JP2017529602A - 干渉を低減した静電容量ベースのタッチ装置及び方法 - Google Patents

Abstract

タッチセンス装置は、タッチセンス面を備えるタッチパネルと、少なくとも１つの受信電極に静電容量的に結合された少なくとも１つの駆動電極とを含む。センス回路は、駆動電極に供給される駆動信号に応答して受信電極に対する応答信号を生成する。測定回路は、時間変化する伝達関数を応答信号に適用する。伝達関数は、応答信号と比例的かつ同期的に変化する。較正回路は、時間変化する伝達関数を応答信号に適合させるために使用される。

Description

本開示は、一般にタッチセンス装置に関し、具体的には、ユーザの指又は他のタッチ手段とタッチ装置との間の容量結合に依存するタッチセンス装置に関するものであり、特にタッチ装置の異なる部分に同時に加えられた複数のタッチを検出できる装置に応用される。

ユーザが電子システムやディスプレイと便利にインターフェイスをとることができるように、例えば、簡単に利用できる相互作用及びタッチのために通例はディスプレイ内の映像によって促されるディスプレイ入力を提供することによって、タッチセンス装置を実現することができる。いくつかの例では、ディスプレイ入力は、機械式ボタン、キーパッド、及びキーボードなどの他の入力ツールを補完する。他の例では、ディスプレイ入力は、機械式ボタン、キーパッド、キーボード及び指示デバイスの必要性を低減するか、又はなくすための独立したツールとして作用する。例えば、ユーザは、アイコンによって特定される位置で画面上のタッチスクリーンに接触するだけで、又は別のユーザ入力とともに表示されたアイコンに接触することで、複雑なシーケンスの命令を実行することができる。

タッチセンス装置を実現するにはいくつかの種類の技術があり、例えば、抵抗、赤外線、静電容量、表面弾性波、電磁気、近視野撮像（near field imaging）など、及びこれらの技術の組み合わせが挙げられる。容量性タッチセンス装置を使用するタッチセンス装置は、多くの用途で良好に機能することが分かっている。多くのタッチセンス装置では、センサ内の導電体がユーザの指などの導電性タッチ手段に静電容量的に結合されると、入力が感知される。一般に、２つの導電性部材が実際のタッチを伴わずに相互に接近するときはいつでも、それらの間に静電容量が形成される。容量性タッチセンス装置の場合には、指などの物体がタッチセンス面に近づくと、物体と、物体にごく近接した感知点との間にわずかな静電容量が発生する。感知点の各々において静電容量の変化を感知すること、及び感知点の位置を認識することによって、感知回路は、複数の物体を認識し、物体がタッチ面を横断する際にこの物体の特徴を判定することができる。

かかる容量の変化に基づいてタッチを測定するために、種々の技法が使用されてきた。ある技法は、対地静電容量の変化を測定し、それによって、タッチが信号を変化させる前に電極に印加される信号の容量性状態に基づいて電極の状態が把握される。電極の近くでタッチがあると、信号電流が、電極から指又はタッチスタイラスなどの物体を通って電気的アースに流れる。電極、またタッチスクリーンの様々な他の点における静電容量の変化を検出することによって、感知回路は点の位置を認識し、それによってタッチが発生したスクリーン上の位置を認識することができる。また、感知回路及び関連する処理の複雑さに応じて、タッチの様々な特性を、そのタッチが複数の接触のうちの１つであるかどうか、及びタッチが移動しているか、かつ／又は特定タイプのユーザ入力に期待される特性を満足するかどうかなどの他の目的のために評価することができる。

別の公知の技法は、電界により信号受信電極に静電容量的に結合される信号駆動電極に信号を印加することによって、タッチに関連する静電容量の変化を監視するものである。これらの用語が含蓄するように、信号受信電極が予想される信号を信号駆動電極から戻しながら、２つの電極間の予想される信号（容量性電荷）結合を、２つの電極に関連する位置のタッチ関連状態を示すのに使用することができる。その位置で又はその位置の付近で実際のタッチ又は知覚されたタッチが起こると、又はそれに反応して、信号結合変化の状態及びその変化が、静電容量結合の低下によって反映される。

これらの及び他の関連する静電容量式タッチ感知技法について、様々な方法が電極間の相互の静電容量を測定するのに使用されてきた。用途に応じて、これらの方法は、信号駆動電極が予想される信号を信号駆動電極に提供し、容量性電荷の変化が感知される信号の異なるタイプ及び速度を指定することがある。高速の電子装置の人気が高まるにつれて、かかる用途の多くには、信号駆動電極を駆動するために比較的高い周波数の信号を使用することが要求されている。不都合点として、ＲＦ（無線周波数）干渉が、高速の電子装置と、そこから生成されるかかる信号との結果として生じることがある。このＲＦ干渉は、関連するタッチディスプレイの感知回路及び関連する処理の有効性を低下させ、用途によっては害することがある。悪影響には、検出速度、正確さ、及び消費電力が含まれる可能性がある。

上述の課題は、タッチセンスディスプレイの有効な設計及び、タッチの位置を特定し、評価するための関連方法に対する課題を提示したものの例である。

本開示の態様は、上述した課題及びタッチセンサディスプレイの有効な設計、上述及び他の箇所で記述するように、タッチディスプレイの種類に対するタッチの位置を特定し、評価する関連方法に関連するその他の課題を克服することに向けられている。本開示は、いくつかの実施形態及び応用において例示され、そのいくつかが以下に要約されている。

いくつかの実施形態は、受信電極に静電容量的に結合された少なくとも１つの駆動電極を含むタッチセンス装置に向けられている。センス回路は、駆動電極に供給される駆動信号に応答して受信電極に対する応答信号を生成するように構成される。応答信号は、負方向の遷移部から切り離された正方向の遷移部を含む。増幅回路は、応答信号の正方向及び負方向の遷移部に実質的に整列された増加したゲインと、応答信号の正方向の遷移部と負方向の遷移部との間の減少したゲインとを有する時間変化するゲインを有する。

いくつかの実施形態は、応答信号の正方向及び負方向の遷移部に実質的に整列されたより小さい値と、応答信号の正方向の遷移部と負方向の遷移部との間のより大きい値とを有する、時間変化する時定数を含む増幅回路を伴う。

更なる実施形態は、受信電極に静電容量的に結合された駆動電極を備えるタッチセンス装置に向けられている。センス回路は、駆動電極に供給される駆動信号に応答して受信電極に対する応答信号を生成するように構成され、応答信号は、駆動信号の高調波を含む。時間変化するゲインを含む増幅回路は、高調波に対応する周波数範囲内で減少したゲインを有する。

いくつかの実施形態では、受信電極に静電容量的に結合された駆動電極を備えるタッチセンス装置は、受信電極に結合されたセンス回路を含む。センス回路は、受信電極に結合された第１の段階を含み、駆動電極に供給される駆動信号に応答して受信電極に対する応答信号を生成するように構成される。応答信号は、駆動信号の微分表現であり、駆動信号の少なくとも１つの奇数次高調波と少なくとも１つの偶数次高調波とを含む。センス回路の第２の段階は、第１の段階の出力に結合され、応答信号内の少なくとも１つの奇数次高調波を抑制するように構成される。センス回路の第３の段階は、第２の段階の出力に静電容量的に結合され、第２の段階の出力を増幅する。第３の段階は、応答信号内の少なくとも１つの偶数次高調波を抑制する。

いくつかの実施形態は、受信電極に静電容量的に結合された駆動電極を含むタッチセンス装置を含む。センス回路は、駆動電極に供給される駆動信号に応答して受信電極に対する応答信号を生成し、応答信号は、負方向の遷移部から切り離された正方向の遷移部を含む。増幅器は、非線形ゲインを有する応答信号を増幅するように構成される。積分器は、応答信号の正方向の遷移部から応答信号の負方向の遷移部を減じる。

いくつかの実施形態では、タッチセンス装置は、タッチセンス面を備えるタッチパネルと、少なくとも１つの受信電極に静電容量的に結合された少なくとも１つの駆動電極とを含む。センス回路は、駆動電極に供給される駆動信号に応答して受信電極に対する応答信号を生成する。測定回路は、時間変化する伝達関数を応答信号に適用する。伝達関数は、応答信号と比例的かつ同期的に変化する。いくつかの実施形態は、時間変化する伝達関数を応答信号に適合させる較正回路を更に含む。

いくつかの実施形態は、タッチセンス装置を動作させる方法に向けられている。方法は、受信電極に静電容量的に結合された駆動電極に供給される駆動信号に応答して、受信電極上の応答信号を感知することを伴う。時間変化する伝達関数は、応答信号に適用され、伝達関数は、応答信号と比例的かつ同期的に変化する。タッチセンス面上のタッチは、伝達関数を応答信号に適用した結果を使用して検出される。

いくつかの実施形態では、少なくとも１つの受信電極に静電容量的に結合された少なくとも１つの駆動電極を備えるタッチセンスパネルを含むタッチ装置を使用する方法を伴う。方法は、駆動電極に供給される駆動信号に応答して受信電極に対する応答信号の形状を測定することを含む。時間変化する伝達関数が形成され、時間変化する伝達関数は、応答信号と比例的かつ同期的に変化する。時間変化する伝達関数は、タッチパネル上のタッチに関する情報を含む応答信号に適用される。

いくつかの実施形態は、複数の受信電極に静電容量的に結合された複数の駆動電極を備えるタッチセンスパネルを較正する方法に向けられている。各受信電極に対して、駆動電極に供給される駆動信号に応答した受信電極に対する応答信号の形状が測定され、応答信号と比例的かつ同期的に変化する時間変化する伝達関数が、形成される。

これらの実施形態及び他の実施形態の方法及び更なる態様を、以下により詳細に考察する。

上記課題を解決するための手段は、本開示の例示された各実施形態又はすべての実装形態を記載するものではない。

本開示の様々な実施形態についての以下の詳細な説明を添付の図面とともに検討することで、本開示はより完全に理解され得る。

タッチ装置の概略図である。 別のタッチ装置の概略図である。 応答信号が測定モジュール（又は回路）のための平行な信号経路に沿って処理される特定の実施形態のために構成された回路モジュールを示す、更に別のタッチ装置の概略図である。 平行な信号経路の１つに沿って応答信号を処理するための回路を伴う特定の実施形態のための例示的モジュールを示す、図２Ａのタッチ装置の一部の概略図である。 図２Ｂに示す回路の部分の概略図である。 図２Ｂ及び図３Ａに示す回路による信号の処理を示すタイミング図である。 図２Ｂ及び図３Ａに示す信号処理及び回路を示す別のタイミング図である。 可変時定数に関する図３Ａの増幅回路のゲインを示す、時間ベースのグラフである。 図３Ａの増幅回路のゲインを、周波数に関して、かつ上記の可変時間パラメータの関数として示す、別の時間ベースのグラフである。 図２Ｂ及び図３Ａの積分の最後の段階の信号タイミングを示す別の時間ベースの図の部分を形成する。 図２Ｂ及び図３Ａの積分の最後の段階の信号タイミングを示す別の時間ベースの図の部分を形成する。 図２Ｂ及び図３Ａの積分の最後の段階の信号タイミングを示す別の時間ベースの図の部分を形成する。 図２Ｂ及び図３Ａの積分の最後の段階の信号タイミングを示す別の時間ベースの図の部分を形成する。 図２Ｂ及び図３Ａの積分の最後の段階の信号タイミングを示す別の時間ベースの図の部分を形成する。 図２Ｂ及び図３Ａの積分の最後の段階の信号タイミングを示す別の時間ベースの図の部分を形成する。 図２Ｂ及び図３Ａの積分の最後の段階の信号タイミングを示す別の時間ベースの図の部分を形成する。 タッチパネルの２つの電極間の相互の静電容量Ｃｍを測定するために構成された例示的なタッチセンス装置の簡略化された概略図を示す。 いくつかの実施形態による、時間に対する信号及び伝達関数の例示的なセットを含むグラフを示す。 いくつかの実施形態による測定回路の一実施形態を示す。 応答信号の１サイクルと、応答信号を同期的に復調するために使用され得る４つの代替のｆＤ（ｔ）復調伝達関数とを示す。 応答信号の１サイクルと、応答信号を同期的に復調するために使用され得る４つの代替のｆＤ（ｔ）復調伝達関数とを示す。 ４つの例示的な復調伝達関数に対するノイズ／信号％対ノイズ波長のグラフを提供する。 ４つの例示的な復調伝達関数に対するノイズ／信号％対ノイズ波長のグラフを提供する。 ４つの例示的な復調伝達関数に対するノイズ／信号％対ノイズ波長のグラフを提供する。 電極のマトリクスを備える静電容量タッチデジタイザシステムを示す。 駆動信号Ｖ_Ｄ及び応答信号の１サイクルを含む例示的なグラフを示す。 １μｓｅｃの指数関数的減衰時定数を有する応答信号の１サイクルと、信号を同期的に復調するために使用され得る４つの代替のｆＤ（ｔ）復調伝達関数とを示す。 図１５Ａの４つの代替の伝達関数の各々に対する、１１μｓｅｃの信号波長を中心とするノイズ波長の範囲にわたるノイズのベクトルの大きさを示す。 信号を同期的に復調するために使用され得る４つの代替のｆＤ（ｔ）伝達関数に対して時間的に遅延される、１μｓｅｃの指数関数的減衰時定数を有する応答信号の１サイクルを示す。 図１５Ｃの４つの代替の伝達関数の各々に対する、１１μｓｅｃの信号波長を中心とするノイズ波長の範囲にわたるノイズのベクトルの大きさを示す。 応答信号に適用される追加の復調伝達関数を示す。 図１６Ａの伝達関数の各々に対する、１１μｓｅｃの信号波長を中心とするノイズ波長の範囲にわたるノイズ／信号の大きさを示す。 図１６Ａと同じ復調関数を示すが、それらの関数は、応答信号に対して１時間周期だけ位相が進められている。 図１６Ｃの伝達関数の各々に対する、１１μｓｅｃの信号波長を中心とするノイズ波長の範囲にわたるノイズ／信号の大きさを示す。 様々な実施形態による、タッチ装置に対する較正プロセスを示すフロー図である。 様々な実施形態による、タッチ装置に対する較正プロセスを示すフロー図である。 方形波信号Ｖ_Ｄの３次高調波に適合されたいくつかの復調伝達関数を示す。 図１８Ａの復調伝達関数を０．３μｓｅｃ〜２２μｓｅｃの波長を有する正弦波に適用した結果得られた、復調され積分された出力を示す。 ノイズ測定の数例を示す。 図面は、必ずしも寸法通りではない。図中に用いられる同様の数字は、同様の構成要素を示す。しかしながら、特定の図中のある構成要素を示す数字の使用は、同じ数字を付した別の図中の構成要素を限定するものではないことは理解されるであろう。

