JP2017537512A - 符号分割多元接続によるマルチユーザ通信方法及び装置 - Google Patents

Abstract

本発明は、符号分割多元接続によるマルチユーザ通信方法及び装置を提供し、前記方法は、チャネルエンコーダで符号化されたコードブロックが変調されて得られたＮ個の変調シンボルを取得し、ここで、Ｎが２以上の正整数であることと、少なくとも２つの拡散系列が異なっているＮ個の所定長さの拡散系列に基づいて、前記Ｎ個の変調シンボルを拡散することと、拡散後の変調シンボルを送信することと、を含む。本発明に提供される上記技術案により、関連技術において、１つのユーザが全ての変調シンボルを１つの拡散系列のみで拡散することに起因して、ユーザ間の干渉が効果的なランダム化又は平均化にならない問題を解決し、多元接続性能を向上させ、個々のアクセスユーザが多様な異なる拡散系列を用いて、その変調シンボルを拡散することが可能になり、これにより、ユーザ間の干渉のランダム化、言い換えれば平均化を効果的に図ることができる。

Description

本発明は、通信分野に関し、具体的には、符号分割多元接続によるマルチユーザ通信方法及び装置に関する。

上りマルチユーザアクセスは、例えば、時分割多元接続（Time Division Multiple Access、ＴＤＭＡ）、周波数分割多元接続（Frequency Division Multiple Access、ＦＤＭＡ）、符号分割多元接続（Code Division Multiple Access、ＣＤＭＡ）及び空間分割多元接続（Space Division Multiple Access、ＳＤＭＡ）等、異なる多元接続技術によって行われることができる。マルチユーザ符号分割多元接続通信技術は、上りマルチユーザアクセス通信技術の非常に重要なタイプであり、優れたアクセス性能を提供できることから、複数の無線通信標準に取り入れられている。

符号分割多元接続を用いたアクセスにおいて、まず、それぞれのアクセス端末は、デジタル振幅位相変調されたデータシンボルを、一定の長さの拡散系列（例えば、長さがＬである拡散系列とは、この拡散系列がＬ個のシンボルからなることを意味し、Ｌ個の要素からなることをも意味し、ここでのＬ個のシンボル／Ｌ個の要素は、Ｌ個のデジタルシンボルであってもよい）で拡散する。拡散過程とは、それぞれの変調済みのデータシンボルと拡散系列のそれぞれのシンボルとを乗算し、最後に、用いられる拡散系列の長さと同じシンボル系列が形成される過程をいう。拡散過程において、それぞれの変調済みのデータシンボル（例えば、直交振幅変調（Quadrature Amplitude Modulation、単にＱＡＭという）によって変調されたコンステレーション点シンボル）と拡散系列のそれぞれのシンボルとを乗算し、最後に、それぞれの変調済みのデータシンボルは、用いられる拡散系列の長さと同じシンボル系列となるように拡散され、例えば、長さがＬである拡散系列を用いれば、それぞれの変調済みのシンボルは、Ｌ個のシンボルに拡散され、つまり、それぞれの変調済みのデータシンボルは、長さがＬである拡散系列に載せられていると読み替えることもできる。それから、全てのアクセス端末の拡散後のシンボル系列を同じ時間周波数リソースにて送信することができる。最後に、基地局は、全てのアクセス端末の拡散信号を重畳した連携信号を受信し、マルチユーザ受信機技術により連携信号から各端末の有益な情報を分離する。

符号分割多元接続を用いた通信技術は、よくスペクトラム拡散通信に分類され、これは、端末の変調シンボルがＬ倍のシンボルに拡散され、拡散後のＬ倍のシンボルの伝送時間が拡散前の変調シンボルと等しくなるように要求されていれば、Ｌ倍拡散された帯域幅が必ず必要となるためである。これも、拡散系列がよくスペクトラム拡散系列と呼ばれる原因となる。

個々の端末の拡散後のシンボルをマルチキャリア技術（例えば、Orthogonal Frequency Division Multiplexing、単にＯＦＤＭという）、フィルタバンクマルチキャリア（filter bank multi-carrier、単にＦＢＭＣという）によって伝送すれば、この２つの技術を組合せたものは、マルチキャリア符号分割多元接続（Multi-Carrier Code Division Multiple Access、単にＭＣ−ＣＤＭＡという）と呼ばれる技術である。

符号分割多元接続技術において、発信側の拡散過程が比較的簡単であり、それぞれの変調シンボル、例えば、それぞれのＱＡＭ変調後のシンボルに対して長さがＬである拡散系列のそれぞれのシンボルを乗算すれば、拡散後のＬ個のシンボルを得ることができ、そして、拡散後のシンボルをシングルキャリア又はマルチキャリア技術によって発信することができる。これに対して、基地局の受信過程があまり簡単ではない。

符号分割多元接続性能をどのようにして優れたものにするか（？）、より直接的には、基地局がどうすれば、各端末の有益なデータ情報を連携信号から正確に分離できるか（？）、これは、符号分割多元接続システムにとって肝心なものであり、主に拡散系列と受信機の２方面に関わっており、拡散系列の選択は性能の基礎となり、受信機の設計は性能を確保するためのものである。

具体的には、優れたアクセス性能を取得するために、異なる端末が用いる拡散系列は、良好な相互相関特性を持つことがまず必要とされる。拡散系列は、無線マルチパスチャネルにて直接伝送されていれば、例えば、シングルキャリアの符号分割多重化技術の場合、系列は、良好な自己相関特性を持って自身の遅延マルチパス拡散に対抗することも必要とされる。

マルチキャリア符号分割多重化技術は、マルチキャリア技術によってマルチパスに対抗することができるため、拡散系列は、マルチユーザの情報分離に寄与する相互相関特徴のみ考慮すれば十分である。これも、シングルキャリア符号分割多重化技術とマルチキャリア符号分割多重化技術が系列選択で一番異なっている点である。

良好な拡散系列は性能の基礎であり、マルチユーザの情報分離は最後に基地局側にて完成され、基地局は、異なるマルチユーザ受信技術を用いれば、対応する性能を取得する。最適なマルチユーザのデータ分離性能を取得するために、基地局は、高性能の割りに高複雑度のマルチユーザ受信機技術、例えば、逐次干渉受信機技術を用いることが必要である。

拡散系列の重要性をもって、異なる符号分割多元接続技術は、主に、拡散系列の選択において相違する。直接拡散方式符号分割多元接続（Direct Sequence-Code Division Multiple Access、ＤＳ−ＣＤＭＡ）技術は、最も一般的な符号分割多元接続技術であり、複数の無線通信基準により上りマルチユーザアクセス技術として取り入れられ、その拡散系列は、一番シンプルな２元擬似ランダム（Pseudo-Noise、ＰＮ）な実系列に基づくものである。系列がシンプルであるため、ＰＮ系列に基づくＤＳ−ＣＤＭＡもマルチキャリア符号分割多重化の最も重要な技術の１つとなっており、この技術において、それぞれの変調済みシンボルは、２元擬似ランダムな実系列で拡散されてから、マルチキャリア技術によって発信されるようになる。

２元擬似ランダムな実系列は２進法擬似乱数列とも呼ばれ、系列におけるそれぞれのシンボルの取りうる値は通常０又は１で表され、さらに２極性系列で表されてもよく、即ち、０を＋１で、１を−１で表すか、０を−１で、１を＋１で表す。

拡散系列の長さも符号分割多元接続技術の重要な要素である。拡散系列が長いほど、各端末が用いる拡散系列の間の低相互相関度を確保することが容易になり、そして、より多くの低相互相関性を有する系列を見つけることが容易になり、これにより、より多くの端末の同時アクセスが可能になる。同時にアクセスする端末の数が拡散系列の長さよりも大きい場合、該マルチユーザアクセスシステムが過負荷状態になっていると言える。注意すべき点として、システムの過負荷を実現可能なことは、符号分割多元接続技術が将来の無線通信で光を放つ重要な属性となっている。

柔軟なシステム設計を提供し、より多くのユーザの同時アクセスをサポートするために、アクセス端末は通常、相互直交しない拡散系列を用い、マルチユーザ情報論の角度から言えば、上りで非直交の多元接続方式を用いると、直交多元接続方式を用いる場合よりも大きなシステム容量又はエッジスループットを取得することができる。各端末の拡散系列が相互直交したものではないため、一般的には、各ユーザの復調性能が同時アクセスユーザの数の増加に伴って悪くなる。システムが過負荷になる場合、マルチユーザ間の干渉が一層悪化する。現在、符号分割多元接続技術は、ランダムアクセス又は競合リソースのアクセスの場面に広く応用されている。各アクセスユーザは、自分の変調シンボルを拡散系列で拡散した後、同じ時間周波数リソースにて発信するため、同じ時間周波数リソースを競合して利用する。

関連技術において、符号分割多元接続の場合、１つのユーザが全ての変調シンボルを１つの拡散系列のみで拡散し、即ち、全ての変調シンボルを同じ系列で拡散することがその性能が制限される重要な要素である。このような方式では、受信機が逐次干渉除去技術を用いる場合、その実現が簡便になり、逐次干渉除去の実現過程を簡素化することができるが、しかし、単一の拡散系列の方案では、そのユーザ間の干渉は効果的なランダム化又は平均化にならないため、非直交符号分割多元接続によるアクセス性能には不利である。

関連技術において、１つのユーザが全ての変調シンボルを１つの拡散系列のみで拡散することに起因して、ユーザ間の干渉が効果的なランダム化又は平均化にならない問題に対して、未だに有効な対策が提案されていない。

上記課題を解決するために、本発明の実施例は、符号分割多元接続によるマルチユーザ通信方法及び装置を提供する。

本発明の一実施例によれば、発信機に応用される符号分割多元接続によるマルチユーザ通信方法であって、チャネルエンコーダで符号化されたコードブロックが変調されて得られたＮ個の変調シンボルを取得し、ここで、Ｎが２以上の正整数であることと、少なくとも２つの拡散系列が異なっているＮ個の所定長さの拡散系列に基づいて、前記Ｎ個の変調シンボルを拡散することと、拡散後の変調シンボルを送信することと、を含む符号分割多元接続によるマルチユーザ通信方法が提供される。

本発明の実施例において、擬似乱数列生成器からの出力系列に基づいて、前記Ｎ個の所定長さの拡散系列を決定することと、予め設定された基準に従って、長さが前記所定長さである系列を複数含む予め設定されたテーブルから、前記Ｎ個の所定長さの拡散系列を取得することと、のいずれか一方により前記Ｎ個の所定長さの拡散系列を取得する。

本発明の実施例において、擬似乱数列生成器からの出力系列に基づいて、前記Ｎ個の所定長さの拡散系列を決定することは、前記擬似乱数列生成器で長さがＲである系列を生成し、ここで、Ｒ＝Ｎ×Ｌであり、Ｌが前記所定長さで示される値であることと、前記長さがＲである系列を等分になるようにＮ個の所定長さの系列に分けることと、前記Ｎ個の所定長さの系列を前記Ｎ個の所定長さの拡散系列とすることと、を含む。

本発明の実施例において、擬似乱数列生成器からの出力系列に基づいて、前記Ｎ個の所定長さの拡散系列を決定することは、前記擬似乱数列生成器で長さが予め設定された長さである系列を生成することと、前記予め設定された長さの系列を、長さがＲである系列となるように所定回数繰り返して生成し、ここで、Ｒ＝Ｎ×Ｌであり、Ｌが前記所定長さで示される値であることと、前記長さがＲである系列を等分になるようにＮ個の所定長さの系列に分けることと、前記Ｎ個の所定長さの系列を前記Ｎ個の所定長さの拡散系列とすることと、を含む。

本発明の実施例において、前記予め設定されたテーブルには、長さがそれぞれＬであるＬ個の系列があり、前記系列によってＬ次直交行列が構成され、ここで、Ｌが前記所定長さで示される値である。

本発明の実施例において、前記系列によってＬ次直交行列が構成されることは、前記長さがＬであるＬ個の系列をＬ×Ｌ離散フーリエ変換行列に配列するか、前記Ｌ×Ｌ離散フーリエ変換行列における個々の要素に対して第１の所定値を乗算して前記Ｌ次直交行列が構成されること、を含む。

本発明の実施例において、前記系列によってＬ次直交行列が構成されることは、前記長さがＬである系列をＬ×Ｌアダマール行列に配列するか、Ｌ×Ｌアダマール行列における個々の要素に対して第２の所定値を乗算して前記Ｌ次直交行列が構成されること、を含む。

