JP2018019245A - 信号処理装置および信号処理方法 - Google Patents

Abstract

【課題】ハイブリッド変調方式で偏波多重光信号を伝送する光通信システムにおいて、信号歪の補償の精度を改善する。【解決手段】信号処理装置は、偏波ドメインまたは時間ドメインの少なくとも一方において異なる変調方式が混在する偏波多重光信号を表す電界情報信号を処理する。この信号処理装置は、第１の偏波成分で伝送される第１の光信号の変調方式および第２の偏波成分で伝送される第２の光信号の変調方式に基づいて、第１の偏波成分または第２の偏波成分の一方を選択し、選択した偏波成分の電界情報信号に基づいて選択した偏波成分の電界情報信号を補償するために使用される補償値を生成する生成部と、生成部により生成される補償値を用いて、第１の偏波成分の電界情報信号および第２の偏波成分の電界情報信号を補償する補償回路と、を有する。【選択図】図６

Description

本発明は、偏波多重光信号を受信する光受信器において使用される信号処理装置および信号処理方法に係わる。

大容量通信および長距離通信においては、受信ノードは、デジタルコヒーレント受信で光信号を受信することが多い。デジタルコヒーレント受信器は、受信光信号を表す電界情報信号を生成し、その電界情報信号に対してデジタル信号処理を行うことによりデータを再生する。デジタル信号処理は、デバイスの不完全性および／または光ファイバ伝送路の特性に起因する信号の歪を補償することができる。例えば、デジタル信号処理は、光ファイバの分散、光ファイバ内での偏波変動、電子デバイスの周波数応答特性、レーザの位相雑音、光信号のキャリア周波数と局部発振光の周波数との差分（周波数オフセット）などを補償することができる。

他方、光通信システムにおいて大容量のデータ伝送を実現するために、偏波多重が実用化されている。偏波多重は、互いに直交する１組の偏波を利用して信号を伝送する。各信号チャネルの変調方式は、伝送レート、伝送距離、要求される品質（例えば、信号対雑音比：ＳＮＲ）などに応じて選択される。例えば、ＢＰＳＫ、ＱＰＳＫ、８ＰＳＫ、８ＱＡＭ、１６ＱＡＭ、６４ＱＡＭなどが実用化されている。

さらに、光通信システムの周波数利用効率を向上させるために、１つの信号チャネルの中で異なる変調方式の信号を混合して伝送するハイブリッド変調方式が注目されている。変調方式は、偏波ドメイン、時間ドメイン、周波数ドメインにおいて混合することができる。例えば、偏波多重伝送においては、１組の偏波を利用して伝送される２つの信号の変調方式が互いに異なっていてもよい。また、各偏波において、所定の時間間隔で変調方式が切り換わるようにしてもよい。なお、ハイブリッド変調方式においては、複数の変調方式を混合させる比率を調整することにより、所望の伝送容量または伝送可能距離を実現することができる。

関連技術として、多値変調信号の信号帯域幅を周波数間隔に合わせた最適値に設定する光通信方法が提案されている（たとえば、特許文献１）。また、プログラマブル信号変調を利用して可変ビットレート光伝送を実現する方法が提案されている（たとえば、特許文献２）。

特開２０１３−１６９７８号公報 特表２０１１−５１４７３６号公報

デジタルコヒーレント受信器は、上述したように、デバイスの不完全性および／または光ファイバ伝送路の特性に起因する信号の歪を補償することができる。ところが、信号の歪を補償するために生成される補償値（たとえば、デジタルフィルタのフィルタ係数）の精度は、変調方式の多値度に依存する。多値度は、１シンボルで伝送されるビット数を表す。例えば、ＱＰＳＫおよび１６ＱＡＭの多値度は、それぞれ２および４である。

具体的には、変調方式の多値度が高くなるにつれて、補償値の精度は低下する。このため、時間／偏波ドメインにおいて複数の異なる変調方式が混合されるハイブリッド変調方式で偏波多重光信号が伝送される場合、信号の歪を補償するための補償値の精度が低下することがある。そして、補償値の精度が低いときは、信号の歪が十分に補償されず、再生されるデータの誤り率が劣化することがある。

本発明の１つの側面に係わる目的は、ハイブリッド変調方式で偏波多重光信号を伝送する光通信システムにおいて、信号歪の補償の精度を改善することである。

本発明の１つの態様の信号処理装置は、第１の偏波成分で伝送される光信号および前記第１の偏波成分に直交する第２の偏波成分で伝送される光信号が多重化された、偏波ドメインまたは時間ドメインの少なくとも一方において異なる変調方式が混在する偏波多重光信号を表す電界情報信号を処理する。この信号処理装置は、前記第１の偏波成分で伝送される第１の光信号の変調方式および前記第２の偏波成分で伝送される第２の光信号の変調方式に基づいて、前記第１の偏波成分または前記第２の偏波成分の一方を選択し、選択した偏波成分の電界情報信号に基づいて前記選択した偏波成分の電界情報信号を補償するために使用される補償値を生成する生成部と、前記生成部により生成される補償値を用いて、前記第１の偏波成分の電界情報信号および前記第２の偏波成分の電界情報信号を補償する補償回路と、を有する。

上述の態様によれば、ハイブリッド変調方式で偏波多重光信号を伝送する光通信システムにおいて、信号歪の補償の精度が改善する。

本発明の実施形態に係わる光通信システムの一例を示す図である。 ハイブリッド変調方式の例を示す図である。 デジタル信号処理器の機能の一例を示す図である。 変調方式のシンボルを示す図である。 変調方式とエラーレートとの関係の一例を示す図である。 入力信号を補償する補償器の機能を示すブロック図（その１）である。 入力信号を補償する補償器の機能を示すブロック図（その２）である。 光受信器内に設けられるデジタル信号処理器の構成例を示す図である。 偏波を選択する処理のタイミングチャートである。 適応等化器の一例を示す図である。 適応等化器の他の例を示す図である。 周波数オフセット補償器の一例を示す図である。 周波数オフセット補償器の他の例を示す図である。 搬送波位相再生器の一例を示す図である。 搬送波位相再生器の他の例を示す図である。 非線形偏波クロストークキャンセラの一例を示す図である。 クロストーク係数の加重平均の一例を示す図である。 多値度と重みの関係を表すルックアップテーブルの一例を示す図である。 補償値の精度を向上させる方法の一例を示す図である。

図１は、本発明の実施形態に係わる光通信システムの一例を示す。図１に示す光通信システム１０００は、ノード１０１０およびノード１０２０を備える。ノード１０１０、１０２０間は、光ファイバリンク１０３０により接続されている。光ファイバリンク１０３０上には、中継ノードが設けられていてもよい。

ノード１０１０は、偏波多重光信号を生成する光送信器１０１１を備える。光送信器１０１１により生成される偏波多重光信号は、光ファイバリンク１０３０を介して伝送される。

ノード１０２０は、偏波多重光信号を受信する光受信器１０２１を備える。光受信器１０２１は、フロントエンド回路１０２２、Ａ／Ｄコンバータ１０２３、デジタル信号処理器１０２４を備える。フロントエンド回路１０２２は、受信した偏波多重光信号を表す電界情報信号ＨＩ、ＨＱ、ＶＩ、ＶＱを生成する。電界情報信号ＨＩ、ＨＱは、偏波多重光信号のＨ偏波のＩ成分およびＱ成分を表す。即ち、電界情報信号ＨＩ、ＨＱは、偏波多重光信号のＨ偏波の位相および振幅を表す電気信号である。電界情報信号ＶＩ、ＶＱは、偏波多重光信号のＶ偏波のＩ成分およびＱ成分を表す。即ち、電界情報信号ＶＩ、ＶＱは、偏波多重光信号のＶ偏波の位相および振幅を表す電気信号である。Ａ／Ｄコンバータ１０２３は、電界情報信号ＨＩ、ＨＱ、ＶＩ、ＶＱをそれぞれデジタル信号に変換する。デジタル信号処理器１０２４は、デジタル電界情報信号ＨＩ、ＨＱ、ＶＩ、ＶＱに基づいて、偏波多重光信号により伝送されるデータを再生する。

なお、光通信システム１０００においては、ハイブリッド変調方式で生成される偏波多重光信号が伝送される。すなわち、偏波ドメインまたは時間ドメインの少なくとも一方において異なる変調方式が混在する偏波多重光信号が光送信器１０１１から光受信器１０２１へ伝送される。