本開示の態様は、タッチディスプレイデバイスでタッチイベントが発生した可能性のある場所を示すために使用される応答信号にＲＦ干渉を生じやすい回路を伴うものを含む、様々な異なる種類のタッチセンスディスプレイシステム、デバイス及び方法に適用できると考えられる。本開示はかかる回路及び用途に必ずしも限定されるものではないが、この内容を使用する様々な例の説明を通じて、本開示の様々な態様を理解することができる。

特定の例の実施形態によれば、本開示は、静電容量を変化させるタッチに反応して、結合容量の変化を促進するように構成されたタッチ面回路を含む種類のタッチセンス装置に関する。装置は、受信電極に静電容量的に結合された少なくとも１つの駆動電極を含む。センス回路は、駆動電極に供給される駆動信号に応答して受信電極に対する応答信号を生成する。応答信号は、負方向の遷移部から切り離された正方向の遷移部を含む。次いで、増幅回路は、時間変化する入力パラメータに応答して、信号を増幅し、処理するのに使用される。増幅回路は、応答信号の正方向及び負方向の遷移部に実質的に整列された最大ゲインと、正方向の遷移部と負方向の遷移部との間の減少したゲインとを有する時間変化するゲインを有する。増幅回路は、過渡部間の応答信号の一部のゲインに対する過渡部のゲインを調整する。増幅回路は、タッチ面上での静電容量が変化するタッチの位置を決定するためにノイズフィルタ処理された出力を提供するために、例えば奇数次高調波及び／又は偶数次高調波の形態の無線周波数（ＲＦ）干渉を抑制する。例えば、いくつかの態様によれば、増幅回路は、時間変化する時定数を有する。時定数の減少した又は最小の値は、応答信号の正方向の遷移部及び負方向の遷移部に実質的に整列され、時定数の増大した値は、正方向の遷移部と負方向の遷移部との間の応答信号の部分に実質的に整列される。

図１Ａは、同じく本開示による、タッチ面回路１２、センス回路２４、及びディジタル変換回路３０を含む上記の種類のタッチ装置の特定の実施例を示す。タッチ面回路１２、センス回路２４、及びディジタル変換回路３０は、上述した実施形態と同じように、ＲＦ干渉を抑制するように協同的に設計され、それによって、タッチ面上における静電容量が変化するタッチの位置を決定するためのノイズフィルタ処理された出力を提供する。多くの用途では、タッチ装置の一部として、駆動回路８及びデータ処理ロジック（例えば、マイクロコンピュータ回路）１０が含まれる。タッチ装置の外部にあっても内部にあってもよい駆動回路８は、静電容量が変化するタッチイベントが容量性ノードにおいて感知され、後にデータ処理ロジック１０によって処理され得る際の基準を提供するのに使用できるバイアス駆動信号を、タッチ面回路１２内の駆動電極１６に提供するように構成される。多くの用途では、駆動回路８は、単独で及び／又は他の高周波結合回路とともに、ＲＦノイズ干渉が懸念される高周波信号を生成する。ＲＦノイズ干渉は、駆動回路８によって生成される駆動信号から直接発達した、高調波周波数の形態で存在することがある。駆動回路８は、多くの場合、例えば、アナログディジタル変換回路に含まれる、上述のマイクロコンピュータ及び信号サンプリング回路とともに使用されるなど、他の回路を駆動するため、及び／又は、他の高周波信号を生成するために、使用される。タッチパネル１２は、ディスプレイエレクトロニクス及び他の外部ＲＦノイズ発生器に関連するＲＦノイズ源の影響を受けやすいことがある。

上記記載と一致して、このＲＦノイズ干渉は、完全に除去されない場合、センス回路２４を使用して受信電極１８ａ及び１８ｂ（図１Ａ）を介して返される応答信号を介して、結合容量の変化を処理することによって緩和される。センス回路２４は、（例えば、図３Ｂ及び図６Ｂとともに以下で記載するように）上部信号レベルに向かう正方向の遷移及び下部信号レベルに向かう負方向の遷移によって特徴付けられる過渡部を有する、応答信号と呼ばれる応答性信号を提供する。

次いで、センス回路２４内では、これらの過渡部を推定する時間変化する入力パラメータに応答して、ゲイン及びフィルタリング回路が信号を増幅及び処理するために使用される。センス回路２４は、それによって、過渡部間の応答信号の一部についてのゲインに対する過渡部のゲインを調整し、それによってＲＦ干渉を抑制する。応答信号を表すためにこれらの過渡部がどのように生成されるかを理解するために、図１Ｂは、タッチパネルの駆動電極及び受信電極に関連して発達する、静電容量が変化する信号の発達に関する以下の詳細とともに提示される。

したがって、関連する制御装置回路とともにタッチ装置を使用すると、センス回路及び増幅回路が、タッチパネルの関連する位置又はノードにおける静電容量の変化を検出するために、タッチパネルの受信電極からの戻り経路を経由して発達する応答信号を処理するために使用され得る。かかるタッチパネルは、１つ以上の駆動電極に対する複数の受信電極の構築化配置などにより、駆動電極及び受信電極用の用途特有のレイアウトを有し、後者は、複数の受信電極とともに配置でき、用途によりマトリックスの電極交差点で多くの特定のタッチパネルノードの支給が必要になるマトリックスを提供することを理解されたい。別の用途の例として、駆動電極は、１つ以上の受信電極に対して、ＩＴＯ又はナノメッシュの形態で提供されることがあり、それぞれは、位置及び／又は信号特性（例えば、振幅、形状、変調形式、及び／又は位相）に基づいて、微分可能な応答信号を送信する。

図１Ｂには、代表的なタッチ装置１１０を示す。装置１１０は電子回路に接続されたタッチパネル１１２を含み、電子回路は、簡略化のため、１１４の符号が付けられた単一の模式枠にグループ化され、アナログ信号インターフェイス回路、マイクロコンピュータ、プロセッサ及び／又はプログラマブルロジックアレイなどを含む（制御）ロジック回路として実装される、制御装置と総称される。したがって、制御装置１１４は、バイアス回路及びタッチ面回路８’／１２’（図１Ａのタッチパネル１２に対して）、センス回路２４’（図１Ａのセンス回路２４に対して）、及びプロセッサロジックユニット３０’（図１Ａのディジタル変換回路３０に対して）の態様を包含するものとして示される。

タッチパネル１１２は、列電極１１６ａ〜１１６ｅ及び行電極１１８ａ〜１１８ｅの５×５マトリックスを有するものとして示されるが、他の数の電極及びマトリックス寸法も用いることができる。多くの用途では、タッチパネル１１２は、ユーザがタッチパネルを通して物体を見ることができるように透明又は半透明であるものとして例示されている。かかる用途としては、例えば、コンピュータのピクシレイティド（pixilated）ディスプレイ用の物体、ハンドヘルドデバイス、携帯電話、又は他の周辺機器が挙げられる。境界１２０は、タッチパネル１１２の表示領域、またかかるディスプレイを使用する場合は、好ましくはその表示領域を表す。電極１１６ａ〜１１６ｅ、１１８ａ〜１１８ｅは、境界１２０全体にわたって、平面視で空隙を含んで分布される。図示を容易にするために、電極は、幅広で目立つように示されているが、実際には、電極は比較的狭く、ユーザの目に留まりにくい。更に、電極間のフリンジフィールドを増大させて、それにより電極間の容量結合におけるタッチの影響を増大させるために、電極は、可変幅、例えば、マトリックスのノード付近でダイヤモンド又はその他の形状のパッドに拡大した幅を有するように設計され得る。代表的な実施形態では、電極は、インジウムスズ酸化物（ＩＴＯ）又はその他の好適な導電性材料で構成されてもよい。奥行きの観点から見ると、列電極は、行電極とは異なる平面に位置してよく（図１Ｂの視点では、列電極１１６ａ〜１１６ｅは行電極１１８ａ〜１１８ｅの下に位置する）、それによって、列電極と行電極との間に有意なオーム接触は発生せず、したがって、所与の列電極と所与の行電極との間の有意な電気的結合は、容量結合のみである。電極のマトリックスは、典型的には、カバーガラス、プラスチックフィルムなどの下に位置し、それによって、電極は、ユーザの指又は他のタッチ関連手段と直接、物理的に接触することから保護される。かかるカバーガラス、フィルムなどの露出面は、タッチ面と呼ばれる場合がある。加えて、ディスプレイタイプの用途では、ディスプレイとタッチパネル１１２との間に、バックシールド（選択として）を配置してもよい。かかるバックシールドは、一般的に、ガラス又はフィルム上の導電性ＩＴＯコーティングから構成され、接地されてよく、又は外部の電気的干渉源からタッチパネル１１２内に結合する信号を低減する波形を用いて駆動されてもよい。バックシールドするための他の手法が、当技術分野において知られている。概して、バックシールドは、タッチパネル１１２によって感知されるノイズを低減し、いくつかの実施形態では、このバックシールドは、改善されたタッチ感度（例えば、より軽いタッチを検知する機能）及びより速い応答時間を提供し得る。バックシールドは、タッチパネル１１２とディスプレイとを離隔することを含む他のノイズ低減手法とともに用いられることもある。なぜならば、例えばＬＣＤディスプレイからのノイズ強度は、距離に伴って急減するからである。これらの技法に加えて、ノイズの問題を処理する他の手法についても、下記の様々な実施形態を参照して記載する。

所与の行電極と列電極との間の容量結合は、主に、電極が互いに最も近接している領域内の電極の形状に応じたものになる。このような領域は、電極マトリックスの「ノード」に対応し、このノードのいくつかに図１Ｂで符号が付けられている。例えば、列電極１１６ａと行電極１１８ｄとの間の容量結合は、主にノード１２２において発生し、列電極１１６ｂと行電極１１８ｅとの間の容量結合は、主にノード１２４において発生する。図１Ｂの５ｘ５マトリックスは、マトリクスのノードのいずれか１つが、それぞれの列電極１１６ａ〜１１６ｅを制御装置に個別に結合する制御ライン１２６のうちの１つの適切な選択と、それぞれの行電極１１８ａ〜１１８ｅを制御装置に個別に結合する制御ライン１２８のうちの１つの適切な選択とによって、制御装置１１４によってアドレス指定され得るようなノードを有する。

タッチ位置１３１に示すように、ユーザの指１３０又は他のタッチ手段が装置１１０のタッチ面と接触するか、ほぼ接触するとき、指は電極マトリックスと静電容量的に結合する。指は、マトリックス、特にタッチ位置の最も近くにあるマトリクスの電極から電荷を引き出し、その際に、最も近くのノードに対応する電極間の結合静電容量を変化させる。例えば、タッチ位置１３１におけるタッチは、電極１１６ｃ／１１８ｂに対応するノードに最も近い。下記に詳述するように、結合静電容量のこの変化は、制御装置１１４によって検出され得、１１６ａ／１１８ｂノードにおける接触又は１１６ａ／１１８ｂノード付近の接触であると判断され得る。好ましくは、制御装置は、容量の変化がある場合には、マトリックスのノードのすべての静電容量の変化を迅速に検出するように構成され、ノード間にあるタッチ位置を補間によって正確に判定するために、隣接するノードの静電容量変化の大きさを分析することが可能である。更に、制御装置１１４は、タッチ装置の異なる部分に、同時に又は重複する時間で加えられた複数の異なるタッチを検出するように有利に設計される。したがって、例えば、指１３０のタッチと同時に別の指がタッチ位置１３３において装置１１０のタッチ面に接触する場合、又は、それぞれのタッチが少なくとも時間的に重複する場合、制御装置は、好ましくは、両方のかかるタッチの位置１３１、１３３を検出し、かかる位置を接触出力１１４ａに供給することが可能である。制御装置１１４が検出可能な同時に起こる又は時間的に重複する別個のタッチの数は、好ましくは２つに限定されず、例えば、電極マトリックスの大きさに応じて、３つ、４つ、又は６０より大きくてもよい。