本発明の実施例において、前記直交行列が、単位行列である。

本発明の実施例において、前記拡散系列が、実系列と複素系列との少なくとも一方を含む。

本発明の実施例において、前記複素系列は、第１の擬似乱数列生成器から長さがＲである第１の実系列を生成し、第２の擬似乱数列生成器から長さがＲである第２の実系列を生成し、ここで、Ｒ＝Ｎ×Ｌであり、Ｌが前記所定長さで示される値であることと、前記第１の実系列のｉ番目の要素を前記複素系列の実部とし、前記第２の実系列のｉ番目の要素を前記複素系列の虚部とし、前記実部及び前記虚部を含む複素数を前記複素系列のｉ番目の複素数要素とし、ここで、ｉ＝１，２，３・・・，Ｒであることと、得られたＲ個の複素数要素によって順番に前記長さがＲである複素系列が構成され、前記長さがＲである複素系列をＮ等分になるように前記所定長さの複素系列に分けることと、により決定される。

本発明の実施例において、前記長さがＲである複素系列をＮ等分になるように前記所定長さの複素系列に分けた後、Ｎ個の前記所定長さの複素系列に対してそれぞれ前記Ｎ個の所定長さの複素系列のエネルギー正規化係数を乗算して、正規化したＮ個の所定長さの複素系列が得られること、をさらに含む。

本発明の実施例において、前記複素系列は、擬似乱数列生成器から長さがＲである整数系列を生成し、ここで、前記整数系列の要素は、整数集合｛０，１，・・・，Ｄ｝又は集合｛１，２，・・・，Ｄ｝からのものであり、Ｒ＝Ｎ×Ｌであり、Ｌが前記所定長さで示される値であり、Ｄが複素数コンステレーションにおけるコンステレーション点の数であることと、前記長さがＲである整数系列の要素について、予め設定されたマッピング規則に従って、前記複素数コンステレーションから前記要素に対応するコンステレーション点を選択することと、前記コンステレーション点によって前記複素系列を決定することと、により決定される。

本発明の実施例において、前記複素系列は、Ｍ元実数を生成可能な擬似乱数列生成器を用いて前記複素系列における全ての複素数要素の実部及び虚部を生成するか、Ｍ元実数集合から、一定の擬似ランダム基準によって前記複素系列における全ての複素数要素の実部及び虚部を選択し、ここで、Ｍが２以上の整数であること、により決定される。

本発明の実施例において、前記Ｍ元実数集合は、前記Ｍが奇数であり、前記実数集合が、[−（Ｍ−１）／２，（Ｍ−１）／２]範囲内のＭ個の整数からなる集合であることと、前記Ｍが偶数であり、前記実数集合が、[−（Ｍ−１），（Ｍ−１）]範囲内のＭ個の奇数からなる集合であることと、前記Ｍが奇数であり、前記実数集合が、[−（Ｍ−１）／２，（Ｍ−１）／２]範囲内のＭ個の整数に対してそれぞれ前記実数集合が対応するエネルギー正規化係数を乗算して得られたＭ個の実数からなる集合であることと、前記Ｍが偶数であり、前記実数集合が、[−（Ｍ−１），（Ｍ−１）]範囲内のＭ個の奇数に対してそれぞれ前記実数集合が対応するエネルギー正規化係数を乗算して得られたＭ個の実数からなる集合であることと、のうち少なくとも一方の要件を満たす。

本発明の実施例において、前記複素系列は、前記Ｍ元実数集合に基づいて、それぞれ前記Ｍ元実数集合から値を取る、長さがＲである第１の実系列及び長さがＲである第２の実系列を生成し、ここで、Ｒ＝Ｎ×Ｌであり、Ｌが前記所定長さで示される値であることと、前記第１の実系列のｉ番目の要素を前記複素系列の実部とし、前記第２の実系列のｉ番目の要素を前記複素系列の虚部とし、前記実部及び前記虚部を含む複素数を前記複素系列のｉ番目の複素数要素とし、ここで、ｉ＝１，２，３・・・，Ｒであることと、得られたＲ個の要素によって順番に前記長さがＲである複素系列が構成され、前記長さがＲである複素系列をＮ等分になるように前記所定長さの複素系列に分けることと、により決定される。

本発明の実施例において、前記長さがＲである複素系列をＮ等分になるように前記所定長さの複素系列に分けた後、Ｎ個の前記所定長さの複素系列に対してそれぞれ前記Ｎ個の所定長さの複素系列のエネルギー正規化係数を乗算して、正規化したＮ個の所定長さの複素系列が得られること、をさらに含む。

本発明の実施例において、前記複素系列は、[０，Ｍ×Ｍ−１]又は[１，Ｍ×Ｍ]範囲内の全ての整数からなる集合であるＭ×Ｍ元整数集合からその値を取る、長さがＲである整数系列を生成することと、前記長さがＲである整数系列の要素について、予め設定されたマッピング規則に従って、複素数コンステレーションから前記要素に対応するコンステレーション点を選択することと、前記コンステレーション点によって前記複素系列を決定することと、により決定される。

本発明の実施例において、前記Ｍの取りうる値は、２，３，４のうち少なくとも１つを含む。

本発明の実施例において、拡散後の変調シンボルを送信することは、前記変調シンボルのマルチキャリア変調を行うことと、変調後の変調シンボルを前記発信機の発信信号とすることと、を含む。

本発明の他の一実施例によれば、受信機に応用される符号分割多元接続によるマルチユーザ通信方法であって、Ｋ個の発信機から発信された発信信号を受信し、ここで、前記発信信号は、前記Ｋ個の発信機それぞれが変調信号を所定長さの拡散系列で拡散処理してから、拡散後の前記変調信号をそれぞれ同じ時間周波数リソースに変調して形成された信号であり、個々の発信機ごとに、Ｎ個の変調シンボルに対して、少なくとも２つの拡散系列が異なっているＮ個の所定長さの拡散系列が存在し、Ｎ及びＫがそれぞれ正整数であることと、前記拡散系列に基づいて前記発信信号を検出することと、を含む符号分割多元接続によるマルチユーザ通信方法がさらに提供される。

本発明の他の一実施例によれば、発信機に応用される符号分割多元接続によるマルチユーザ通信装置であって、チャネルエンコーダで符号化されたコードブロックが変調されて得られたＮ個の変調シンボルを取得し、ここで、Ｎが２以上の正整数である第１の取得モジュールと、少なくとも２つの拡散系列が異なっているＮ個の所定長さの拡散系列に基づいて、前記Ｎ個の変調シンボルを拡散する拡散モジュールと、拡散後の変調シンボルを送信する送信モジュールと、を備える符号分割多元接続によるマルチユーザ通信装置がさらに提供される。

本発明の実施例において、前記装置は、擬似乱数列生成器からの出力系列に基づいて、前記Ｎ個の所定長さの拡散系列を決定する第１の決定モジュールと、予め設定された基準に従って、長さが前記所定長さである系列を複数含む予め設定されたテーブルから、前記Ｎ個の所定長さの拡散系列を取得する第２の取得モジュールと、をさらに備える。

本発明の実施例において、前記拡散系列が、実系列と複素系列との少なくとも一方を含み、前記装置は、第１の擬似乱数列生成器から長さがＲである第１の実系列を生成し、第２の擬似乱数列生成器から長さがＲである第２の実系列を生成し、ここで、Ｒ＝Ｎ×Ｌであり、Ｌが前記所定長さで示される値である生成モジュールと、前記第１の実系列のｉ番目の要素を前記複素系列の実部とし、前記第２の実系列のｉ番目の要素を前記複素系列の虚部とし、前記実部及び前記虚部を含む複素数を前記複素系列のｉ番目の複素数要素とし、ここで、ｉ＝１，２，３・・・，Ｒである第２の決定モジュールと、得られたＲ個の複素数要素によって順番に前記長さがＲである複素系列が構成され、前記長さがＲである複素系列をＮ等分になるように前記所定長さの複素系列に分ける構成モジュールと、をさらに備える。

本発明の実施例において、前記生成モジュールは、さらに、擬似乱数列生成器から長さがＲである整数系列を生成し、ここで、前記整数系列の要素は、整数集合｛０，１，・・・，Ｄ｝又は集合｛１，２，・・・，Ｄ｝からのものであり、Ｒ＝Ｎ×Ｌであり、Ｌが前記所定長さで示される値であり、Ｄが複素数コンステレーションにおけるコンステレーション点の数であるように構成され、前記長さがＲである整数系列の要素について、予め設定されたマッピング規則に従って、前記複素数コンステレーションから前記要素に対応するコンステレーション点を選択する選択モジュールと、前記コンステレーション点によって前記複素系列を決定する第３の決定モジュールと、をさらに備える。

本発明の実施例において、前記選択モジュールは、Ｍ元実数を生成可能な擬似乱数列生成器を用いて前記複素系列における全ての複素数要素の実部及び虚部を生成するか、Ｍ元実数集合から、一定の擬似ランダム基準によって前記複素系列における全ての複素数要素の実部及び虚部を選択し、ここで、Ｍが２以上の整数であるように構成される。

本発明の他の一実施例によれば、受信機に応用される符号分割多元接続によるマルチユーザ通信装置であって、Ｋ個の発信機から発信された発信信号を受信し、ここで、前記発信信号は、前記Ｋ個の発信機それぞれが変調信号を所定長さの拡散系列で拡散処理してから、拡散後の前記変調信号をそれぞれ同じ時間周波数リソースに変調して形成された信号であり、個々の発信機ごとに、Ｎ個の変調シンボルに対して、少なくとも２つの拡散系列が異なっているＮ個の所定長さの拡散系列が存在し、Ｎ及びＫがそれぞれ正整数である受信モジュールと、前記拡散系列に基づいて前記発信信号を検出する検出モジュールと、を備える符号分割多元接続によるマルチユーザ通信装置がさらに提供される。

本発明の実施例によると、少なくとも２つの拡散系列が異なっているＮ個の所定長さの拡散系列を用いて、変調シンボルを拡散する技術案により、関連技術において、１つのユーザが全ての変調シンボルを１つの拡散系列のみで拡散することに起因して、ユーザ間の干渉が効果的なランダム化又は平均化にならない問題を解決し、多元接続性能を向上させ、個々のアクセスユーザが多様な異なる拡散系列を用いて、その変調シンボルを拡散することが可能になり、これにより、ユーザ間の干渉のランダム化、言い換えれば平均化を効果的に図ることができる。

ここで説明する図面は、本発明をさらに理解させるためのものであり、本願の一部を構成し、また、本発明における模式的実施例及びその説明は本発明を説明するものであり、本発明を不当に限定するものではない。図面において、
本発明の実施例による符号分割多元接続によるマルチユーザ通信方法のフローチャートである。 本発明の実施例による符号分割多元接続によるマルチユーザ通信装置の構造ブロック図である。 本発明の実施例による符号分割多元接続によるマルチユーザ通信装置の他の構造ブロック図である。 本発明の実施例による符号分割多元接続によるマルチユーザ通信方法の他のフローチャートである。 本発明の実施例による符号分割多元接続によるマルチユーザ通信装置の他の構造ブロック図である。 本発明の好適な実施例１及び実施例２に係わる発信機による信号処理過程を示す図である。 本発明の好適な実施例１に係わる発信機側のマルチユーザ符号分割多元接続通信方法のフローチャートである。 本発明の好適な実施例２に係わる発信機側のマルチユーザ符号分割多元接続通信方法のフローチャートである。 本発明の好適な実施例３に係わる発信機のブロック図である。 本発明の好適な実施例４に係わる受信機による信号受信及び処理を示す図である。 本発明の好適な実施例４に係わる受信機側のマルチユーザ符号分割多元接続通信方法のフローチャートである。 本発明の好適な実施例４に係わる受信機のブロック図である。 本発明の好適な実施例５における複素拡散系列を生成する一例の原理を示す図である。 本発明の好適な実施例５における複素拡散系列を生成する他の一例の原理を示す図である。 本発明の好適な実施例５におけるＭ元擬似乱数列生成器の原理を示す図である。 本発明の好適な実施例６における複素拡散系列を生成する一例の原理を示す図である。 本発明の好適な実施例６における複素拡散系列を生成する他の一例の原理を示す図である。 本発明の好適な実施例６における３元実数集合から値を取る２つの擬似ランダムな実系列と複素数コンステレーションとのマッピング関係を示す図である。 本発明の好適な実施例６における４元実数集合から値を取る２つの擬似ランダムな実系列と複素数コンステレーションとのマッピング関係を示す図である。 本発明の好適な実施例７における複素拡散系列を生成する一例の原理を示す図である。 本発明の好適な実施例７における複素拡散系列を生成する他の一例の原理を示す図である。

以下、図面を参照しつつ実施例を結合して本発明を詳しく説明する。なお、衝突しない限り、本願の実施例及び実施例中の構成要件を組合せることができる。

本実施例において、発信機側に応用される符号分割多元接続によるマルチユーザ通信方法が提供され、図１は、本発明の実施例による符号分割多元接続によるマルチユーザ通信方法のフローチャートであり、図１に示すように、そのフローは、以下のステップＳ１０２〜ステップＳ１０６を含む。