図２（ａ）は、偏波ドメインハイブリッド変調の一例を示す。偏波ドメインハイブリッド変調方式は、偏波ドメインにおいて異なる変調方式を混合させることができる。即ち、偏波ドメインハイブリッド変調方式は、Ｈ偏波で伝送される光信号の変調方式とＶ偏波で伝送される光信号の変調方式とを異ならせることができる。図２（ａ）に示す例では、Ｈ偏波を利用してＱＰＳＫ光信号が伝送され、Ｖ偏波を利用して１６ＱＡＭ光信号が伝送されている。

図２（ｂ）は、偏波／時間ドメインハイブリッド変調の一例を示す。偏波／時間ドメインハイブリッド変調方式は、偏波ドメインおよび時間ドメインの双方においてそれぞれ異なる変調方式を混合させることができる。即ち、偏波／時間ドメインハイブリッド変調方式は、Ｈ偏波で伝送される光信号の変調方式とＶ偏波で伝送される光信号の変調方式とを異ならせることができ、且つ、各偏波において時間経過に対して光信号の変調方式を切り替えることができる。図２（ｂ）に示す例では、各偏波において、ＱＰＳＫ光信号および１６ＱＡＭ光信号が交互に伝送される。

なお、時間ドメインハイブリッド変調は、複数の変調方式を所望の混合比で使用することができる。したがって、時間ドメインハイブリッド変調は、シンボル毎に伝送できるビット数を連続的に変化させることができる。例えば、ＱＰＳＫは２ビット／シンボル／偏波であり、１６ＱＡＭは４ビット／シンボル／偏波である。よって、ＱＰＳＫおよび１６ＱＡＭの混合比が１：１であれば３ビット／シンボル／偏波が実現され、ＱＰＳＫおよび１６ＱＡＭの混合比が３：１であれば２．５ビット／シンボル／偏波が実現される。

図３は、受信信号を処理するデジタル信号処理器の機能の一例を示す。図３に示すデジタル信号処理器１は、図１に示す例では、デジタル信号処理器１０２４に相当する。尚、デジタル信号処理器１は、図３に示していない他の機能を備えていてもよい。また、デジタル信号処理器１は、受信光信号を処理する機能に加えて、送信信号を処理する機能を備えていてもよい。

デジタル信号処理器１は、波長分散補償器（ＣＤＣ）２、適応等化器（ＡＥＱ）３、周波数オフセット補償器（ＦＯＣ）４、搬送波位相再生器（ＣＰＲ）５、非線形偏波クロストークキャンセラ（ＮＰＣＣ）６を備える。そして、デジタル信号処理器１には、フロンドエンド回路により生成される電界情報信号が入力される。この電界情報信号は、図１に示す例では、ＨＩ、ＨＱ、ＶＩ、ＶＱに相当する。なお、信号ｒ_hは、Ｈ偏波の位相および振幅を表す電界情報信号ＨＩ、ＨＱに相当する。また、信号ｒ_vは、Ｖ偏波の位相および振幅を表す電界情報信号ＶＩ、ＶＱに相当する。

波長分散補償器２は、光ファイバ中で発生する波長分散を補償する。適応等化器３は、偏波変動および偏波モード分散などに追従して偏波分離を行う。また、波長分散補償器２の出力信号に波長分散が残っているときは、適応等化器３は、その残留波長分散を補償することもできる。さらに、適応等化器３は、電気デバイスおよび光デバイスで発生する信号帯域狭窄を補償することもできる。周波数オフセット補償器４は、光送信器の光源の周波数と光受信器の局発光源の周波数との差分（即ち、周波数オフセット）を補償する。搬送波位相再生器５は、光源の位相雑音を補償する。また、周波数オフセット補償器４の出力信号に周波数オフセットが残っているときは、搬送波位相再生器５は、その残留周波数オフセットを補償することもできる。非線形偏波クロストークキャンセラ６は、非線形偏波クロストークを補償する。非線形偏波クロストークは、光ファイバ中の非線形光学効果に起因して発生し、偏波間でパワーを変動させる。

上述のデジタル信号処理器１において、適応等化器３、周波数オフセット補償器４、搬送波位相再生器５、非線形偏波クロストークキャンセラ６は、各偏波成分の位相および振幅を検出し、その検出結果を利用して電界情報信号を補償する。したがって、以下の記載では、適応等化器３、周波数オフセット補償器４、搬送波位相再生器５、非線形偏波クロストークキャンセラ６を「補償器」と呼ぶことがある。尚、「電界情報信号を補償する」は、偏波を分離する処理、周波数オフセットを補償する処理、搬送波位相を補償または再生する処理、非線形偏波クロストークをキャンセルする処理を含むものとする。

ところで、電界情報信号を補償する処理では、振幅指向アルゴリズムが広く用いられている。例えば、適応等化器３は、ＲＤＥ（radius-directed equalization）を使用できる。搬送波位相再生器５は、Radius-Directed Viterbi and Viterbi algorithmを使用できる。

振幅指向アルゴリズムは、まず、受信シンボルの振幅を判定する。その後、例えばｎ乗法により、その受信シンボルの位相が検出される。

ＱＰＳＫ変調光信号においては、図４（ａ）に示すように、各シンボルの振幅は実質的に一定である。よって、受信シンボルが誤って識別される確率は低い。

１６ＱＡＭ変調光信号においては、図４（ｂ）に示すように、各シンボルの振幅は、伝送データの値に依存する。このため、受信シンボルの振幅が誤って判定されると、受信シンボルを正しく識別することはできない。たとえば、光受信器がシンボルＳ１を受信したものとする。この場合、振幅判定が正しく行われると、振幅Ｒ１が得られる。ところが、ここで、振幅判定エラーにより、受信シンボルの振幅がＲ２であると判定されるものとする。この場合、振幅Ｒ２に対してｎ乗法を適用して位相を再生すると、受信シンボルがＳ２またはＳ３であると判定されるおそれがある。すなわち、受信シンボルの振幅判定が失敗すると、受信シンボルが誤って識別される。

変調方式の多値度が高くなると、振幅判定エラーの確率が高くなる。例えば、１６ＱＡＭ変調光信号と比較して、図４（ｃ）に示す６４ＱＡＭ変調光信号が伝送されるケースでは、識別すべき振幅の個数が多い。このため、１６ＱＡＭと比較して、６４ＱＡＭでは振幅判定エラーの確率が高くなる。加えて、変調方式の多値度が高くなると、各振幅に属するシンボルの存在確率が小さくなるので、位相推定精度が低下するおそれもある。

図５は、変調方式とエラーレートとの関係の一例を示す。エラーレート（ビットエラーレートおよび振幅判定レート）は、Monte Calroシミュレーションで計算されたものである。

図５（ａ）は、１６ＱＡＭについてのシミュレーション結果を示す。この例では、ビットエラーレートが約10^-2であるときに、振幅判定エラーの発生確率は約１０パーセントである。図５（ｂ）は、６４ＱＡＭについてのシミュレーション結果を示す。この例では、ビットエラーレートが約10^-2であるときに、振幅判定エラーの発生確率は約３０パーセントである。

このように、変調方式の多値度が高くなると、受信シンボルの振幅／位相の推定精度が低くなるので、補償器において電界情報信号を補償するために使用される補償値の推定精度も低くなる。換言すれば、多値度の高い変調方式と比較して、多値度の低い変調方式においては、補償器において電界情報信号を補償するために使用される補償値の推定精度は高い。

そこで、本発明の実施形態に係わるデジタル信号処理器１は、受信した偏波多重光信号のＨ偏波の変調方式とＶ偏波の変調方式とが異なる場合、変調方式ごとに予め決められている優先度に応じて一方の偏波を選択する。一例としては、多値度の低い偏波成分が選択される。そして、デジタル信号処理器１は、選択した偏波成分の電界情報信号に基づいてその選択した偏波成分の電界情報信号を補償するための補償値を生成し、その補償値を用いて双方の偏波成分の電界情報信号を補償する。この補償方式は、偏波分離のためのフィルタ係数の推定、周波数オフセットの推定、位相誤差の推定、偏波クロストークの推定に適用可能である。

