記誘導電動機の２次インダクタンスまたは相互インダクタンスを等価回路パラメータとして演算し、
前記等価回路パラメータ演算器は、前記第２演算式に、前記誘導電動機の２次インダクタンスおよび相互インダクタンスのうちの既知パラメータと、前記３相２相変換器から出力された１次電流、２次電流および２次鎖交磁束と、を適用して、前記誘導電動機の２次インダクタンスおよび相互インダクタンスのうちの未知パラメータを演算することを特徴とする。

第７の発明は、第６の発明において、
前記等価回路パラメータ演算器は、前記第２演算式を用いて未知パラメータとしての前記誘導電動機の相互インダクタンスを演算した場合には、演算した前記誘導電動機の相互インダクタンスを前記第１演算式に適用して、前記誘導電動機の１次インダクタンスを演算することを特徴とする。

本発明に係る制御システムによれば、等価回路パラメータ演算器によって、誘導電動機の等価回路パラメータを演算することができる。この等価回路パラメータは、振動信号印加器からの振動信号の印加時に測定されて３相２相変換器から出力される１次電流、２次電流および１次鎖交磁束と第１演算式とから演算され、または、振動信号印加器からの振動信号の印加時に測定されて３相２相変換器から出力される１次電流、２次電流および２次鎖交磁束と第２演算式とから演算されるパラメータである。従って、オンラインで誘導電動機の等価回路パラメータの周波数特性を推定することができる。

加えて、本発明に係る制御システムによれば、第２すべり周波数演算器によって、振動信号印加器からの振動信号の周波数の分だけ第１すべり周波数を変更することもできる。そのため、振動信号印加器から振動信号を印加する場合においても、誘導電動機が発生するトルクを一定に保つことができる。以上のことから、本発明に係る制御システムによれば、誘導電動機の制御性能を低下させることなく、オンラインで誘導電動機の等価回路パラメータの周波数特性を推定することができる。

また、本発明に係る制御システムによれば、異常検出器によって、誘導電動機の故障または経年変化を検出することができる。

本発明の実施の形態１に係る誘導電動機の制御システムの構成例を示す図である。 誘導電動機における、電動機回転速度ω_{ｍ＿ｆｂｋ}と、電動機発生トルクＴ_ｆｂｋとの関係の一例を示した図である。 本発明の実施の形態１に係る誘導電動機の制御システムの他の構成例を示す図である。 本発明の実施の形態３に係る誘導電動機の制御システムの構成例を示す図である。 本発明の実施の形態３に係る誘導電動機の制御システムの他の構成例を示す図である。 本発明の実施の形態５に係る誘導電動機の制御システムの構成例を示す図である。 本発明の実施の形態７に係る誘導電動機の制御システムの構成例を示す図である。 本発明の実施の形態８に係る誘導電動機の制御システムの構成例を示す図である。 振動信号の周波数ω_ｐｒｔと等価回路パラメータの関係の一例を示した図である。 誘導電動機の等価回路を示した図である。

以下、図面を参照して本発明の実施の形態について説明する。ただし、以下に示す実施の形態において各要素の個数、数量、量、範囲等の数に言及した場合、特に明示した場合や原理的に明らかにその数に特定される場合を除いて、その言及した数にこの発明が限定されるものではない。また、以下に示す実施の形態において説明する構造やステップ等は、特に明示した場合や明らかに原理的にそれに特定される場合を除いて、この発明に必ずしも必須のものではない。

実施の形態１．
図１は、本発明の実施の形態１に係る誘導電動機の制御システムの構成例を示す図である。図１に示す制御システム１０は、固定子と回転子を備える誘導電動機（ＩＭ）３４を制御対象とするシステムである。制御システム１０は、速度制御器（ＡＳＲ）１２と、電流基準演算器（Ｔ，φ／Ｉ_ｄ，Ｉ_ｑ）１４と、電流制御器（ＡＣＲ）１６と、２相３相変換器（ｄｑ／ｕｖｗ）１８と、ＰＷＭ方式スイッチングパルス発生装置（ＰＷＭ）２０と、スイッチング素子２２と、３相２相変換器（ｄｑ／ｕｖｗ）２４と、積分器２６と、すべり周波数演算器（ＳＦＣ２）２８と、すべり周波数演算器（ＳＦＣ１）３０と、回転速度センサ（ＳＤ）３６と、電流センサ（ＣＤ）３８，４０と、磁束センサ（ＦＤ）４２と、振動信号印加器４４と、等価回路パラメータ演算器（ＥＣＰＣ）４６と、を備えている。

速度制御器１２は、外部から与えられる速度基準ω_{ｍ＿ｒｅｆ}と、誘導電動機３４または誘導電動機３４により駆動される機械に取付けられた回転速度センサ３６により実測された電動機回転速度ω_{ｍ＿ｆｂｋ}との差に応じて、誘導電動機３４が発生すべきトルク基準Ｔ_ｒｅｆを演算し、電流基準演算器１４に出力するように構成されている。

電流基準演算器１４は、速度制御器１２から出力されたトルク基準Ｔ_ｒｅｆと、システム内部にて任意に設定された界磁基準φ_ｒｅｆとから、誘導電動機３４の磁化電流基準Ｉ_{ｄ１＿ｒｅｆ}とトルク電流基準Ｉ_{ｑ１＿ｒｅｆ}を算出し、電流制御器１６に出力するように構成されている。電流基準演算器１４は、算出したトルク電流基準Ｉ_{ｑ１＿ｒｅｆ}をすべり周波数演算器２８に出力するようにも構成されている。