下記に詳述するように、制御装置１１４は、電極マトリックスの一部又はすべてのノードにおける結合静電容量の迅速な測定を可能にする様々な回路モジュール及び構成要素を用いることができる。例えば、制御装置は、少なくとも１つの信号発生器又は駆動ユニットを含むことが好ましい。駆動ユニットは、駆動電極と呼ばれる電極の１つのセットに駆動信号を供給する。図１Ｂの実施形態では、列電極１１６ａ〜１１６ｅが駆動電極として使用されてよく、又は行電極１１８ａ〜１１８ｅが駆動電極として使用されてもよい。駆動信号は、好ましくは一度に１つの駆動電極に、例えば、最初の駆動電極から最後の駆動電極までスキャンされる順序で供給される。かかる電極のそれぞれが駆動されると、制御装置は、受信電極と呼ばれる電極の他のセットを監視する。制御装置１１４は、すべての受信電極に結合された１つ又は複数の感知ユニットを含んでよい。それぞれの駆動電極に供給されるそれぞれの駆動信号に対し、感知ユニットは、複数の受信電極に対する応答信号を生成する。感知ユニットは、好ましくはそれぞれの応答信号が駆動信号の微分表現を含むように設計される。例えば、駆動信号が関数ｆ（ｔ）（例えば、時間の関数として電圧を表す）で表される場合、応答信号は、関数ｇ（ｔ）（式中、ｇ（ｔ）＝ｄ ｆ（ｔ）／ｄｔ）に等しいか、又は関数ｇ（ｔ）の近似を与えることができる。換言すれば、ｇ（ｔ）は、駆動信号ｆ（ｔ）の時間に関する導関数である。制御装置１１４に使用される回路の設計詳細に応じて、応答信号としては、例えば、（１）単独のｇ（ｔ）、又は（２）定数オフセットを伴うｇ（ｔ）（つまり、ｇ（ｔ）＋ａ）、又は（３）乗法のスケーリング係数を伴うｇ（ｔ）（つまり、ｂ＊ｇ（ｔ）、スケーリング係数は正でも負でもよく、１を超える大きさ、又は１未満だが０を超える大きさであってよい）、又は（４）これらの組み合わせ、を挙げることができる。いずれにしても、応答信号の振幅は、駆動される駆動電極と監視される特定の受信電極との間の結合静電容量に関連することが有利である。ｇ（ｔ）の振幅はまた、元の関数ｆ（ｔ）の振幅に比例し、用途に好適な場合、ｇ（ｔ）の振幅を、駆動信号の単一パルスのみを使用して所与のノードに対して決定することができる。

制御装置は、応答信号の振幅を識別し、分離するための回路も含んでよい。この目的のための代表的な回路装置は、１つ以上のピーク検出器、サンプル／ホールドバッファ、時間変数積分器、及び／又は、第２の段階積分器、ローパスフィルターを含んでよく、その選択は、駆動信号及び対応する応答信号の性質に依存してよい。制御装置は、アナログ振幅をディジタル形式に変換するための１つ以上のアナログディジタルコンバータ（ＡＤＣ）も含んでよい。１つ以上のマルチプレクサは、回路素子の不要な重複を回避するためにも用いられてよい。当然ながら、制御装置はまた、好ましくは測定した振幅及び関連パラメータを保存するための１つ又は複数のメモリ装置と、必要な計算及び制御機能を実行するためのマイクロプロセッサとを含む。

電極マトリックスのノードのそれぞれについて応答信号の振幅を測定することにより、制御装置は、電極マトリックスのノードのそれぞれについて結合静電容量に関連する測定値のマトリックスを生成できる。これらの測定値は、タッチの存在により結合静電容量が変化したノードがある場合はそのノードを特定するために、予め求めた基準値と同様のマトリックスと比較できる。

側面から、タッチ装置に使われるタッチパネルは、前面（透明）層、平行に配置された第１のセットの電極を有する第１の電極層、絶縁層、平行に配置された第２のセットの電極を有する、好ましくは第１のセットの電極に垂直な第２の電極層、及び後面層を含むことができる。露出した前表面層は、タッチパネルのタッチ面の一部であっても、それに取り付けられていてもよい。

図２Ａは、上述の態様の多くと一致する、別のタッチ装置の概略図であり、フロントエンド回路モジュール２１２（又は、場合によって、並列の、複数のフロントエンドモジュール２１２（ａ）、２１２（ｂ）などの１つとして動作する）、及びタッチパネル（図示せず）の電極から提供される応答信号の、それぞれ特定のアナログ及びディジタル処理用に構成されたバックエンド回路モジュール２２０を示す。図２Ａに示す実施形態を含む具体的な実施形態では、バックエンド回路モジュール２２０は、バックエンド回路モジュール２２０の右側に沿って示すタイミング及び制御信号など、様々なタイミング及び制御信号を提供するために、他の回路（図１Ｂの制御装置１１４など）と連携して実装される。

図２Ａの左側に（場合によって反復するブロックによって）示すように、応答信号回路２１０は、関連する入力ポートＲＸ０１、ＲＸ０２などを介して供給されるそれぞれの応答信号に対して動作する。図３Ａに関連して更に記載されるように、これらの応答信号回路２１０は、対応する（信号を供給する）受信電極（図１Ｂ）に関連するタッチパネルノードに対する（タッチ面における関連する結合静電容量の）正確なタッチ監視に対して動作するため及びそのような監視を提供するために実装される。これらの応答信号回路２１０は、図示された実施例において、かかるタッチ監視を同時に動作し、提供するように実装することができ、これらの応答信号回路２１０のうちの１つだけの出力ポートが、かかる処理用のマルチプレクサ（「Ｍｕｘ」）２２４を通じて選択される。

マルチプレクサ２２４は、入力選択／制御信号２２４ａに応答して、関連する応答信号経路によって規定されるように、アナログ処理された応答信号の選択されたチャンネルを、アナログディジタルコンバータ（ＡＤＣ）２２６に提供する。マルチプレクサ２２４は、ＲＸＮチャンネルを経てすべての電極がＡＤＣによって変換されるまで進むように制御され得る。ＡＤＣ２２６は、アナログ処理された応答信号のディジタルバージョンを、前述した関連する結合容量の特徴付けについて測定を行うことによって、かつこれらの特徴付けからタッチ面のタッチ位置を決定することによって、応答信号に応答するために構成された（バックエンド回路モジュール２２０内の）測定回路２３０に提示する。オーバーサンプリングＡＤＣにとって典型的であるように、ＡＤＣ２２６は、入力ポート２３２を介して提供されたＡＤＣ＿ｃｌｏｃｋ信号に応答し、例えば、約８ＭＨｚ又はその倍数で動作する。

具体的な実施形態では、１つ又は両方のフロントエンド及びバックエンド回路モジュール２１２及び２２０は、モジュール２１２及び２２０を画定する境界線で描かれた、用途特定集積回路（ＡＳＩＣ）チップに実装されている。例えば、フロントエンド回路モジュール２１２は、受信電極から１つ以上の応答信号経路を処理するように構成された１つ以上の（複製された）内部回路のそれぞれを有し、かつ応答信号の測定を行うための測定回路を備えて構成された別のＡＳＩＣチップを使用して実装されたバックエンド回路モジュールを有する１つのＡＳＩＣチップを使用して実装することができる。

かかる特定の実施形態のそれぞれでは、両方のモジュール２１２及び２２０は、データ、タイミング及び制御信号を使用し、応答信号回路２１０により応答信号の適切な処理を有効にする。例えば、フロントエンドモジュール２１２の左側のこれらの制御信号には、応答信号回路２１０内で応答信号を積分するために使用される回路のノードをバイアスするために使用される電圧バイアス信号（Ｖ_Ｂｉａｓ）が含まれる。フロントエンドモジュール２１２はまた、バックエンド回路モジュール２２０により提供される制御／構成信号に応答し、これは、ゲインを制御するため、タイミングのため、及び応答信号回路２１０による応答信号を一般的に処理するための時間変数パラメータを設定するのに使用される制御／構成信号を含む。構成レジスタ２４０は、測定回路２３０内で、所与のタッチパッド（又は受信電極を供給する他の種類の装置）のために必要とされ得る、これらの時間変数パラメータ及び他の制御信号を決めるのに使用することができる。測定回路２３０はまた、ＡＳＩＣベースの実装に関して理解されるように、これらの処理された応答信号（データ取得ロジック）を取得及び記憶するための関連サポート回路と、状態機械回路２４４の形態で示された回路と、雑多なレジスタ／サポート回路２４６とを備える。

バックエンド回路モジュール２２０の右側に沿って示すような他のタイミング及び制御信号は、応答信号回路２１０による処理、及びＡＤＣ２２６の処理のタイミングをアシストするように設けられる。これらの信号には、モード制御、シリアル・ペリフェラル・インタフェース互換（ＳＰＩ）制御ライン及びデータ送受信及び、受信ロジックが（受信電極に沿った）列データの変換を開始する時及びデータ変換を完了するときのための制御が含まれる。信号が図面の右手側に示される。

図２Ｂは、前述のタッチパネル（図１Ａの１２又は図１Ｂの１１２）の１つに該当する分解図と図２Ａのフロントエンド回路モジュールとを有する実施例の回路を示す。かかるタッチパネルの実装の１つで意図されるように、タッチパネルは、１６：１０の横縦比を持つ１９インチ（４８センチメートル）の対角長方形表示領域を有する４０行×６４列のマトリックス装置を含み得る。この場合、電極は約０．２５インチ（約０．６４センチメートル）の均一な間隔を有してもよく、他の具体的な実施形態では、０．２インチ（０．５センチメートル）以下であってもよい。この実施形態の寸法に起因して、電極は、その寸法に関連する著しい漂遊インピーダンス、例えば、行電極に対する４０キロオーム及び列電極に対する６４キロオームの抵抗を有することがある。かかるタッチ応答処理に伴う人的要因を考慮すると、マトリックスの２，５６０個のノード（４０×６４＝２５６０）すべてにおける結合静電容量を測定するための応答時間は、必要に応じて、比較的高速に、例えば２０ミリ秒未満、又は更には１０ミリ秒未満にすることができる。行電極が駆動電極として用いられ、列電極が受信電極として用いられる場合、そしてすべての列電極が同時にサンプリングされる場合、４０行の電極は、例えば、行電極（駆動電極）あたり０．５ミリ秒（又は０．２５ミリ秒）のタイムバジェットに対して、逐次スキャンされるのに２０ミリ秒（又は１０ミリ秒）かかる。

図２Ａの具体的な図を再び参照すると、物理的特性よりも電気的特性（集中回路素子モデルの形態）によって描写される図２Ａの駆動電極２５４及び受信電極２５６は、４０×６４よりも小さいマトリックスを有するタッチ装置に見られる電極を代表するが、これを制限的なものと見なすべきではない。図２Ａのこの代表的な実施形態では、集中回路モデルに示される直列抵抗Ｒは、それぞれ１０Ｋオームの値を有してよく、集中回路モデルに示される漂遊容量Ｃは、それぞれ２０ピコファラッド（ｐｆ）の値を有してよいが、当然ながら、これらの値を決して制限的なものと見なすべきではない。この代表的な実施形態では、結合静電容量Ｃｃは名目上２ｐｆであり、電極２５４と電極２５６との間のノードにおけるユーザの指２５８による接触があると、結合静電容量Ｃｃを約１．５ｐｆの値へと約２５％低下させる。ここにおいても、これらのＣｃの値を制限的なものと見なすべきではない。

前述の制御装置によると、かかるタッチ装置は特定の回路を使用して、パネル２５２のノードのそれぞれにおいて結合静電容量Ｃｃを測定するように、パネル２５２に問い合わせを行う。この点において、制御装置は、結合静電容量を示すか、又は結合静電容量に応答するパラメータの値、例えば、上述した及び下記に詳述する応答信号の振幅を測定することにより、結合静電容量を測定できる。このタスクを成し遂げるために、タッチ装置は、駆動電極２５４に結合された（図１Ｂの制御装置１１４又は図２Ｂの信号発生器２６０内の）低インピーダンス駆動ユニットと、受信電極２５６に結合された感知ユニット２８０と、感知ユニット２８０によって生成される応答信号の振幅をディジタルフォーマットに変換するアナログディジタルコンバータ（ＡＤＣ）ユニット２２６とを含むことが好ましい。感知ユニット２８０は、駆動ユニットにより供給される駆動信号に微分を行う微分可変ゲイン増幅（ＶＧＡ）回路２８２を含む。ＶＧＡ回路２８２は、可変ゲインレジスタを含み、それぞれ回路ゲインを設定し、ゲインの安定性を最適にするための可変ゲイン静電容量を有することができる。

駆動ユニット２６０によって供給される駆動信号の性質に応じて（したがって、感知ユニット２８０によって生成される応答信号の性質にも応じて）、図２Ａのタッチ装置はまた、サンプル／ホールドバッファとしても機能するピーク検出回路（図示せず）と、ピーク検出器をリセットするように機能する関連リセット回路３２６ｂとを含んでよい。最も実用的な用途では、タッチ装置はまた、所与の時間において複数の駆動電極のうちのいずれか１つへのアドレス指定を可能にするために、信号発生器２６０（図２Ｂ）とタッチパネル２５２との間のマルチプレクサを含むことになる。このように、物体（例えば、指又は導電性スタイラス）が行電極と列電極との間の相互結合を変えるとき、相互静電容量の変化が起き、それによって、相互結合は、多重化駆動信号に応答して逐次スキャンされる。同様に、受信側で、別のマルチプレクサ（図２Ａの２２４）は、単一のＡＤＣユニットが複数の受信電極に関連する振幅を迅速にサンプリングすることを可能にするので、それぞれの受信電極に対して１つのＡＤＣユニットを必要とするための経費が回避される。要素２１２ｂは、複数のＡＤＣを持つ同様の回路のいくつかの層を示す。この実装形態は５つのかかるチャンネルを有する。

