JP2018007017A - 送信装置及び受信装置 - Google Patents
送信装置及び受信装置 Download PDFInfo
- Publication number
- JP2018007017A JP2018007017A JP2016131558A JP2016131558A JP2018007017A JP 2018007017 A JP2018007017 A JP 2018007017A JP 2016131558 A JP2016131558 A JP 2016131558A JP 2016131558 A JP2016131558 A JP 2016131558A JP 2018007017 A JP2018007017 A JP 2018007017A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- time
- space
- signal
- ofdm
- transmission
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Images
Landscapes
- Radio Transmission System (AREA)
Abstract
【課題】片偏波システムにおいてSTC−SFNを実現する。【解決手段】送信装置1は、1系統のTS信号又はTLV信号に対応するシンボルについて、n(n>1)個のシンボルごとに時空間符号化し、n系統の時空間符号化信号を生成する時空間符号化部13と、前記n系統の時空間符号化信号にそれぞれ異なるパターンのパイロット信号を挿入してn系統のOFDMシンボルを生成し、該n系統のOFDMシンボルの各キャリアを変調して同一周波数帯域のn系統のOFDM信号を生成するOFDM変調部14と、を備える。【選択図】図1
Description
本発明は、同一周波数帯域の複数系統のOFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing:直交周波数分割多重)信号を送信する送信装置、及び該OFDM信号を受信する受信装置に関する。
日本の地上デジタル放送(ISDB−T)では、全国に電波を届けるために各放送局は多くの送信局・中継局を設置し、送信ネットワークを構築している。送信ネットワークの構築方法は、送信局・中継局の送信周波数の割り当て方によって2通りに大別できる。同じ送信周波数を繰り返し使用してネットワークを構築するSFN(Single Frequency Network)と、異なる送信周波数を使用してネットワークを構築するMFN(Multiple Frequency Network)である。
図21に、SFNとMFNの概要図を示す。図21(a)は中継局Aと中継局Bが同じ送信周波数(UHF27ch)を使用するSFNを示し、図21(b)は中継局Aと中継局Bが異なる送信周波数(UHF27chとUHF40ch)を使用するMFNについて示している。現在の地上デジタル放送においてSFNは一部の地域では使用されており、今後の次世代TV方式における送信ネットワーク構築においても、現状の地上放送の周波数がひっ迫しているためにSFNを中心にした送信ネットワーク構築が必要となる。
しかし、同じ送信周波数を繰り返し使用するSFNは、MFNよりも周波数を有効利用できる半面、従来のSFN技術では、中継局Aからの電波と中継局Bからの電波が同程度の大きさで到来する地点で受信特性が劣化するという問題があった。この原因は、中継局A局からの送信信号と、中継局Bからの送信信号が全く同じであるため、受信地点によっては双方からの信号が逆位相の関係で合成されて受信されてしまい、受信信号に波形歪みが発生するためである。
そこで、水平偏波(H偏波)と垂直偏波(V偏波)を同時に使用する2×2の偏波MIMOシステムにおいて、中継局Aの送信信号と中継局Bの送信信号に、時空間符号化処理(STC:Space Time Coding)を施すことによってSFNにおける受信特性改善を図る技術が知られている(例えば、特許文献1参照)。これを偏波MIMO用STC−SFN技術と呼ぶ。
例えば、S0,S2の順番で送信される中継局AのH偏波信号に対し、中継局BのH偏波信号は、時間方向の順番と符号を入れ替える時空間符号化処理により−S2*、S0*の順番で送信される。この処理によって、中継局Aと中継局BのH偏波信号は同じにならないため、中継局Aと中継局Bの電波が同程度の強さで到来する地点でも、その受信信号への波形歪み発生を防ぐことができる。同様に中継局Aと中継局BのV偏波信号も時空間符号化処理が実施される。