電流制御器１６は、電流基準演算器１４から出力された磁化電流基準Ｉ_{ｄ１＿ｒｅｆ}と、３相２相変換器２４から出力された磁化電流Ｉ_{ｄ１＿ｆｂｋ}との差分を零とし、尚且つ、電流基準演算器１４から出力されたトルク電流基準Ｉ_{ｑ１＿ｒｅｆ}と、３相２相変換器２４から出力されたトルク電流Ｉ_{ｑ１＿ｆｂｋ}との差分を零とするように、誘導電動機３４に印加する電圧基準（Ｖ_{ｄ＿ｒｅｆ}、Ｖ_{ｑ＿ｒｅｆ}）を調整するように構成されている。電流制御器１６は、調整した電圧基準（Ｖ_{ｄ＿ｒｅｆ}、Ｖ_{ｑ＿ｒｅｆ}）を２相３相変換器１８に出力するようにも構成されている。

２相３相変換器１８は、電流制御器１６から出力された電圧基準（Ｖ_{ｄ＿ｒｅｆ}、Ｖ_{ｑ＿ｒｅｆ}）を、直交座標系の表現から３相座標系の表現に変換し、ＰＷＭ方式スイッチングパルス発生装置２０に出力するように構成されている。

ＰＷＭ方式スイッチングパルス発生装置２０は、２相３相変換器１８から出力された電圧基準（Ｖ_{ｕ＿ｒｅｆ}、Ｖ_{ｖ＿ｒｅｆ}、Ｖ_{ｗ＿ｒｅｆ}）に基づいて、例えば三角波比較ＰＷＭ制御方式によりスイッチング素子２２のスイッチングを行うためのスイッチングパルスを発生し、スイッチング素子２２に供給するように構成されている。

スイッチング素子２２は、ＰＷＭ方式スイッチングパルス発生装置２０から供給されたスイッチングパルスに基づいてスイッチングを行い、誘導電動機３４に電圧を印加するように構成されている。

３相２相変換器２４は、誘導電動機３４の固定子側に取付けられた電流センサ３８により実測された１次電流（Ｉ_{ｕ１＿ｆｂｋ}、Ｉ_{ｖ１＿ｆｂｋ}、Ｉ_{ｗ１＿ｆｂｋ}）を、３相座標系の表現から直交座標系の表現に変換し、等価回路パラメータ演算器４６に出力するように構成されている。３相２相変換器２４で変換された１次電流（Ｉ_{ｄ１＿ｆｂｋ}、Ｉ_{ｑ１＿ｆｂｋ}）は、電流制御器１６での電圧基準（Ｖ_{ｄ＿ｒｅｆ}、Ｖ_{ｑ＿ｒｅｆ}）の調整に用いられる。
３相２相変換器２４は、誘導電動機３４の回転子側に取付けられた電流センサ４０により実測された２次電流（Ｉ_{ｕ２＿ｆｂｋ}、Ｉ_{ｖ２＿ｆｂｋ}、Ｉ_{ｗ２＿ｆｂｋ}）を、３相座標系の表現から直交座標系の表現に変換し、等価回路パラメータ演算器４６に出力するようにも構成されている。
３相２相変換器２４は、誘導電動機３４の固定子側に取付けられた磁束センサ４２により実測された１次鎖交磁束（φ_{ｕ１＿ｆｂｋ}、φ_{ｖ１＿ｆｂｋ}、φ_{ｗ１＿ｆｂｋ}）を、３相座標系の表現から直交座標系の表現に変換し、等価回路パラメータ演算器４６に出力するようにも構成されている。

積分器２６は、２相３相変換器１８における電圧基準の直交座標系の表現から３相座標系の表現への変換と、３相２相変換器２４における１次電流、２次電流および１次鎖交磁束の３相座標系の表現から直交座標系の表現への変換に必要となる、誘導電動機３４の回転磁界の回転角θ_ｆを算出するように構成されている。積分器２６において、回転角θ_ｆは、すべり周波数演算器２８から出力されたすべり周波数ω_{ｓ＿ｒｅｆ}と、回転速度センサ３６により実測された電動機回転速度ω_{ｍ＿ｆｂｋ}の和を積分することで算出される。

すべり周波数演算器３０は、電流基準演算器１４から出力されたトルク電流基準Ｉ_{ｑ１＿ｒｅｆ}と、界磁基準φ_ｒｅｆとから、すべり周波数ω_{ｓ＿ｒｅｆ１}を演算し、すべり周波数演算器２８に出力するように構成されている。

すべり周波数演算器２８は、すべり周波数演算器３０から出力されたすべり周波数ω_{ｓ＿ｒｅｆ１}と、振動信号の周波数ω_ｐｒｔとから、すべり周波数ω_{ｓ＿ｒｅｆ}を演算し、積分器２６に出力するように構成されている。

すべり周波数演算器２８の構成に関連して、振動信号印加器４４の構成について説明する。振動信号印加器４４は、等価回路パラメータ演算器４６において、誘導電動機３４の等価回路パラメータの周波数特性を推定するために設けられている。振動信号印加器４４は、電流制御器１６から出力されるトルク電圧基準Ｖ_{ｑ＿ｒｅｆ}に、振動信号Ｖ_ｐｒｔを印加するように構成されている。振動信号Ｖ_ｐｒｔは、下記式（１）により表現される。

なお、上記式（１）において、Ｖ_ｐｒｔ０は、測定ノイズと判別できるように任意に調整可能なパラメータであり、ω_ｐｒｔは振動周波数である。

但し、トルク電圧基準Ｖ_{ｑ＿ｒｅｆ}に振動信号Ｖ_ｐｒｔを印加すると、誘導電動機が発生するトルクＴ_ｆｂｋに変化が生じることになる。図２は、誘導電動機における、電動機回転速度ω_{ｍ＿ｆｂｋ}と、電動機発生トルクＴ_ｆｂｋとの関係の一例を示した図である。図２に示す実線を基準とすると、誘導電動機に印加する電圧が高い場合（一点鎖線）、および、誘導電動機に印加する電圧が低い場合（破線）の何れにおいても、基準の場合（実線）との間で電動機発生トルクＴ_ｆｂｋに差が生じることになる。