一方の偏波成分で得られる補償値を他方の偏波成分に適用できる理由は、以下の通りである。即ち、偏波多重光信号の各偏波成分は同一の光源を用いて生成されるので、各偏波成分の光周波数は互いに同じであり、且つ、各偏波成分の光位相も互いに同じである。よって、光受信器において補償すべき周波数オフセットおよび位相誤差は、偏波間で互いに同じである。また、偏波分離のためのフィルタ係数は、偏波間で既知の所定の関係を有する。したがって、一方の偏波成分に対して使用されるフィルタ係数から他方の偏波成分に対して使用されるフィルタ係数を算出または推定できる。

なお、偏波モード分散または非線形光学効果に起因する位相雑音が大きい光伝送路においては、偏波間の光位相関係が崩れる可能性がある。ただし、異なる時刻に受信する複数のシンボルから得られる複数の補償値を平均化すれば、位相雑音に起因する推定誤差は抑制される。

図６〜図７は、入力信号を補償する補償器の機能を示すブロック図である。図６〜図７に示す補償器１０は、適応等化器３、周波数オフセット補償器４、搬送波位相再生器５、又は非線形偏波クロストークキャンセラ６に相当する。信号ｒ_hは、Ｈ偏波の位相および振幅を表し、信号ｒ_vは、Ｖ偏波の位相および振幅を表す。よって、信号ｒ_h、ｒ_vは、それぞれ、例えば、Ｉ成分信号およびＱ成分信号で構成される。

図６（ａ）に示す例では、フィードフォワード制御で電界情報信号が補償される。補償器１０は、補償値演算部１１、変調方式スケジューラ１２、選択部１３、補償回路１４を備える。補償値演算部１１は、入力信号[ｒ_h、ｒ_v]に基づいて、補償値Coeff_hおよび補償値Coeff_hを生成する。ここで、補償値演算部１１は、偏波成分ごとに対応する補償値を生成する。すなわち、入力信号ｒ_hに基づいて補償値Coeff_hが生成され、入力信号ｒ_vに基づいて補償値Coeff_vが生成される。

変調方式スケジューラ１２は、各偏波成分で送信される光信号の変調方式を表す変調方式情報を有する。変調方式情報は、特に限定されるものではないが、例えば、ネットワーク管理システムにより生成され、変調方式スケジューラ１２に与えられる。或いは、送信ノードと受信ノードとの間のネゴシエーションに基づいて生成されるようにしてもよい。そして、変調方式スケジューラ１２は、変調方式情報を選択部１３に与える。

選択部１３は、変調方式スケジューラ１２から与えられる変調方式情報に基づいて、Ｈ偏波またはＶ偏波を選択する偏波選択機能を備える。そして、選択部１３は、選択した偏波成分に対応する補償値を出力する。即ち、選択部１３は、変調方式情報に基づいて、補償値Coeff_hまたは補償値Coeff_vを選択する。このとき、選択部１３は、多値度の低い変調方式を使用する偏波成分を選択してもよい。例えば、Ｈ偏波およびＶ偏波がそれぞれＱＰＳＫ変調光信号および１６ＱＡＭ変調光信号を伝送するときは、Ｈ偏波の信号ｒ_hに基づいて生成される補償値Coeff_hが選択される。なお、図６〜図７において、ｈ／ｖは、Ｈ偏波成分またはＶ偏波成分の一方を表す。すなわち、Coeff_h/vは、補償値Coeff_hまたは補償値Coeff_vの一方を表す。

補償回路１４は、選択部１３により選択された補償値を使用して、Ｈ偏波の信号およびＶ偏波の信号を補償する。即ち、補償値Coeff_hが選択されたときは、補償回路１４は、補償値Coeff_hを使用して信号ｒ_hおよび信号ｒ_vを補償する。一方、補償値Coeff_vが選択されたときは、補償回路１４は、補償値Coeff_vを使用して信号ｒ_hおよび信号ｒ_vを補償する。

図６（ｂ）に示す例では、フィードバック制御で電界情報信号が補償される。このケースにおいても、補償器１０は、補償値演算部１１、変調方式スケジューラ１２、選択部１３、補償回路１４を備える。但し、図６（ｂ）に示すケースでは、補償値演算部１１は、補償回路１４により補償された信号に基づいて補償値Coeff_hおよび補償値Coeff_vを生成する。

図７（ａ）に示す例では、選択部１３には、信号ｒ_hおよび信号ｒ_vが入力される。そして、選択部１３は、変調方式スケジューラ１２から与えられる変調方式情報に基づいて、Ｈ偏波またはＶ偏波を選択し、その選択した偏波成分に対応する信号を出力する。即ち、選択部１３は、変調方式情報に基づいて、信号ｒ_hまたは信号ｒ_vを選択する。このとき、選択部１３は、多値度の低い変調方式を使用する偏波成分を選択してもよい。例えば、Ｈ偏波およびＶ偏波がそれぞれＱＰＳＫ変調光信号および１６ＱＡＭ変調光信号を伝送するときは、信号ｒ_hが選択される。

補償値演算部１１は、選択部１３により選択された信号に基づいて対応する補償値を生成する。すなわち、信号ｒ_hが選択されたときは、補償値演算部１１は補償値Coeff_hを生成し、信号ｒ_vが選択されたときは、補償値演算部１１は補償値Coeff_vを生成する。そして、補償回路１４は、補償値演算部１１から出力される補正値を使用して信号ｒ_hおよび信号ｒ_vを補償する。

図６（ａ）、図６（ｂ）、図７（ａ）に示すように、補償値演算部１１および選択部１３は、変調方式情報に基づいて選択された偏波成分の電界情報信号を補償するための補償値を生成する。そして、補償回路１４は、この補償値を使用して両偏波の電界情報信号を補償する。

図７（ｂ）に示す例では、補償器１０は、上述した変調方式スケジューラ１２の代わりに変調方式判定部１５を備える。変調方式判定部１５は、受信信号の電界情報に基づいて変調方式を判定する。すなわち、変調方式判定部１５は、受信信号ｒ_hに基づいてＨ偏波の光信号の変調方式を判定し、受信信号ｒ_vに基づいてＶ偏波の光信号の変調方式を判定する。なお、受信信号の電界情報に基づいて変調方式を判定する方法は、例えば、Syed Muhammad Bilal et al, Blind modulation format identification for digital coherent receivers, Optics Express vol.23, No.20, pp.26769-26778に記載されている。

変調方式判定部１５は、各偏波成分において判定した変調方式を表す変調方式情報を生成する。選択部１３は、この変調方式情報に基づいてＨ偏波またはＶ偏波を選択し、選択した偏波成分に対応する補償値を出力する。そして、補償回路１４は、選択部１３により選択された補償値を使用して信号ｒ_hおよび信号ｒ_vを補償する。

なお、図６〜図７に示す構成は、矛盾のない範囲で任意に組み合わせることが可能である。すなわち、制御系は、フィードフォワード系、フィードバック系、またはフィードフォワード＋フィードバック系のいずれであってもよい。選択部１３は、補正値演算部１１の出力側で補償値（Coeff_h／Coeff_v）を選択してもよいし、補正値演算部１１の入力側で信号（ｒ_h／ｒ_v）を選択してもよい。各偏波成分の変調方式を表す情報が予め変調方式スケジューラ１２に格納されていてもよいし、変調方式判定部１５が各偏波成分の変調方式を推定してもよい。

図８は、光受信器内に設けられるデジタル信号処理器の構成例を示す。図８（ａ）は、変調方式スケジューラ１２を備える構成を示す。この構成においては、変調方式スケジューラ１２は、適応等化器（ＡＥＱ）３、周波数オフセット補償器（ＦＯＣ）４、搬送波位相再生器（ＣＰＲ）５、非線形偏波クロストークキャンセラ（ＮＰＣＣ）６にそれぞれ変調方式情報を与える。そして、適応等化器３、周波数オフセット補償器４、搬送波位相再生器５、非線形偏波クロストークキャンセラ６は、それぞれ変調方式情報に基づいて入力信号を補償する。

図８（ｂ）は、変調方式判定部１５を備える構成を示す。この場合、変調方式判定部１５は、所望のタップ位置から電界情報信号を取得することができる。すなわち、変調方式判定部１５は、波長分散補償器（ＣＤＣ）２、適応等化器（ＡＥＱ）３、周波数オフセット補償器（ＦＯＣ）４、または搬送波位相再生器（ＣＰＲ）５の出力信号に基づいて変調方式を判定する。