受信機側では、伝搬路推定用の既知のパイロット信号(SP信号)によって得られる伝搬路情報h00,h01,h02,h03,h10,h11,h12,h13を用いて4×4行列のSTC復号を行うことで、中継局Aからの信号と中継局Bからの信号に分離できる。そして、両者の信号を比較・合成することによって、送信ダイバーシチ効果により、1波のみの受信時よりも特性を改善させることができる。
しかし、これまで検討されてきたSTC−SFN技術は、水平偏波と垂直偏波を送受で同時に使用するMIMOシステムを前提とするものであった。現在の日本の一般的な受信装置は1つの偏波のみを受信するため、偏波MIMO用のSTC−SFN技術をそのまま適用することはできず、片偏波に対応したSTC−SFN技術が求められている。
また、従来の4×4行列を使用する偏波MIMO用STC−SFN技術では、中継局(送信局)の数が2局までしかSTC−SFNシステムを構築できず、現在の日本の地上デジタル放送で広く使用されている3局以上の中継局によるSFNを構築することができなかった。
かかる事情に鑑みてなされた本発明の目的は、片偏波の受信アンテナを有する受信装置に対応することが可能な、STC−SFNシステムの送信装置及び受信装置を提供することにある。
上記課題を解決するため、本発明に係る送信装置は、複数の送信アンテナにより送信される同一周波数帯域の複数系統のOFDM信号を生成する送信装置であって、1系統のTS信号又はTLV信号に対応するシンボルについて、n(n>1)個のシンボルごとに時空間符号化し、n系統の時空間符号化信号を生成する時空間符号化部と、前記n系統の時空間符号化信号にそれぞれ異なるパターンのパイロット信号を挿入してn系統のOFDMシンボルを生成し、該n系統のOFDMシンボルの各キャリアを変調して同一周波数帯域のn系統のOFDM信号を生成するOFDM変調部と、を備えることを特徴とする。
さらに、本発明に係る送信装置において、前記時空間符号化部は、時間方向に時空間符号化することを特徴とする。
さらに、本発明に係る送信装置において、前記時空間符号化部は、周波数方向に時空間符号化することを特徴とする。
さらに、本発明に係る送信装置において、前記時空間符号化部は、時間方向及び周波数方向に時空間符号化することを特徴とする。
また、上記課題を解決するため、本発明に係る受信装置は、複数の送信アンテナにより送信された同一周波数帯域の複数系統のOFDM信号を受信する受信装置であって、片偏波の受信アンテナで受信したn(n>1)系統のOFDM信号を復調して複素ベースバンド信号及び伝送路応答を推定するOFDM復調部と、前記複素ベースバンド信号について、n個の複素ベースバンド信号ごとに前記伝送路応答を用いて時空間復号し、1系統のTS信号又はTLV信号に対応するシンボルを生成する時空間復号部と、を備えることを特徴とする。
さらに、本発明に係る受信装置において、前記時空間復号部は、時間方向に時空間復号することを特徴とする。
さらに、本発明に係る受信装置において、前記時空間復号部は、周波数方向に時空間復号することを特徴とする。
さらに、本発明に係る受信装置において、前記時空間復号部は、時間方向及び周波数方向に時空間復号することを特徴とする。
本発明によれば、現在の地上デジタル放送と同様の片偏波システムにおいて、特段の追加アンテナ工事を行うことなく、STC−SFNを実現することができる。また、現在の日本の地上デジタル放送で広く使用されている3局以上の中継局によるSFNを構築することができる。
以下、本発明の一実施形態について、図面を参照して詳細に説明する。
(送信装置)
本発明の一実施形態に係る送信装置について説明する。図1に、本発明の一実施形態に係る送信装置の構成例を示す。図1に示すように、送信装置1は、誤り訂正符号化部11と、キャリア変調部12と、時空間符号化部13と、OFDM変調部14とを備える。
本発明の一実施形態に係る送信装置について説明する。図1に、本発明の一実施形態に係る送信装置の構成例を示す。図1に示すように、送信装置1は、誤り訂正符号化部11と、キャリア変調部12と、時空間符号化部13と、OFDM変調部14とを備える。
送信装置1は、1系統のTS(Transport Stream)信号又はTLV(Type-Length-Value)信号を入力して、複数の送信アンテナにより送信される、同一周波数帯域の複数系統のOFDM信号を生成する。そして、生成したOFDM信号をそれぞれ送信局15に送信する。なお、本実施形態では系統数n=4としているが、系統数nは4に限定されるものではない。
送信局15−1〜15−4は、同一周波数帯域のOFDM信号を片偏波の送信アンテナにより送信し、SFNを構築する。なお、片偏波の送信アンテナは、全て同一の偏波であってもよいし、そうでなくてもよい。