ここで、電動機回転速度ω_ｍは、回転磁界の周波数ω_ｆとすべり周波数ω_ｓを用いて下記式（２）のように表される。

従って、上記式（２）の関係によれば、トルク電圧基準Ｖ_{ｑ＿ｒｅｆ}に振動信号Ｖ_ｐｒｔを印加する場合に、すべり周波数ω_ｓを然るべく変化させれば、電動機発生トルクＴ_ｆｂｋと電動機回転速度ω_{ｍ＿ｆｂｋ}が一定となることが分かる。

そこで、本実施の形態１では、すべり周波数演算器２８から積分器２６に出力されるすべり周波数ω_{ｓ＿ｒｅｆ}を、下記式（３）で表現する。下記式（３）を用いてすべり周波数ω_{ｓ＿ｒｅｆ１}を変化させれば、トルク電圧基準Ｖ_{ｑ＿ｒｅｆ}に振動信号Ｖ_ｐｒｔを印加した場合においても、誘導電動機３４が発生するトルクＴ_ｆｂｋが一定に保たれることになる。

なお、上記式（３）におけるＫ_ｐｒｔは定数である。

等価回路パラメータ演算器４６は、振動信号印加器４４によってトルク電圧基準Ｖ_{ｑ＿ｒｅｆ}に振動信号Ｖ_ｐｒｔを印加する場合において、３相２相変換器２４から出力された１次電流Ｉ_{ｑ１＿ｆｂｋ}、２次電流Ｉ_{ｑ２＿ｆｂｋ}および１次鎖交磁束φ_{ｑ１＿ｆｂｋ}を、下記式（４）に代入して、等価回路の相互インダクタンスＭを演算するように構成されている。

なお、上記式（４）におけるＬ_{１＿ｓｉｍ}は、オフラインの試験またはシミュレーションによって同定した１次インダクタンスＬ_１の値である。

因みに上記式（４）は、等価回路の相互インダクタンスＭおよび１次インダクタンスＬ_１と、１次電流Ｉ_ｑ１、２次電流Ｉ_ｑ２および１次鎖交磁束φ_ｑ１との関係を表した下記式（５）に基づいている。

以上説明した本実施の形態１に係る制御システムによれば、等価回路パラメータ演算器４６によって、誘導電動機３４の等価回路の相互インダクタンスＭの周波数特性を推定することができる。また、本実施の形態１に係る制御システムによれば、すべり周波数演算器２８によって、トルク電圧基準Ｖ_{ｑ＿ｒｅｆ}に振動信号Ｖ_ｐｒｔを印加する場合においても誘導電動機３４が発生するトルクＴ_ｆｂｋを一定に保つこともできる。故に、本実施の形態１に係る制御システムによれば、誘導電動機３４の制御性能を低下させることなく、オンラインで相互インダクタンスＭの周波数特性を推定することができる。

ところで、上記実施の形態１においては、電流制御器１６から出力されるトルク電圧基準Ｖ_{ｑ＿ｒｅｆ}に、振動信号Ｖ_ｐｒｔを印加した。しかし、電流制御器１６から出力されるトルク電圧基準Ｖ_{ｑ＿ｒｅｆ}の代わりに、電流制御器１６から出力される磁化電圧基準Ｖ_{ｄ＿ｒｅｆ}に、振動信号Ｖ_ｐｒｔを印加してもよい。この場合のシステム構成について、図３を参照しながら説明する。

図３は、本発明の実施の形態１に係る誘導電動機の制御システムの他の構成例を示す図である。図３に示す制御システム５０では、すべり周波数演算器（ＳＦＣ１）５２が、電流基準演算器１４から出力された磁化電流基準Ｉ_{ｄ１＿ｒｅｆ}と、界磁基準φ_ｒｅｆとから、すべり周波数ω_{ｓ＿ｒｅｆ１}を演算し、すべり周波数演算器２８に出力するように構成されている。また、制御システム５０では、振動信号印加器５４が、電流制御器１６から出力される磁化電圧基準Ｖ_{ｄ＿ｒｅｆ}に、振動信号Ｖ_ｐｒｔを印加するように構成されている。

また、図３に示す制御システム５０では、等価回路パラメータ演算器（ＥＣＰＣ）５６が、３相２相変換器２４から出力された１次電流Ｉ_{ｄ１＿ｆｂｋ}、２次電流Ｉ_{ｄ２＿ｆｂｋ}および１次鎖交磁束φ_{ｄ１＿ｆｂｋ}を、下記式（６）に代入して、等価回路の相互インダクタンスＭを演算するように構成されている。

なお、上記式（６）におけるＬ_{１＿ｓｉｍ}は、オフラインの試験またはシミュレーションによって同定した１次インダクタンスＬ_１の値である。

以上のことから、電流制御器１６から出力される磁化電圧基準Ｖ_{ｄ＿ｒｅｆ}に振動信号Ｖ_ｐｒｔを印加した場合であっても、誘導電動機３４の等価回路の相互インダクタンスＭの周波数特性を推定することができる。

因みに上記式（６）は、等価回路の相互インダクタンスＭおよび１次インダクタンスＬ_１と、１次電流Ｉ_ｄ１、２次電流Ｉ_ｄ２および１次鎖交磁束φ_ｄ１との関係を表した下記式（７）に基づいている。

なお、上述した実施の形態１においては、すべり周波数演算器３０またはすべり周波数演算器５２が上記第１の発明の「第１すべり周波数演算器」に、すべり周波数演算器２８が同発明の「第２すべり周波数演算器」に、積分器２６が同発明の「回転角演算器」に、上記式（５）または上記式（７）が同発明の「第１演算式」に、それぞれ相当している。

実施の形態２．
本発明の実施の形態２に係る誘導電動機の制御システムは、図１に示した制御システム１０の構成例を基本とし、等価回路の相互インダクタンスＭの周波数特性の代わりに、等価回路の１次インダクタンスＬ_１の周波数特性を推定することを特徴とする。そのため、以下では、本実施の形態２の特徴部分に関連した説明を、図１を参照しながら行う。