上述した図２ＢのＶＧＡ回路２８２は、応答信号を特徴付ける微分信号の形式で、２つの段階を使用する図２Ｂに示す別の増幅回路に出力を供給する。積分増幅器２８４として示す第１の段階は、ＲＦ信号の奇数次高調波のＮＵＬＬを生成するために、過渡部における間引きを容易するため、時間変化するパラメータを使用して応答信号の微分信号表現に対して積分を行うように構成及び配置されている。積分増幅器２８４は、積分により、応答信号内の（受信電極からの）駆動信号のリターンに特徴付けられる駆動信号のパルス部を増幅する。可変抵抗回路２８６は、積分増幅器２８４のフロントエンド入力において、駆動信号と同期して時間変化するゲインの変化を提供するように制御される変動を有する。可変抵抗回路２８６は、時間変化するゲインの変化を応答信号に提供するように制御され、パルス部（駆動信号に対応する）についてこの演算を達成する。増幅積分演算が、それぞれのパルス部に対して演算の適切な繰り返しをもたらすために、対応する駆動信号のタイミングと同期された別の制御信号（図示せず）を使用してリセットされる。この増幅は、応答信号により運ばれる駆動信号の奇数次高調波を含む望まないノイズを抑制しながら、応答信号の演算アスペクトを増幅するように機能する。

積分増幅器２８４は、応答信号を更に処理するための第２の段階２９０に静電容量的に結合される出力を送信する。この更なる処理により、正方向の遷移及び負方向の遷移において過渡部を結合するために、信号強度を増加させ、同時に、偶数次高調波を含むノイズの効果的なコモンモード抑制を行うため、積分増幅器２８４の出力から処理される単一線微分応答信号の正及び負のアスペクト（増幅された過渡部を含む）を合計させることによって、演算増幅器２９１を使用して、積分が行われる。第２の段階によるこの積分が、積分及びダンプ動作の方法によって、このように繰り返され、前述した段階と同様に、かつ同様に制御された制御信号（図示せず）と同様に、積分リセットのため、それぞれのパルス部に対して演算の適切な繰り返しを有効にする。

第２の段階２９０は、その出力を、図２Ａに関連して前述したマルチプレクサ及びＡＤＣに、別の容量結合された経路２９２を通して供給する。容量結合された経路は、第２の段階２９０により処理されるとき、応答信号の各部のアナログ特性を保存するためのサンプルホールド回路（静電容量及びスイッチで概念的に示す）を含み、そのアナログ特性は、制御装置又は測定回路による評価のためにマルチプレクサ２９４及びＡＤＣ２９６を通して更に処理することができる。

より具体的には、演算増幅器２９１は、最大信号強度に対して正及び負のエッジ遷移の組合せが生じるように加算演算を実行するために使用され、理想的には、これらの正のエッジ遷移と負のエッジ遷移との間のノイズは、コモンモード抑制におけるように、逆位相加算によってキャンセルされる。具体的な実装形態として、これは、正のエッジから負のエッジを減じるために、正及び負のエッジ遷移に対するクロック位相に応答して、反転又は非反転の積分器（又は積分演算）のいずれかを選択することによって達成され得る。この加算積分により、正及び負方向信号を加算し、信号振幅２Ｘを増加させ、センサに結合されるコモンモードノイズを低減する擬似微分信号を提供する。演算増幅器２９１の一方の入力でのＶ_Ｂｉａｓ信号は、ＡＤＣ２９６による後続のアナログディジタル変換のためのサンプルホールド効果（Ｓ／Ｈ）のための容量結合された経路２９２に沿った出力レベルの最適化を可能にするために、あるレベルに設定される。第１の段階２８４のフロントエンドにおける時間変化する係数を使用して、信号の微分と第１の段階の積分との組み合わせは、（抵抗性経路によってもたらされる）オンチップゲインからのゲイン変動と、ＴＸ（又は駆動）信号の傾きとを低減するのに役立つ。変量は、オンチップ積分容量（Ｃ_ＩＮＴ）及びタッチスクリーン静電容量から残存する。駆動信号のレベルは、異なる行にわたるスクリーン変動を補償する働きをし、ここで、積分フィードバック経路における静電容量（図２ＢのＣ_ＩＮＴ）は、異なる受信器にわたる変動を調整する。この組み合わされた微分及び積分に伴う信号レベルは、以下のように数学的に推定することができる。
Ｉ_{ＳＣＲＥＥＮ}＝Ｃ_ＣｄＶ_ＴＸ／ｄｔ
Ｖ_ＤＩＦＦ＝Ｉ_{ＳＣＲＥＥＮ}Ｒ_ＤＩＦＦ＝Ｃ_ＣＲ_ＤＩＦＦｄＶ_ＴＸ／ｄｔ
Ｉ_ＩＮＴ＝Ｖ_ＤＩＦＦ／Ｒ_ＩＮＴ
＝Ｃ_Ｃ（Ｒ_ＤＩＦＦ／Ｒ_ＩＮＴ）ｄＶ_ＴＸ／ｄｔ
ｄＶ_ＩＮＴ＝（Ｉ_ＩＮＴ／Ｃ_ＩＮＴ）ｄｔ
ｄＶ_ＩＮＴ＝ｄＶ_ＴＸ（Ｃ_Ｃ／Ｃ_ＩＮＴ）（Ｒ_ＤＩＦＦ／Ｒ_ＩＮＴ）
ここで、タッチ装置において感知される電流はＩ_{ＳＣＲＥＥＮ}であり、微分電圧信号はＶ_ＤＩＦＦであり、その積分バージョンはｄＶ_ＩＮＴとして表される。

したがって、図２Ｂの可変ゲイン増幅回路は、時間変化するパラメータを使用して、過渡部における積分及びダンプの信号フィルタリング演算を提供するための積分回路を含む。この信号フィルタリング演算は、応答信号をサンプリングするために使用されるクロック率の倍数への間引きによって支援され得る。次いで、前述した測定回路は、関連する結合静電容量の特性化に関する測定を実行すること、及びその特性によって、タッチ面上のタッチの位置を決定することによって、図２Ｂの可変ゲイン増幅器を介して処理されるとき、応答信号に応答することができる。参照文献として特許文献国際公開第２０１０／１３８４８５号（ＰＣＴ／ＵＳ２０１０／０３６０３０）の信号処理の教示を使用すると、この処理は、増加したＴＸ駆動レベルによる増加した信号対ノイズと、改善したＲＸ受信器回路による改善したＣＲＦＩ（伝導性無線周波数イミュニティ）及びＬＣＤ（液晶ディスプレイ）ノイズ除去とを提供する。全体的な電力レベル及びコストも大幅に低減される。同様の環境におけるタッチ装置の動作に関する更なる／背景情報については、フロントエンド信号処理及びタイミング及びバックエンド（制御装置ベース／測定）応答信号処理に関するかかる教示及びこれらについて、参照により本明細書に組み込まれる上記特許文献を参照することができる。

図２Ｂの回路と一致する回路の具体的な実験的実装に関連して、応答信号の微分信号表現に対するかかる積分は、周波数応答においてＮＵＬＬを生成するために有利に使用できる。かかる実装形態を使用して、ＲＦ信号ノイズ、特に周波数応答における３次及び５次の高調波（微分信号表現の積分あたり）は、かかるＮＵＬＬの方法によってフィルタ処理される。このように、このＲＦ信号ノイズフィルタ処理は、かかる奇数次高調波並びにインターリーブ偶数次高調波の両方を含むことができる。

図３Ａ、図３Ｂ、及び図３Ｃにより、図２Ｂの第１の段階に関する態様を理解するため、更に詳述する。これらの態様は、積分増幅器２８４に関与する可変抵抗及びタイミングである。図３Ａに示す具体的な例の実施形態では、演算増幅器３１０は、電圧基準（図２Ａ及び図２Ｂで共通に名付けられた信号と同様に、Ｖ_Ｂｉａｓ）に接続される正の入力ポートと、図２Ｂの（微分）回路２８２である前の回路の出力を（「ＩＮ」ポート３１８における）入力信号として受信するために配置された負の入力ポートとを含む。図２Ｂの可変抵抗回路２８６に対応して、図３Ａに示す可変抵抗は、並列経路で接続するように配置された３つのレジスタ、すなわち第１のレジスタ（Ｒ）３２０、第２のレジスタ（４Ｒ）３２２、及び第３のレジスタ（２Ｒ）３２４によって提供される。レジスタのうちの少なくとも２つのレジスタの値は、互いに異なることがある。対応する並列経路のそれぞれにおいて、それぞれのスイッチＦ２、Ｆ１、Ｆ０があり、それらのスイッチのうちの１つ又は複数は、（制御装置を設けられ、各パルス部に対して演算の適切な繰り返しをもたらすために駆動信号に同期された）経路３２８を介する制御信号を使用して選択的に閉じられる。これらの選択可能なスイッチは、３３０、３３２及び３３４で示され、それぞれ、ＩＮポート３１８と演算増幅器３１０の負の入力ポートの間で、レジスタ３２０、３２２及び３２４のうちの１つ又は複数を接続するためのものである。同様に制御されるスイッチ３３６もまた、各パルス部にもたらされる繰り返しと一致したリセットタイミングをもたらすために、駆動信号と同期するように制御される。

積分増幅器３１０の時定数は、時定数の減少した（又は最小の）値が、応答信号の正方向及び負方向の遷移部に実質的に整列され、時定数のより大きい値が、正方向の遷移部と負方向の遷移部との間の応答信号の部分に実質的に整列されるように、経時的に調整されてよい。時定数は、上述の時間変化する抵抗によって、かつ／又は時間変化するフィードバック静電容量Ｃｉｎｔによって、経時的に変化することがある。時間変化する時定数を提供するために、抵抗、静電容量、又は両方が経時的に変化するとしても、その変動は、駆動信号と同期される。

これは、スイッチ３３０、３３２、及び３３４は、演算増幅器３１０の積分演算に対するＲＣ時定数を規定するために使用されるので、これは当然の結果である。ここで、ＲＣのＲは、レジスタ３２０、３２２、及び３２４の並列配置により設けられる抵抗であり、ＲＣのＣは演算増幅器３１０の負のフィードバックループ内に設けられる静電容量である。したがって、図３Ｃの右の表は、タイミング図の代表的時点に関連する時定数の逆数を示す。

可変Ｒゲイン設定を有する入力微分器２８２は、反転された正及び負のインパルス出力を有する双方向信号を出力する。フィードバックＲは、センサの相互Ｃｃを有するＲＣ微分インパルス関数出力を最大化するように微分ゲインが変更されることを可能にする。

応答信号は、駆動信号の偶数次高調波及び又は奇数次高調波を含むことがあり、これらの高調波の低減によって、信号対ノイズ比が強化される。図３Ａに示す第１の積分器の段階２８４は、サンプルレートの２倍に間引く各Ｖ_Ｄ駆動エッジにおいて重み付き平均を積分及びダンプするために時間変化する係数を有する双方向積分器を含む。第１の積分器の段階２８４の双方向積分器の係数は、駆動信号Ｖ_Ｄの３次及び５次の高調波付近で最小又は減少したゲインを提供するゲインにおけるＮＵＬＬを生成するように選択される。第２の加算積分器２９０は、第１の積分器２８４からの正及び負のフィルタ処理されたエッジデータを加算する。加算積分器２９０は、応答信号の正方向の遷移部から応答信号の負方向の遷移部を減じる。コモンモードＲＦノイズ、例えば駆動信号の２次、４次及び／又は他の偶数次高調波は、加算積分器２９０内で応答信号から低減又はキャンセルされる。増幅器は、を含む。

図３Ｂは、図３Ａの回路に関連する３つの信号３４２、３４４、及び３４６を示すタイミング図である。第１の信号３４２はＴＸパルスであり、１パルスのパルス信号が、（例えば、図１Ａ及び図１Ｂで使用されるように）駆動電極上に駆動される。しかし、ＴＸパルスのパルス周波数は、図１Ａ及び図１Ｂに関連して記載されるパルス周波数を含めて、多くの用途に対して変わることがあり、１００ＫＨＺのパルスは十分であり、８Ｍｈｚクロックが、ＴＸパルスに対するパルスタイミングを規定するために使用される。第２の信号３４４は、ＩＮポート３１８において提示されるように、単一線微分信号であり、上向きのインパルススパイクがＴＸパルスの図示の正の傾きに整列され、下向きのインパルススパイクがＴＸパルスの負の傾きに整列される。これらのインパルススパイクは、ＴＸパルスエッジに対応する微分遷移部であり、微分遷移部に対して、センス回路は応答信号を監視する。図３Ｂの下部に示すように、第３の信号３４６は図３Ａの回路の出力に対応し、その出力は、図２Ｂの２９０に示す第２の（加算積分器の）段階を駆動するのに使用される。

図３Ｃは、図３Ａに示す回路に対して所望の又は最適な時間可変ゲインをもたらすために、選択可能なスイッチ３３０、３３２、３３４及びリセットスイッチ３３６がいかにして制御され得るかを示す、別のタイミング図である。図３Ａ及び図３Ｃに示すように、スイッチに対して対応する制御信号が、図３Ｃのタイミング図に示すように論理ハイ状態であるとき、スイッチ３３０、３３２、３３４、及び３３６の各々は閉じられる（導通状態にある）。図３Ｃの頂部における階段状のグラフ３６６の中心に示すように、例えば、スイッチ３３０、３３２、及び３３４の各々が閉状態にあれば、図３Ａの演算増幅器３１０によってもたらされるゲインは最大である。時点３６８でリセットされた直後、図３Ａの演算増幅器３１０よってもたらされるゲインは、閉状態にあるスイッチ３３０と、開状態（非導通状態）にあるスイッチ３３２及び３３４とによって設定される。これは、スイッチ３３０、３３２、及び３３４は、演算増幅器３１０の積分演算に対するＲＣ時定数を規定するために使用されるので、これは当然の結果である。ここで、ＲＣのＲは、レジスタ３２０、３２２、及び３２４の並列配置により設けられる抵抗であり、ＲＣのＣは演算増幅器３１０の負のフィードバックループ内に設けられる静電容量である。したがって、図３Ｃの右の表は、タイミング図の代表的時点に関連する時定数の逆数を示す。