誤り訂正符号化部11は、1系統のTS信号又はTLV信号を誤り訂正符号化し、キャリア変調部12へ出力する。誤り訂正は、例えば外符号としてBCH符号を用い、内符号としてLDPC(Low Density Parity Check)符号を用いる。
キャリア変調部12は、サブキャリアごとに所定の変調方式に応じて、IQ平面へマッピングされたシンボルを生成し、時空間符号化部13に出力する。
時空間符号化部13は、キャリア変調部12から入力されるシンボルに対して、系統数n=4の場合は4シンボルごとに時空間符号化して4系統の時空間符号化信号a,b,c,dを生成する。
図2は、4シンボルごとに時間方向に時空間符号化する様子を示す図である。キャリア変調部12から時間方向に入力される4シンボルの複素数を(S0,S1,S2,S3)とすると、時空間符号化部13は、時空間符号化信号a,b,c,dを式(1)のように決定する。ここで、tはある離散時間を表し、*は複素共役を表す。
図3は、4シンボルごとに周波数方向に時空間符号化する様子を示す図である。キャリア変調部12から周波数方向に入力される4シンボルの複素数を(S0,S1,S2,S3)とすると、時空間符号化部13は、時空間符号化信号a,b,c,dを式(1)と同様に決定する。つまり、この場合は離散周波数fを用いて、式(1)のtをfに読み替えるものとする。
図4は、4シンボルごとに時間方向及び周波数方向に時空間符号化する様子を示す図である。キャリア変調部12から時間方向及び周波数方向に入力される4シンボルの複素数を(S0,S1,S2,S3)とすると、時空間符号化部13は、時空間符号化信号a,b,c,dを式(1)と同様に決定する。つまり、この場合は離散時間t及び離散周波数fを用いて、式(1)の(t),(t+1),(t+2),(t+3)をそれぞれ(t,f),(t,f+1),(t+1,f),(t+1,f+1)に読み替えるものとする。
本実施形態では系統数n=4としているが、n=8の場合について説明する。系統数n=8の場合には8シンボルごとに時空間符号化する。
図5は、8シンボルごとに時間方向に時空間符号化する様子を示す図である。キャリア変調部12から時間方向に入力される8シンボルの複素数を(S0,S1,S2,S3,S4,S5,S6,S7)とすると、時空間符号化部13は、時空間符号化信号a,b,c,d,e,f,g,hを式(2)のように決定する。
図6は、8シンボルごとに周波数方向に時空間符号化する様子を示す図である。キャリア変調部12から周波数方向に入力される8シンボルの複素数を(S0,S1,S2,S3,S4,S5,S6,S7)とすると、時空間符号化部13は、時空間符号化信号a,b,c,d,e,f,g,hを式(2)と同様に決定する。つまり、この場合は離散周波数fを用いて、式(3)の(t),(t+1),(t+2),(t+3),(t+4),(t+5),(t+6),(t+7)をそれぞれ(f),(f+1),(f+2),(f+3),(f+4),(f+5),(f+6),(f+7)に読み替えるものとする。
図7は、8シンボルごとに時間方向及び周波数方向に時空間符号化する様子を示す図である。キャリア変調部12から時間方向及び周波数方向に入力される8シンボルの複素数を(S0,S1,S2,S3,S4,S5,S6,S7)とすると、時空間符号化部13は、時空間符号化信号a,b,c,d,e,f,g,hを式(2)と同様に決定する。つまり、この場合は離散周波数fを用いて、式(2)の(t),(t+1),(t+2),(t+3),(t+4),(t+5),(t+6),(t+7)をそれぞれ(t,f),(t,f+1),(t,f+2),(t,f+3),(t+1,f),(t+1,f+1),(t+1,f+2),(t+1,f+3)に読み替えるものとする。
OFDM変調部14は、時空間符号化部13から入力される4系統の時空間符号化信号a,b,c,dにそれぞれ異なるパターンのパイロット信号を挿入して4系統のOFDMシンボルを生成し、該4系統のOFDMシンボルの各キャリアを変調して同一周波数帯域の4系統のOFDM信号を生成する。
図8は、OFDM変調部14の構成例を示すブロック図である。図8に示すように、OFDM変調部14は、パイロット信号生成部141と、OFDMシンボル構成部142(142−1〜142−4)と、IFFT部143(143−1〜143−4)と、GI付加部144(144−1〜144−4)と、直交変調部145(145−1〜145−4)と、D/A変換部146(146−1〜146−4)とを備える。
パイロット信号生成部141は、予め定められた振幅と位相を有するパイロット信号を、予め定められた位置に挿入するために、それぞれ異なるパターンの4種類のパイロット信号を生成し、OFDMシンボル構成部142に出力する。