本実施の形態２に係る制御システムでは、図１に示した等価回路パラメータ演算器４６が、振動信号印加器４４によってトルク電圧基準Ｖ_{ｑ＿ｒｅｆ}に振動信号Ｖ_ｐｒｔを印加する場合に、３相２相変換器２４から出力された１次電流Ｉ_{ｑ１＿ｆｂｋ}、２次電流Ｉ_{ｑ２＿ｆｂｋ}および１次鎖交磁束φ_{ｑ１＿ｆｂｋ}を、下記式（８）に代入して、等価回路の１次インダクタンスＬ_１を演算するように構成されている。

なお、上記式（８）におけるＭ_ｓｉｍは、オフラインの試験またはシミュレーションによって同定した相互インダクタンスＭの値である。因みに上記式（８）は、上記実施の形態１で述べた上記式（５）に基づいている。

以上説明した本実施の形態２に係る制御システムによれば、トルク電圧基準Ｖ_{ｑ＿ｒｅｆ}に振動信号Ｖ_ｐｒｔを印加した際に実測される１次電流Ｉ_{ｑ１＿ｆｂｋ}、２次電流Ｉ_{ｑ２＿ｆｂｋ}および１次鎖交磁束φ_{ｑ１＿ｆｂｋ}から、誘導電動機３４の等価回路の１次インダクタンスＬ_１の周波数特性を推定することができる。また、本実施の形態２に係る制御システムは、図１に示した制御システム１０の構成例を基本とすることから、上記実施の形態１に係る制御システムと同様の効果を得ることもできる。即ち、トルク電圧基準Ｖ_{ｑ＿ｒｅｆ}に振動信号Ｖ_ｐｒｔを印加する場合において、誘導電動機３４が発生するトルクＴ_ｆｂｋを一定に保つこともできる。故に、本実施の形態２に係る制御システムによれば、誘導電動機３４の制御性能を低下させることなく、オンラインで１次インダクタンスＬ_１の周波数特性を推定することができる。

ところで、上記実施の形態２においては、図１に示した制御システム１０の構成例を基本とし、電流制御器１６から出力されるトルク電圧基準Ｖ_{ｑ＿ｒｅｆ}に、振動信号Ｖ_ｐｒｔを印加するように振動信号印加器４４を構成した。しかし、図１に示した制御システム１０の構成例の代わりに、図３に示した制御システム５０の構成例を基本としてもよい。図３に示した制御システム５０を基本とする場合は、等価回路パラメータ演算器５６が、３相２相変換器２４から出力された１次電流Ｉ_{ｄ１＿ｆｂｋ}、２次電流Ｉ_{ｄ２＿ｆｂｋ}および１次鎖交磁束φ_{ｄ１＿ｆｂｋ}を、下記式（９）に代入して、等価回路の１次インダクタンスＬ_１を演算するように構成すればよい。

なお、上記式（９）におけるＭ_ｓｉｍは、オフラインの試験またはシミュレーションによって同定した相互インダクタンスＭの値である。因みに上記式（９）は、上記実施の形態１で述べた上記式（７）に基づいている。

実施の形態３．
本発明の実施の形態３に係る誘導電動機の制御システムは、図１に示した制御システム１０の構成例を基本とし、等価回路の２次インダクタンスＬ_２の周波数特性を推定することを特徴とする。そのため、以下では、本実施の形態３の特徴部分に関連した説明を重点的に行い、図１に示した制御システム１０の構成例と共通する部分の説明については省略する。

図４は、本発明の実施の形態３に係る誘導電動機の制御システムの構成例を示す図である。図４に示す制御システム６０は、磁束センサ（ＦＤ）６２を備えている。磁束センサ６２は、図１に示した磁束センサ４２の代わりに設けられるものである。磁束センサ６２は、誘導電動機３４の回転子側に取付けられて２次鎖交磁束（φ_{ｕ２＿ｆｂｋ}、φ_{ｖ２＿ｆｂｋ}、φ_{ｗ２＿ｆｂｋ}）を実測するように構成されている。

図４に示す制御システム６０では、３相２相変換器（ｄｑ／ｕｖｗ）６４が、電流センサ３８により実測された１次電流（Ｉ_{ｕ１＿ｆｂｋ}、Ｉ_{ｖ１＿ｆｂｋ}、Ｉ_{ｗ１＿ｆｂｋ}）を、３相座標系の表現から直交座標系の表現に変換し、等価回路パラメータ演算器（ＥＣＰＣ）６６に出力するように構成されている。
３相２相変換器６４は、電流センサ４０により実測された２次電流（Ｉ_{ｕ２＿ｆｂｋ}、Ｉ_{ｖ２＿ｆｂｋ}、Ｉ_{ｗ２＿ｆｂｋ}）を、３相座標系の表現から直交座標系の表現に変換し、等価回路パラメータ演算器６６に出力するようにも構成されている。
３相２相変換器６４は、磁束センサ６２により実測された２次鎖交磁束（φ_{ｕ２＿ｆｂｋ}、φ_{ｖ２＿ｆｂｋ}、φ_{ｗ２＿ｆｂｋ}）を、３相座標系の表現から直交座標系の表現に変換し、等価回路パラメータ演算器６６に出力するようにも構成されている。

図４に示す制御システム６０では、等価回路パラメータ演算器６６が、振動信号印加器４４によってトルク電圧基準Ｖ_{ｑ＿ｒｅｆ}に振動信号Ｖ_ｐｒｔを印加する場合において、３相２相変換器６４から出力された１次電流Ｉ_{ｑ１＿ｆｂｋ}、２次電流Ｉ_{ｑ２＿ｆｂｋ}および２次鎖交磁束φ_{ｑ２＿ｆｂｋ}を、下記式（１０）に代入して、等価回路の２次インダクタンスＬ_２を演算するように構成されている。