ステップＳ１０２：チャネルエンコーダで符号化されたコードブロックが変調されて得られたＮ個の変調シンボルを取得し、ここで、Ｎが２以上の正整数である。

ステップＳ１０４：少なくとも２つの拡散系列が異なっているＮ個の所定長さの拡散系列に基づいて、上記Ｎ個の変調シンボルを拡散する。

ステップＳ１０６：拡散後の変調シンボルを送信する。

上記各ステップを通じて、少なくとも２つの拡散系列が異なっているＮ個の拡散系列を用いて変調シンボルを拡散する技術案により、関連技術において、１つのユーザが全ての変調シンボルを１つの拡散系列のみで拡散することに起因して、ユーザ間の干渉が効果的なランダム化又は平均化にならない問題を解決し、個々のアクセスユーザが多様な異なる拡散系列を用いて、その変調シンボルを拡散することが可能になり、これにより、ユーザ間の干渉のランダム化、言い換えれば平均化を効果的に図ることができ、多元接続性能を向上させる。

ステップＳ１０４におけるＮ個の所定長さの拡散系列について、本発明の実施例の１つの代替実施例において、以下の２つの上記Ｎ個の所定長さの拡散系列を取得するための方式が提供され、ここでは一例に過ぎず、本発明の実施例を限定することは意図していない。

（１）擬似乱数列生成器からの出力系列に基づいて、上記Ｎ個の所定長さの拡散系列を決定する方式と、（２）予め設定された基準に従って、複数の系列を含む予め設定されたテーブルから上記Ｎ個の所定長さの拡散系列を取得する方式、である。

上述のようにＮ個の所定長さの拡散系列を取得する方式（１）について、具体的な実施過程において、以下の２つの形態で実現されることができる。

第１の形態
擬似乱数列生成器から長さがＲである系列を直接出力し、ここで、Ｒ＝Ｎ×Ｌであり、Ｌが上記所定長さで示される値であり、そして、上記長さがＲである系列を等分になるようにＮ個の所定長さの系列に分け、上記Ｎ個の所定長さの系列を上記Ｎ個の所定長さの拡散系列とする。

第２の形態
擬似乱数列生成器で長さが予め設定された長さである系列を生成し、上記予め設定された長さの系列を、長さがＲである系列となるように所定回数繰り返して生成し、ここで、Ｒ＝Ｎ×Ｌであり、Ｌが上記所定長さで示される値であり、そして、上記長さがＲである系列を等分になるようにＮ個の所定長さの系列に分け、上記Ｎ個の所定長さの系列を上記Ｎ個の所定長さの拡散系列とする。例えば、擬似乱数列生成器で予め設定された長さが２である系列を生成すると、Ｎが４を取り、所定長さが３である場合、該系列を長さが１２である系列となるように６回繰り返して生成し、そして、該長さが１２である系列を、４等分になるように所定長さが３である拡散系列に分ければよい。

上述のようにＮ個の所定長さの拡散系列を取得する方式（２）について、上記予め設定されたテーブルには、長さがそれぞれＬであるＬ個の系列があり、上記系列によってＬ次直交行列が構成されることができ、もちろん、上記Ｌ次直交行列を構成する方式が多様であり、本発明の実施例の１つの好適な実施例において、上記長さがＬである系列をＬ×Ｌ離散フーリエ変換行列に配列するか、Ｌ×Ｌ離散フーリエ変換行列における個々の要素に対して第１の所定値を乗算してＬ次直交行列が構成され、或いは、上記長さがＬである系列をＬ×Ｌアダマール行列に配列するか、Ｌ×Ｌアダマール行列における個々の要素に対して第２の所定値を乗算して上記Ｌ次直交行列が構成される方式で実現されることができ、上記第１の所定値及び上記第２の所定値は、当業者が経験及び実状に応じて設定することができるが、本発明の好適な実施例はこれについて限定しない。

便宜上、実際の応用において、単位行列を上記直交行列として直接選択することができる。

なお、本発明の実施例に提供される上記拡散系列が実行列とされることができるが、しかし、実際の応用において、現在はやっている符号分割多元接続技術は、実現しやすくするために、拡散系列が２次擬似ランダムな実数系列とされることがほとんどである。しかし、２次擬似ランダムな実数系列、特に長さが短い２次擬似ランダムな実数系列の間の低相互相関度を確保しにくいため、マルチユーザ間の干渉がひどくなり、マルチユーザアクセスの性能を妨害するのは必至であり、この課題を解決するために、本発明の実施例において、上記拡散系列は、複素系列によっても実現可能な技術案がさらに提供され、即ち、個々のユーザは、複数の異なる複素拡散系列を用いてその変調シンボルを拡散し、複素系列が持っている２次実系列より優れた低相互相関の可能性によってアクセス性能を向上させることもでき、また、上記複素系列について、本発明の実施例において、以下の４つの複素系列の決定方式が提供され、なお、以下に提供される４つの決定方式は、必要があれば、組合せたり単独で使用したりすることができるが、本発明の実施例はこれについて限定しない。

１）複素系列を以下のように決定する。第１の擬似乱数列生成器から長さがＲである第１の実系列を生成し、第２の擬似乱数列生成器から長さがＲである第２の実系列を生成し、ここで、Ｒ＝Ｎ×Ｌであり、Ｌが所定長さで示される値である。そして、第１の実系列のｉ番目の要素を上記複素系列の実部とし、第２の実系列のｉ番目の要素を上記複素系列の虚部とし、上記実部及び上記虚部を含む複素数を上記複素系列のｉ番目の複素数要素とし、ここで、ｉ＝１，２，３・・・，Ｒである。得られたＲ個の複素数要素によって順番に上記長さがＲである複素系列が構成され、上記長さがＲである複素系列をＮ等分になる所定長さの複素系列に分ける。

また、Ｎ個の所定長さの複素系列に対してそれぞれ上記Ｎ個の所定長さの複素系列のエネルギー正規化係数を乗算して、正規化したＮ個の所定長さの複素系列が得られるようにしてもよい。

本発明の実施例において、それぞれ上記第１の実系列と第２の実系列を直接出力する２つの乱数列生成器が存在することが可能であり、上記第１の実系列及び第２の実系列から複素系列の実部及び虚部を直接決定することができ、もちろん、複素数コンステレーションを用いて複素系列の実部及び虚部を決定することもできる。

２）複素系列を以下のように決定する。

擬似乱数列生成器から長さがＲである整数系列を生成し、ここで、整数系列の要素は、整数集合｛０，１，・・・，Ｄ｝又は集合｛１，２，・・・，Ｄ｝からのものであり、Ｒ＝Ｎ×Ｌであり、Ｌが上記所定長さで示される値であり、Ｄが複素数コンステレーションにおけるコンステレーション点の数である。そして、長さがＲである整数系列の要素について、予め設定されたマッピング規則に従って、複素数コンステレーションから上記要素に対応するコンステレーション点を選択し、上記コンステレーション点によって複素系列を決定する。

３）複素系列を以下のように決定する。

Ｍ元実数を生成可能な擬似乱数列生成器を用いて複素系列における全ての複素数要素の実部及び虚部を生成するか、Ｍ元実数集合から、一定の擬似ランダム基準によって前記複素系列における全ての複素数要素の実部及び虚部を選択し、ここで、Ｍが２以上の整数である。そして、選択された上記全ての複素数要素の上記実部及び上記虚部に基づいて、上記複素系列を決定する。本発明の実施例は、実際、決定された第１の実系列及び第２の実系列に基づいて複素系列の実部及び虚部を決定するものと読み替えることもできるが、本発明の実施例は、擬似乱数列生成器から出力された系列からデータを抽出して、第１の実系列及び第２の実系列を決定した上で、複素系列の実部及び虚部を決定するものである。

なお、上記実施例における実数集合は、上記実数集合が[−（Ｍ−１）／２，（Ｍ−１）／２]範囲内のＭ個の整数からなる集合であり、ここで、Ｍが奇数であることと、上記実数集合が[−（Ｍ−１），（Ｍ−１）]範囲内のＭ個の奇数からなる集合であり、ここで、Ｍが偶数であることと、上記実数集合が[−（Ｍ−１）／２，（Ｍ−１）／２]範囲内のＭ個の整数に対してそれぞれ上記実数集合が対応するエネルギー正規化係数を乗算して得られたＭ個の実数からなる集合であり、ここで、Ｍが奇数であることと、上記実数集合が[−（Ｍ−１），（Ｍ−１）]範囲内のＭ個の奇数に対してそれぞれ上記実数集合が対応するエネルギー正規化係数を乗算して得られたＭ個の実数からなる集合であり、ここで、Ｍが偶数であることと、のうち少なくとも一方の要件を満たし、Ｍの取りうる値は、２，３，４のうち少なくとも１つを含む。

すると、上記Ｍ元実数集合に基づいて、それぞれＭ元実数集合から値を取る、長さがＲである第１の実系列及び長さがＲである第２の実系列を生成し、ここで、Ｒ＝Ｎ×Ｌであり、Ｌが所定長さで示される値であることと、第１の実系列のｉ番目の要素を複素系列の実部とし、第２の実系列のｉ番目の要素を複素系列の虚部とし、上記実部及び上記虚部を含む複素数を上記複素系列のｉ番目の複素数要素とし、ここで、ｉ＝１，２，３・・・，Ｒであることと、得られたＲ個の要素によって順番に長さがＲである複素系列が構成され、長さがＲである複素系列をＮ等分になるように上記所定長さの複素系列に分けることと、により複素系列を決定する。

複素系列の結果をより標準化したものにするために、上記長さがＲである複素系列をＮ等分になるように上記所定長さの複素系列に分けた後、Ｎ個の上記所定長さの複素系列に対してそれぞれ上記Ｎ個の所定長さの複素系列のエネルギー正規化係数を乗算して、正規化したＮ個の所定長さの複素系列が得られる工程をさらに実行してもよい。

４）複素系列を以下のように決定する。[０，Ｍ×Ｍ−１]又は[１，Ｍ×Ｍ]範囲内の全ての整数からなる集合であるＭ×Ｍ元整数集合からその値を取る、長さがＲである整数系列を生成する。そして、上記長さがＲである整数系列の要素について、予め設定されたマッピング規則に従って、複素数コンステレーションから上記要素に対応するコンステレーション点を選択する。上記拡散系列を決定する工程を実行し終わって、上記拡散系列に基づいて変調シンボルを拡散した後、上記ステップＳ１０６は、上記変調シンボルのマルチキャリア変調を行い、そして、変調後の変調シンボルを上記発信機の発信信号とすることにより実現されることができる。

本実施例において、発信機に応用される符号分割多元接続によるマルチユーザ通信装置がさらに提供され、上記実施例及び好適な実施形態を実現するものであって、既に説明したものは省略される。以下で使用する用語「モジュール」とは、所定の機能を実現可能なソフトウェア及び／又はハードウェアの組合せである。以下の実施例に説明する装置をソフトウェアで実現することが好ましいが、ハードウェア又はソフトウェアとハードウェアとの組合せにより実現することも可能であり、構想されている。

図２は、本発明の実施例による符号分割多元接続によるマルチユーザ通信装置の構造ブロック図であり、図２に示すように、この装置は、
チャネルエンコーダで符号化されたコードブロックが変調されて得られたＮ個の変調シンボルを取得し、ここで、Ｎが２以上の正整数である第１の取得モジュール２０と、
第１の取得モジュール２０に接続され、少なくとも２つの拡散系列が異なっているＮ個の所定長さの拡散系列に基づいて、上記Ｎ個の変調シンボルを拡散する拡散モジュール２２と、
拡散モジュール２２に接続され、拡散後の変調シンボルを送信する送信モジュール２４と、を備える。

上記各モジュールの統合作用によって、少なくとも２つの拡散系列が異なっているＮ個の拡散系列を用いて変調シンボルを拡散する技術案により、関連技術において、１つのユーザが全ての変調シンボルを１つの拡散系列のみで拡散することに起因して、ユーザ間の干渉が効果的なランダム化又は平均化にならない問題を解決し、個々のアクセスユーザが多様な異なる拡散系列を用いて、その変調シンボルを拡散することが可能になり、これにより、ユーザ間の干渉のランダム化、言い換えれば平均化を効果的に図ることができ、多元接続性能を向上させる。

上記実施例における拡散系列を決定するために、図３に示すように、上記装置は、拡散モジュール２２に接続され、擬似乱数列生成器からの出力系列に基づいて、上記Ｎ個の所定長さの拡散系列を決定する第１の決定モジュール２６と、拡散モジュール２２に接続され、予め設定された基準に従って、複数の系列を含む予め設定されたテーブルから上記Ｎ個の所定長さの拡散系列を取得する第２の取得モジュール２８と、をさらに備える。