OFDMシンボル構成部142は、時空間符号化部13から入力される時空間符号化信号a,b,c,dに対して、パイロット信号生成部141から入力されるパイロット信号を挿入して配置することによりOFDMシンボルを生成し、IFFT部143に出力する。
ここで、パイロット信号生成部141が生成するパイロット信号のパターン及び配置について説明する。以下に説明するパイロット信号を用いることで、受信装置において伝送路応答を精度良く推定することができる。
本明細書では、本発明に係るパイロット信号の伝送方式を、符号反転型ヌルパイロット方式と称する。図9〜図14は、本発明に係る符号反転型ヌルパイロット方式におけるパイロット信号パターン例を示す図である。図9〜図14ではデータ信号などの非パイロット信号を省略し、パイロット信号の繰り返しの最小単位のみを示しており、パイロット信号により直接求められる伝送路応答の位置を斜線付きの丸で示している。また、パターン1〜4は、送信局15−1〜15−4から送信されるOFDM信号のパイロット信号の配置を示している。図中において、四角で示したパイロット信号はある有意の値を有する信号であることを意味し、丸で示したパイロット信号は無信号であることを意味する。また、1と示したパイロット信号と−1と示したパイロット信号とは、符号が反転した信号であることを意味する。なお、図中のOFDMシンボルは、右方向がキャリア(周波数)方向であり、下方向がシンボル(時間)方向である。図9〜図11は無信号のパイロット信号をシンボル方向に配置した例を示しており、図12及び図13は無信号のパイロット信号を斜めに配置した例を示している。図14は図9のパイロット信号パターンに対して第1シンボルのパイロット信号のパターンを変更した例であり、パターン2,4はパターン1,3よりもキャリア方向に密な伝送路応答を推定できる。
なお、図示はしていないが、パイロット信号生成部141は、無信号のパイロット信号をキャリア方向に配置してもよい。この場合のパイロット信号パターンは、図9〜図11に示したパターンに対し、それぞれシンボル方向とキャリア方向を反転させたパターンとなる。
このように、第1の送信信号及び第2の送信信号に対しては、有意な値を有するパイロット信号及び無信号のパイロット信号を挿入し、第3の送信信号及び第4の送信信号に対しては、有意な値を有するパイロット信号、該有意な値を有するパイロット信号の符号を反転させたパイロット信号、及び無信号のパイロット信号を挿入する。また、第1の送信信号及び第3の送信信号に対しては、同じ位置に無信号のパイロット信号を挿入し、第2の送信信号及び第4の送信信号に対しては、第1の送信信号及び第3の送信信号に無信号のパイロット信号を挿入した位置と異なる位置に無信号のパイロット信号を挿入する。
図15は、符号反転型ヌルパイロット方式のパイロット信号の配置を示す図である。図中の斜線で示す部分はパイロット信号の配置位置を示しており、白色の部分は非パイロット信号の配置位置を示している。非パイロット信号はデータ信号のみとしてもよいし、データ信号に加えて制御情報を示すTMCC信号や付加情報を示すAC信号を含めてもよい。パイロット信号は、図15(a)に示すように格子状に配置するか、図15(b)に示すように千鳥状に配置するか、図15(c)に示すように斜めに配置するのが好適である。図15ではパイロット信号のシンボル方向・キャリア方向の配置間隔が狭い場合を示している。パイロット信号のシンボル方向・キャリア方向の配置間隔が広くなるほど、信号全体に対するパイロット信号の比率を下げる(データ信号の伝送効率を上げる)ことができるが、伝送路応答の直接求まる位置が少なくなる。一方、パイロット信号のシンボル方向・キャリア方向の配置間隔が狭くなるほど、信号全体に対するパイロット信号の比率は高くなる(データ信号の伝送効率が下がる)が、伝送路応答の直接求まる位置を多くすることができる。
地上デジタル放送では、パイロット信号としてスキャッタードパイロット(SP:Scattered Pilot)信号が使用されている。図16は、地上デジタル放送におけるSP信号の配置を示す図である。図17は、図15(c)に例示したパイロット信号を斜めに配置する例の一態様であり、12キャリアに1回、4シンボルに1回の割合でパイロット信号が挿入されている。図17は、図16に示したパイロット信号配置に対し、図13に示したパイロット信号パターンを適用した例を示す図である。なお、パイロット信号のキャリア方向の挿入間隔は、OFDM信号のFFTサイズに応じて変更すればよい。