図４及び図５は、可変時定数（図４）及び上記の可変時定数（図５）に関する、図３Ａの演算増幅器３１０のゲインを示すための時間ベースのグラフである。各グラフの水平軸は時間の単位であり、線形に示され、図３Ｂの信号３４４に示すパルス又はスパイクのエッジからの距離に対応する。各グラフの垂直軸は、上記の時定数（ＲＣ）を指数の単位で示し、図５は、周波数に関する時定数（１／（２ＲＣ×（３．１４５６））を示す。図５のプロットの頂部に示すように、スイッチが閉であるとき、対応するレジスタは最小の抵抗をもたらし、水平軸に沿った０点（ここでスパイクのエッジが感知される）においてゲインを最大化する。抵抗及び静電容量（ＲＣのための）及びタイミングを、所与の用途及びクロックタイミングに望ましいように、調整することができ、ここで、上述するタイミングは、ＲＦノイズフィルタリングが、そこから由来する奇数次及び偶数次高調波を低減するために調整／最適化され、駆動回路及び関連回路タイミング並びに状態機械タイミングのため８ＭＨｚクロックを想定することを理解されたい。

図６Ａ〜図６Ｇは、図２Ｂに示す回路の諸段階に対する更なる信号のタイミングの例を示す、別の時間ベースの図の部分を形成する。図６Ａでは、ＴＸ信号６１０が、１サイクル（又は周期）の図表で示されており、ＴＸ信号６１０は、前に示したタッチパネルの駆動電極上に現れることになる。応答信号は、受信電極によって渡された後、微分回路によって（例えば、ＶＧＡ回路２８２を介して）処理（微分）され、図６Ｂに示すＴＸ信号６１０の微分形式を生成する。例示されるＴＸ信号６１０は方形波（一連の矩形パルス）として実施されており、微分演算によって、矩形パルスのそれぞれの正方向の遷移に関連する負方向のインパルスのパルス（例えば、６２０ａ）と、矩形パルスのそれぞれの負方向の遷移に関連する正方向のインパルスのパルス（例えば、６２０ｂ）とを含む、インパルスのパルスが生成される。インパルスのパルスは、演算増幅器の信号帯域幅、及びタッチスクリーンのＲＣフィルタ効果により、やや丸くなることがあるが、この導出された応答信号の形は、駆動信号の微分表現である。

図６Ｃ及び図６Ｄは、感知ユニット（図２Ｂの２８０）の第１及び第２の段階による応答信号の更なる処理を示す。図６Ｃは、図４及び図５で上述した第１の段階のゲインの態様を示しており（第１の段階に起因する演算増幅器のゲインを示す）、（フィードバック内の）積分リセットがインパルスのパルスの間の中央におかれ、ゲインのタイミングが、本明細書で前に示したように、ＲＣ時定数を変えることによって実効抵抗を介して調整／最適化される（場合によっては、この変化はまた、実効静電容量を変えて実施され得る）。図６Ｅは、第１の段階の出力における信号のあまり理想的ではない特性を示しており、ゲインは、処理された応答信号の双極性（正及び負の両方）の態様に対して示されている。いくつかの実装形態では、この第１の段階は、十分であると見なされてよい。なぜならば、インパルスのパルスの間の、ＴＸ信号の奇数次高調波を含むノイズは、かなり抑制されているからである。

他の実装形態では、この第１の段階は、第２の段階（図２Ｂの２９０）によって補完され、第２の段階はＴＸ信号に由来する偶数次高調波の抑制（無効化）を含む更なるノイズフィルタ処理を提供する。したがって、第２の段階は、第２の段階の入力における（図６Ｃ及び図６Ｅの）正及び負の遷移に対する積分及びダンプ演算を実行することによって、応答信号に更に影響を与える。演算のダンプの態様は、図６Ｃに示す信号の低い点において起こり、図２Ｂの演算増幅器２９１の負のフィードバックループにおける静電容量短絡スイッチによって制御される。積分は、各ダンプ（又はリセット）の後に開始する。

図６Ｇは、演算増幅器２９１を介して行われる加算演算を示し、加算演算によって、正及び負のエッジ遷移は最大信号強度に対して組み合わされ、理想的には、これらの正及び負のエッジ遷移の間のノイズは、コモンモード抑制におけるように、加算演算によってキャンセルされる。

本明細書で開示する実施形態は、応答信号に適合した伝達関数を使用して応答信号を処理することを伴う。伝達関数を応答信号に適合させることは、較正回路を使用して達成され得る。センス回路（例えば、図２Ｂに示す感知ユニット２８０）は、駆動電極に供給される駆動信号と、場合によりタッチ入力が存在するときはタッチ入力とに応答する受信電極からの応答信号を感知する。感知ユニットは、時間変化する伝達関数を応答信号に適用する。時間変化する伝達関数の用途は、応答信号の搬送部からの応答信号の情報搬送部を復調するために使用されてよく、応答信号の搬送部は、駆動信号に応答する。したがって、いくつかの実装形態では、伝達関数は復調伝達関数と呼ばれ、いくつかの実装形態では、伝達関数はフィルタ伝達関数と呼ばれる。いずれにしても、時間変化する伝達関数は、伝達関数が応答信号と比例的かつ同期的に変化するように、実質的に応答信号に適合される（相関付けられる）。いくつかの実装形態では、タッチセンス装置は、タッチセンス面上のタッチの存在及び／又は位置を検出するために、センス回路の出力を処理するように構成されたタッチ回路を更に含む。いくつかの実施形態では、システムは、応答信号に適合された時間変化する伝達関数を決定するように構成された較正回路を含む。センス回路は、例えば、増幅器又は微分器を備えてよい。いくつかの実装形態では、測定回路は、伝達関数を応答信号の微分表現に適用するように配置される。

いくつかの実装形態では、時間変化する伝達関数は、伝達関数と応答信号との間の相互相関が約０．５より大きい相関係数を生じる場合、応答信号に適合すると言うことができる。いくつかの構成では、伝達関数を応答信号に適用する測定回路は、時間変化するゲインを有するフィルタとして及び／又は増幅器として実装されてよい。処理は、時間変化するゲインを有する積分器を備えてよい。例えば、積分器は、例えば時間変化するゲインキャパシタ及び／又は時間変化するゲイン抵抗による、時間変化するＲＣ定数を有してよい。いくつかの実装形態では、測定回路は、時間変化するゲインを有する微分器を備えてよい。

図７は、タッチパネル７１２の２つの電極７１６及び７１８の間の相互静電容量Ｃｍを測定するように構成された例示的なタッチセンス装置７１０の簡略化された概略図を示す。駆動回路７１３は、駆動信号Ｖ_Ｄを被駆動電極７１６に印加し、センス回路７１４は、受信電極７１８から信号７１５を受信する。応答信号７１５は、Ｃｍ、又はＣｍにおける変化、を計算するために使用されてよい。制御回路７１７は、測定回路７１４及び／又は駆動回路７１３の機能及びタイミングを制御し、測定回路７１４から受信された信号を更に処理してよい。

静電容量を測定するためのデバイスは、ボタンとスイッチ、線形スライダ及びマトリックスタッチパネル、並びに電極付近に位置する物質の存在若しくは量を検出するためのセンサ、又はスタイラスの容量検出用デジタイザなど、静電容量入力（例えば、タッチ）装置の形態を取ることができる。これらの状況の各々において、少なくとも１つの未知の相互静電容量（本明細書ではＣｍで示す）は、電極間の結合によってもたらされ、第２及び第３の未知の静電容量（本明細書ではＣｄ及びＣｒで示す）は、被駆動電極Ｃｒと接地との間、及び受信電極Ｃｒと接地との間の結合によってもたらされる。Ｃｍ、Ｃｄ、及びＣｒは、ＡＣ電圧が少なくとも１つの電極に印加される際に生成される電界に物体又は物質が近接すると変化する。この変化は、物体のタッチ又は存在を識別するための基礎として使用され得る。Ｃｍ、Ｃｄ、及びＣｒは、電極の形状及び電極が作製される材料にしたがって変化する分布された抵抗及び静電容量を一般的に有する簡略化されたモデルの電極である。

本開示は、これらの静電容量のパラメータを測定するための回路及び方法、並びにとりわけ、Ｃｍの変化を測定するための方法を記述する。いくつかの実施形態では、センス回路は、微分器と時間変化するゲインとを含む。いくつかの実施形態では、測定回路は、応答信号に時間変化する伝達関数を乗算し、その乗算の積をある時間の期間、例えば応答信号の整数のサイクルにわたって積分するように構成される。伝達関数及び応答信号がいくつかの離散値を含むように、伝達関数及び応答信号は、乗算及び／又は積分の前にディジタル化されてよい。代替として、センス回路は、アナログ乗算器回路、及び／又はアナログ乗算器回路の出力を積分するように構成されたアナログ積分器を含んでよい。この例では、センス回路は、積分器の出力をディジタル化するように構成されたアナログディジタルコンバータを含み得る。

図８は、いくつかの実施形態による、時間に対する信号及び伝達関数の例示的なセットを含むグラフ８２０を示す。方形波Ｖ_Ｄを含む駆動信号が、駆動回路７１３（図７参照）によって被駆動回路７１６に印加される。信号７１５は、近似的に、駆動信号Ｖ_Ｄの微分バージョンとなる。この例示的なシナリオは、測定回路７１４の入力インピーダンスが非静電容量であり、静電容量Ｃｍ及びＣｒのインピーダンスと比較して低い場合に存在することがある。本明細書のこの例に関して記述される原理及び方法は、他の波形に対しても適用される。復調伝達関数ｆＤ（ｔ）は、信号７１５を同期的に復調する。信号８２４は、この復調（すなわち、復調伝達関数ｆＤ（ｔ）の信号７１５への適用）からもたらされる。数学的に、復調は、信号７１５に伝達関数ｆＤ（ｔ）を乗じることによって成し遂げられ、信号８２４が得られる。信号８２５は、信号７１５の整数のサイクルなど、ある時間の期間にわたる信号８２４の積分を表す。

機能的に、復調伝達関数ｆＤ（ｔ）を用いて信号７１５を復調するいくつかの方法がある。ディジタル処理の実施形態では、信号７１５及びｆＤ（ｔ）は、順次的な離散時間における信号７１５及びｆＤ（ｔ）の値を表すディジタル数を有するディジタルフォーマットに変換されてよい。例えば、信号８２６は、時間期間ｔ１〜ｔ８の間に８つの離散値を有する伝達関数ｆＤ（ｔ）のディジタル化バージョンを表す。信号７１５及び伝達関数ｆＤ（ｔ）は、離散した順次時間における（等長の）一連の値を含む２つのベクトルとして表されてよい。もたらされる２つのベクトルのスカラー積が計算され、一連のかかる積は、信号８２５として示される積分関数を実行するために加算されてよい。

図９は、測定回路７１４の一実施形態を示し、信号７１５は、増幅器９０３によって最初に処理される。増幅器９０３は、それの入力、例えば加算点において低インピーダンスをもたらすことができ、信号７１５の振幅を増幅することができる。得られた信号９３５は、その信号に時間同期源９３６からの時間変化する復調関数ｆＤ（ｔ）を乗じることによって復調される。一実施形態では、信号９３５は、信号７１５（図８参照）の形状を有してよく、乗算関数９３２は、アナログ乗算器回路であってよく、ｆＤ（ｔ）は、（リアルタイムノイズが信号９３５上に存在しない）信号９３５の波形を有してよい。最後に、積分された信号８２５は、アナログディジタルコンバータ（ＡＤＣ）９３８によってディジタルフォーマットに変換されてよい。いくつかの実施形態では、信号源９３６及びＡＤＣ９３８は、センス回路７１４内に組み込まれることがある。

別の実施形態では、関数９３２は、アナログ信号９３５をディジタルｆＤ（ｔ）信号で乗じるように構成されることがある。ディジタルｆＤ（ｔ）手法では、信号９３５は、時間変化するディジタル値によってリアルタイムで乗じられる。信号８２６（図８）は、信号ｆＤ（ｔ）のディジタル表現であり、信号ｆＤ（ｔ）は、例えば８つの時間の期間にわたる８つの値に量子化されている。８つの値の各々は、ディジタル数で表されてよく、各ディジタル数は、前述したように、信号７１５が受信される適切な時間において乗算するディジタルアナログコンバータに適用されてよい。

いくつかの実施形態によれば、復調伝達関数ｆＤ（ｔ）は、応答信号７１５と実質的に同じ形状を有することができ、適合された信号７１５のフィルタ処理がもたらされる。この理由によって、関数ｆＤ（ｔ）（及び関数８２６）は、関数７１５とほぼ同じ形状で図９に示されている。

図１０は、応答信号７１５の１サイクルと、信号７１５を同期的に復調するために使用され得る４つの代替のｆＤ（ｔ）復調伝達関数とを示す。関数１１５３は、方形波である。関数１１５４は、信号７１５の形状を近似する複数のレベルの量子化された波形である。関数１１５５は、図３Ｃに示す形状を近似する複数のレベルの量子化された波形である。図１０は、図３Ｃと違って見える。なぜならば、図１０は、図３Ｃの波形と、図６Ｆに示す交互加算減算関数によって示される図３Ｃの周期的反転とを足して組み合わせているからである。第４の復調関数１１５２は、ノイズフリー信号７１５と同じ形状を有する。