図９は、偏波を選択する処理のタイミングチャートである。この例では、各偏波成分においてＱＰＳＫおよび１６ＱＡＭが混合された偏波／時間ドメインハイブリッド変調で偏波多重光信号が伝送される。

Ｈ偏波の変調方式とＶ偏波の変調方式とが異なるときは、選択部１３は、多値度の低い変調方式で光信号を伝送する偏波を選択する。例えば、期間Ｔ１〜Ｔ２においては、Ｈ偏波でＱＰＳＫ変調光信号が伝送され、Ｖ偏波で１６ＱＡＭ変調光信号が伝送される。この場合、選択部１３はＨ偏波を選択する。期間Ｔ２〜Ｔ３においては、Ｖ偏波でＱＰＳＫ変調光信号が伝送され、Ｈ偏波で１６ＱＡＭ変調光信号が伝送される。この場合、選択部１３はＶ偏波を選択する。そして、選択された偏波に対応する補償値が補償回路１４に与えられる。

このように、本発明の実施形態に係わる信号処理装置（図３では、デジタル信号処理器１）は、変調方式の多値度の低い方の偏波成分の電界情報信号に基づいて復調処理のための補償値を推定し、その補償値で両偏波成分の電界情報信号を補償する。したがって、Ｈ偏波およびＶ偏波双方において、信号歪の補償の精度が改善する。

なお、図９において※印で示すように、Ｈ偏波の変調方式とＶ偏波の変調方式とが同じであるときは、補償器１０は、以下のいずれかの処理を実行する。
（１）補償器１０は、Ｈ偏波の信号から生成される補償値を使用してＨ偏波の信号を補償すると共に、Ｖ偏波の信号から生成される補償値を使用してＶ偏波の信号を補償する。この場合、選択処理が不要なので、選択部１３の消費電力が削減される。
（２）補償器１０は、いずれか一方の偏波成分の信号から生成される補償値を使用してＨ偏波の信号およびＶ偏波の信号を補償する。この場合、補償値演算部１１の消費電力が削減される。
（３）補償器１０は、Ｈ偏波の信号から生成される補償値およびＶ偏波の信号から生成される補償値の平均を算出し、この平均値を使用してＨ偏波の信号およびＶ偏波の信号を補償する。この場合、補償精度が向上する。

上述のように、選択部１３は、Ｈ偏波の変調方式とＶ偏波の変調方式とが異なる場合、多値度の低い変調方式を使用する偏波を選択する。ただし、以下の例外ケースでは、他の方法で偏波が選択される。

（１）一方の偏波が８ＱＡＭを使用し、他方の偏波が８ＰＳＫを使用するケース
（１ａ）８ＰＳＫ変調信号の振幅は一定である。よって、８ＰＳＫ変調信号は、単一振幅信号に適したアルゴリズム（例えば、ＣＭＡ：Constant Modulus Algorithm）で等化を行うことができる。一方、８ＱＡＭ変調信号は、２つの振幅を取り得る。したがって、８ＱＡＭ変調信号のシンボルを等化するためには、振幅指向アルゴリズム（例えば、ＲＤＥ：Radius-Directed Equalization）または判定指向アルゴリズム（例えば、ＤＤ−ＬＭＳ：Decision-Directed Least Mean Square）が必要である。この場合、振幅判定エラーまたはシンボル判定エラーが発生する可能性があり、補償値の精度が低下し得る。したがって、適応等化器３においては、選択部１３は、８ＰＳＫを使用する偏波成分を選択する。
（１ｂ）８ＰＳＫ変調信号の位相は、８乗法で推定され得る。一方、８ＱＡＭ変調信号の位相は、４乗法で推定され得る。ここで、８乗法と比較すると、４乗法の位相推定精度は高い。したがって、搬送波位相再生器５においては、選択部１３は、８ＱＡＭを使用する偏波成分を選択する。

（２）一方の偏波がＢＰＳＫを使用し、他方の偏波がＱＰＳＫを使用するケース
ＢＰＳＫ変調信号をＣＭＡで等化すると、誤収束が発生することがある。したがって、適応等化アルゴリズムとしてＣＭＡを使用する場合は、適応等化器３において、選択部１３は、ＱＰＳＫを使用する偏波成分を選択する。

＜適応等化器＞
図１０は、適応等化器３の一例を示す。図１０において、入力信号ｒ_h、ｒ_vは、波長分散補償器２により生成される。また、出力信号ｒ_h’、ｒ_v’は、入力信号ｒ_h、ｒ_vに対して偏波分離を行うことにより得られる。

適応等化器３は、偏波分離部２１、係数推定部２２ｈ、２２ｖ、偏波選択部２３、係数変換部２４を備える。なお、偏波分離部２１（及び、係数変換部２４）は、図６〜図７に示す補償回路１４に対応する。係数推定部２２ｈ、２２ｖは、補償値演算部１１に対応する。偏波選択部２３は、選択部１３に対応する。

偏波分離部２１は、この実施例では、ジョーンズ行列を使用して偏波分離を行う。すなわち、偏波分離部２１は、（１）式を使用して偏波分離を行う。
この演算により、信号ｒ_hからＶ偏波成分が除去される。信号ｒ_hから除去されたＶ偏波成分は、信号ｒ_vに加算される。同様に、信号ｒ_vからＨ偏波成分が除去される。信号ｒ_vから除去されるＨ偏波成分は、信号ｒ_hに加算される。

係数推定部２２ｈ、２２ｖは、それぞれ対応する偏波の出力信号に基づいてジョーンズ行列の係数を推定する。すなわち、係数推定部２２ｈは、偏波分離部２１から出力される信号ｒ_h’に基づいて係数h_hh、h_hvを推定する。係数h_hh、h_hvは、（１）式に示すように、Ｈ偏波の信号を補償するために使用される。同様に、係数推定部２２ｖは、偏波分離部２１から出力される信号ｒ_v’に基づいて係数h_vv、h_vhを推定する。係数h_vv、h_vhは、（１）式に示すように、Ｖ偏波の信号を補償するために使用される。

尚、ジョーンズ行列の係数の推定は、例えば、以下のアルゴリズムにより実現される。
（１）ＣＭＡ：Constant Modulus Algorithm
（２）ＲＤＥ：Radius-Directed Equalization
（３）ＬＭＳ：Least Mean Square algorithm

偏波選択部２３は、変調方式スケジューラ１２から与えられる変調方式情報に基づいてＨ偏波またはＶ偏波を選択し、その選択した偏波成分に対応する係数を出力する。すなわち、偏波選択部２３は、変調方式情報に基づいて、係数h_hh、h_hvまたは係数h_vv、h_vhを選択する。なお、係数h_hh、h_hvは、図６〜図７に示す補償値Coeff_hに対応し、係数h_vv、h_vhは、補償値Coeff_vに対応する。ここで、偏波選択部２３は、上述した例外ケースを除き、多値度の低い変調方式を使用する偏波成分を選択する。例えば、Ｈ偏波およびＶ偏波がそれぞれＱＰＳＫ変調光信号および１６ＱＡＭ変調光信号を伝送するときは、Ｈ偏波の信号から生成される係数h_hh、h_hvが選択される。そして、偏波選択部２３により選択される係数は、係数変換部２４に与えられる。

係数変換部２４は、偏波選択部２３により選択された偏波成分に対応する係数から他方の偏波成分に対応する係数を生成する。例えば、偏波選択部２３により係数h_hh、h_hvが選択されたときは、係数変換部２４は、係数h_hh、h_hvに基づいて係数h_vv、h_vhを生成する。ここで、ジョーンズ行列はユニタリ行列である。したがって、係数変換部２４は、（２）式を利用して、一方の偏波成分に対応する係数から他方の偏波成分に対応する係数を生成できる。なお、＊は、エルミート転置を表す。

偏波選択部２３により選択された係数および係数変換部２４により生成された係数は、偏波分離部２１に与えられる。即ち、偏波分離部２１は、係数h_hh、h_hv、h_vv、h_vhを取得する。そして、偏波分離部２１は、これらの係数を使用する行列演算で偏波分離を行う。