IFFT部143は、OFDMシンボル構成部142から入力されるOFDMシンボルに対して、IFFT(Inverse Fast Fourier Transform:逆高速フーリエ変換)処理を施して時間領域の有効シンボル信号を生成し、GI付加部144に出力する。
GI付加部144は、IFFT部143から入力される有効シンボル信号の先頭に、有効シンボル信号の後半部分をコピーしたガードインターバルを挿入し、直交変調部145に出力する。ガードインターバルは、OFDM信号を受信する際にシンボル間干渉を低減させるために挿入されるものであり、マルチパス遅延波の遅延時間がガードインターバル長を超えないように設定される。
直交変調部145は、GI付加部144から入力されるベースバンド信号に対して直交変調処理を施してOFDM信号を生成し、D/A変換部146に出力する。
D/A変換部146は、直交変調部145から入力されるOFDM信号をアナログ信号に変換する。
このように、本発明に係る送信装置1は、時空間符号化部13により、1系統のTS信号又はTLV信号に対応するシンボルについて、n(n>1)個のシンボルごとに時空間符号化し、n系統の時空間符号化信号を生成し、OFDM変調部14により、n系統の時空間符号化信号にそれぞれ異なるパターンのパイロット信号を挿入してn系統のOFDMシンボルを生成し、該n系統のOFDMシンボルの各キャリアを変調して同一周波数帯域のn系統のOFDM信号を生成する。かかる構成により、現在の地上デジタル放送と同様の片偏波システムにおいて、既存の送信局15を用いてSTC−SFNを実現することが可能となり、従来のSFN方式と比べて特性改善を図ることができる。また、多数の送信局によるSFNも構築することができるため、より一層SFN中心の送信ネットワークを構築することが可能となり、周波数を有効に利用することができる。例えば、系統数n=8であれば、最大8局のSFNを構築することができる。
時空間符号化部13が時間方向に時空間符号化する場合は、時間方向にt〜t+n−1までのシンボルをためてから符号化するため、処理遅延が生じるものの、周波数変動の影響を受けにくくすることができる。時空間符号化部13が時間方向に時空間符号化する場合は、周波数変動の影響を受けやすいものの、時間変動の影響を受けにくくすることができる。時空間符号化部13が時間方向及び周波数方向に時空間符号化する場合は、時間変動の影響及び周波数変動の影響をともに受けにくくすることができる。
(受信装置)
つぎに、本発明の一実施形態に係る受信装置について説明する。図18は、本発明の一実施形態に係る受信装置の構成例を示すブロック図である。図18に示す受信装置2は、OFDM復調部21と、時空間復号部22と、キャリア復調部23と、誤り訂正復号部24とを備える。
つぎに、本発明の一実施形態に係る受信装置について説明する。図18は、本発明の一実施形態に係る受信装置の構成例を示すブロック図である。図18に示す受信装置2は、OFDM復調部21と、時空間復号部22と、キャリア復調部23と、誤り訂正復号部24とを備える。
受信装置2は、片偏波の複数の送信アンテナにより送信された同一周波数帯域の複数系統のOFDM信号を、1本(片偏波)の受信アンテナで受信する。
OFDM復調部21は、受信した4つのOFDM信号を復調して複素ベースバンド信号yを生成するとともに、パイロット信号を用いて4種類の伝送路応答h0,h1,h2,h3を推定する。
図19は、OFDM復調部21の構成を示すブロック図である。図19に示すように、OFDM復調部21は、A/D変換部211と、直交復調部212と、GI除去部213と、FFT部214と、パイロット信号生成部215と、パイロット信号抽出部216と、伝送路応答推定部217と、伝送路応答補間部218とを備える。
A/D変換部211は、受信アンテナから入力されるアナログの受信信号をデジタル信号に変換し、直交復調部212に出力する。
直交復調部212は、A/D変換部211から入力される信号に対してベースバンド信号を生成し、GI除去部213に出力する。
GI除去部213は、直交復調部212から入力される信号に対して、ガードインターバルを除去して有効シンボル信号を抽出し、FFT部214に出力する。
FFT部214は、GI除去部213から入力される有効シンボル信号に対して、FFT(Fast Fourier Transform:高速フーリエ変換)処理を施して複素ベースバンド信号yを生成し、パイロット信号抽出部216に出力する。
パイロット信号生成部215は、送信装置1により挿入されるパイロット信号と同じ振幅及び位相をもつパイロット信号を生成し、送信装置1により挿入されるパイロット信号の位置情報をパイロット信号抽出部216に出力する。また、パイロット信号の振幅値及び位相値を伝送路応答推定部217に出力する。