様々な周波数のノイズが信号７１５に加算されたシミュレーションが実行され、得られたノイズの多い信号が、４つの復調関数１１５２、１１５３、１１５４及び１１５５の各々を使用して同期的に復調された。次いで、復調された信号が、信号７１５の４つのサイクル（４つの信号波形）のある期間にわたって積分された。図示のこの例では、信号波長は１１μｓｅｃであり、それによって、復調された信号は、４４μｓｅｃの期間に対して積分された。信号７１５は、第２の時定数（たとえば、１μｓｅｃ）を有する正規化指数波形から、第１の時定数（たとえば、０．１μｓｅｃ）の時定数を有する正規化指数波形を減じることによってシミュレーションされた。これらのシミュレーションでは、信号で除されたノイズ（Ｎ／Ｓ）が、復調された（信号＋ノイズ）レベルから公知の復調された信号レベルを減じ、次いで復調された信号レベルによって除されることによって計算される。その結果は、より一般的に使用される信号／ノイズ（Ｓ／Ｎ）レベルの逆数である。特に、ノイズがゼロレベルに近づく周波数において、グラフのスケーリングがより扱いやすいので、Ｎ／Ｓが使用された。

図１２Ａ及び図１２Ｂは、百分率で復調されたＮ／Ｓのグラフを示す。これらの測定では、単一の正弦波周波数のノイズが信号７１５に加算され、復調され、積分された測定値における百分率の変化が計算された。ピークノイズの大きさは信号７１５のピーク値の５０％であり、積分が信号７１５の４つのサイクルにわたって実行された。図１２Ａ及び図１２Ｂは、信号７１５に対するノイズの位相が異なる。図１２Ａでは、ノイズの正弦波の位相は、信号７１５に整列される。図１２Ｂでは、ノイズの正弦波の位相は、信号７１５より９０度進む。

図１２Ｃは、０度のノイズ（図１２Ａ）と９０度のノイズ（図１２Ｂ）とのベクトル和を示す。したがって、図１２Ｃは、１１μｓｅｃの信号波長を中心とする波長の範囲にわたってノイズの大きさを示す。図１２Ａ、図１２Ｂ及び図１２Ｃは、４つの例示的な復調伝達関数の性能が、ノイズの周波数及び位相によって著しく変化することを示す。全体的に、適合した復調信号１１５２及びほぼ適合した復調信号１１５４は、奇数次高調波を除いて、ノイズの存在下で優れた性能を有する。

いくつかの実施形態は、復調器の伝達関数を応答信号に実質的に適合させるように較正することを伴う。信号７１５の形状は、駆動信号Ｖ_Ｄの形状と、センサ７１２のパラメータと、測定回路７１４内の構成要素のパラメータとによって変化する。一般的に、寸法及び構造によるセンサ間の変動は、信号７１５における著しい変動を生じることがある。したがって、信号７１５の形状を測定して、ほぼ適合する復調関数を用いて信号７１５を復調することが有利である。測定回路７１４が高レートで信号７１５をディジタル化するための回路を備えるディジタル処理システムでは、信号７１５の形状は、高速アナログディジタル変換によって直接測定されることがある。

較正中の測定は、システムの正常使用中の測定よりもタイムクリティカルではなく、それによって較正測定のノイズは、正常に使用されるよりも多い信号７１５のサイクルにわたって測定することによって低減され得る。同じく、較正中に、クリティカルでないノイズの多い関数をオフにすることによってノイズを低減することも可能である。駆動信号Ｖ_Ｄは、較正中にオフにされてよく、それによって周囲ノイズが直接測定され、ノイズ測定値がノイズの多い信号のレベルから減じられ、ノイズフリーの信号形状の近似が得られる。

上記のように、信号７１５は、方形波で駆動された信号が容量性センサに印加され、タッチによって変化することがあるセンサの静電容量Ｃｍを通過した結果であり得る。被駆動信号の高調波は、Ｃｍ以外の経路によって測定回路に到達することがあり、その場合、これらの高調波は、実質的にノイズである。又は、ノイズは、同じく方形波を生成するスイッチング電源から到来することがある。奇数次高調波ノイズは、信号７１５に方形波（奇数次）高調波を加算することによってシミュレーションされており、２１％の３次高調波、１３％の５次高調波、９％の７次高調波、及び７％の９次高調波を含む。これらの組み合わされた高調波信号のピークレベルは、信号７１５のピークの大きさの５０％に正規化された。結果として得られるノイズの多い信号７１５ｎが、図１１にグラフで示される。

信号７１５ｎの４つのサイクルの間の復調及び積分のシミュレーション結果が、表１の列３に示される。計算された百分率のＮ／Ｓ比が、表１の列４に百分率として示されている。様々な復調関数が、表１に示すように異なる積分結果をもたらす。表１の「０ノイズ」列は、様々な復調信号を有しかつノイズのない信号７１５の４つのサイクルの復調の後の積分レベルを示す。適合されたフィルタ１１５２及び１１５４は、信号の奇数次高調波ノイズ含有量を方形波１１５３以上に低減するが、信号１１５５は、奇数次高調波を実質的に除去する。これは、フィルタ１１５５は奇数次高調波ノイズに適合されるが、ノイズに対して直角位相にあり、それによってフィルタ１１５５は、奇数次高調波ノイズに対してほぼゼロ相関を有し、信号７１５ｎの例において実質的にノイズが復調されない結果をもたらすからである。

図１３は、システム７１０と同様の構成要素及び特性を有する静電容量タッチデジタイザシステム１３６０を示すが、システム１３６０は、電極のマトリクスを備える。センサ１３６２は、一方が他方の上に配置された電極の２つのアレイを備える。上部の電極アレイは、並列の受信電極Ｒｃｖ１、Ｒｃｖ２、Ｒｃｖ３及びＲｃｖ４を備える。下部のアレイは、電極Ｒｃｖ１、Ｒｃｖ２、Ｒｃｖ３及びＲｃｖ４に直交して配置された、並列の被駆動電極Ｄａ、Ｄｂ、Ｄｃ及びＤｄを含む。１６個の内部電極の（相互）静電容量Ｃｍは、一般的にほぼ等しい。駆動回路１３１３ａ、１３１３ｂ、１３１３ｃ及び１３１３ｄは、任意の波形であり得る信号Ｖ_Ｄａ、Ｖ_Ｄｂ、Ｖ_Ｄｃ及びＶ_Ｄｄを生成するが、本明細書の例では、パルスが使用される。受信回路１３１４ａ、１３１４ｂ、１３１４ｃ及び１３１４ｄはそれぞれ、応答信号１３１５ａ、１３１５ｂ、１３１５ｃ及び１３１５ｄを測定する。測定の結果は、センス、測定、及び／又は制御の回路１３６７に伝達される。本発明のアナログ処理実施形態では、受信回路１３１４は、信号７１５ａ〜７１５ｄの同期的復調、積分、及びアナログディジタル変換のうちの１つ又は複数を含む伝達関数を実行することができる。本発明のディジタル処理実施形態では、受信回路１３１４は、信号７１５ａ〜７１５ｄを増幅し、回路１３６７における処理のために信号７１５ａ〜７１５ｄをアナログからディジタルのフォーマットに変換することができる。駆動回路１３１３及び受信回路１３１４は、制御ラインＣｔｒｌ１及びＣｔｒｌ２を介して回路１３６７によって制御される。

ユーザは、上部アレイの上に置かれたタッチ面（図示せず）にタッチすることによってセンサと相互作用する。電極の交点に近接するタッチによって、内部電極の静電容量Ｃｍのうちの１つ又は複数が変化することになる。タッチに近接した内部電極の静電容量は大きさが減少し、他の内部電極の静電容量と等しくなくなる。多くのマトリクスタッチシステムでは、タッチは、２つ以上の内部電極の静電容量Ｃｍに影響を及ぼし、それによって、タッチ位置を精緻化するために内挿が使用されることがある。

図１３によって及び本明細書の他の場所において例示するマトリクスタッチシステムの場合、被駆動信号Ｖ_Ｄａ、Ｖ_Ｄｂ、Ｖ_Ｄｃ及びＶ_Ｄｄは、一般的に、一度に１つずつ逐次駆動される。信号１３１５ａ、１３１５ｂ、１３１５ｃ及び１３１５ｄは、複数の測定回路１３１４ａ、１３１４ｂ、１３１４ｃ及び１３１４ｄによって同時に受信されてよく、各受信チャンネルは、復調伝達関数ｆＤ（ｔ）と、別々の応答信号１３１５ａ、１３１５ｂ、１３１５ｃ及び１３１５ｄの積分とを同時に実行してよい。

センサ１３６０は、分布された静電容量及び抵抗の複合アレイを有する。駆動電極の静電容量Ｃｄは、各電極上の単一の対地静電容量として示されているが、実際には、Ｃｄは、全体的に各電極に沿って分布される。同様に、各受信電極は、それの長さにそって分布された静電容量Ｃｒを有する。電極の抵抗（システム１３６０に示さず）は、数百オームから数十キロオームまで変化することがあり、それによって応答信号は、駆動電極及び受信電極を通る信号経路の長さに応じて異なる量を減衰されることになる。

受信信号は、少なくとも２つの大きい変動を被ることがある。第１に、受信信号は、被駆動電極の受信電極からの距離に比例して一緒に変化することがある。例えば、遠い電極Ｄａが信号によって駆動されるとき、４つの受信信号はすべて、近い電極Ｄｄが駆動されるときより低くなり得る。同様に、被駆動信号Ｖ_Ｄａ〜Ｖ_Ｄｄは被駆動端において最大であり、被駆動信号Ｖ_Ｄａ〜Ｖ_Ｄｄが被駆動電極Ｄａ〜Ｄｄの遠位端に到達するにつれて減衰される。応答信号は、応答信号の、駆動電極の被駆動端への近接度に比例して互いに変化することがある。例えば、応答信号１３１５ａ（電極Ｒｃｖ１に接する）は、信号１３１５ｄよりも大きさが大きいことになる。なぜならば、ドライバ１３１３ａ〜１３１３ｄは、それらの信号を電極Ｒｃｖ１により近いところで印加するからである。

したがって、各応答信号の形状（及び／又は寸法）は、どの被駆動電極がアクティブであるかに応じて変化することがある。かかる変動は、本明細書で記述する較正プロセスによって測定されてよく、一意の復調伝達関数ｆＤ（ｔ）が、各被駆動電極に対して使用されてよい。同様に、受信測定回路１３１４ａ〜１３１４ｄの各々は、他の測定回路とは異なる復調伝達関数ｆＤ（ｔ）を使用してよい。

図２Ａ及び図２Ｂのアナログ／ディジタルハイブリッド回路など、いくつかのアナログ処理回路はまた、信号７１５をサンプリングするための復調回路を使用することによって、受信された波形の形状対時間を測定するのに好適である。このアナログ回路を用いて測定する方法を、図１４を参照して記述する。図１４は、駆動信号Ｖ_Ｄ及び上述のように生成された応答信号７１５の１サイクルを含む例示的なグラフ１４７０を示す。図示の例では、一連の復調サンプリングパルスが、一連の８つの離散時間において信号７１５をサンプリングするために使用されることになる。最初に、時間ｔ１及びｔ９の間に発生する信号７１５の部分だけを復調するために、パルス１４７６ａが、伝達関数ｆＤ（ｔ）（図１０のシステム１０３０のｆＤ（ｔ）に対応する）として使用される。信号１４７６ａは、信号７１５の１／２波長だけ分離された異極性のサンプル時間のペアを含む。その結果は、信号１４７４ａ（システム１０３０の信号１０２４に対応する）であり、信号１４７４ａは、Ｖ１４７５ａの最終値を有する信号１４７５ａを得るために積分される。図１４は、Ｖ_Ｄの１サイクル全体にわたる積分を示すが、実際には、積分は、Ｖ_Ｄの多くのサイクルにわたって行われることが好ましい。積分の終端における信号１４７５ａの値は、サンプル時間期間ｔ１及びｔ９の間の信号７１５の平均値に比例する。

次に、パルス１４７６ｂが、時間ｔ２及びｔ１０の間に発生する信号７１５の部分だけを復調するために、伝達関数ｆ（ｔ）として使用される。その結果は信号１４７４ｂであり、信号１４７４ｂは、信号１４７５ｂを得るために積分される。積分の終端における信号１４７５ｂの値はＶ１４７５ｂであり、Ｖ１４７５ｂは、時間期間ｔ２及びｔ１０の間の信号７１５の平均値に比例する。このプロセスは、あらゆる時間期間（ｔ１及びｔ９〜ｔ８及びｔ１６）における信号７１５の値が知られるまで継続してよい。グラフ１４７０の例では、８つの積分が、逆位相のサンプルの８つのペア（ｔ１及びｔ９、ｔ２及びｔ１０、ｔ３及びｔ１１、など）を測定するために行われる。信号７１５の大きさが８つのサンプル点において測定された後、復調伝達関数ｆＤ（ｔ）は、これらの８つの値（及び８つの値の逆位相余角）を使用して生成されてよい。所与の例では、その結果は、計算された伝達関数１４７９となり、ここで、８つの値及びそれらの補数は、信号７１５を近似する伝達関数を形成する。

信号７１５を測定するプロセスは、システムの正常使用の前に行われる較正プロセスの間に行われることが好ましい。較正プロセスは、測定システムが、様々な原因による応答信号７１５の形状及び大きさにおける変動に適応することを可能にする。この較正プロセスと干渉することがある制御可能なノイズ源がある場合、それらのノイズ源は、較正中にオフにされてよい。例えば、近くのディスプレイ及び／又は不要な電源は、特にこれらの構成要素が静電容量測定システムに同期するノイズを放射する場合に、オフにされてよい。