なお、上記式（１０）におけるＭ_ｓｉｍは、オフラインの試験またはシミュレーションによって同定した相互インダクタンスＭの値である。

因みに上記式（１０）は、等価回路の相互インダクタンスＭおよび２次インダクタンスＬ_２と、１次電流Ｉ_ｑ１、２次電流Ｉ_ｑ２および２次鎖交磁束φ_ｑ２との関係を表した下記式（１１）に基づいている。

以上説明した本実施の形態３に係る制御システムによれば、等価回路パラメータ演算器６６によって、誘導電動機３４の等価回路の２次インダクタンスＬ_２の周波数特性を推定することができる。また、本実施の形態２に係る制御システムは、図１に示した制御システム１０の構成例を基本とすることから、上記実施の形態１に係る制御システムと同様の効果を得ることもできる。即ち、トルク電圧基準Ｖ_{ｑ＿ｒｅｆ}に振動信号Ｖ_ｐｒｔを印加する場合において、誘導電動機３４が発生するトルクＴ_ｆｂｋを一定に保つこともできる。故に、本実施の形態３に係る制御システムによれば、誘導電動機３４の制御性能を低下させることなく、オンラインで２次インダクタンスＬ_２の周波数特性を推定することができる。

ところで、上記実施の形態３においては、電流制御器１６から出力されるトルク電圧基準Ｖ_{ｑ＿ｒｅｆ}に、振動信号Ｖ_ｐｒｔを印加した。しかし、電流制御器１６から出力されるトルク電圧基準Ｖ_{ｑ＿ｒｅｆ}の代わりに、電流制御器１６から出力される磁化電圧基準Ｖ_{ｄ＿ｒｅｆ}に、振動信号Ｖ_ｐｒｔを印加してもよい。この場合のシステム構成について、図５を参照しながら説明する。

図５は、本発明の実施の形態３に係る誘導電動機の制御システムの他の構成例を示す図である。図５に示す制御システム７０では、すべり周波数演算器（ＳＦＣ１）７２が、電流基準演算器１４から出力された磁化電流基準Ｉ_{ｄ１＿ｒｅｆ}と、界磁基準φ_ｒｅｆとから、すべり周波数ω_{ｓ＿ｒｅｆ１}を演算し、すべり周波数演算器２８に出力するように構成されている。また、制御システム７０では、振動信号印加器７４が、電流制御器１６から出力される磁化電圧基準Ｖ_{ｄ＿ｒｅｆ}に、振動信号Ｖ_ｐｒｔを印加するように構成されている。

また、図５に示す制御システム７０では、等価回路パラメータ演算器（ＥＣＰＣ）７６が、３相２相変換器６４から出力された１次電流Ｉ_{ｄ１＿ｆｂｋ}、２次電流Ｉ_{ｄ２＿ｆｂｋ}および２次鎖交磁束φ_{ｄ２＿ｆｂｋ}を、下記式（１２）に代入して、等価回路の２次インダクタンスＬ_２を演算するように構成されている。

なお、上記式（１２）におけるＭ_ｓｉｍは、オフラインの試験またはシミュレーションによって同定した相互インダクタンスＭの値である。

以上のことから、電流制御器１６から出力される磁化電圧基準Ｖ_{ｄ＿ｒｅｆ}に振動信号Ｖ_ｐｒｔを印加した場合であっても、誘導電動機３４の等価回路の２次インダクタンスＬ_２の周波数特性を推定することができる。

因みに上記式（１２）は、等価回路の相互インダクタンスＭおよび２次インダクタンスＬ_２と、１次電流Ｉ_ｄ１、２次電流Ｉ_ｄ２および２次鎖交磁束φ_ｄ２との関係を表した下記式（１３）に基づいている。

なお、上述した実施の形態３においては、すべり周波数演算器３０またはすべり周波数演算器７２が上記第１の発明の「第１すべり周波数演算器」に、すべり周波数演算器２８が同発明の「第２すべり周波数演算器」に、積分器２６が同発明の「回転角演算器」に、上記式（１１）または上記式（１３）が同発明の「第２演算式」に、それぞれ相当している。

実施の形態４．
本発明の実施の形態４に係る誘導電動機の制御システムは、図４に示した制御システム６０の構成例を基本とし、等価回路の２次インダクタンスＬ_２の周波数特性の代わりに、等価回路の相互インダクタンスＭの周波数特性を推定することを特徴とする。

上記実施の形態１と２の違いは、等価回路の１次インダクタンスＬ_１と相互インダクタンスＭの関係を表した上記式（５）に基づき、１次インダクタンスＬ_１と相互インダクタンスＭの一方を同定により既知としておき、未知である他方を演算する点にある。この違いを、上記実施の形態３に適用したのが本実施の形態４である。本実施の形態４では、等価回路の２次インダクタンスＬ_２と相互インダクタンスＭの関係を表した上記式（１１）において、２次インダクタンスＬ_２を同定により既知としておき、未知である相互インダクタンスＭを、下記式（１４）を用いた演算により求めるものである。

なお、上記式（１４）におけるＬ_{２＿ｓｉｍ}は、オフラインの試験またはシミュレーションによって同定した２次インダクタンスＬ_２の値である。

以上説明した本実施の形態４に係る制御システムによれば、誘導電動機３４の等価回路の相互インダクタンスＭの周波数特性を推定することができる。よって、本実施の形態４に係る制御システムによれば、上記実施の形態３に係る制御システムと同様の効果を得ることができる。

ところで、上記実施の形態４においては、電流制御器１６から出力されるトルク電圧基準Ｖ_{ｑ＿ｒｅｆ}に、振動信号Ｖ_ｐｒｔを印加した。しかし、電流制御器１６から出力されるトルク電圧基準Ｖ_{ｑ＿ｒｅｆ}の代わりに、電流制御器１６から出力される磁化電圧基準Ｖ_{ｄ＿ｒｅｆ}に、振動信号Ｖ_ｐｒｔを印加してもよい。これは、上記実施の形態３で述べた図５の説明から明らかである。