パイロット信号抽出部216は、送信装置1により挿入されるパイロット信号と同じ振幅及び位相をもつパイロット信号を生成し、FFT部214から入力される複素ベースバンド信号yから、パイロット信号の位置情報に基づいてパイロット信号を抽出し、伝送路応答推定部217に出力する。
伝送路応答推定部217は、パイロット信号抽出部216において抽出したパイロット信号を使って伝送路応答を算出する。
伝送路応答補間部218は、算出した伝送路応答の一部又は全部を基にして、伝送路応答の補間処理を行い、全サブキャリアについて伝送路応答を算出する。
時空間復号部22は、OFDM復調部21から入力される複素ベースバンド信号yについて、系統数n=4の場合は4個の複素ベースバンド信号ごとに伝送路応答h0,h1,h2,h3を用いて時空間復号し、時空間復号信号S(1系統のTS信号又はTLV信号に対応するシンボル)を生成する。以下に、時空間復号信号の算出方法について説明する。
図20は、時空間復号部22の処理の様子を示す図である。送信装置1により、図2及び式(1)で示した時間方向の時空間符号化がなされている場合には、複素ベースバンド信号yは式(3)の行列式で表される。よって、時空間復号信号Sは、逆行列演算により4シンボル(S0,S1,S2,S3)ずつ求めることができる。
送信装置1により、図3で示した周波数方向の時空間符号化がなされている場合には、式(3)のtをfに読み替えることで時空間復号信号Sを求めることができる。
送信装置1により、図4で示した時間方向及び周波数方向の時空間符号化がなされている場合には、式(3)の(t),(t+1),(t+2),(t+3)をそれぞれ(t,f),(t,f+1),(t+1,f),(t+1,f+1)に読み替えることで時空間復号信号Sを求めることができる。
本実施形態では系統数n=4としているが、n=8の場合について説明する。系統数n=8の場合には8個の複素ベースバンド信号ごとに伝送路応答h0,h1,h2,h3,h4,h5,h6,h7を用いて時空間復号する。
送信装置1により、図5及び式(2)で示した時間方向の時空間符号化がなされている場合には、複素ベースバンド信号yは式(4)の行列式で表される。よって、時空間復号信号Sは、逆行列演算により8シンボル(S0,S1,S2,S3,S4,S5,S6,S7)ずつ求めることができる。
送信装置1により、図6で示した周波数方向の時空間符号化がなされている場合には、式(4)のtをfに読み替えることで、時空間復号信号Sを求めることができる。
送信装置1により、図7で示した時間方向及び周波数方向の時空間符号化がなされている場合には、式(4)の(t),(t+1),(t+2),(t+3),(t+4),(t+5),(t+6),(t+7)をそれぞれ(f),(f+1),(f+2),(f+3),(f+4),(f+5),(f+6),(f+7)に読み替えることで、時空間復号信号Sを求めることができる。
キャリア復調部23は、時空間復号部22から入力される時空間復号信号Sに対して、サブキャリアごとに復調を行い、誤り訂正復号部24に出力する。
誤り訂正復号部24は、キャリア復調部23から入力される信号に対して、誤り訂正を行い、送信装置1から送信された信号を復号する。
このように、本発明に係る受信装置2は、OFDM復調部21により、片偏波の受信アンテナで受信したn(n>1)系統のOFDM信号を復調して複素ベースバンド信号y及び伝送路応答h0〜hnを推定し、時空間復号部22により、複素ベースバンド信号yについて、n個の複素ベースバンド信号yごとに伝送路応答h0〜hnを用いて時空間復号し、1系統のTS信号又はTLV信号に対応するシンボルを生成する。かかる構成により、片偏波の受信アンテナを有する受信装置に対応することができ、現在の日本の一般視聴者宅においても特段の追加アンテナの工事を行うことなく、STC−SFNシステムを構築することができる。
時空間復号部22が時間方向に時空間復号する場合は、時間方向にt〜t+n−1までのシンボルをためてから符号化するため、処理遅延が生じるものの、周波数変動の影響を受けにくくすることができる。時空間復号部22が時間方向に時空間復号する場合は、周波数変動の影響を受けやすいものの、時間変動の影響を受けにくくすることができる。時空間復号部22が時間方向及び周波数方向に時空間復号する場合は、時間変動の影響及び周波数変動の影響をともに受けにくくすることができる。
なお、上述の実施形態は代表的な例として説明したが、本発明の趣旨及び範囲内で、多くの変更及び置換ができることは当業者に明らかである。したがって、本発明は、上述の実施形態によって制限するものと解するべきではなく、特許請求の範囲から逸脱することなく、種々の変形や変更が可能である。例えば、実施形態の構成図に記載の複数の構成ブロックを1つに組み合わせたり、あるいは1つの構成ブロックを分割したりすることが可能である。