このように、適応等化器３は、多値度の低い変調方式の光信号を伝送する偏波成分から推定した係数を使用して偏波分離を行う。ここで、多値度の高い変調方式と比較して、多値度の低い変調方式の信号から推定される係数の精度は高い。即ち、適応等化器３は、推定精度の高い係数を使用して偏波分離を行うことができる。したがって、精度のよい偏波分離が実現される。

なお、光伝送路の偏波依存損失（ＰＤＬ：Polarization Dependent Loss）が大きいときは、ジョーンズ行列はユニタリ行列ではなくなることがある。したがって、偏波依存損失を推定できるときは、適応等化器３は、係数変換部２４により生成される変換後の係数を、推定される偏波依存損失で補正することが好ましい。

Ｈ偏波の変調方式およびＶ偏波の変調方式が互いに同じであるときは、偏波選択部２３は、係数推定部２２ｈにより生成される係数h_hh、h_hvおよび係数推定部２２ｖにより生成される係数h_vv、h_vhを偏波分離部２１に導く。そして、偏波分離部２１は、これらの係数を使用して偏波分離を行う。また、上述した例外ケースでは、偏波選択部２３は、予め指定された偏波に対応する係数を選択する。さらに、デジタル信号処理器１が変調方式スケジューラ１２の代わりに変調方式判定１５を備えるときは、偏波選択部２３は、変調方式判定１５から与えられる変調方式情報に応じて係数を選択する。

図１１は、適応等化器３の他の例を示す。図１０に示す例では、両偏波成分に対応する係数がそれぞれ推定された後に、一方の係数が選択される。これに対して、図１１に示す例では、一方の偏波成分が選択され、その選択された偏波成分に対応する係数が推定される。

適応等化器３は、偏波分離部２１、係数推定部２２、係数変換部２４、偏波選択部２５を備える。なお、偏波分離部２１は、図１０および図１１において実質的に同じである。係数推定部２２は、図６〜図７に示す補償値演算部１１に対応する。偏波選択部２５は、選択部１３に対応する。

偏波選択部２５は、変調方式スケジューラ１２から与えられる変調方式情報に基づいてＨ偏波またはＶ偏波を選択し、その選択した偏波成分に対応する信号を係数推定部２２に導く。即ち、偏波選択部２５は、変調方式情報に基づいて信号ｒ_h’または信号ｒ_v’を係数推定部２２に導く。ここで、偏波選択部２５は、上述した例外ケースを除き、多値度の低い変調方式を使用する偏波成分を選択する。また、偏波選択部２５は、選択した偏波成分を表す選択偏波情報を係数変換部２４に与える。

係数推定部２２は、偏波選択部２５から与えられる信号に基づいてジョーンズ行列の係数を推定する。即ち、信号ｒ_h’が与えられたときは、係数推定部２２は、係数h_hh、h_hvを生成する。信号ｒ_v’が与えられたときは、係数推定部２２は、係数h_vv、h_vhを生成する。

係数変換部２４は、選択偏波情報に基づいて、係数推定部２２により生成された係数から他方の偏波成分に対応する係数を生成する。係数変換部２４による演算は、図１０および図１１において実質的に同じである。すなわち、係数変換部２４は、ジョーンズ行列がユニタリ行列であることを利用して、一方の偏波成分に対応する係数から他方の偏波成分に対応する係数を生成する。そして、偏波分離部２１は、係数h_hh、h_hv、h_vv、h_vhを使用して偏波分離を行う。

なお、Ｈ偏波の変調方式およびＶ偏波の変調方式が互いに同じであるときは、偏波選択部２５は、偏波分離部２１から出力される信号ｒ_h’、ｒ_v’を係数推定部２２に導く。係数推定部２２は、これらの信号に基づいて係数h_hh、h_hv、h_vv、h_vhを生成する。そして、偏波分離部２１は、これらの係数を使用して偏波分離を行う。また、上述した例外ケースでは、偏波選択部２５は、予め指定された偏波に対応する信号を選択する。さらに、デジタル信号処理器１が変調方式スケジューラ１２の代わりに変調方式判定１５を備えるときは、偏波選択部２５は、変調方式判定１５から与えられる変調方式情報に応じて信号を選択する。

＜周波数オフセット補償器＞
図１２は、周波数オフセット補償器４の一例を示す。なお、図１２において、入力信号ｒ_h、ｒ_vは、適応等化器３により生成される。

周波数オフセット補償器４は、周波数オフセット推定部３１ｈ、３１ｖ、偏波選択部３２、乗算器３３ｈ、３３ｖを備える。周波数オフセット推定部３１ｈ、３１ｖは、図６〜図７に示す補償値演算部１１に対応する。偏波選択部３２は、選択部１３に対応する。乗算器３３ｈ、３３ｖは、補償回路１４に対応する。

周波数オフセット推定部３１ｈ、３１ｖは、それぞれ対応する偏波成分の入力信号に基づいて周波数オフセットを推定する。即ち、周波数オフセット推定部３１ｈは、信号ｒ_hに基づいて周波数オフセットΔｆ_hを推定し、その推定値から補償値exp(-j2πΔf_ht)を算出する。周波数オフセット推定部３１ｖは、信号ｒ_vに基づいて周波数オフセットΔｆ_vを推定し、その推定値から補償値exp(-j2πΔf_vt)を算出する。周波数オフセットは、例えば、ＰＡＤＥ（Pre-decision based Angle Differential Estimator）アルゴリズムで推定される。

偏波選択部３２は、変調方式スケジューラ１２から与えられる変調方式情報に基づいてＨ偏波またはＶ偏波を選択し、選択した偏波成分に対応する補償値を出力する。即ち、偏波選択部３２は、変調方式情報に基づいてexp(-j2πΔf_ht)またはexp(-j2πΔf_vt)を選択する。なお、補償値exp(-j2πΔf_ht)は、図６〜図７に示す補償値Coeff_hに対応し、補償値exp(-j2πΔf_vt)は、補償値Coeff_vに対応する。偏波選択部３２は、多値度の低い変調方式を使用する偏波成分を選択する。例えば、Ｈ偏波およびＶ偏波がそれぞれＱＰＳＫ変調光信号および１６ＱＡＭ変調光信号を伝送するときは、補償値exp(-j2πΔf_ht)が選択される。そして、偏波選択部３２により選択される補償値は、乗算器３３ｈ、３３ｖに与えられる。

なお、図１２において、乗算器３３ｈ、３３ｖに与えられるexp(-j2πΔf_h/vt)は、偏波選択部３２により選択された偏波成分に対応する補償値を表す。即ち、偏波選択部３２によりＨ偏波が選択されるときは、exp(-j2πΔf_h/vt)は、補償値exp(-j2πΔf_ht)を表す。また、Ｖ偏波が選択されるときは、exp(-j2πΔf_h/vt)は、補償値exp(-j2πΔf_vt)を表す。

乗算器３３ｈ、３３ｖは、それぞれ与えられた補償値を使用して対応する信号の周波数オフセットを補償する。即ち、乗算器３３ｈは、信号ｒ_hに補償値exp(-j2πΔf_h/vt)を乗算することで、信号ｒ_hの周波数をΔｆ_h/vだけシフトさせる。同様に、乗算器３３ｖは、信号ｒ_vに補償値exp(-j2πΔf_h/vt)を乗算することで、信号ｒ_vの周波数をΔｆ_h/vだけシフトさせる。この演算により、各偏波成分の周波数オフセットが補償される。

このように、周波数オフセット補償器４は、多値度の低い変調方式の光信号を伝送する偏波から推定した周波数オフセットを使用して両偏波の周波数オフセットを補償する。ここで、多値度の高い変調方式と比較して、多値度の低い変調方式の信号から推定される周波数オフセットの精度は高い。すなわち、周波数オフセット補償器４において推定精度の高い補償値を使用して両偏波の周波数オフセットが補償されるので、各偏波成分の周波数オフセットが精度よく補償される。

Ｈ偏波の変調方式とＶ偏波の変調方式とが互いに同じであるときは、偏波選択部３２は、周波数オフセット推定部３１ｈにより生成される補償値exp(-j2πΔf_ht)を乗算器３３ｈに導き、周波数オフセット推定部３１ｖにより生成される補償値exp(-j2πΔf_vt)を乗算器３３ｖに導く。また、偏波選択部３２は、exp(-j2πΔf_ht)とexp(-j2πΔf_vt)との平均値を乗算器３３ｈ、３３ｖに与えるようにしてもよい。