実施の形態５．
本発明の実施の形態５に係る誘導電動機の制御システムは、図１に示した制御システム１０の構成例を基本とし、上記実施の形態３と同様に、等価回路の２次インダクタンスＬ_２の周波数特性を推定することを特徴とする。以下では、本実施の形態５の特徴部分に関連した説明を重点的に行う。

図６は、本発明の実施の形態５に係る誘導電動機の制御システムの構成例を示す図である。図６に示す制御システム８０は、磁束センサ４２と磁束センサ６２を備えている。つまり、制御システム８０は、図１に示した制御システム１０に、図４に示した磁束センサ６２が追加された構成を有している。

図６に示す制御システム６０では、３相２相変換器（ｄｑ／ｕｖｗ）８２が、電流センサ３８により実測された１次電流（Ｉ_{ｕ１＿ｆｂｋ}、Ｉ_{ｖ１＿ｆｂｋ}、Ｉ_{ｗ１＿ｆｂｋ}）を、３相座標系の表現から直交座標系の表現に変換し、等価回路パラメータ演算器（ＥＣＰＣ）８４に出力するように構成されている。
３相２相変換器８２は、電流センサ４０により実測された２次電流（Ｉ_{ｕ２＿ｆｂｋ}、Ｉ_{ｖ２＿ｆｂｋ}、Ｉ_{ｗ２＿ｆｂｋ}）を、３相座標系の表現から直交座標系の表現に変換し、等価回路パラメータ演算器８４に出力するようにも構成されている。
３相２相変換器８２は、磁束センサ４２により実測された１次鎖交磁束（φ_{ｕ１＿ｆｂｋ}、φ_{ｖ１＿ｆｂｋ}、φ_{ｗ１＿ｆｂｋ}）を、３相座標系の表現から直交座標系の表現に変換し、等価回路パラメータ演算器８４に出力するようにも構成されている。
３相２相変換器８２は、磁束センサ６２により実測された２次鎖交磁束（φ_{ｕ２＿ｆｂｋ}、φ_{ｖ２＿ｆｂｋ}、φ_{ｗ２＿ｆｂｋ}）を、３相座標系の表現から直交座標系の表現に変換し、等価回路パラメータ演算器８４に出力するようにも構成されている。

等価回路パラメータ演算器８４は、振動信号印加器４４によってトルク電圧基準Ｖ_{ｑ＿ｒｅｆ}に振動信号Ｖ_ｐｒｔを印加する場合において、３相２相変換器８２から出力された１次電流Ｉ_{ｑ１＿ｆｂｋ}、２次電流Ｉ_{ｑ２＿ｆｂｋ}および１次鎖交磁束φ_{ｑ１＿ｆｂｋ}を、上記式（４）に代入して、等価回路の相互インダクタンスＭを演算するように構成されている。ここまでは、上記実施の形態１の等価回路パラメータ演算器４６と同じ構成である。

これに加え、等価回路パラメータ演算器８４は、演算した相互インダクタンスＭと、３相２相変換器８２から出力された１次電流Ｉ_{ｑ１＿ｆｂｋ}、２次電流Ｉ_{ｑ２＿ｆｂｋ}および２次鎖交磁束φ_{ｑ２＿ｆｂｋ}とを、下記式（１５）に代入して、等価回路の２次インダクタンスＬ_２を演算するようにも構成されている。

上記実施の形態３では、等価回路パラメータ演算器６６が上記式（１０）を用いて２次インダクタンスＬ_２を演算するときの相互インダクタンスＭの値が事前に同定されていた。これに対し、本実施の形態５では、等価回路パラメータ演算器８４において、相互インダクタンスＭの値が上記式（４）から演算される。

以上説明した本実施の形態５に係る制御システムによれば、等価回路パラメータ演算器８４によって、誘導電動機３４の等価回路の２次インダクタンスＬ_２の周波数特性を推定することができる。よって、本実施の形態５に係る制御システムによれば、上記実施の形態３に係る制御システムと同様の効果を得ることができる。

ところで、上記実施の形態５においては、電流制御器１６から出力されるトルク電圧基準Ｖ_{ｑ＿ｒｅｆ}に、振動信号Ｖ_ｐｒｔを印加した。しかし、電流制御器１６から出力されるトルク電圧基準Ｖ_{ｑ＿ｒｅｆ}の代わりに、電流制御器１６から出力される磁化電圧基準Ｖ_{ｄ＿ｒｅｆ}に、振動信号Ｖ_ｐｒｔを印加してもよい。これは、上記実施の形態３で述べた図５の説明から明らかである。

実施の形態６．
本発明の実施の形態４に係る誘導電動機の制御システムは、図４に示した制御システム６０の構成例を基本とし、上記実施の形態１と同様に、等価回路の１次インダクタンスＬ_１の周波数特性を推定することを特徴とする。以下では、本実施の形態６の特徴部分に関連した説明を重点的に行う。

上記実施の形態５では、上記実施の形態１と同様に事前に同定された１次インダクタンスＬ_１と上記式（４）とから相互インダクタンスＭを演算した上で、更に、演算した相互インダクタンスＭと上記式（１５）とから２次インダクタンスＬ_２を演算した。この演算手法を、上記実施の形態４に適用したのが本実施の形態６である。本実施の形態６では、上記実施の形態４と同様に事前に同定された２次インダクタンスＬ_２と上記式（１４）とから相互インダクタンスＭを演算する。そして、演算した相互インダクタンスＭと下記式（１６）とから、１次インダクタンスＬ_１を演算する。

以上説明した本実施の形態６に係る制御システムによれば、誘導電動機３４の等価回路の１次インダクタンスＬ_１の周波数特性を推定することができる。よって、本実施の形態６に係る制御システムによれば、上記実施の形態１に係る制御システムと同様の効果を得ることができる。

実施の形態７．
本発明の実施の形態７に係る誘導電動機の制御システムは、図１に示した制御システム１０の構成例に、Ｋ_ｐｒｔ演算器３２が追加されていることを特徴とする。そのため、以下では、本実施の形態７の特徴部分に関連した説明を重点的に行い、図１に示した制御システム１０の構成例と共通する部分の説明については省略する。