上記拡散系列が、実系列、複素系列のうち少なくとも一方を含む場合、上記装置は、第１の擬似乱数列生成器から長さがＲである第１の実系列を生成し、第２の擬似乱数列生成器から長さがＲである第２の実系列を生成し、ここで、Ｒ＝Ｎ×Ｌであり、Ｌが上記所定長さで示される値である生成モジュール３０と、
生成モジュール３０に接続され、上記第１の実系列のｉ番目の要素を上記複素系列の実部とし、上記第２の実系列のｉ番目の要素を上記複素系列の虚部とし、上記実部及び上記虚部を含む複素数を上記複素系列のｉ番目の複素数要素とし、ここで、ｉ＝１，２，３・・・，Ｒである第２の決定モジュール３２と、
第２の決定モジュール３２に接続され、得られたＲ個の複素数要素によって順番に上記長さがＲである複素系列が構成され、上記長さがＲである複素系列をＮ等分になるように上記所定長さの複素系列に分ける構成モジュール３４と、をさらに備えてもよい。

本発明の実施例は、上記技術案に対して、生成モジュール３０がさらに、擬似乱数列生成器から長さがＲである整数系列を生成し、ここで、前記整数系列の要素は、整数集合｛０，１，・・・，Ｄ｝又は集合｛１，２，・・・，Ｄ｝からのものであり、Ｒ＝Ｎ×Ｌであり、Ｌが前記所定長さで示される値であり、Ｄが複素数コンステレーションにおけるコンステレーション点の数であるように構成され、生成モジュール３０に接続され、上記長さがＲである整数系列の要素について、予め設定されたマッピング規則に従って、複素数コンステレーションから上記要素に対応するコンステレーション点を選択する選択モジュール３６と、選択モジュール３６に接続され、上記コンステレーション点によって上記複素系列を決定する第３の決定モジュール３８と、を備えることにおいてさらに改良している。

選択モジュール３６は、Ｍ元実数を生成可能な擬似乱数列生成器を用いて複素系列における全ての複素数要素の実部及び虚部を生成するか、Ｍ元実数集合から、一定の擬似ランダム基準によって複素系列における全ての複素数要素の実部及び虚部を選択し、ここで、Ｍが２以上の整数であるように構成され、第３の決定モジュール３８は、選択された上記全ての複素数要素の上記実部及び上記虚部に基づいて、上記複素系列を決定するように構成されてもよい。

上記実施例に提供される技術案をさらに改良するために、本実施例において、受信機側に応用される符号分割多元接続によるマルチユーザ通信方法が提供され、図４は、本発明の実施例による符号分割多元接続によるマルチユーザ通信方法のフローチャートであり、図４に示すように、そのフローは、以下のステップＳ４０２〜ステップＳ４０４を含む。

ステップＳ４０２：Ｋ個の発信機から発信された発信信号を受信し、ここで、上記発信信号は、上記Ｋ個の発信機それぞれが所定長さの拡散系列を用いて変調信号を拡散処理してから、上記拡散後の変調信号をそれぞれ同じ時間周波数リソースに変調して形成された信号であり、個々の発信機ごとに、Ｎ個の変調シンボルに対して、少なくとも２つの拡散系列が異なっているＮ個の所定長さの拡散系列が存在し、Ｎ及びＫがそれぞれ正整数である。

ステップＳ４０４：上記拡散系列に基づいて上記発信信号を検出する。

上記各ステップを通じて、発信機から送信された、少なくとも２つの拡散系列が異なっているＮ個の拡散系列に基づいて個々の発信機内の変調シンボルを拡散処理したものを受信する技術案により、関連技術において、１つのユーザが全ての変調シンボルを１つの拡散系列のみで拡散することに起因して、ユーザ間の干渉が効果的なランダム化又は平均化にならない問題を解決し、個々のアクセスユーザが多様な異なる拡散系列を用いて、その変調シンボルを拡散することが可能になり、これにより、ユーザ間の干渉のランダム化、言い換えれば平均化を効果的に図ることができ、多元接続性能を向上させる。

本実施例において、受信機に応用される符号分割多元接続によるマルチユーザ通信装置がさらに提供され、上記実施例及び好適な実施形態を実現するものであって、既に説明したものは省略される。以下で使用する用語「モジュール」とは、所定の機能を実現可能なソフトウェア及び／又はハードウェアの組合せである。以下の実施例に説明する装置をソフトウェアで実現することが好ましいが、ハードウェア又はソフトウェアとハードウェアとの組合せにより実現することも可能であり、構想されている。

図５は、本発明の実施例による符号分割多元接続によるマルチユーザ通信装置の構造ブロック図であり、図５に示すように、この装置は、
Ｋ個の発信機から発信された発信信号を受信し、ここで、上記発信信号は、上記Ｋ個の発信機それぞれが所定長さの拡散系列を用いて変調信号を拡散処理してから、上記拡散後の変調信号をそれぞれ同じ時間周波数リソースに変調して形成された信号であり、個々の発信機ごとに、Ｎ個の変調シンボルに対して、少なくとも２つの拡散系列が異なっているＮ個の所定長さの拡散系列が存在し、Ｎ及びＫがそれぞれ正整数である受信モジュール５０と、
受信モジュール５０に接続され、上記拡散系列に基づいて上記発信信号を検出する検出モジュール５２と、を備える。

上記各モジュールの統合作用によって、発信機から送信された、少なくとも２つの拡散系列が異なっているＮ個の拡散系列に基づいて個々の発信機内の変調シンボルを拡散処理したものを受信する技術案により、関連技術において、１つのユーザが全ての変調シンボルを１つの拡散系列のみで拡散することに起因して、ユーザ間の干渉が効果的なランダム化又は平均化にならない問題を解決し、個々のアクセスユーザが多様な異なる拡散系列を用いて、その変調シンボルを拡散することが可能になり、これにより、ユーザ間の干渉のランダム化、言い換えれば平均化を効果的に図ることができ、多元接続性能を向上させる。

上記実施例に係わる符号分割多元接続によるマルチユーザ通信過程をよりよく理解するために、以下、いくつかの好適な実施例を結合して説明するが、本発明の実施例を限定するものではない。

なお、本発明の好適な例における「Ｌ」は、本発明の上記実施例における所定長さと読み替えることができる。

（好適な実施例１）
図６は、本発明の好適な実施例１による発信機の信号処理のフローチャートであり、図６に示すように、本実施例において、マルチユーザ符号分割多元接続通信方法及び対応する発信機、受信機が提供される。該発信機（例えば、送受信システムにおける端末であり、端末発信機とも呼ばれる）による信号処理過程は、図６に示すようであり、送信すべきデータビットがまず符号化変調されて、若干のデータシンボルが得られ、ここで、チャネルエンコーダで符号化された１つのコードブロックが変調されてＮ個のデータシンボルが得られるとすると、該Ｎ個のデータシンボルをＮ個の全く同じでない拡散系列で拡散して、拡散後のシンボル系列が得られ、Ｎ個の全く同じでない拡散系列で拡散することにより、ユーザ間干渉のランダム化を図る目的を達成することができる。そして、拡散後のシンボル系列がさらにキャリア変調されて発信信号を形成して発信する。

本発明の好適な実施例１において、発信機側のマルチユーザ符号分割多元接続通信方法のフローは、図７に示すように、以下のステップＳ７０２〜ステップＳ７０６を含む。

ステップＳ７０２：用いられるＮ個の全く同じでない拡散系列（それぞれの系列の長さをＬとする）は、ある擬似乱数列生成器で生成したものであると決定する。

ステップＳ７０４：上記Ｎ個の拡散系列を用いて、送信すべき１つのチャネルコーディングコードブロックを変調したＮ個のデータシンボルを１つずつ拡散処理して、拡散後のシンボル系列を生成する。

このステップＳ７０４における拡散処理とは、符号化変調後のそれぞれの変調データシンボルと対応する１つの長さＬの拡散系列の個々の要素とを乗算し、１つのコードブロックが対応する異なる変調シンボル用の拡散系列が全く同じでなく、このように、１つの変調シンボルを拡散して長さがＬであるシンボル系列を形成し、最後に１つのコードブロックが対応するＮ個の変調シンボルを拡散して長さがＮ×Ｌであるシンボル系列を形成することをいう。

ステップＳ７０６：上記拡散後のシンボル系列を送信する。

このステップＳ７０６において、好ましくは、上記拡散後のシンボル系列をマルチキャリア変調することで、発信信号を形成して発信することができる。

１つの代替例において、上記ステップＳ７０２において、用いられるＮ個の全く同じでない長さＬの拡散系列は、ある擬似乱数列生成器で生成した長さＮ×Ｌの系列をＮ等分したものであると決定し、ここで、
上記長さＮ×Ｌの系列を、ある擬似乱数列生成器から直接出力するか、繰り返して生成するようにすることができ、
２つの長さＮ×Ｌの実系列を、２つの擬似乱数列生成器から直接出力するか、繰り返して生成し、そして、該２つの実数系列の要素をそれぞれＮ×Ｌ個の複素数の実部及び虚部とし、該Ｎ×Ｌ個の複素数によって上記長さＮ×Ｌの複素系列が構成されるようにしてもよく、
１つの長さ２×Ｎ×Ｌの実系列を、１つの擬似乱数列生成器から直接出力するか、繰り返して生成し、そして、そのＮ×Ｌ個の偶数位置及びＮ×Ｌ個の奇数位置の要素をＮ×Ｌ個の複素数の実部及び虚部とし、該Ｎ×Ｌ個の複素数によって上記長さＮ×Ｌの複素系列が構成されるようにしてもよく、
１つの長さＮ×Ｌの整数系列を、ある擬似乱数列生成器で直接生成するか、繰り返して生成し、そして、該整数系列の要素をインデックスとして１つの複素数コンステレーションから対応する複素数を選択して上記長さＮ×Ｌの複素系列を構成するようにしてもよい。

最後に、上述のような長さＮ×Ｌの系列を等分になるようにＮセグメントに分けて、Ｎ個の全く同じでない長さＬの拡散系列を形成する。

（好適な実施例２）
本発明の実施例２において、マルチユーザ符号分割多元接続通信方法及び対応する発信機、受信機が提供される。該発信機（例えば、送受信システムにおける端末であり、端末発信機とも呼ばれる）による信号処理過程は、図６に示すようであり、送信すべきデータビットがまず符号化変調されて、若干のデータシンボルが得られ、ここで、チャネルエンコーダで符号化された１つのコードブロックが変調されてＮ個のデータシンボルが得られるとすると、該Ｎ個のデータシンボルをＮ個の全く同じでない拡散系列で拡散して、拡散後のシンボル系列が得られ、Ｎ個の全く同じでない拡散系列で拡散することにより、ユーザ間干渉のランダム化を図る目的を達成することができる。そして、拡散後のシンボル系列がさらにキャリア変調されて発信信号を形成して発信する。

本発明の好適な実施例において、発信機側のマルチユーザ符号分割多元接続通信方法のフローは、図８に示すように、以下のステップＳ８０２〜ステップＳ８０６を含む。

ステップＳ８０２：用いられるＮ個の全く同じでない拡散系列（それぞれの系列の長さをＬとする）は、送信側と受信側の双方が合意した若干の長さＬの系列からなるテーブルから、一定の擬似ランダム基準に従ってＮ回選択して生成したものであると決定する。

ステップＳ８０４：上記Ｎ個の拡散系列を用いて、送信すべき１つのチャネルコーディングコードブロックを変調したＮ個のデータシンボルを１つずつ拡散処理して、拡散後のシンボル系列を生成する。

このステップにおける拡散処理とは、符号化変調後のそれぞれの変調データシンボルと対応する１つの長さＬの拡散系列の個々の要素とを乗算し、１つのコードブロックが対応する異なる変調シンボル用の拡散系列が全く同じでなく、このように、１つの変調シンボルを拡散して長さがＬであるシンボル系列を形成し、最後に１つのコードブロックが対応するＮ個の変調シンボルを拡散して長さがＮ×Ｌであるシンボル系列を形成することをいう。

ステップＳ８０６：上記拡散後のシンボル系列を送信する。

このステップにおいて、上記拡散後のシンボル系列をマルチキャリア変調することで、発信信号を形成して発信することが好ましい。

一例において、上記ステップＳ８０２において、用いられるＮ個の全く同じでない長さＬの拡散系列は、送信側と受信側の双方が合意した若干の長さＬの系列からなるテーブルから、一定の擬似ランダム基準に従ってＮ回選択してなるものであると決定する。

上記Ｎ個の全く同じでない拡散系列は、送信側と受信側の双方が合意したＬ個の長さＬの相互直交系列からなるテーブルから、一定の擬似ランダム基準に従ってＮ回選択してなるものであってもよい。ここで、上記Ｌ個の長さＬの相互直交した系列によって、Ｌ×Ｌの離散フーリエ変換行列（DFT matrix）が構成されるか、Ｌ×Ｌの離散フーリエ変換行列のそれぞれの要素を同じ値で除算した行列である直交行列が構成される。ここで、上記Ｌ個の長さＬの相互直交した系列によって、Ｌ×Ｌのアダマール行列（Hadamard matrix）が構成されるか、Ｌ×Ｌのアダマール行列のそれぞれの要素を同じ値で除算した行列である直交行列が構成されてもよい。ここで、上記Ｌ個の長さＬの相互直交した系列によって、Ｌ×Ｌの単位行列が構成されてもよい。