なお、図１２に示す例では、フィードフォワード制御で周波数オフセットが補償されるが、周波数オフセット補償器４は、フィードバック制御で周波数オフセットを補償してもよい。また、デジタル信号処理器１が変調方式スケジューラ１２の代わりに変調方式判定１５を備えるときは、偏波選択部３２は、変調方式判定１５から与えられる変調方式情報に応じて補償値を選択する。

図１３は、周波数オフセット補償器４の他の例を示す。図１２に示す例では、両偏波成分に対応する補償値が推定された後に、一方の補償値が選択される。これに対して、図１３に示す例では、一方の偏波成分が選択され、その選択された偏波成分に対応する補償値が推定される。

周波数オフセット補償器４は、周波数オフセット推定部３１、乗算器３３ｈ、３３ｖ、偏波選択部３４を備える。なお、乗算器３３ｈ、３３ｖは、図１２および図１３において実質的に同じである。周波数オフセット推定部３１は、図６〜図７に示す補償値演算部１１に対応する。偏波選択部３４は、選択部１３に対応する。

偏波選択部３４は、変調方式スケジューラ１２から与えられる変調方式情報に基づいてＨ偏波またはＶ偏波を選択し、その選択した偏波成分に対応する信号を周波数オフセット推定部３１に導く。すなわち、偏波選択部３４は、変調方式情報に基づいて信号ｒ_hまたは信号ｒ_vを周波数オフセット推定部３１に導く。このとき、偏波選択部３４は、多値度の低い変調方式を使用する偏波成分を選択する。

周波数オフセット推定部３１は、偏波選択部３４から与えられる信号に基づいて周波数オフセットΔｆを推定し、その推定値から補償値exp(-j2πΔft)を算出する。この補償値は、乗算器３３ｈ、３３ｖに与えられる。そして、乗算器３３ｈ、３３ｖは、それぞれ与えられる補償値を使用して信号ｒ_h、ｒ_vの周波数オフセットを補償する。

Ｈ偏波の変調方式およびＶ偏波の変調方式が互いに同じであるときは、偏波選択部３４は、入力信号ｒ_h、ｒ_vを周波数オフセット推定部３１に導く。周波数オフセット推定部３１は、信号ｒ_hに基づいて補償値exp(-j2πΔf_ht)を生成すると共に、信号ｒ_vに基づいて補償値exp(-j2πΔf_vt)を生成する。そして、乗算器３３ｈ、３３ｖは、それぞれ対応する補償値を使用して周波数オフセットを補償する。或いは、周波数オフセット推定部３１は、２つの補償値の平均値を乗算器３３ｈ、３３ｖに与えるようにしてもよい。

なお、図１３に示す例では、フィードフォワード制御で周波数オフセットが補償されるが、周波数オフセット補償器４は、フィードバック制御で周波数オフセットを補償してもよい。また、デジタル信号処理器１が変調方式スケジューラ１２の代わりに変調方式判定１５を備えるときは、偏波選択部３４は、変調方式判定１５から与えられる変調方式情報に応じて補償値を選択する。

＜搬送波位相再生器＞
図１４は、搬送波位相再生器５の一例を示す。図１４において、入力信号ｒ_h、ｒ_vは周波数オフセット補償器４により生成される。

搬送波位相再生器５は、位相誤差推定部４１ｈ、４１ｖ、偏波選択部４２、乗算器４３ｈ、４３ｖを備える。位相誤差推定部４１ｈ、４１ｖは、図６〜図７に示す補償値演算部１１に対応する。偏波選択部４２は、選択部１３に対応する。乗算器４３ｈ、４３ｖは、補償回路１４に対応する。

位相誤差推定部４１ｈ、４１ｖは、それぞれ対応する偏波成分の入力信号に基づいて位相誤差を推定する。即ち、位相誤差推定部４１ｈは、信号ｒ_hに基づいて位相誤差Δφ_hを推定し、その推定値から補償値exp(-jΔφ_h)を算出する。同様に、位相誤差推定部４１ｖは、信号ｒ_vに基づいて位相誤差Δφ_vを推定し、その推定値から補償値exp(-jΔφ_v)を算出する。位相誤差は、例えば、下記のアルゴリズムで推定される。
（１）Viterbi and Viterbi algorithm
（２）Blind phase search
（３）Digital PLL (Phase lock loop)

偏波選択部４２は、変調方式スケジューラ１２から与えられる変調方式情報に基づいてＨ偏波またはＶ偏波を選択し、選択した偏波成分に対応する補償値を出力する。即ち、偏波選択部４２は、変調方式情報に基づいてexp(-jΔφ_h)またはexp(-jΔφ_v)を選択する。補償値exp(-jΔφ_h)は図６〜図７に示す補償値Coeff_hに対応し、補償値exp(-jΔφ_v)は補償値Coeff_vに対応する。ここで、偏波選択部４２は、上述した例外ケースを除き、多値度の低い変調方式を使用する偏波成分を選択する。例えば、Ｈ偏波およびＶ偏波がそれぞれＱＰＳＫ変調光信号および１６ＱＡＭ変調光信号を伝送するときは、偏波選択部４２は補償値exp(-jΔφ_h)を選択する。そして、偏波選択部４２により選択される補償値は、乗算器４３ｈ、４３ｖに与えられる。

なお、図１４において、乗算器４３ｈ、４３ｖに与えられるexp(-jΔφ_h/v)は、偏波選択部４２により選択された補償値を表す。すなわち、偏波選択部４２によりＨ偏波が選択されるときは、exp(-jΔφ_h/v)は、補償値exp(-jΔφ_h)を表す。また、Ｖ偏波が選択されるときは、exp(-jΔφ_h/v)は、補償値exp(-jΔφ_v)を表す。

乗算器４３ｈ、４３ｖは、それぞれ与えられた補償値を使用して対応する信号の位相誤差を補償する。この補償により、搬送波位相が再生される。すなわち、乗算器４３ｈは、信号ｒ_hに補償値exp(-jΔφ_h/v)を乗算することで、信号ｒ_hの位相をΔφ_h/vだけシフトさせる。同様に、乗算器４３ｖは、信号ｒ_vに補償値exp(-jΔφ_h/v)を乗算することで、信号ｒ_vの位相をΔφ_h/vだけシフトさせる。この演算により、各偏波成分のシンボル位相が再生される。

このように、搬送波位相再生器５は、多値度の低い変調方式の光信号を伝送する偏波から推定した位相誤差を使用して両偏波の位相誤差を補償する。ここで、多値度の高い変調方式と比較して、多値度の低い変調方式の信号から推定される位相誤差の精度は高い。すなわち、搬送波位相再生器５は、推定精度の高い補償値を使用して各偏波の位相を再生できる。

Ｈ偏波の変調方式およびＶ偏波の変調方式が互いに同じであるときは、偏波選択部４２は、位相誤差推定部４１ｈにより生成される補償値exp(-jΔφ_h)を乗算器４３ｈに導き、位相誤差推定部４１ｖにより生成される補償値exp(-jΔφ_v)を乗算器４３ｖに導く。或いは、偏波選択部４２は、exp(-jΔφ_h)とexp(-jΔφ_v)との平均値を乗算器４３ｈ、４３ｖに与えるようにしてもよい。また、上述した例外ケースでは、偏波選択部４２は、予め指定された偏波に対応する補償値を選択する。

なお、図１４に示す例では、フィードフォワード制御で位相誤差が補償されるが、搬送波位相再生器５は、フィードバック制御で位相誤差を補償してもよい。また、デジタル信号処理器１が変調方式スケジューラ１２の代わりに変調方式判定１５を備えるときは、偏波選択部４２は、変調方式判定１５から与えられる変調方式情報に応じて補償値を選択する。

図１５は、搬送波位相再生器５の他の例を示す。図１４に示す例では、両偏波成分に対応する補償値が推定された後に、一方の補償値が選択される。これに対して、図１５に示す例では、一方の偏波成分が選択され、その選択された偏波成分に対応する補償値が推定される。

搬送波位相再生器５は、位相誤差推定部４１、乗算器４３ｈ、４３ｖ、偏波選択部４４を備える。なお、乗算器４３ｈ、４３ｖは、図１４および図１５において実質的に同じである。位相誤差推定部４１は、図６〜図７に示す補償値演算部１１に対応する。偏波選択部４４は、選択部１３に対応する。