図７は、本発明の実施の形態７に係る誘導電動機の制御システムの構成例を示す図である。図７に示す制御システム９０は、Ｋ_ｐｒｔ演算器（ＳＦＣ２Ｘ）３２を備えている。Ｋ_ｐｒｔ演算器３２は、３相２相変換器２４から入力される１次電流（Ｉ_{ｄ１＿ｆｂｋ}、Ｉ_{ｑ１＿ｆｂｋ}）および１次鎖交磁束（φ_{ｄ１＿ｆｂｋ}、φ_{ｑ１＿ｆｂｋ}）と、下記式（１７）とから、上記式（３）の係数Ｋ_ｐｒｔを演算し、すべり周波数演算器２８に出力するように構成されている。

上記式（１７）において、Ｋ’_ｐｒｔは任意に調整可能なパラメータであり、ｐは誘導電動機の極対数である。

上記式（１７）において、係数Ｋ_ｐｒｔは、誘導電動機３４が発生すべきトルク基準Ｔ_ｒｅｆに対する電動機発生トルクＴ_ｆｂｋの比として表されている。係数Ｋ_ｐｒｔは、トルク基準Ｔ_ｒｅｆと比較して電動機発生トルクＴ_ｆｂｋが大きい場合には、すべり周波数演算器２８で演算される上記式（３）のすべり周波数ω_{ｓ＿ｒｅｆ}を小さくして電動機発生トルクＴ_ｆｂｋを小さくする方向に作用し、トルク基準Ｔ_ｒｅｆと比較して電動機発生トルクＴ_ｆｂｋが小さい場合には、すべり周波数演算器２８で演算される上記式（３）のすべり周波数ω_{ｓ＿ｒｅｆ}を大きくして電動機発生トルクＴ_ｆｂｋを大きくする方向に作用する。

上記実施の形態１では係数Ｋ_ｐｒｔが定数とされていた。これに対し、本実施の形態７では、係数Ｋ_ｐｒｔが電動機発生トルクＴ_ｆｂｋに応じて変化する。そのため、すべり周波数演算器２８から出力されるすべり周波数ω_{ｓ＿ｒｅｆ}が電動機発生トルクＴ_ｆｂｋに応じて変化する。従って、本実施の形態７に係る制御システムによれば、上記実施の形態１に係る制御システムに比べて、振動信号Ｖ_ｐｒｔの印加時における電動機発生トルクＴ_ｆｂｋの一定維持の精度を高めることができる。

なお、上述した実施の形態７においては、Ｋ_ｐｒｔ演算器３２が上記第２の発明の「補正係数演算器」に相当している。

実施の形態８．
本発明の実施の形態８に係る誘導電動機の制御システムは、上記実施の形態１乃至５で説明した制御システムの構成例を前提とし、誘導電動機３４の異常判定を行うことを特徴とする。以下では、本実施の形態８の特徴部分に関連した説明を重点的に行う。

図８は、本発明の実施の形態８に係る誘導電動機の制御システムの構成例を示す図である。図８に示す制御システム１００は、電動機制御器（Ｃ１）１０２と、異常検出器１０４と、を１つの構成単位とする合計Ｎ個（Ｎ≧１）の制御ユニットを備えている。電動機制御器１０２は、上記実施の形態１乃至５に係る制御システムの何れかに相当している。異常検出器１０４は、記録器（Ｃ２）１０６と、比較器（Ｃ３）１０８と、制御器（Ｃ４）１１０と、を備えている。

電動機制御器１０２は、等価回路パラメータを推定し、記録器１０６に出力するように構成されている。記録器１０６は、電動機制御器１０２から出力された等価回路パラメータを一定周期で更新していき、その変化を記録するように構成されている。比較器１０８は、記録器１０６に記録されている等価回路パラメータの変化と、異常状態を示す閾値１１２と比較するように構成されている。制御器１１０は、誘導電動機の状態と周波数特性を関連付けるように構成されている。

比較器１０８が用いる閾値は、例えば、ある特定の制御ユニットを構成する誘導電動機に故障が生じた際の等価回路パラメータの変化を、振動信号の周波数ω_ｐｒｔに関連付けることにより設定される。図９は、振動信号の周波数ω_ｐｒｔと等価回路パラメータの関係の一例を示した図である。図９に示す破線は、特定の制御ユニットを構成する誘導電動機が正常であるときの等価回路パラメータの周波数特性を表している。一方、図９に示す実線は、この特定の制御ユニットの誘導電動機に異常が発生したときの等価回路パラメータの周波数特性を表している。２つの周波数特性を比較すると分かるように、誘導電動機に異常が生じたときには、ある特定の周波数帯のパラメータに変化が現れ、正常状態でのパラメータとの間に乖離が生じることになる。

以上のことから、本実施の形態８に係る制御システムによれば、比較器１０８によって、特定の制御ユニットの等価回路パラメータの周波数特性を基準として、制御システムが備える誘導電動機に異常（故障による異常、または経年変化による異常）が生じたことを検出することができる。

ところで、上記実施の形態８では、特定の制御ユニットの等価回路パラメータの周波数特性を基準として、制御システムが備える誘導電動機の異常検出を行った。しかし、例えば、制御システムが制御ユニットを３つ以上備える場合には、少なくとも３つの制御ユニットの等価回路パラメータの周波数特性を比較し合って異常検出を行ってもよい。このように、誘導電動機の異常検出を前提とした等価回路パラメータの比較手法については、各種の変形が可能である。