図１５Ａは、１μｓｅｃの指数関数的減衰時定数を有する応答信号１５１５の１サイクルと、信号１５１５を同期的に復調するために使用され得る４つの代替のｆＤ（ｔ）伝達関数とを示す。信号１５８４は、信号１５１５（図１１の信号１１５４に類似）に近似的に適合させようとする量子化されたｆＤ（ｔ）である。信号１５８５は、信号１５１５と同様に指数関数的に減衰する信号に近似的に適合させようとする量子化されたｆＤ（ｔ）であるが、１．５μｓｅｃの減衰時定数を有する。信号１５８３は、信号１５１５と同様に指数関数的に減衰する信号に近似的に適合させようとする量子化されたｆＤ（ｔ）であるが、０．５μｓｅｃの減衰時定数を有する。第４の復調関数１５８２は、ノイズフリー信号１５１５と同じ形状である。

図１５Ｂは、１１μｓｅｃの信号波長を中心とするノイズ波長の範囲にわたってノイズのベクトルの大きさを示す。図１５Ａ及び図１５Ｂは、３つの量子化された復調関数ｆＤ（ｔ）１５８３、１５８４、１５８５の性能がノイズ周波数の範囲にわたって同様の性能を有することを示す。適合された関数１５８２は最適復調関数であり、ほぼ適合する関数１５８４は、関数１５８３及び１５８５より多くのノイズ周波数範囲においてより良好な性能を有する。

図１５Ｃは、１μｓｅｃの指数関数的減衰時定数を有する応答信号１５１５ｐの１サイクルと、信号１５１５ｐを同期的に復調するために使用され得る４つの代替のｆＤ（ｔ）伝達関数１５８２、１５８３、１５８４、１５８５とを示す。信号１５１５ｐは、４つの代替のｆＤ（ｔ）伝達関数１５８２、１５８３、１５８４、１５８５に対して０．５μｓｅｃだけ時間的にシフト（遅延）される。信号１５８４は、信号１５１５ｐ（図１１の信号１１５４に類似）に近似的に適合させようとする量子化されたｆＤ（ｔ）である。信号１５８５は、信号１５１５と同様に指数関数的に減衰する信号に近似的に適合させようとする量子化されたｆＤ（ｔ）であるが、１．５μｓｅｃの減衰時定数を有する。信号１５８３は、信号１５１５ｐと同様に指数関数的に減衰する信号に近似的に適合させようとする量子化されたｆＤ（ｔ）であるが、０．５μｓｅｃの減衰時定数を有する。第４の復調関数１５８２は、ノイズフリー信号１５１５ｐと同じ形状である。

図１５Ｄは、１１μｓｅｃの信号波長を中心とするノイズ波長の範囲にわたってノイズのベクトルの大きさを示す。図１５Ｃ及び図１５Ｄは、信号１５１５ｐと同様に指数関数的に減衰する信号に近似的に適合させようとする量子化されたｆＤ（ｔ）であるが、１．５μｓｅｃのより長い減衰時定数を有する信号１５８５の性能が、関数１５８２、１５８３、１５８４より多くのノイズ周波数範囲においてより良好な性能を有することを示す。適合されるがより短い時定数（０．５μＳｅｃ）を有する信号１５８３は、位相シフトの結果として最大の性能低下を有する。これは、伝達関数が、測定されている信号に対して位相シフトされるいくつかの場合に、より広い（例えば、より長い時定数の）伝達関数が、より良好な性能を得ることがあることを示す。

図１６Ａは、信号７１５に適用される追加の復調伝達関数を示す。関数１６９３、１６９４及び１６９５はそれぞれ、３、２及び１のサンプル周期の幅を有する単純なサンプリング関数である。復調関数１６９２は、信号７１５に適合する。図１６Ｂは、１１μｓｅｃの信号波長を中心とするノイズ波長の範囲にわたってノイズ／信号の大きさを示す。適合された伝達関数１６９２は、基本信号周波数における場合を除いて良好に動作し、関数１６９３、１６９４及び１６９５の様々な関数は、いくつかのノイズ周波数範囲においてより良好なＮ／Ｓ性能を有する。

図１６Ｃは、図１６Ａと同じ復調関数を示すが、それらの関数は、信号７１５に対して１時間周期だけ位相が進められている。図１６Ｄは、１１μｓｅｃの信号波長を中心とするノイズ波長の範囲にわたってノイズ／信号の大きさを示す。関数１６９５のＮ／Ｓは、図１６Ｄから省略されている。なぜならば、大半の周波数において、そのＮ／Ｓは、他のＮ／Ｓ測定値より１００倍以上大きいからである。これは、関数１６９５は、信号７１５がゼロ付近にあるときにおいて、信号７１５をサンプリングするからである。より広い復調関数１６９３は、多くの周波数において関数１６９２及び１６９４より良好なＮ／Ｓを有する。なぜならば、関数１６９３は、ノイズに対して信号７１５のより大きい部分を示すからである。

図１２Ａ、図１２Ｂ、図１２Ｃは、シミュレーションされた測定回路７１４によって測定されたときの、信号に対するノイズの比（Ｎ／Ｓ）を示す。異なる復調伝達関数が異なるＮ／Ｓ比をもたらし得ることは明白である。特定のノイズレベル及び／又はノイズスペクトルを有する特定のシステムに対してＮ／Ｓ比を知ることができる場合、最小のＮ／Ｓ比など、特定のＮ／Ｓ比を達成するように復調伝達関数を適応させることが可能である。

いくつかの実施形態は、応答信号を測定するために使用される伝達関数を応答信号に適合させることによって、タッチ装置を較正する方法を伴う。較正は、タッチ入力を検出するためにタッチ装置を使用する前の初期化期間の間に行われてよい。図１７Ａは、いくつかの実施形態による、タッチ装置に対する較正プロセスを示すフロー図である。較正は、受信電極の応答信号の形状を測定することを伴う１７０１。応答信号と比例的かつ同期的に変化する時間変化する伝達関数が決定される１７０２。伝達関数は、タッチ入力を含む応答信号を復調するために後で使用され得る１７０３。

受信電極に対して生成された応答信号は、電極ごとに変化することがある。したがって、異なる時間変化する伝達関数は、各電極に対して、又は隣接する電極のグループに対して決定されてよい。特定の受信電極に対する応答信号はまた、受信電極の長さに沿って変化することがある。したがって、いくつかの実装形態では、複数の伝達関数が１つの受信電極に対して形成されることがあり、複数の伝達関数の各々は、それぞれ、受信電極に沿った駆動電極位置に対応する。

図１７Ｂは、いくつかの実装形態による較正プロセスを示すより詳細なフロー図である。ノイズが低減又は最小化されながら、応答信号の形状及び振幅が測定される１７０５。例えば、応答信号の形状及び振幅は、応答信号にかなり近く適合することが先験的に知られている、ほぼ適合する伝達関数を使用して測定されてよい。ノイズは、駆動信号及び／又は他のノイズ源をオフにすることによって、伝達関数を決定するプロセス中に低減又は最小化され得る。

最初の伝達関数は、減少したノイズを有する応答信号の形状及び振幅に基づいて形成される１７１０。ノイズを有する応答信号の形状及び振幅は、最初の伝達関数を使用して測定される１７１５。ノイズが測定され１７２０、そのノイズが、ノイズを有する応答信号から減じられる１７２５。ノイズを有する応答信号からノイズを減じた結果は、ノイズを減じられた応答信号と呼ばれる。ノイズ（Ｎ）とノイズを減じられたノイズ信号（Ｓ）との比、例えばＮ／Ｓ又はＳ／Ｎのいずれかが形成される１７３０。最初の伝達関数は、Ｎ／Ｓ値を低減する（又はＳ／Ｎ値を増大させる）ために繰り返し調整されてよい１７３５。例えば、伝達関数は、その比が特定の範囲内にあるように、最初の伝達関数を調整することによって形成され得る。調整された伝達関数は、タッチ検出のためにタッチ装置が動作している間に使用され得る。

伝達関数を調整するための１つの選択は、遅れ位相又は進み位相において最初の伝達関数を使用してノイズを有する応答信号を再決定することを伴う。次いで、最初の伝達関数は、ノイズを有する応答信号を再決定した結果に基づいて調整される。別の選択は、最初の伝達関数より時間的に狭い又は広い伝達関数を使用して、ノイズを有する応答信号を再決定することを伴う。次いで、最初の伝達関数は、ノイズを有する応答信号の再決定の結果に基づいて調整される。伝達関数を調整することは、伝達関数の形状及び／又は位相を調整することを伴うことがある。場合によっては、伝達関数以外のタッチ装置のパラメータが、駆動信号の周波数を調整すること及び／又は応答信号の積分期間の持続時間を調整することなど、信号対ノイズ比を増大させるように付加的に調整されることがある。伝達関数及び場合によっては他のパラメータは、Ｎ／Ｓ比又はＳ／Ｎ比が特定の範囲内に入るまで、繰り返し調整されてよい。

場合によっては、ノイズスペクトルが測定され、伝達関数は、関数１１５５（図１０）に関して述べたように、測定されたノイズスペクトルに基づいて調整されてよい。例えば、ノイズスペクトルは、駆動信号の基本周波数において、及び／又は基本周波数の１つ又は複数の高調波において測定され得る。いくつかの実装形態では、ノイズスペクトルを測定することは、駆動信号の基本周波数未満の周波数においてノイズ信号を測定することを伴う。

ノイズスペクトルは、上述のように、信号形状がサンプリングパルスを使用して測定される方法と同様に決定されてよい。同様のプロセスを使用して、ノイズ信号の形状及び振幅が測定されてよい。

図１８Ａ及び図１８Ｂは、３．６７μｓｅｃの波長を有するノイズ（信号７１５の３次高調波周波数）が測定される場合の例を示す。ノイズ測定の場合、被駆動信号Ｖ_Ｄがオフにされ、それによって信号７１５はノイズのみを含む。Ｖ_Ｄが２４ｔの波長を有すると仮定すると、２４ｔのＫ整数倍の積分期間は、Ｋ信号波長内のノイズを測定することになる。一般的に、ノイズの多くは信号Ｖ_Ｄと同期せず、それによって、正常動作中に信号７１５を測定するために使用されるよりも長い信号波長にわたってノイズを測定することが、一般に好ましい。

図１８Ａは、いくつかの復調伝達関数を示す。復調伝達関数１８９２は、方形波信号Ｖ_Ｄの３次高調波に適合される。復調伝達関数１８９５は、方形波信号Ｖ_Ｄの３次高調波に近似的に適合する量子化された関数である。他の周波数におけるノイズは、所望の周波数及び波形を有する伝達関数を使用することによって測定されてよい。サンプル時間ｔの倍数以外の波長が測定される場合、ｔの持続時間は、サンプル時間ｔの持続時間を確立するシステムクロックのクロック周波数を変えることによって変更されてよい。

図１８Ｂは、０．３μｓｅｃ〜２２μｓｅｃの波長の正弦波に適用することによってもたらされる、復調され、積分された出力を示す。復調伝達関数１８９２及び１８９５は、すべての他の周波数の９０％以上をブロックしながら、所望の３次高調波を選択的に渡す。したがって、ノイズスペクトルが測定され得、測定システムは、ノイズを回避するように調整され得る。例えば、信号Ｖ_Ｄの周波数は修正されてよく、サンプリング周期ｔ１、ｔ２などの持続時間は、Ｖ_Ｄの周波数の変化に適合するように調整されてよい。積分期間の持続時間が変更されてよく、かつ／又は復調伝達関数ＦＤ（ｔ）（形状又は位相）が、測定回路との特定の周波数又は位相の関係を有することが測定されたノイズを回避するように変更されてよい。

図１９は、ノイズ測定の数例を示す。所望の受信信号７１５が、図１９に示すように１６ｔの波長を有すると仮定すると、１６ｔのＫ整数倍の積分期間は、ノイズのＫ信号波長を測定することになる。ノイズの多くは信号７１５と同期しないと仮定すると、信号７１５を測定するために使用されるよりも長い信号波長にわたってノイズを測定することが、一般に好ましい。

ノイズ測定の場合、被駆動信号Ｖ_Ｄがオフにされ、それによって信号７１５はノイズのみを含む。図１９は、様々な周波数のノイズを測定することになるいくつかの復調伝達関数を示す。復調伝達関数１９０１は、Ｖ_Ｄの基本周波数におけるノイズを測定する。復調伝達関数１９０２は、信号Ｖ_Ｄの２次高調波におけるノイズを測定する。復調伝達関数１９０３は、信号Ｖ_Ｄの３次高調波におけるノイズを測定する。復調伝達関数１９０６は、信号Ｖ_Ｄの６次高調波におけるノイズを測定する。

他の周波数におけるノイズは、所望の周波数を有するＦＤ（ｔ）関数を使用することによって測定されてよい。サンプル時間ｔの倍数以外の波長を測定するために、ｔの持続時間は、サンプル時間ｔの持続時間を確立するシステムクロックのクロック周波数を変えることによって変更されてよい。

復調関数１９０９は、信号Ｖ_Ｄの（２４ｔ）基本周波数より長い波長におけるノイズを測定する復調関数の一例である。例１９０９は、３６ｔのノイズ波長を測定するが、それらのすべてが示されているわけではない。

したがって、ノイズスペクトルが測定され得、測定システムは、ノイズを回避するように調整され得る。例えば、サンプリング周期ｔ１、ｔ２などの持続時間は、信号Ｖ_Ｄの周波数を変更するように調整されてよい。積分期間の持続時間は、（例えば、グラフ１９００に示す２４ｔではなく１６ｔの持続時間に）変更されてもよい。又は、復調伝達関数ＦＤ（ｔ）（形状又は位相）が、測定回路との特定の周波数又は位相の関係を有することが測定されたノイズを回避するように変更されてよい。