偏波選択部４４は、変調方式スケジューラ１２から与えられる変調方式情報に基づいてＨ偏波またはＶ偏波を選択し、その選択した偏波成分に対応する信号を位相誤差推定部４１に導く。即ち、偏波選択部４４は、変調方式情報に基づいて信号ｒ_hまたは信号ｒ_vを位相誤差推定部４１に導く。このとき、偏波選択部４４は、上述した例外ケースを除き、多値度の低い変調方式を使用する偏波成分を選択する。

位相誤差推定部４１は、偏波選択部４４から与えられる信号に基づいて位相誤差Δφを推定し、その推定値から補償値exp(-jΔφ)を算出する。この補償値は、乗算器４３ｈ、４３ｖに与えられる。そして、乗算器４３ｈ、４３ｖは、それぞれ与えられる補償値を使用して信号ｒ_h、ｒ_vの位相誤差を補償してシンボル位相を再生する。

Ｈ偏波の変調方式およびＶ偏波の変調方式が互いに同じであるときは、偏波選択部４４は、入力信号ｒ_h、ｒ_vを位相誤差推定部４１に導く。位相誤差推定部３１は、信号ｒ_hに基づいて補償値exp(-jΔφ_h)を生成すると共に、信号ｒ_vに基づいて補償値exp(-jΔφ_v)を生成する。そして、乗算器４３ｈ、４３ｖは、それぞれ対応する補償値を使用して位相誤差を補償する。或いは、位相誤差推定部４１は、２つの補償値の平均値を乗算器４３ｈ、４３ｖに与えるようにしてもよい。また、上述した例外ケースでは、偏波選択部４４は、予め指定された偏波に対応する信号を選択する。

なお、図１５に示す例では、フィードフォワード制御で位相誤差が補償されるが、搬送波位相再生器５は、フィードバック制御で位相誤差を補償してもよい。また、デジタル信号処理器１が変調方式スケジューラ１２の代わりに変調方式判定１５を備えるときは、偏波選択部４４は、変調方式判定１５から与えられる変調方式情報に応じて補償値を選択する。

＜非線形偏波クロストークキャンセラ＞
光ファイバを介して偏波多重光信号が伝送されるときは、非線形光学効果に起因して非線形偏波クロストーク（ＮＰＣ：Nonlinear Polarization Crosstalk）が発生し得る。非線形偏波クロストークは、信号特性の劣化要因の１つであり、光ファイバ中の非線形光学効果に起因して偏波間で光パワーを変動させる。したがって、デジタル信号処理で偏波間のクロストークを低減する方法が提案されている。

非線形偏波クロストークは、（３）式で表される。以下の記載では、（３）式において非線形偏波クロストークを表す行列を「ＮＰＣ行列」と呼ぶことがある。ｓ_h、ｓ_vは、光送信器から出力される信号を表し、ｓ_h’ｓ_v’は、光受信器に到着する信号を表す。
ここで、ＮＰＣ行列の各係数は、下記の関係を有する。
また、クロストーク成分を表す係数Ｗ_hv、Ｗ_vhは、下式で算出される。

よって、Ｈ偏波およびＶ偏波の電界情報信号に対してそれぞれ硬判定を実行すれば、ＮＰＣ行列のクロストーク成分が得られる。さらに、これらのクロストーク成分に基づいてＮＰＣ行列の他の係数も算出される。すなわち、ＮＰＣ行列が得られる。

非線形偏波クロストークは、入力信号にＮＰＣ行列の逆行列を掛けることによりキャンセルされる。すなわち、（６）式により非線形偏波クロストークのキャンセルが実現される。なお、「キャンセル」は、非線形偏波クロストークを低減する処理を含む。

図１６は、非線形偏波クロストークキャンセラ６の一例を示す。図１６において、入力信号ｒ_h、ｒ_vは、搬送波位相再生器５により生成される。

非線形偏波クロストークキャンセラ６は、クロストーク成分推定部５１、加重平均化部５２、キャンセル部５３を備える。クロストーク成分推定部５１は、図６〜図７に示す補償値演算部１１に対応する。キャンセル部５３は、補償回路１４に対応する。

クロストーク成分推定部５１は、入力信号ｒ_h、ｒ_vに基づいて、シンボル毎にＮＰＣ行列の係数を算出する。即ち、シンボル毎に係数Ｗ_hh、Ｗ_hv、Ｗ_vh、Ｗ_vvが算出される。

加重平均化部５２は、変調方式スケジューラ１２から与えられる変調方式情報に基づいて、クロストーク成分推定部５１により得られるクロストーク成分の係数に対して加重平均を実行する。加重平均は、例えば、連続する複数のシンボルに対して実行される。このとき、多値度の低いシンボルに対応する重みは大きく、多値度の高いシンボルに対応する重みは小さい。

図１７は、クロストーク係数の加重平均の一例を示す。この例では、連続する３個のシンボルを利用して加重平均が行われる。Ｈ偏波においては、シンボル１〜３の変調方式がＱＰＳＫである。Ｖ偏波においては、シンボル１〜２の変調方式がＱＰＳＫであり、シンボル３の変調方式が１６ＱＡＭである。そして、ＮＰＣ行列のクロストーク成分として、シンボル１において係数Ｗ_hv1、Ｗ_vh1が算出され、シンボル２において係数Ｗ_hv2、Ｗ_vh2が算出され、シンボル３において係数Ｗ_hv3、Ｗ_vh3が算出されるものとする。

加重平均化部５２は、図１８に示すルックアップテーブルを参照して、各シンボルに対応する重みを決定する。ルックアップテーブルにおいては、Ｈ偏波の変調方式の多値度とＶ偏波の変調方式の多値度との合計値Ｓに対して対応する重みが登録されている。なお、多値度の合計値Ｓが小さいほど重みが大きく、多値度の合計値Ｓが大きいほど重みが小さくなるように、シミュレーションまたは実験などにより予め重みが決定される。

図１７に示す例では、シンボル１、２、３の合計値Ｓは、それぞれ「４」「４」「６」である。したがって、ルックアップテーブルを参照することにより、シンボル１、２、３に対して重み「４．０」「４．０」「３．０」が得られる。そうすると、ＮＰＣ行列のクロストーク成分の係数Ｗ_hv、Ｗ_vhを得るために、下記の演算が実行される。
Ｗ_hv＝（4.0×Ｗ_hv1＋4.0×Ｗ_hv2＋3.0×Ｗ_hv3）／（4.0＋4.0＋3.0）
Ｗ_vh＝（4.0×Ｗ_vh1＋4.0×Ｗ_vh2＋3.0×Ｗ_vh3）／（4.0＋4.0＋3.0）

なお、ＮＰＣ行列の他の係数（すなわち、Ｗ_hh、Ｗ_vv）は、例えば、上述の加重平均により得られた係数Ｗ_hv、Ｗ_vhを（４）式に与えることに算出される。そして、キャンセル部５３は、このようにして生成されるＮＰＣ行列の逆行列を利用してＨ偏波とＶ偏波との間の非線形偏波クロストークを低減させる。

上述のキャンセル処理において、各偏波の変調方式の多値度が低いときはクロストーク成分の推定精度が高く、各偏波の変調方式の多値度が高いときはクロストーク成分の推定精度が低いと考えられる。よって、多値度の低いシンボルから推定されるクロストーク成分の重みを大きくし、多値度の高いシンボルから推定されるクロストーク成分の重みを小さくすることで、加重平均によって得られるクロストーク成分の精度は高くなる。したがって、非線形偏波クロストークが精度よく抑制される。

＜ＳＮＲの改善＞
補償回路により使用される補償値の推定精度は、入力信号の信号対雑音比（ＳＮＲ）に依存する。具体的には、入力信号のＳＮＲが高ければ、補償値の推定精度は高い。

そこで、１つの実施形態では、光送信器は、所定の推定タイムスロットにおいて、Ｈ偏波成分またはＶ偏波成分の光パワーをゼロに制御する。図１９に示す例では、推定タイムスロットＴＳ１において、Ｖ偏波成分の光パワーがゼロに制御されている。ここで、光送信器は、偏波多重光信号の光パワーが一定になるようにＨ偏波成分およびＶ偏波成分の光パワーを制御する。例えば、推定タイムスロットＴＳ１においては、Ｈ偏波成分のパ光ワーは、通常時と比較して、２倍に制御される。したがって、推定タイムスロットＴＳ１においては、Ｈ偏波成分のＳＮＲが改善する。推定タイムスロットは、例えば、予め指定された時間間隔で挿入される。なお、以下の記載では、推定タイムスロットにおいて光パワーがゼロに制御される偏波成分に直交する偏波成分を「推定偏波」と呼ぶことがある。