（好適な実施例３）
本発明の好適な実施例において、マルチユーザ符号分割多元接続通信方法及び対応する発信機、受信機が提供される。該発信機（例えば、送受信システムにおける端末であり、端末発信機とも呼ばれる）による信号処理過程は、図６に示すようであり、送信すべきデータビットがまず符号化変調されて、若干のデータシンボルが得られ、ここで、チャネルエンコーダで符号化された１つのコードブロックが変調されてＮ個のデータシンボルが得られるとすると、該Ｎ個のデータシンボルをＮ個の全く同じでない拡散系列で拡散して、拡散後のシンボル系列が得られ、Ｎ個の全く同じでない拡散系列で拡散することにより、ユーザ間干渉のランダム化を図る目的を達成することができる。そして、拡散後のシンボル系列がさらにキャリア変調されて発信信号を形成して発信する。

本実施例において、発信機側のマルチユーザ符号分割多元接続通信方法のフローは、図７又は図８に示すように、以下のステップを含む。

ステップＳ７０２又はステップＳ８０２：用いられるＮ個の長さＬの拡散系列は、いずれも複素拡散系列であり、上記複素拡散系列のそれぞれの要素が複素数であり、且つ上記複素拡散系列における全ての要素の実部及び虚部は、いずれもＭ元実数集合からその値を取り、ここで、Ｍは２以上の整数である、と決定する。

いわゆるＭ元実数集合は、Ｍ個の実数からなる集合であり、上記Ｍ元実数集合は以下の集合のいずれかであることが好ましい。

上記Ｍが奇数であり、上記Ｍ元実数集合が、[−（Ｍ−１）／２，（Ｍ−１）／２]範囲内のＭ個の整数からなる集合であり、或いは、
上記Ｍが偶数であり、上記Ｍ元実数集合が、[−（Ｍ−１），（Ｍ−１）]範囲内のＭ個の奇数からなる集合であり、或いは、
上記Ｍが奇数であり、上記Ｍ元実数集合が、[−（Ｍ−１）／２，（Ｍ−１）／２]範囲内のＭ個の整数に対してそれぞれ対応するエネルギー正規化係数を乗算して得られたＭ個の実数からなる集合であり、或いは、
上記Ｍが偶数であり、上記Ｍ元実数集合が、[−（Ｍ−１），（Ｍ−１）]範囲内のＭ個の奇数に対してそれぞれ対応するエネルギー正規化係数を乗算して得られたＭ個の実数からなる集合である。

ステップＳ７０４又はステップＳ８０４：上記複素拡散系列を用いて、送信すべきデータシンボルを拡散処理して、拡散後のシンボル系列を生成する。このステップにおける拡散処理とは、それぞれの符号化変調後のデータシンボルと上記複素拡散系列の個々の要素（複素数シンボル）とを複素数乗算し、最後に全ての拡散系列と同じ長さの複素数シンボル系列を形成することをいう。

ステップＳ７０６又はステップＳ８０６：上記拡散後のシンボル系列を送信する。

このステップにおいて、上記拡散後のシンボル系列をマルチキャリア変調することで、発信信号を形成して発信することが好ましい。

一例において、上記ステップＳ７０２において、用いられる複素拡散系列を決定することは、擬似ランダムな第１の実系列と第２の実系列を生成し、上記第１の実系列と第２の実系列における全ての要素は、上記Ｍ元実数集合からその値を取り、且つ上記第１の実系列と第２の実系列に含まれる要素数は、それぞれ上記複素系列の要素数Ｎ×Ｌに等しいことと、上記第１の実系列のｉ番目の要素を実部とし、上記第２の実系列のｉ番目の要素を虚部とし、該実部及び該虚部を含む複素数を上記複素系列のｉ番目の要素とし、ここで、ｉ＝１，２，３・・・，Ｎ×Ｌであり、Ｌが２以上の整数であることと、得られたＮ×Ｌ個の要素によって順番に上記長さＮ×Ｌの複素系列が構成され、上記長さＮ×Ｌの複素系列をＮ等分してＮ個の長さＬの複素系列が形成されるか、上記Ｎ部のＬ個の複素数に対して対応するエネルギー正規化係数を乗算して順番に上記Ｎ個の長さＬの複素拡散系列が構成されることと、を含む。

別の一例において、上記ステップＳ７０２において、用いられる複素拡散系列を決定することは、擬似ランダムな整数系列を生成し、上記整数系列はＮ×Ｌ個の要素を含み、且つ全ての要素は、[０，Ｍ×Ｍ−１]又は[１，Ｍ×Ｍ]範囲内の全整数からなる集合であるＭ×Ｍ元整数集合からその値を取り、Ｌが２以上の整数であることと、上記擬似ランダムな整数系列におけるＮ×Ｌ個の要素に基づいて、予め設定されたマッピング規則に従って、Ｍ×Ｍ点の複素数コンステレーションから対応するＮ×Ｌ個のコンステレーション点を選択することと、上記Ｎ×Ｌ個のコンステレーション点が対応するＮ×Ｌ個の複素数を決定し、上記長さＮ×Ｌの複素系列をＮ等分してＮ個の長さＬの複素系列が形成されるか、上記Ｎ部のＬ個の複素数に対して対応するエネルギー正規化係数を乗算して順番に上記Ｎ個の長さＬの複素拡散系列が構成されることと、を含む。

これに応じて、本実施例におけるマルチユーザ符号分割多元接続通信システムの発信機は、図９に示すように、
用いられるＮ個の拡散系列を決定し、上記Ｎ個の拡散系列が全く同じでないとともに、全ての系列のそれぞれの要素が複素数であり、且つ上記複素拡散系列における全ての要素の実部及び虚部は、いずれもＭ元実数集合からその値を取り、ここで、Ｍは２以上の整数である系列決定装置９０と、
上記複素拡散系列を用いて、送信すべきデータシンボルを拡散処理して、拡散後のシンボル系列を生成する拡散装置９２と、
上記拡散後のシンボル系列を送信する信号発信装置９４と、を備える。上記拡散後のシンボル系列をマルチキャリア変調することで、発信信号を形成して発信することが好ましい。

好ましくは、上記系列決定装置９０により決定された上記複素拡散系列における全ての要素の実部及び虚部は、いずれもＭ元実数集合からその値を取り、ここで、
上記Ｍが奇数であり、上記Ｍ元実数集合が、[−（Ｍ−１）／２，（Ｍ−１）／２]範囲内のＭ個の整数からなる集合であり、或いは、
上記Ｍが偶数であり、上記Ｍ元実数集合が、[−（Ｍ−１），（Ｍ−１）]範囲内のＭ個の奇数からなる集合であり、或いは、
上記Ｍが奇数であり、上記Ｍ元実数集合が、[−（Ｍ−１）／２，（Ｍ−１）／２]範囲内のＭ個の整数に対してそれぞれ対応するエネルギー正規化係数を乗算して得られたＭ個の実数からなる集合であり、或いは、
上記Ｍが偶数であり、上記Ｍ元実数集合が、[−（Ｍ−１），（Ｍ−１）]範囲内のＭ個の奇数に対してそれぞれ対応するエネルギー正規化係数を乗算して得られたＭ個の実数からなる集合である。

上記方案において、発信機は、特定した複素系列を拡散系列として用いて、送信すべきデータシンボルの拡散処理を行い、受信機に上記発信機から発信された信号を受信させ、そして、複数の発信機が同じ時間周波数リソースによって情報を同時に受信機に送信する場合、各発信機がそれぞれの複素拡散系列を用いて、それぞれの送信すべきデータシンボルの拡散処理を行うことにより、受信機が異なる発信機から発信された信号を認識することが可能になる。

個々のユーザが複数の異なる拡散系列を用いてその変調シンボルを拡散することにより、ユーザ間の干渉のランダム化、言い換えれば平均化を効果的に図ることができる。これに加え、複素系列（即ち、系列における個々の要素がいずれも複素数である）は、２元実系列よりも大きな設計の自由度を有することが可能であり、低相互相関性の系列集合を符号分割多元接続のための拡散系列集合として選択することがより容易である。このため、本方案は、より優れた符号分割多元接続性能を取得することができ、これにより、より高いシステム過負荷レベルをサポートし、ユーザの非直交過負荷アクセス及び通信体験を向上させることができる。

（好適な実施例４）
本発明の好適な実施例４は、受信機側のマルチユーザ符号分割多元接続通信方法及び対応する受信機に関わっており、該受信機（例えば、送受信システムにおける基地局）による信号受信及び処理原理は、図１０に示すようであり、図１０には、Ｋ個の発信機から発信された信号（それぞれの発信機による信号発信時の処理は図６に示すようである）が空中を無線伝搬した後、受信機は、Ｋ個の発信機から発信された信号の重畳信号を受信し、干渉除去信号検出器は、該重畳信号を受信検出し、各発信機から送信されたデータを得ることが示されている。本発明の実施例において、上記干渉除去信号検出器は、逐次干渉除去（Successive Interference Cancellation、ＳＩＣ）信号検出器である。

図１１は、受信機側のマルチユーザ符号分割多元接続通信方法のフローを示し、以下のステップＳ１１０２〜ステップＳ１１０４を含む。

ステップＳ１１０２：複数の発信機から発信された信号であって、上記複数の発信機がそれぞれの拡散系列を用いて、それぞれの送信すべきデータシンボルの拡散処理を行ってから、生成された拡散後のシンボル系列をそれぞれ同じ時間周波数リソースに変調して形成された信号を受信する。

このステップＳ１１０２において、上記個々の発信機が用いた拡散系列は全く同じでなく、ある擬似乱数列生成器で生成したものであるか、送信側と受信側の双方が合意した若干の長さＬの系列からなるテーブルから、一定の擬似ランダム基準に従って数回選択して生成したものである。

ステップＳ１１０４：受信した上記複数の発信機から発信された信号を、干渉除去信号検出器を用いて受信検出し、検出時に、上記複数の発信機が用いた拡散系列を用いる。

具体的な受信検出方法について、本発明の好適な実施例は何らも限定していない。しかし、検出中、受信機は、各端末から発信された信号を認識するように、いずれも上記複数の発信機が用いた拡散系列を用いる必要がある。

これに応じて、本実施例における受信機側のマルチユーザ符号分割多元接続通信システムの受信機は、図１２に示すように、
複数の発信機から発信された信号であって、上記複数の発信機がそれぞれの拡散系列を用いて、それぞれの送信すべきデータシンボルの拡散処理を行ってから、生成された拡散後のシンボル系列をそれぞれ同じ時間周波数リソースに変調して形成された信号を受信する信号受信装置１２００と、
受信した上記複数の発信機から発信された信号を、干渉除去信号検出器を用いて受信検出し、検出時に、上記複数の発信機が用いた拡散系列を用いる受信検出装置１２０２と、を備える。

上記拡散系列の数は、１つのチャネルコーティングコードブロックが対応する変調シンボルの数と同じであり、且つ全く同じでない。

上記好適な実施例１及び好適な実施例２の方案（発信機側と受信機側のマルチユーザ符号分割多元接続通信方法及び対応する発信機と受信機）は、具体的な応用にあたり、ＭＣ−ＣＤＭＡシステムに応用されることができ、また、競合アクセス場面、スケジューリングレスアクセス場面等に応用されることができる。

ＭＣ−ＣＤＭＡシステムに応用される場合、発信機は、上記Ｎ個の全く同じでない拡散系列を用いて、１つのコードブロックが対応するＮ個の変調シンボルの拡散処理を行い（即ち、拡散系列の数は、チャネルコーティングコードブロックが対応する変調シンボルの数と同じである）、拡散後のシンボル系列を得て受信機に送信する。複数の発信機が同じ周波数帯域幅又はサブキャリアリソースを用いることができる。これに応じて、受信機は、複数の発信機から発信された信号を受信した後、干渉除去信号検出器を用いて受信検出し、これにより、同じ時間周波数リソースを用いる複数の端末を有効に区別することができ、その上、システム容量を効果的に高め、一定の伝送速度の条件下でより多くの端末のアクセス数を負荷し、より高いシステム過負荷レベルをサポートし、ユーザの非直交過負荷アクセス及び通信体験を向上させることができる。

競合アクセス場面に応用される場合、複数の、ひいては数多くのユーザ端末が同時にシステムにアクセスするよう要求し、各端末の発信機がそれぞれ上記特定した拡散系列を用いて、送信するデータシンボルの拡散処理を行うと、受信機は、各端末の発信機から発信された信号を干渉除去信号検出器で受信検出し、これにより、各端末から発信された信号を有効に区別することができ、その上、より高いシステム過負荷レベルをサポートし、システムへのアクセス効率を効果的に改良し、端末のアクセス体験を向上させることができる。