1 送信装置
2 受信装置
11 誤り訂正符号化部
12 キャリア変調部
13 時空間符号化部
14 OFDM変調部
15 送信局
21 OFDM復調部
22 時空間復号部
23 キャリア復調部
24 誤り訂正復号部
141 パイロット信号生成部
142 OFDMシンボル構成部
143 IFFT部
144 GI付加部
145 直交変調部
146 D/A変換部
211 A/D変換部
212 直交復調部
213 GI除去部
214 FFT部
215 パイロット信号生成部
216 パイロット信号抽出部
217 伝送路応答推定部
218 伝送路応答補間部
2 受信装置
11 誤り訂正符号化部
12 キャリア変調部
13 時空間符号化部
14 OFDM変調部
15 送信局
21 OFDM復調部
22 時空間復号部
23 キャリア復調部
24 誤り訂正復号部
141 パイロット信号生成部
142 OFDMシンボル構成部
143 IFFT部
144 GI付加部
145 直交変調部
146 D/A変換部
211 A/D変換部
212 直交復調部
213 GI除去部
214 FFT部
215 パイロット信号生成部
216 パイロット信号抽出部
217 伝送路応答推定部
218 伝送路応答補間部
Claims (8)
- 複数の送信アンテナにより送信される同一周波数帯域の複数系統のOFDM信号を生成する送信装置であって、
1系統のTS信号又はTLV信号に対応するシンボルについて、n(n>1)個のシンボルごとに時空間符号化し、n系統の時空間符号化信号を生成する時空間符号化部と、
前記n系統の時空間符号化信号にそれぞれ異なるパターンのパイロット信号を挿入してn系統のOFDMシンボルを生成し、該n系統のOFDMシンボルの各キャリアを変調して同一周波数帯域のn系統のOFDM信号を生成するOFDM変調部と、
を備えることを特徴とする送信装置。 - 前記時空間符号化部は、時間方向に時空間符号化することを特徴とする、請求項1に記載の送信装置。
- 前記時空間符号化部は、周波数方向に時空間符号化することを特徴とする、請求項1に記載の送信装置。
- 前記時空間符号化部は、時間方向及び周波数方向に時空間符号化することを特徴とする、請求項1に記載の送信装置。
- 複数の送信アンテナにより送信された同一周波数帯域の複数系統のOFDM信号を受信する受信装置であって、
片偏波の受信アンテナで受信したn(n>1)系統のOFDM信号を復調して複素ベースバンド信号及び伝送路応答を推定するOFDM復調部と、
前記複素ベースバンド信号について、n個の複素ベースバンド信号ごとに前記伝送路応答を用いて時空間復号し、1系統のTS信号又はTLV信号に対応するシンボルを生成する時空間復号部と、
を備えることを特徴とする受信装置。 - 前記時空間復号部は、時間方向に時空間復号することを特徴とする、請求項5に記載の受信装置。
- 前記時空間復号部は、周波数方向に時空間復号することを特徴とする、請求項5に記載の受信装置。
- 前記時空間復号部は、時間方向及び周波数方向に時空間復号することを特徴とする、請求項5に記載の受信装置。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2016131558A JP2018007017A (ja) | 2016-07-01 | 2016-07-01 | 送信装置及び受信装置 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2016131558A JP2018007017A (ja) | 2016-07-01 | 2016-07-01 | 送信装置及び受信装置 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2018007017A true JP2018007017A (ja) | 2018-01-11 |
Family
ID=60946560
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2016131558A Pending JP2018007017A (ja) | 2016-07-01 | 2016-07-01 | 送信装置及び受信装置 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP2018007017A (ja) |
-
2016