１０，５０，６０，７０，８０，９０，１００・・・制御システム
１２・・・速度制御器
１４・・・電流基準演算器
１６・・・電流制御器
１８・・・２相３相変換器
２０・・・ＰＷＭ方式スイッチングパルス発生装置
２２・・・スイッチング素子
２４，６４，８２・・・３相２相変換器
２６・・・積分器
２８，３０，７２・・・すべり周波数演算器
３２・・・Ｋ_ｐｒｔ演算器
３４・・・誘導電動機
３６・・・回転速度センサ
３８，４０・・・電流センサ
４２，６２・・・磁束センサ
４４，５４，７４・・・振動信号印加器
４６，５６，６６，８４・・・等価回路パラメータ演算器
１０２・・・電動機制御器
１０４・・・異常検出器
１０６・・・記録器
１０８・・・比較器
１１０・・・制御器
１１２・・・閾値

Claims (7)

1. 誘導電動機が発生すべきトルク基準と、界磁基準とに基づいて、前記誘導電動機の直交座標系での電流基準を演算する電流基準演算器と、
   前記電流基準演算器から出力される前記誘導電動機の直交座標系での電流基準と、実電流基準との偏差が零となるように、前記誘導電動機に入力する直交座標系での電圧基準を調整する電流制御器と、
   前記電流制御器から出力される電圧基準の直交座標系の表現を、３相座標系の表現に変換する２相３相変換器と、
   前記２相３相変換器から出力される３相座標系での電圧基準に基づいて、前記誘導電動機のスイッチングを行うスイッチング素子と、
   前記スイッチング素子から出力される前記誘導電動機の１次電流の３相座標系の表現、前記誘導電動機から出力される前記誘導電動機の２次電流の３相座標系の表現、および、前記誘導電動機から出力される前記誘導電動機の１次鎖交磁束または２次鎖交磁束の３相座標系の表現を、それぞれ直交座標系の表現に変換する３相２相変換器と、
   前記電流制御器から出力される直交座標系での電圧基準に、振動信号を印加する振動信号印加器と、
   誘導電動機において成立する１次電流、２次電流および１次鎖交磁束と、等価回路パラメータとの関係を規定した第１演算式に、前記振動信号印加器からの振動信号の印加時に測定されて前記３相２相変換器から出力される１次電流、２次電流および１次鎖交磁束を適用し、または、誘導電動機において成立する１次電流、２次電流および２次鎖交磁束と、等価回路パラメータとの関係を規定した第２演算式に、前記振動信号印加器からの振動信号の印加時に測定されて前記３相２相変換器から出力される１次電流、２次電流および２次鎖交磁束を適用し、前記誘導電動機の等価回路パラメータを演算する等価回路パラメータ演算器と、
   前記電流基準演算器に入力される界磁基準と、前記電流基準演算器から出力される前記誘導電動機の直交座標系での電流基準と、に基づいて、前記誘導電動機の第１すべり周波数を演算する第１すべり周波数演算器と、
   前記第１すべり周波数演算器から出力される第１すべり周波数を、前記振動信号印加器からの振動信号の周波数の分だけ変更した第２すべり周波数を演算する第２すべり周波数演算器と、
   前記第２すべり周波数演算器から出力される第２すべり周波数と、前記誘導電動機の実回転速度とに基づいて、前記２相３相変換器と前記３相２相変換器に入力する回転磁界の回転角を演算する回転角演算器と、
   を備えることを特徴とする誘導電動機の制御システム。
2. 前記３相２相変換器は、前記スイッチング素子から出力される前記誘導電動機の１次電流の３相座標系の表現と、前記誘導電動機から出力される前記誘導電動機の１次鎖交磁束の表現とを、少なくとも直交座標系の表現に変換し、
   誘導電動機が発生すべきトルク基準と、前記３相２相変換器から出力された１次電流および１次鎖交磁束と、に基づいて、前記第１すべり周波数演算器から出力される第１すべり周波数を補正する係数を演算し、前記第２すべり周波数演算器に出力する補正係数演算器を更に備えることを特徴とする請求項１に記載の誘導電動機の制御システム。
3. 前記等価回路パラメータ演算器から出力される等価回路パラメータを用いて、前記誘導電動機の異常を検出する異常検出器を更に備えることを特徴とする請求項１または２に記載の誘導電動機の制御システム。
4. 前記等価回路パラメータ演算器は、前記誘導電動機の１次インダクタンスまたは相互インダクタンスを等価回路パラメータとして演算し、
   前記等価回路パラメータ演算器は、前記第１演算式に、前記誘導電動機の１次インダクタンスおよび相互インダクタンスのうちの既知パラメータと、前記３相２相変換器から出力された１次電流、２次電流および１次鎖交磁束と、を適用して、前記誘導電動機の１次インダクタンスおよび相互インダクタンスのうちの未知パラメータを演算することを特徴とする請求項１乃至３何れかに記載の誘導電動機の制御システム。
5. 前記等価回路パラメータ演算器は、前記第１演算式を用いて未知パラメータとしての前記誘導電動機の相互インダクタンスを演算した場合には、演算した前記誘導電動機の相互インダクタンスを前記第２演算式に適用して、前記誘導電動機の２次インダクタンスを演算することを特徴とする請求項４に記載の誘導電動機の制御システム。
6. 前記等価回路パラメータ演算器は、前記誘導電動機の２次インダクタンスまたは相互インダクタンスを等価回路パラメータとして演算し、
   前記等価回路パラメータ演算器は、前記第２演算式に、前記誘導電動機の２次インダクタンスおよび相互インダクタンスのうちの既知パラメータと、前記３相２相変換器から出力された１次電流、２次電流および２次鎖交磁束と、を適用して、前記誘導電動機の２次インダクタンスおよび相互インダクタンスのうちの未知パラメータを演算することを特徴とする請求項１乃至３何れかに記載の誘導電動機の制御システム。
7. 前記等価回路パラメータ演算器は、前記第２演算式を用いて未知パラメータとしての前記誘導電動機の相互インダクタンスを演算した場合には、演算した前記誘導電動機の相互インダクタンスを前記第１演算式に適用して、前記誘導電動機の１次インダクタンスを演算することを特徴とする請求項６に記載の誘導電動機の制御システム。

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