スケジューリングレスアクセス場面に応用される場合、ユーザ端末はデータを送信する必要があれば、使用可能な時間周波数リソースにてデータ伝送を行うことができ、複数のユーザ端末が同じ時間周波数リソースを用いたデータ伝送を同時に行うことがある。各端末の発信機がそれぞれ上記特定した拡散系列を用いて、送信するデータシンボルの拡散処理を行う一方、受信機は、各端末の発信機から発信された信号を干渉除去信号検出器で受信検出し、これにより、各端末から発信された信号を有効に区別することができ、その上、より高いシステム過負荷レベルをサポートし、ユーザ端末のスケジューリングレスアクセス及び通信体験を向上させることができるだけでなく、システムのスケジューリングシグナリングを減少し、端末のアクセス遅延を低減することもできる。

（好適な実施例５）
本実施例にてＮ個の長さＬの複素拡散系列を生成する方法が提供され、発信機はまず２つの擬似ランダムな実系列に基づいて、長さＮ×Ｌの複素拡散系列を生成し、該２つの擬似ランダムな実系列における全ての要素は、実施例３で説明したＭ元実数集合からその値を取るとともに、該２つの擬似ランダムな実系列の長さは、複素拡散系列の長さと同じである。最後に、この長さＮ×Ｌの複素拡散系列を等分になるようにＮセグメントに分けて、所望のＮ個の長さＬの複素拡散系列を生成する。

本発明の好適な実施例において、２つの擬似ランダムな実系列は、それぞれ発信機における２つの擬似乱数列生成器で独立して生成され、図１３に示すように、第１の擬似乱数列生成器で長さがＮ×Ｌである擬似ランダムな第１の実系列を生成し、第２の擬似乱数列生成器で長さがＮ×Ｌである擬似ランダムな第２の実系列を生成する。

別の実施例において、図１４に示すように、まず発信機における１つの擬似乱数列生成器から、１つの長さが２×Ｎ×Ｌである擬似ランダムな基礎実系列を生成し、該基礎実系列における全ての要素は、実施例３で説明したＭ元実数集合からその値を取り、そして、該擬似ランダムな基礎実系列を直並列変換するか、セグメント別に記憶するか、周期的にサンプリングし、長さがいずれもＮ×Ｌである擬似ランダムな第１の実系列と擬似ランダムな第２の実系列を形成する。

直並列変換方式を用いれば、擬似ランダムな基礎実系列の長さを２×Ｎ×Ｌとし、該基礎実系列の要素インデックス初期値を０とする。これは、該基礎実系列の偶数位置の要素で擬似ランダムな第１の実系列が形成され、該基礎実系列の奇数位置の要素で擬似ランダムな第２の実系列が形成されることに該当する。

周期的サンプリング方式を用いれば、擬似ランダムな基礎実系列の長さをＮ×Ｌの数倍とすると、該基礎実系列から一部の位置の要素を周期的に抽出して擬似ランダムな第１の実系列とし、同様に、他の一部の位置の要素を周期的に抽出して擬似ランダムな第２の実系列とすることができる。

本実施例において、図１３、図１４に示すように、擬似ランダムな第２の実系列の各要素を９０°位相偏移した（ｅｊπ／２が掛け算された）後、擬似ランダムな第１の実系列の各要素とビット単位で加算して複素拡散系列が生成され、式で表すと、
ComplexSeq = Seq1+Seq2×ejπ/2となる。

ここで、ComplexSeqが複素拡散系列を表し、Seq1が擬似ランダムな第１の実系列を表し、Seq2が擬似ランダムな第２の実系列を表し、また、Seq2の各要素を９０°位相偏移する（ｅｊπ／２が掛け算される）ことは、Seq2をComplexSeqの虚部とすることに相当する。上記式における加算とは、ビット単位での加算を意味し、即ち、Seq1のｉ番目の要素を実部とし、Seq2のｉ番目の要素を虚部とし、該実部及び該虚部を含む複素数をComplexSeqのｉ番目の要素とし、ｉ＝１，２，・・・，Ｌであることに留意されたい。

Ｍ＝３を例とすると、擬似ランダムな第１の実系列及び第２の実系列における全ての要素は、３元実数集合｛１，０，−１｝からその値を取る。擬似ランダムな第２の実系列を「１，−１，０，−１，１，０，−１，１」とし、その各要素を９０°位相偏移することは、その各要素にｅｊπ／２が掛け算されることに相当し、これにより、「ｅｊπ／２，−ｅｊπ／２，０，−ｅｊπ／２，ｅｊπ／２，０，−ｅｊπ／２，ｅｊπ／２」が得られる。擬似ランダムな第１の実系列を「−１，０，１，１，−１，１，−１，０」とすると、双方をビット単位で加算して、複素系列「−１＋ｅｊπ／２，−ｅｊπ／２，１，１−ｅｊπ／２，−１＋ｅｊπ／２，１，−１−ｅｊπ／２，ｅｊπ／２」を生成し、該複素系列を「−１＋ｊ，−ｊ，１，１−ｊ，−１＋ｊ，１，−１−ｊ，ｊ」で表してもよい。該複素系列を上記複素拡散系列とすることができる。さらに、生成した複素系列のエネルギー正規化を行い、即ち、該複素系列における個々の複素数に対して対応するエネルギー正規化係数を乗算した後、得られた複素系列を上記複素拡散系列とするようにしてもよい。複素系列が対応するエネルギー正規化係数として、該複素系列の各要素のエネルギーの和の逆数を用いることができ、例えば、複素系列「−１＋ｊ，−ｊ，１，１−ｊ，−１＋ｊ，１，−１−ｊ，ｊ」のエネルギーの和が２＋１＋１＋２＋２＋１＋２＋１＝１２である。エネルギー正規化された複素系列が、「（−１＋ｊ）／ｓｑｒｔ（１２），−ｊ／ｓｑｒｔ（１２），１／ｓｑｒｔ（１２），（１−ｊ）／ｓｑｒｔ（１２），（−１＋ｊ）／ｓｑｒｔ（１２），１／ｓｑｒｔ（１２），（−１−ｊ）／ｓｑｒｔ（１２），ｊ／ｓｑｒｔ（１２）」となり、ここで、ｓｑｒｔ（ ）が平方根を求める演算を表す。

上記位相偏移では、０から２πまでの他の値、例えば、２７０°（又は３π／２）、−９０°（又は−π／２）、−２７０°（又は−３π／２）等の値を取ってもよい。

上記擬似乱数列生成器は線形帰還シフトレジスタで構成されることができ、図１５に示すように、擬似乱数列生成器はｎステージ線形帰還シフトレジスタで構成され、長さがＭｎ−１である擬似ランダムな実系列を生成するものであるとすると、帰還関数又は帰還接続多項式をf= m0x0+m1x1+…+mn-1xn-1+mnxnで表すことができ、ここで、(m0, m1, …, mn-1, mn)が帰還係数であり、クロックはシフトレジスタの動作を制御する。図１３における２つの擬似乱数列生成器について、両者は、同じか異なる帰還関数又は帰還接続多項式を用いることができる。

（好適な実施例６）
本発明の好適な実施例６にてＮ個の長さＬの複素拡散系列を生成する方法が提供され、該方法の原理は図１６又は図１７に示すようである。発信機は２つの長さＮ×Ｌの擬似ランダムな実系列に基づいて、長さＮ×Ｌの複素拡散系列を生成し、最後に、この長さＮ×Ｌの複素拡散系列を等分になるようにＮセグメントに分けて、所望のＮ個の長さＬの複素拡散系列を生成する。そして、該２つの擬似ランダムな実系列の生成過程は、実施例５で説明した通りである。

本実施例において、図１８、図１９に示すように、２つのＮ×Ｌ擬似ランダムな実系列と複素数コンステレーションとのマッピング関係に基づいて、擬似ランダムな第１の実系列、擬似ランダムな第２の実系列をビット単位で共同して複素数コンステレーションにマッピングして複素拡散系列を生成し、式で表すと、
(Seq1i, Seq2i) −> ComplexSeqiとなる。

ここで、ComplexSeqiが複素拡散系列のｉ番目の要素を表し、擬似ランダムな実系列と複素数コンステレーションとのマッピング関係に基づいて(Seq1i, Seq2i)からマッピングされたものであり、Seq1iが擬似ランダムな第１の実系列のｉ番目の要素を表し、Seq2iが擬似ランダムな第２の実系列のｉ番目の要素を表す。

Ｍ＝３を例とすると、擬似ランダムな第１の実系列及び第２の実系列における全ての要素は、３元実数集合｛１，０，−１｝からその値を取る。２つの擬似ランダムな実系列について、複素数コンステレーションは９つの複素数座標１＋ｊ，ｊ，−１＋ｊ，１，０，−１，１−ｊ，−ｊ，−１−ｊからなる９つのコンステレーション点であると予め定義し、(Seq1i, Seq2i)が（１，１）の値を取る場合、複素数１＋ｊにマッピングされ、（０，１）の値を取る場合、複素数ｊにマッピングされ、（−１，１）の値を取る場合、複素数−１＋ｊにマッピングされ、（１，０）の値を取る場合、複素数１にマッピングされ、（０，０）の値を取る場合、複素数０にマッピングされ、（−１，０）の値を取る場合、複素数−１にマッピングされ、（１，−１）の値を取る場合、複素数１−ｊにマッピングされ、（０，−１）の値を取る場合、複素数−ｊにマッピングされ、（−１，−１）の値を取る場合、複素数−１−ｊにマッピングされると予め定義し、図１３に示すようである。

本発明の好適な実施例において、擬似ランダムな第１の実系列を「−１，０，１，１，−１，１，−１，０」とし、擬似ランダムな第２の実系列を「１，−１，０，−１，１，０，−１，１」とすると、２つの擬似ランダムな実系列と９点の複素数コンステレーションとのマッピング関係に基づいて、擬似ランダムな第１の実系列、擬似ランダムな第２の実系列をビット単位で共同して９点の複素数コンステレーションにおける複素数コンステレーション点にマッピングして、複素系列「−１＋ｊ，−ｊ，１，１−ｊ，−１＋ｊ，１，−１−ｊ，ｊ」が得られ、該系列を生成された複素拡散系列とすることができる。さらに、該複素拡散系列のエネルギー正規化を行って上記複素拡散系列とするようにしてもよい。ここで、エネルギー正規化時に、用いられるエネルギー正規化係数は、複素数コンステレーションにおける９点の複素数コンステレーション点のエネルギーの和の逆数であってもよい。

Ｍ＝４を例とすると、擬似ランダムな第１の実系列及び第２の実系列における全ての要素は、４元実数集合｛３，１，−１，−３｝からその値を取る。２つの擬似ランダムな実系列について、複素数コンステレーションは１６つの複素数座標３＋３ｊ，３＋ｊ，３−ｊ，３−３ｊ，１＋３ｊ，１＋ｊ，１−ｊ，１−３ｊ，−１＋３ｊ，−１＋ｊ，−１−ｊ，−１−３ｊ，−３＋３ｊ，−３＋ｊ，−３−ｊ，−３−３ｊからなる１６つのコンステレーション点であると予め定義し、(Seq1i, Seq2i)が（３，３）の値を取る場合、複素数３＋３ｊにマッピングされ、（３，１）の値を取る場合、複素数３＋ｊにマッピングされ、（３，−１）の値を取る場合、複素数３−ｊにマッピングされ、（３，−３）の値を取る場合、複素数３−３ｊにマッピングされ、（１，３）の値を取る場合、複素数１＋３ｊにマッピングされ、（１，１）の値を取る場合、複素数１＋ｊにマッピングされ、（１，−１）の値を取る場合、複素数１−ｊにマッピングされ、（１，−３）の値を取る場合、複素数１−３ｊにマッピングされ、（−１，３）の値を取る場合、複素数−１＋３ｊにマッピングされ、（−１，１）の値を取る場合、複素数−１＋ｊにマッピングされ、（−１，−１）の値を取る場合、複素数−１−ｊにマッピングされ、（−１，−３）の値を取る場合、複素数−１−３ｊにマッピングされ、（−３，３）の値を取る場合、複素数−３＋３ｊにマッピングされ、（−３，１）の値を取る場合、複素数−３＋ｊにマッピングされ、（−３，−１）の値を取る場合、複素数−３−ｊにマッピングされ、（−３，−３）の値を取る場合、複素数−３−３ｊにマッピングされると予め定義し、図１４に示すようである。

本発明の好適な実施例において、擬似ランダムな第１の実系列を「−１，３，１，−３，１，３，−１，−３」とし、擬似ランダムな第２の実系列を「３，１，−３，−１，１，−１，−３，３」とすると、２つの擬似ランダムな実系列と１６点の複素数コンステレーションとのマッピング関係に基づいて、擬似ランダムな第１の実系列と第２の実系列をビット単位で共同して１６点の複素数コンステレーションにおける複素数コンステレーション点にマッピングして、複素系列「−１＋３ｊ，３＋ｊ，１−３ｊ，−３−ｊ，１＋ｊ，３−ｊ，−１−３ｊ，−３−３ｊ」が得られ、該系列を生成された複素拡散系列とすることができる。さらに、該複素数系列のエネルギー正規化を行って上記複素拡散系列とするようにしてもよい。