- 2016-07-01 JP JP2016131558A patent/JP2018007017A/ja active Pending
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
AU2008252671B2 (en) | OFDM-MIMO radio frequency transmission system | |
EP1821481B1 (en) | OFDM - MIMO radio frequency transmission system | |
US20140321575A1 (en) | Transmission device, reception device, transmission method, and reception method | |
US20180262381A1 (en) | Data transmission method and apparatus | |
US9350472B2 (en) | Apparatus and method for transmitting and receiving broadcast signals | |
JP2008017144A (ja) | 無線受信装置および方法 | |
Choi | Inter-carrier interference-free Alamouti-coded OFDM for cooperative systems with frequency offsets in non-selective fading environments | |
US9065713B2 (en) | OFDM reception device, OFDM reception circuit, OFDM reception method, and OFDM reception program | |
JP2014022983A (ja) | 受信装置及びプログラム | |
JP2017225117A (ja) | 制御信号符号化器、制御信号復号器、送信装置及び受信装置、送信システム、並びに送信方法及び受信方法 | |
US20150103944A1 (en) | Mobile communication method and radio terminal | |
JP6006563B2 (ja) | 受信装置、及びプログラム | |
JP5291584B2 (ja) | Ofdm受信装置及び送信装置 | |
JP6068692B2 (ja) | 送信装置及び受信装置 | |
JP2018007017A (ja) | 送信装置及び受信装置 | |
JP6240462B2 (ja) | 送信システム | |
WO2015045078A1 (ja) | 送信装置、受信装置、及び信号送信方法 | |
Shin et al. | Efficient feedback design for spatial phase coding in MISO-OFDM systems | |
WO2014073654A1 (ja) | 伝送システム及び受信装置 | |
JP2013062565A (ja) | 送信装置及び受信装置 | |
JP2019201404A (ja) | 制御信号符号化器、制御信号復号器、送信装置及び受信装置 | |
JP2018078553A (ja) | 送信装置、受信装置及びチップ | |
JP7289737B2 (ja) | データ伝送システム及びデータ伝送方法 | |
JP6276548B2 (ja) | 送信装置及び受信装置 | |
EP2319217B1 (en) | Method and apparatus for receiving numerical signals transmitted by coded frequency division multiplexing for transmission systems, in particular of the spatial diversity type |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20190527 |
|
A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20200422 |
|
A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20200714 |
|
A02 | Decision of refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 Effective date: 20210126 |