光受信器は、推定タイムスロットを利用して電界情報信号の補償を行う。推定タイムスロットが挿入されるタイミングを表す情報は、例えば、変調方式スケジューラ１２に設定されている。或いは、変調方式判定部１５が推定タイムスロットを検出してもよい。そして、補償器（適応等化器３、周波数オフセット補償器４、搬送波位相再生器５）は、推定タイムスロットにおいて、推定偏波の信号に基づいて補償値を生成する。そして、補償器は、生成した補償値を使用してＨ偏波の信号およびＶ偏波の信号を補償する。この方法によれば、ＳＮＲの高い信号に基づいて生成される補償値を使用して電界情報信号が補償されるので、信号復調の精度が向上する。

１ デジタル信号処理器
２ 波長分散補償器（ＣＤＣ）
３ 適応等化器（ＡＥＱ）
４ 周波数オフセット補償器（ＦＯＣ）
５ 搬送波位相再生器（ＣＰＲ）
６ 非線形偏波クロストークキャンセラ（ＮＰＣＣ）
１０ 補償器
１１ 補償値演算部
１２ 変調方式スケジューラ
１３ 選択部
１４ 補償回路
１５ 変調方式判定部
２１ 偏波分離部
２２、２２ｈ、２２ｖ 係数推定部
２３ 偏波選択部
２４ 係数変換部
３１、３１ｈ、３１ｖ 周波数オフセット推定部
３２ 偏波選択部
３３ｈ、３３ｖ 乗算器
４１、４１ｈ、４１ｖ 位相誤差推定部
４２ 偏波選択部
４３ｈ、４３ｖ 乗算器
５１ クロストーク項推定部
５２ 加重平均化部
５３ キャンセル部

Claims (10)

1. 第１の偏波成分で伝送される光信号および前記第１の偏波成分に直交する第２の偏波成分で伝送される光信号が多重化された、偏波ドメインまたは時間ドメインの少なくとも一方において異なる変調方式が混在する偏波多重光信号を表す電界情報信号を処理する信号処理装置であって、
   前記第１の偏波成分で伝送される第１の光信号の変調方式および前記第２の偏波成分で伝送される第２の光信号の変調方式に基づいて、前記第１の偏波成分または前記第２の偏波成分の一方を選択し、選択した偏波成分の電界情報信号に基づいて前記選択した偏波成分の電界情報信号を補償するために使用される補償値を生成する生成部と、
   前記生成部により生成される補償値を用いて、前記第１の偏波成分の電界情報信号および前記第２の偏波成分の電界情報信号を補償する補償回路と、
   を有する信号処理装置。
2. 前記第１の偏波成分の変調方式の多値度が前記第２の偏波成分の変調方式の多値度よりも低いときは、
   前記生成部は、前記第１の偏波成分の電界情報信号に基づいて前記第１の偏波成分の電界情報信号を補償するために使用される補償値を生成し、
   前記補償回路は、前記第１の偏波成分の電界情報信号を補償するために使用される補償値を用いて、前記第１の偏波成分の電界情報信号および前記第２の偏波成分の電界情報信号を補償する
   ことを特徴とする請求項１に記載の信号処理装置。
3. 前記生成部は、
   前記第１の偏波成分の電界情報信号に基づいて前記第１の偏波成分の電界情報信号を補償するために使用される補償値を算出すると共に、前記第２の偏波成分の電界情報信号に基づいて前記第２の偏波成分の電界情報信号を補償するために使用される補償値を算出する補償値演算部と、
   前記補償値演算部により生成される演算値の中から、前記第１の光信号の変調方式および前記第２の光信号の変調方式に基づいて選択した偏波成分の電界情報信号を補償するために使用される補償値を選択して前記補償回路へ出力する選択部と、を備える
   ことを特徴とする請求項１に記載の信号処理装置。
4. 前記生成部は、
   前記第１の光信号の変調方式および前記第２の光信号の変調方式に基づいて、前記第１の偏波成分の電界情報信号または前記第２の偏波成分の電界情報信号を選択する選択部と、
   前記選択部により選択された電界情報信号に基づいて前記選択部により選択された電界情報信号を補償するために使用される補償値を算出する補償値演算部と、を備える
   ことを特徴とする請求項１に記載の信号処理装置。
5. 前記補償回路は、行列演算で偏波分離を行う適応等化器であり、
   前記生成部は、
   前記第１の偏波成分が選択されたときに、前記第１の偏波成分の電界情報信号に基づいて前記行列演算のための一部の係数を推定する係数推定部と、
   前記係数推定部により推定される係数に基づいて前記行列演算のための他の係数を算出する係数変換部と、を備える
   ことを特徴とする請求項１に記載の信号処理装置。
6. 前記生成部は、前記第１の偏波成分を選択したときには、前記第１の偏波成分の電界情報信号に基づいて、前記偏波多重光信号の搬送波の周波数と前記偏波多重光信号をコヒーレント受信するための局発光の周波数との差分を表す周波数オフセットを推定し、
   前記補償回路は、前記第１の偏波成分の電界情報信号および前記第２の偏波成分の電界情報信号それぞれにおいて、前記第１の偏波成分の電界情報信号に基づいて前記生成部により推定された周波数オフセットを補償する
   ことを特徴とする請求項１に記載の信号処理装置。
7. 前記生成部は、前記第１の偏波成分を選択したときには、前記第１の偏波成分の電界情報信号の位相誤差を推定し、
   前記補償回路は、前記第１の偏波成分の電界情報信号および前記第２の偏波成分の電界情報信号それぞれにおいて、前記生成部により推定された位相誤差を補償する
   ことを特徴とする請求項１に記載の信号処理装置。
8. 第１の偏波成分で伝送される光信号および前記第１の偏波成分に直交する第２の偏波成分で伝送される光信号が多重化された、偏波ドメインまたは時間ドメインの少なくとも一方において異なる変調方式が混在する偏波多重光信号を表す電界情報信号を処理する信号処理装置であって、
   前記偏波多重光信号により伝送される複数のシンボルそれぞれについて前記第１の偏波成分と前記第２の偏波成分との間のクロストーク成分を推定する推定部と、
   前記第１の偏波成分で伝送される第１の光信号の変調方式の多値度と前記第２の偏波成分で伝送される第２の光信号の変調方式の多値度との合計値に対応する重みを用いて、前記複数のシンボルそれぞれについて推定されたクロストーク成分の加重平均を計算する加重平均化部と、
   前記クロストーク成分の加重平均に基づいて前記第１の偏波成分と前記第２の偏波成分との間のクロストーク成分をキャンセルするキャンセル部と、
   を有する信号処理装置。
9. 第１の偏波成分で伝送される光信号および前記第１の偏波成分に直交する第２の偏波成分で伝送される光信号が多重化された、偏波ドメインまたは時間ドメインの少なくとも一方において異なる変調方式が混在する偏波多重光信号を表す電界情報信号を処理する信号処理方法であって、
   前記第１の偏波成分で伝送される第１の光信号の変調方式および前記第２の偏波成分で伝送される第２の光信号の変調方式に基づいて、前記第１の偏波成分または前記第２の偏波成分の一方を選択し、
   選択した偏波成分の電界情報信号に基づいて前記選択した偏波成分の電界情報信号を補償するために使用される補償値を生成し、
   生成した補償値を用いて、前記第１の偏波成分の電界情報信号および前記第２の偏波成分の電界情報信号を補償する、
   ことを特徴とする信号処理方法。
10. 前記第１の偏波成分の変調方式の多値度が前記第２の偏波成分の変調方式の多値度よりも低いときは、
    前記第１の偏波成分の電界情報信号に基づいて前記第１の偏波成分の電界情報信号を補償するために使用される補償値を生成し、
    前記第１の偏波成分の電界情報信号を補償するために使用される補償値を用いて、前記第１の偏波成分の電界情報信号および前記第２の偏波成分の電界情報信号を補償する
    ことを特徴とする請求項９に記載の信号処理方法。