上記２つの擬似ランダムな実系列と１６点の複素数コンステレーションとのマッピング関係について、２つの擬似ランダムな実系列の要素のそれぞれの取りうる値の集合を２進法インデックスで番号付け、例えば、（１，１）を００００で、（−１，１）を０００１で、・・・，（３，−３）を１１１１で表し、同様に、１６点の複素数コンステレーションにおける１６個の複素数コンステレーション点も同様な規則に従って番号付け、例えば、１＋ｊを００００で、−１＋ｊを０００１で、・・・，３−３ｊを１１１１で表し、即ち、２つの４元擬似乱数列の要素のそれぞれの取りうる値の集合と１６個の複素数コンステレーション点とが一々対応するようにしてもよい。そして、該マッピング関係に基づいて、生成した２つの擬似ランダムな実系列をビット単位で共同して１６個の複素数コンステレーションにおけるコンステレーション点にマッピングして、複素系列が得られ、該複素系列を上記複素拡散系列とするか、該複素系列のエネルギー正規化を行って上記複素拡散系列が得られる。

上述のように、Ｍ＝４の場合の２つの擬似ランダムな実系列と１６点の複素数コンステレーションとをマッピングする他に、Ｍ＝２の場合に生成した２つの擬似ランダムな実系列を１６点の複素数コンステレーションとマッピングすることもできる。Ｍ＝２の場合、擬似ランダムな実系列の要素は、０又は１か、１又は−１の値を取るため、毎回実系列における２つの要素をマッピングのために利用する必要があり、例えば、Ｍ＝２の場合の擬似ランダムな第１の実系列を「０１１０００１１」とし、擬似ランダムな第２の実系列を「１０１１１０１０」とし、擬似ランダムな第１の実系列と擬似ランダムな第２の実系列のそれぞれから２つの要素を同時に抽出してマッピングすると、（０１，１０）が、１６点の複素数コンステレーションにおける０１１０で表される複素数コンステレーション点にマッピングされ、（１０，１１）が、１６点の複素数コンステレーションにおける１０１１で表される複素数コンステレーション点にマッピングされる、等である。

上記複素数コンステレーション及び２つの擬似ランダムな実系列と複素数コンステレーションとのマッピング関係を他の形で定義してもよく、より多くの複素数コンステレーション点からなる複素数コンステレーション及び、２つを超えた擬似ランダムな実系列と複素数コンステレーションとのマッピング関係を定義してもよく、上記原理に類似するものであり、ここではその説明を省略する。

（好適な実施例７）
本発明の好適な実施例にてＮ個の長さＬの複素拡散系列を生成する方法が提供され、該方法の原理は図２０又は図２１に示すようである。

発信機はまず長さＮ×Ｌの擬似ランダムな整数系列を生成し、上記整数系列は、Ｎ×Ｌ個の要素を有し、且つ全ての要素は、[０，Ｍ×Ｍ−１]又は[１，Ｍ×Ｍ]範囲内の全整数からなる集合であるＭ×Ｍ（ＭとＭとを掛ける）元整数集合からその値を取り、ここで、Ｍ、Ｌがそれぞれ２以上の整数である。

上記擬似ランダムな整数系列におけるＮ×Ｌ個の要素に基づいて、予め設定されたマッピング規則に従って、Ｍ×Ｍ点の複素数コンステレーションから対応するＮ×Ｌ個のコンステレーション点を選択して長さＮ×Ｌの複素系列を形成し、最後に、この長さＮ×Ｌの複素系列を等分になるようにＮセグメントに分けて、所望のＮ個の長さＬの複素拡散系列を生成する。或いは、上記ＮグループのＬ個の複素系列に対して対応するエネルギー正規化係数を乗算して順番に上記Ｎ個の長さＬの複素拡散系列が構成される。

ここでの複素拡散系列は、実施例３と同じであり、それぞれの要素が複素数であり、且つ上記複素拡散系列における全ての要素の実部及び虚部は、いずれもＭ元実数集合からその値を取る。

上記擬似ランダムな整数系列は擬似乱数列生成器で生成されることができ、また、該擬似乱数列生成器は線形帰還シフトレジスタで構成されることができ、実施例５で説明した通りである。

本実施例において、Ｍ×Ｍ＝９元整数集合を例として、発信機は擬似ランダムな整数系列を生成し、該整数系列の要素はいずれも９元整数集合｛０，１，２，・・・，８｝からその値を取る。９元整数集合における要素とＭ×Ｍ＝９点の複素数コンステレーションの複素数コンステレーション点とのマッピング関係（図２０に示すように）に基づいて、該擬似ランダムな整数系列をビット単位で９点の複素数コンステレーションの複素数コンステレーション点（それぞれの複素数コンステレーション点が１つの複素数を表す）にマッピングして複素拡散系列を生成し、式で表すと、
Seqi −> ComplexSeqiとなる。

ここで、ComplexSeqiが複素拡散系列のｉ番目の要素を表し、９元整数集合における要素と９点の複素数コンステレーションの複素数コンステレーション点とのマッピング関係に基づいてSeqiからマッピングされたものであり、Seqiが擬似ランダムな整数系列のｉ番目の要素を表す。

別の実施例において、Ｍ×Ｍ＝１整数集合を例として、発信機は擬似ランダムな整数系列を生成し、該整数系列の要素はいずれも１６元整数集合｛０，１，２，・・・，１５｝からその値を取る。１６元整数集合における要素とＭ×Ｍ＝１６点の複素数コンステレーションの複素数コンステレーション点とのマッピング関係（図２１に示すように）に基づいて、該擬似ランダムな整数系列をビット単位で１６点の複素数コンステレーションの複素数コンステレーション点にマッピングして複素拡散系列を生成し、式で表すと、
Seqi −> ComplexSeqiとなる。

ここで、ComplexSeqiが複素拡散系列のｉ番目の要素を表し、１６元整数集合における要素と１６点の複素数コンステレーションの複素数コンステレーション点とのマッピング関係に基づいてSeqiからマッピングされたものであり、Seqiが擬似ランダムな整数系列のｉ番目の要素を表す。

上記Ｍ×Ｍ元整数集合、Ｍ×Ｍ点の複素数コンステレーション、及び双方間のマッピング関係を他の形で定義してもよく、上記原理に類似するものであり、ここではその説明を省略する。

（好適な実施例８）
本発明の好適な実施例にてＮ個の長さＬの拡散系列を生成する方法が提供され、以下のようである。

上記Ｎ個の全く同じでない拡散系列は、送信側と受信側の双方が合意した若干の長さＬの系列からなるテーブルから、一定の擬似ランダム基準に従ってＮ回選択してなるものであってもよい。

例えば、端末の発信機は、ランダムに生成した又は予め定義された式によって算出したインデックスに基づいて、系列集合からＮ回選択してＮ個の長さＬの拡散系列を生成するか、基地局は、拡散系列の選択方法をシグナリングによって端末の発信機に通知し、端末の発信機は、該選択方法に基づいて系列集合又は系列表から系列を取得して拡散系列とする。

本実施例において、表１は、システムで予め定義された複素系列集合であり、該複素系列集合がｎ個の複素系列を含み、それぞれの系列の長さがＬであるとする。

上記複素系列集合又は複素系列表を他の形で定義してもよく、上記原理に類似するものであり、ここではその説明を省略する。

端末の発信機は、ランダムに生成したＮ個の擬似ランダムな０からｎ−１までの整数を表のインデックスとして、例えば、生成した１番目のインデックスが１であり、表１からインデックスが１である複素系列をその第１の変調シンボルの拡散系列として選択する。或いは、端末の発信機は、予め定義された式によって算出したインデックスに基づいて、例えば、算出した１番目のインデックスが１であり、表１からインデックスが１である複素系列をその第１の変調シンボルの拡散系列として選択する。

別の実施形態において、基地局は、複素拡散系列のインデックス生成方法をシグナリングによって端末の発信機に通知し、例えば、基地局がシグナリングによって通知したインデックス生成方法で生成した１番目のインデックスが１であり、端末の発信機は、該インデックスに基づいて表１からインデックスが１である複素系列をその第１の変調シンボルの拡散系列として選択する。

上記実施例のステップの一部又は全部は、集積回路によって実現されてもよく、これらのステップをそれぞれ集積回路モジュールに製作したり、これらのうち複数のモジュール又はステップを単独の集積回路モジュールに製作したりして実現することができる。このように、本発明は、如何なる特定のハードウェアとソフトウェアの結合に限定されない。

別の実施例において、上記実施例及び好適な実施形態で説明した技術案を実行するためのソフトウェアがさらに提供される。

別の実施例において、上記ソフトウェアが記憶される記憶媒体がさらに提供され、該記憶媒体は、光ディスク、フレキシブルディスク、ハードディスク、消去可能なメモリ等を含むが、これには限定されない。

なお、本発明の明細書及び特許請求の範囲並びに上記図面に言及された「第１」、「第２」等の用語は、類似した対象を区別するためのものであり、特定の順番又は前後順序を説明するためのものではない。ここで説明した本発明の実施例をここで示した又は説明した順番以外の順番で実施可能なものにするために、このように使用された対象は適した場合であれば互いに取り替え可能なことは、理解されるべきである。また、用語である「含む」、「有する」及びそれらの如何なる変形は、排他的にならずに含まれたものをカバーすることがその意図であり、例えば、一連のステップ又はユニットを含めたプロセス、方法、システム、製品又は機器は、明確に示したステップ又はユニットに限定される必要がなく、これらのプロセス、方法、製品又は機器に対して明確に示していなかったり、固有であったりする他のステップ又はユニットを含むことができる。

上述したように、本発明の実施例は、関連技術において、１つのユーザが全ての変調シンボルを１つの拡散系列のみで拡散することに起因して、ユーザ間の干渉が効果的なランダム化又は平均化にならない問題を解決し、個々のアクセスユーザが多様な異なる拡散系列を用いて、その変調シンボルを拡散することが可能になり、これにより、ユーザ間の干渉のランダム化、言い換えれば平均化を効果的に図ることができ、多元接続性能を向上させるという技術効果を達成している。

当業者にとって、上述の本発明の各モジュール又は各ステップは汎用の計算装置によって実現することができ、単独の計算装置に集成させることができれば、複数の計算装置から構成されるネットワークに分布させることもでき、さらに計算装置で実行可能なプログラムのコードによって実現することもできるので、それらを記憶装置に格納して計算装置によって実行することができ、そして場合によって、示した又は説明したステップを上述と異なる手順で実行することができ、それぞれ集積回路モジュールに製作したり、これらのうち複数のモジュール又はステップを単独の集積回路モジュールに製作したりして実現することができることは、明らかなことである。このように、本発明は、如何なる特定のハードウェアとソフトウェアの結合に限定されない。

以上は、本発明の好適な実施例に過ぎず、本発明を限定することは意図していない。当業者であれば、本発明に様々な変更や変形が可能である。本発明の思想や原則内の如何なる修正、均等の置き換え、改良なども、本発明の保護範囲内に含まれるべきである。

本発明に提供される上記技術案は、符号分割多元接続によるマルチユーザ通信過程に応用されることができ、少なくとも２つの拡散系列が異なっているＮ個の所定長さの拡散系列を用いて、変調シンボルを拡散する技術案により、関連技術において、１つのユーザが全ての変調シンボルを１つの拡散系列のみで拡散することに起因して、ユーザ間の干渉が効果的なランダム化又は平均化にならない問題を解決し、多元接続性能を向上させ、個々のアクセスユーザが多様な異なる拡散系列を用いて、その変調シンボルを拡散することが可能になり、これにより、ユーザ間の干渉のランダム化、言い換えれば平均化を効果的に図ることができる。

上記好適な実施例１及び好適な実施例２の方案（発信機側と受信機側のマルチユーザ符号分割多元接続通信方法及び対応する発信機と受信機）は、具体的な応用にあたり、ＭＣ−ＣＤＭＡシステムに応用されることができ、また、競合アクセス場面（contention access scenario）、スケジューリングレス(grant-free)アクセス場面等に応用されることができる。

Claims (26)

1. 発信機に応用される符号分割多元接続によるマルチユーザ通信方法であって、
   チャネルエンコーダで符号化されたコードブロックが変調されて得られたＮ個の変調シンボルを取得し、ここで、Ｎが２以上の正整数であることと、
   少なくとも２つの拡散系列が異なっているＮ個の所定長さの拡散系列に基づいて、前記Ｎ個の変調シンボルを拡散することと、
   拡散後の変調シンボルを送信することと、
   を含む符号分割多元接続によるマルチユーザ通信方法。
2. 擬似乱数列生成器からの出力系列に基づいて、前記Ｎ個の所定長さの拡散系列を決定することと、
   予め設定された基準に従って、長さが前記所定長さである系列を複数含む予め設定されたテーブルから、前記Ｎ個の所定長さの拡散系列を取得することと、のいずれか一方により前記Ｎ個の所定長さの拡散系列を取得する
   請求項１に記載の方法。
3. 擬似乱数列生成器からの出力系列に基づいて、前記Ｎ個の所定長さの拡散系列を決定することは、
   前記擬似乱数列生成器で長さがＲである系列を生成し、ここで、Ｒ＝Ｎ×Ｌであり、Ｌが前記所定長さで示される値であることと、
   前記長さがＲである系列を等分になるようにＮ個の所定長さの系列に分けることと、
   前記Ｎ個の所定長さの系列を前記Ｎ個の所定長さの拡散系列とすることと、を含む
   請求項２に記載の方法。
4. 擬似乱数列生成器からの出力系列に基づいて、前記Ｎ個の所定長さの拡散系列を決定することは、
   前記擬似乱数列生成器で長さが予め設定された長さである系列を生成することと、
   前記予め設定された長さの系列を、長さがＲである系列となるように所定回数繰り返して生成し、ここで、Ｒ＝Ｎ×Ｌであり、Ｌが前記所定長さで示される値であることと、
   前記長さがＲである系列を等分になるようにＮ個の所定長さの系列に分けることと、
   前記Ｎ個の所定長さの系列を前記Ｎ個の所定長さの拡散系列とすることと、を含む
   請求項２に記載の方法。
5. 前記予め設定されたテーブルには、長さがそれぞれＬであるＬ個の系列があり、前記系列によってＬ次直交行列が構成され、ここで、Ｌが前記所定長さで示される値である
   請求項２に記載の方法。
6. 前記系列によってＬ次直交行列が構成されることは、
   前記長さがＬであるＬ個の系列をＬ×Ｌ離散フーリエ変換行列に配列するか、前記Ｌ×Ｌ離散フーリエ変換行列における個々の要素に対して第１の所定値を乗算して前記Ｌ次直交行列が構成されること、を含む
   請求項５に記載の方法。
7. 前記系列によってＬ次直交行列が構成されることは、
   前記長さがＬである系列をＬ×Ｌアダマール行列に配列するか、Ｌ×Ｌアダマール行列における個々の要素に対して第２の所定値を乗算して前記Ｌ次直交行列が構成されること、を含む
   請求項５に記載の方法。
8. 前記直交行列が、単位行列である
   請求項５に記載の方法。
9. 前記拡散系列が、実系列と複素系列との少なくとも一方を含む
   請求項１に記載の方法。
10. 前記複素系列は、
    第１の擬似乱数列生成器から長さがＲである第１の実系列を生成し、第２の擬似乱数列生成器から長さがＲである第２の実系列を生成し、ここで、Ｒ＝Ｎ×Ｌであり、Ｌが前記所定長さで示される値であることと、
    前記第１の実系列のｉ番目の要素を前記複素系列の実部とし、前記第２の実系列のｉ番目の要素を前記複素系列の虚部とし、前記実部及び前記虚部を含む複素数を前記複素系列のｉ番目の複素数要素とし、ここで、ｉ＝１，２，３・・・，Ｒであることと、
    得られたＲ個の複素数要素によって順番に前記長さがＲである複素系列が構成され、前記長さがＲである複素系列をＮ等分になるように前記所定長さの複素系列に分けることと、により決定される
    請求項９に記載の方法。
11. 前記長さがＲである複素系列をＮ等分になるように前記所定長さの複素系列に分けた後、
    Ｎ個の前記所定長さの複素系列に対してそれぞれ前記Ｎ個の所定長さの複素系列のエネルギー正規化係数を乗算して、正規化したＮ個の所定長さの複素系列が得られること、をさらに含む
    請求項１０に記載の方法。
12. 前記複素系列は、
    擬似乱数列生成器から長さがＲである整数系列を生成し、ここで、前記整数系列の要素は、整数集合｛０，１，・・・，Ｄ｝又は集合｛１，２，・・・，Ｄ｝からのものであり、Ｒ＝Ｎ×Ｌであり、Ｌが前記所定長さで示される値であり、Ｄが複素数コンステレーションにおけるコンステレーション点の数であることと、
    前記長さがＲである整数系列の要素について、予め設定されたマッピング規則に従って、前記複素数コンステレーションから前記要素に対応するコンステレーション点を選択することと、
    前記コンステレーション点によって前記複素系列を決定することと、により決定される
    請求項９に記載の方法。
13. 前記複素系列は、
    Ｍ元実数を生成可能な擬似乱数列生成器を用いて前記複素系列における全ての複素数要素の実部及び虚部を生成するか、Ｍ元実数集合から、一定の擬似ランダム基準によって前記複素系列における全ての複素数要素の実部及び虚部を選択し、ここで、Ｍが２以上の整数であることと、
    選択された前記全ての複素数要素の前記実部及び前記虚部に基づいて、前記複素系列を決定することと、により決定される
    請求項９に記載の方法。
14. 前記Ｍ元実数集合は、
    前記Ｍが奇数であり、前記実数集合が、[−（Ｍ−１）／２，（Ｍ−１）／２]範囲内のＭ個の整数からなる集合であることと、
    前記Ｍが偶数であり、前記実数集合が、[−（Ｍ−１），（Ｍ−１）]範囲内のＭ個の奇数からなる集合であることと、
    前記Ｍが奇数であり、前記実数集合が、[−（Ｍ−１）／２，（Ｍ−１）／２]範囲内のＭ個の整数に対してそれぞれ前記実数集合が対応するエネルギー正規化係数を乗算して得られたＭ個の実数からなる集合であることと、
    前記Ｍが偶数であり、前記実数集合が、[−（Ｍ−１），（Ｍ−１）]範囲内のＭ個の奇数に対してそれぞれ前記実数集合が対応するエネルギー正規化係数を乗算して得られたＭ個の実数からなる集合であることと、のうち少なくとも一方の要件を満たす
    請求項１３に記載の方法。
15. 前記複素系列は、
    前記Ｍ元実数集合に基づいて、それぞれ前記Ｍ元実数集合から値を取る、長さがＲである第１の実系列及び長さがＲである第２の実系列を生成し、ここで、Ｒ＝Ｎ×Ｌであり、Ｌが前記所定長さで示される値であることと、
    前記第１の実系列のｉ番目の要素を前記複素系列の実部とし、前記第２の実系列のｉ番目の要素を前記複素系列の虚部とし、前記実部及び前記虚部を含む複素数を前記複素系列のｉ番目の複素数要素とし、ここで、ｉ＝１，２，３・・・，Ｒであることと、
    得られたＲ個の要素によって順番に前記長さがＲである複素系列が構成され、前記長さがＲである複素系列をＮ等分になるように前記所定長さの複素系列に分けることと、により決定される
    請求項１３に記載の方法。
16. 前記長さがＲである複素系列をＮ等分になるように前記所定長さの複素系列に分けた後、
    Ｎ個の前記所定長さの複素系列に対してそれぞれ前記Ｎ個の所定長さの複素系列のエネルギー正規化係数を乗算して、正規化したＮ個の所定長さの複素系列が得られること、をさらに含む
    請求項１５に記載の方法。
17. 前記複素系列は、
    [０，Ｍ×Ｍ−１]又は[１，Ｍ×Ｍ]範囲内の全ての整数からなる集合であるＭ×Ｍ元整数集合からその値を取る、長さがＲである整数系列を生成することと、
    前記長さがＲである整数系列の要素について、予め設定されたマッピング規則に従って、複素数コンステレーションから前記要素に対応するコンステレーション点を選択することと、
    前記コンステレーション点によって前記複素系列を決定することと、により決定される
    請求項１３に記載の方法。
18. 前記Ｍの取りうる値は、２，３，４のうち少なくとも１つを含む
    請求項１３乃至１７のうちいずれか一項に記載の方法。
19. 拡散後の変調シンボルを送信することは、
    前記変調シンボルのマルチキャリア変調を行うことと、
    変調後の変調シンボルを前記発信機の発信信号とすることと、を含む
    請求項１に記載の方法。
20. 受信機に応用される符号分割多元接続によるマルチユーザ通信方法であって、
    Ｋ個の発信機から発信された発信信号を受信し、ここで、前記発信信号は、前記Ｋ個の発信機それぞれが変調信号を所定長さの拡散系列で拡散処理してから、拡散後の前記変調信号をそれぞれ同じ時間周波数リソースに変調して形成された信号であり、個々の発信機ごとに、Ｎ個の変調シンボルに対して、少なくとも２つの拡散系列が異なっているＮ個の所定長さの拡散系列が存在し、Ｎ及びＫがそれぞれ正整数であることと、
    前記拡散系列に基づいて前記発信信号を検出することと、
    を含む符号分割多元接続によるマルチユーザ通信方法。
21. 発信機に応用される符号分割多元接続によるマルチユーザ通信装置であって、
    チャネルエンコーダで符号化されたコードブロックが変調されて得られたＮ個の変調シンボルを取得し、ここで、Ｎが２以上の正整数である第１の取得モジュールと、
    少なくとも２つの拡散系列が異なっているＮ個の所定長さの拡散系列に基づいて、前記Ｎ個の変調シンボルを拡散する拡散モジュールと、
    拡散後の変調シンボルを送信する送信モジュールと、
    を備える符号分割多元接続によるマルチユーザ通信装置。
22. 擬似乱数列生成器からの出力系列に基づいて、前記Ｎ個の所定長さの拡散系列を決定する第１の決定モジュールと、
    予め設定された基準に従って、長さが前記所定長さである系列を複数含む予め設定されたテーブルから、前記Ｎ個の所定長さの拡散系列を取得する第２の取得モジュールと、をさらに備える
    請求項２１に記載の装置。
23. 前記拡散系列が、実系列と複素系列との少なくとも一方を含み、
    第１の擬似乱数列生成器から長さがＲである第１の実系列を生成し、第２の擬似乱数列生成器から長さがＲである第２の実系列を生成し、ここで、Ｒ＝Ｎ×Ｌであり、Ｌが前記所定長さで示される値である生成モジュールと、
    前記第１の実系列のｉ番目の要素を前記複素系列の実部とし、前記第２の実系列のｉ番目の要素を前記複素系列の虚部とし、前記実部及び前記虚部を含む複素数を前記複素系列のｉ番目の複素数要素とし、ここで、ｉ＝１，２，３・・・，Ｒである第２の決定モジュールと、
    得られたＲ個の複素数要素によって順番に前記長さがＲである複素系列が構成され、前記長さがＲである複素系列をＮ等分になるように前記所定長さの複素系列に分ける構成モジュールと、をさらに備える
    請求項２１に記載の装置。
24. 前記生成モジュールは、さらに、擬似乱数列生成器から長さがＲである整数系列を生成し、ここで、前記整数系列の要素は、整数集合｛０，１，・・・，Ｄ｝又は集合｛１，２，・・・，Ｄ｝からのものであり、Ｒ＝Ｎ×Ｌであり、Ｌが前記所定長さで示される値であり、Ｄが複素数コンステレーションにおけるコンステレーション点の数であるように構成され、
    前記長さがＲである整数系列の要素について、予め設定されたマッピング規則に従って、前記複素数コンステレーションから前記要素に対応するコンステレーション点を選択する選択モジュールと、
    前記コンステレーション点によって前記複素系列を決定する第３の決定モジュールと、をさらに備える
    請求項２３に記載の装置。
25. 前記選択モジュールは、Ｍ元実数を生成可能な擬似乱数列生成器を用いて前記複素系列における全ての複素数要素の実部及び虚部を生成するか、Ｍ元実数集合から、一定の擬似ランダム基準によって前記複素系列における全ての複素数要素の実部及び虚部を選択し、ここで、Ｍが２以上の整数であるように構成され、
    前記第３の決定モジュールは、選択された前記全ての複素数要素の前記実部及び前記虚部に基づいて、前記複素系列を決定するように構成される
    請求項２４に記載の装置。
26. 受信機に応用される符号分割多元接続によるマルチユーザ通信装置であって、
    Ｋ個の発信機から発信された発信信号を受信し、ここで、前記発信信号は、前記Ｋ個の発信機それぞれが変調信号を所定長さの拡散系列で拡散処理してから、拡散後の前記変調信号をそれぞれ同じ時間周波数リソースに変調して形成された信号であり、個々の発信機ごとに、Ｎ個の変調シンボルに対して、少なくとも２つの拡散系列が異なっているＮ個の所定長さの拡散系列が存在し、Ｎ及びＫがそれぞれ正整数である受信モジュールと、
    前記拡散系列に基づいて前記発信信号を検出する検出モジュールと、
    を備える符号分割多元接続によるマルチユーザ通信装置。
    

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