本開示に記載する実施形態には、下記の項目が含まれる。

項目１ タッチセンス装置であって、
受信電極に静電容量的に結合された駆動電極と、
駆動電極に供給される駆動信号に応答して受信電極に対する応答信号を生成するように構成されたセンス回路であって、応答信号が、負方向の遷移部から切り離された正方向の遷移部を含む、センス回路と、応答信号の正方向及び負方向の遷移部に実質的に整列された増加したゲインと、応答信号の正方向の遷移部と負方向の遷移部との間の減少したゲインとを有する、時間変化するゲインを含む増幅回路とを備える、タッチセンス装置。

項目２ 増幅回路が、駆動信号と同期される時間変化する抵抗を備える、項目１に記載のタッチセンス装置。

項目３ 増幅回路が、演算増幅器の入力ポートに並列に接続された複数のレジスタを備え、複数のレジスタ内のうちの少なくとも２つのレジスタの値が互いに異なり、複数のレジスタ内のうちの各レジスタが、異なる対応するスイッチを有する、項目１又は２に記載のタッチセンス装置。

項目４ 増幅回路が、駆動信号と同期される時間変化する静電容量を備える、項目１〜３のいずれか一項に記載のタッチセンス装置。

項目５ タッチセンス装置であって、
受信電極に静電容量的に結合された駆動電極と、
駆動電極に供給される駆動信号に応答して受信電極に対する応答信号を生成するように構成されたセンス回路であって、応答信号が、負方向の遷移部から切り離された正方向の遷移部を含む、センス回路と、応答信号の正方向及び負方向の遷移部に実質的に整列されたより小さい値と、応答信号の正方向の遷移部と負方向の遷移部との間のより大きい値とを有する、時間変化する時定数を含む増幅回路とを備える、タッチセンス装置。

項目６ 時間変化する時定数が、時間変化する抵抗を含む、項目５に記載のタッチセンス装置。

項目７ 時間変化する時定数が、時間変化する静電容量を含む、項目５又は６に記載のタッチセンス装置。

項目８ タッチセンス装置であって、
受信電極に静電容量的に結合された駆動電極と、
駆動電極に供給される駆動信号に応答して受信電極に対する応答信号を生成するように構成されたセンス回路であって、応答信号が駆動信号の高調波を含む、センス回路と、高調波に対応する周波数範囲において減少したゲインを有する時間変化するゲインを含む増幅回路とを備える、タッチセンス装置。

項目９ 高調波が複数の奇数次高調波を含み、時間変化するゲインが、複数の奇数次高調波に対応する周波数範囲内で複数の最小値を有する、項目８に記載のタッチセンス装置。

項目１０ タッチセンス装置であって、
受信電極に静電容量的に結合された駆動電極と、
受信電極に結合されたセンス回路とを備え、センス回路が、
受信電極に結合され、駆動電極に供給される駆動信号に応答して受信電極に対する応答信号を生成するように構成された第１の段階であって、応答信号が、駆動信号の微分表現であり、駆動信号の少なくとも１つの奇数次高調波及び少なくとも１つの偶数次高調波を含む、第１の段階と、
応答信号内の少なくとも１つの奇数次高調波を抑制する、第１の段階の出力に結合された第２の段階と、第２の段階の出力を増幅し、応答信号内の少なくとも１つの偶数次高調波を抑制する、第２の段階の出力に静電容量的に結合された第３の段階とを含む、タッチセンス装置。

項目１１ 第１の段階が、可変ゲイン微分回路を含み、
第２の段階が、少なくとも１つの奇数次高調波に対応する周波数応答内にＮＵＬＬを有するゲインを含み、第３の段階が、加算積分器を含む、項目１０に記載のタッチセンス装置。

項目１２ タッチセンス装置であって、
受信電極に静電容量的に結合された駆動電極と、
駆動電極に供給される駆動信号に応答して受信電極に対する応答信号を生成するセンス回路であって、応答信号が、負方向の遷移部から切り離された正方向の遷移部を含む、センス回路と、
応答信号を増幅するように構成され、非線形ゲインを有する増幅器と、応答信号の正方向の遷移部から応答信号の負方向の遷移部を減じる積分器とを備える、タッチセンス装置。

項目１３ システムであって、
タッチセンス装置を備え、タッチセンス装置が、
タッチセンス面を含むタッチパネル、及び少なくとも１つの受信電極に静電容量的に結合された少なくとも１つの駆動電極を備えるタッチパネルと、
駆動電極に供給される駆動信号に応答して受信電極に対する応答信号を生成するように構成されたセンス回路と、時間変化する伝達関数を応答信号に適用するように構成された測定回路と、時間変化する伝達関数を応答信号に適合させるように構成された較正回路とを備え、伝達関数が、応答信号と比例的かつ同期的に変化する、システム。

項目１４ タッチセンス装置であって、
タッチセンス面、及び少なくとも１つの受信電極に静電容量的に結合された少なくとも１つの駆動電極を備えるタッチパネルと、
駆動電極に供給される駆動信号に応答して受信電極に対する応答信号を生成するように構成されたセンス回路と、時間変化する伝達関数を応答信号に適用するように構成された測定回路とを備え、伝達関数が、応答信号と比例的かつ同期的に変化する、タッチセンス装置。

項目１５ 測定回路の出力に基づいてタッチセンス面上のタッチを検出するように構成されたタッチ処理回路を更に備える、項目１４に記載の装置。

項目１６ 測定回路が、時間変化するゲインを有する増幅器を含む、項目１４又は１５に記載の装置。

項目１７ 測定回路が、時間変化するゲインを有する積分器を含む、項目１４〜１６のいずれか一項に記載の装置。

項目１８ 積分器が、時間変化するＲＣ定数を有する、項目１７に記載の装置。

項目１９ 積分器が、時間変化するゲインの静電容量を有する、項目１７又は１８に記載の装置。

項目２０ 積分器が、時間変化するゲインの抵抗を有する、項目１７〜１９のいずれか一項に記載の装置。

項目２１ センス回路が、時間変化するゲインを有する微分器を備える、項目１７〜２０のいずれか一項に記載の装置。

項目２２ 測定回路が、応答信号を伝達関数で乗算し、乗算の積を時間のある期間にわたって積分するように構成される、項目１４〜２１のいずれか一項に記載の装置。

項目２３ 時間の期間が、応答信号の整数のサイクルである、項目２２に記載の装置。

項目２４ 方法であって、
受信電極に静電容量的に結合された駆動電極に供給される駆動信号に応答して、受信電極上の応答信号を感知することと、
時間変化する伝達関数を応答信号に適用することであって、伝達関数が、応答信号と比例的かつ同期的に変化する、適用することと、伝達関数を応答信号に適用することの結果を使用して、タッチセンス面上のタッチ検出することとを含む、方法。

項目２５ 少なくとも１つの受信電極に静電容量的に結合された少なくとも１つの駆動電極を備えるタッチセンスパネルを含むタッチ装置を使用する方法であって、方法が、
駆動電極に供給される駆動信号に応答して、受信電極に対する応答信号の形状を測定することと、応答信号と比例的かつ同期的に変化する時間変化する伝達関数を形成することと、
時間変化する伝達関数を、タッチパネル上のタッチについての情報を含む応答信号に適用することとを含む、方法。

項目２６ 伝達関数を適用することが、伝達関数及び応答信号を乗算することを含み、乗算の積を時間のある期間にわたって積分することを更に含む、項目２５に記載の方法。

項目２７ 時間の期間が、応答信号の１周期の整数倍数を含む、項目２６に記載の方法。

項目２８ 応答信号及び時間変化する伝達関数が、ディジタルフォーマットで表される、項目２５〜２７のいずれか一項に記載の方法。

項目２９ 応答信号及び時間変化する伝達関数の各々が、離散的順次時間における一連の値を含むベクトルとして表される、項目２５〜２８のいずれか一項に記載の方法。

項目３０ 伝達関数を適用することが、応答信号ベクトルと伝達関数ベクトルとのスカラー積を形成することを含む、項目２９に記載の方法。

項目３１ 応答信号及び時間変化する伝達関数が、アナログフォーマットで表される、項目２５に記載の方法。

項目３２ 少なくとも１つの受信電極に静電容量的に結合された少なくとも１つの駆動電極を備えるタッチセンスパネルを含むタッチ装置を較正する方法であって、方法が、
駆動電極に供給される駆動信号に応答して、受信電極に対する応答信号の形状を測定することと、応答信号と比例的かつ同期的に変化する時間変化する伝達関数を形成することとを含む、方法。

項目３３ 応答信号の形状を測定することが、応答信号のいくつかの離散部分の形状を測定することを含む、項目３２に記載の方法。

項目３４ 応答信号の形状を測定することが、応答信号の離散部分の各々に対する応答信号の平均値を決定することを含む、項目３３に記載の方法。

項目３５ 較正することが、タッチ装置を使用してタッチを検出する前の初期化期間の間に実行される、項目３２〜３４のいずれか一項に記載の方法。

項目３６ ノイズが、較正することの少なくともいくつかの部分の間に軽減される、項目３２〜３５のいずれか一項に記載の方法。

項目３７ 応答信号が、微分信号を含む、項目３２〜３６のいずれか一項に記載の方法。

項目３８ 応答信号の形状を測定することが、
ほぼ適合する伝達関数を使用してノイズを低減した応答信号の形状及び振幅を測定することと、
ノイズを低減した応答信号の形状及び振幅に基づいて最初の伝達関数を形成することと、最初の伝達関数を使用してノイズを有する応答信号の形状及び振幅を測定することとを含む、項目３２〜３７のいずれか一項に記載の方法。

項目３９ 時間変化する伝達関数を形成することが、
ノイズを測定することと、
ノイズを有する応答信号からノイズを減じることによって、ノイズを減じられた応答信号を計算することと、
ノイズを減じられた応答信号とノイズとの比を形成することと、比に基づいて最初の伝達関数を調整することとを含む、項目３８に記載の方法。

項目４０ 最初の伝達関数を調整することが、最初の伝達関数の時間変化する形状及び時間変化する振幅のうちの少なくとも１つを調整することを含む、項目３９に記載の方法。

項目４１ 最初の伝達関数の時間変化する形状及び時間変化する振幅のうちの少なくとも１つを調整することが、
遅れ位相又は進み位相において最初の伝達関数を使用してノイズを有する応答信号を再決定することと、ノイズを有する応答信号を再決定することに基づいて最初の伝達関数の形状を調整することとを含む、項目４０に記載の方法。

項目４２ 最初の伝達関数の時間変化する形状及び時間変化する振幅のうちの少なくとも１つを調整することが、
最初の伝達関数より時間的により狭い又はより広い伝達関数を使用してノイズを有する応答信号を再決定することと、ノイズを有する応答信号を再決定することに基づいて最初の伝達関数の形状を調整することとを含む、項目４０に記載の方法。

項目４３ ノイズスペクトルを測定することと、ノイズスペクトルに基づいて最初の伝達関数の形状を調整することとを更に含む、項目４０に記載の方法。

項目４４ ノイズスペクトルを測定することが、時間に対するノイズ信号の形状及び振幅を測定することを含む、項目４３に記載の方法。

項目４５ ノイズ信号の形状及び振幅を測定することが、ノイズ信号のいくつかの離散時間部分の形状及び振幅を測定することを含む、項目４４に記載の方法。

項目４６ ノイズスペクトルを測定することが、駆動信号の基本周波数におけるノイズ信号の形状及び振幅を測定することと、基本周波数の１つ又は複数の高調波におけるノイズ信号の形状及び振幅を測定することとを含む、項目４３に記載の方法。

項目４７ ノイズスペクトルを測定することが、駆動信号の基本周波数未満の周波数におけるノイズ信号の形状及び振幅を測定することを含む、項目４３に記載の方法。

項目４８ 信号対ノイズ比を増大させるようにタッチ装置のパラメータを調整することを更に含む、項目３２に記載の方法。

項目４９ パラメータを調整することが、駆動信号の周波数を調整することを含む、項目４８に記載の方法。

項目５０ パラメータを調整することが、積分期間の持続時間を調整することを含む、項目４８に記載の方法。

項目５１ パラメータを調整することが、伝達関数の形状又は位相を調整することを含む、項目４８に記載の方法。

項目５２ 複数の受信電極に静電容量的に結合された複数の駆動電極を備えるタッチセンスパネルを較正する方法であって、方法が、
各受信電極に対して、
駆動電極に供給される駆動信号に応答して、受信電極に対する応答信号の形状を測定することと、応答信号と比例的かつ同期的に変化する時間変化する伝達関数を形成することとを含む、方法。

項目５３ 応答信号の形状を測定することが、応答信号のいくつかの離散部分の形状を測定することを含む、項目５２に記載の方法。

項目５４ 較正することが、各受信電極に対する調整された伝達関数を形成する、項目５２又は５３に記載の方法。

項目５５ 較正することが、各受信電極に対する複数の伝達関数を形成し、複数の伝達関数の各々が、受信電極に沿った駆動電極位置にそれぞれ対応する、項目５２〜５４のいずれか一項に記載の方法。

項目１〜５５の実施形態及び他の実施形態に関する追加の情報は、その全体が参照により本明細書に組み込まれている、２０１３年３月１３日に出願された米国特許出願第１３／７９８，７３６号に記載されている。

図面に例示される様々なモジュール及び／又は他の回路ベースのビルディングブロックは、図面に関連して記載されるように、演算及び活動のうちの１つ又は複数を実行するように実装されてもよい。かかる状況では、「モジュール」の「段階」は、これらの又は関連する演算／活動のうちの１つ又は複数を実行する回路である。例えば、上述した実施形態のいくつかでは、１つ又は複数のモジュールは、図面に示す回路モジュールにおけるように、これらの演算／活動を実行するために構成及び配置される個別の論理回路又はプログラマブル論理回路である。特定の実施形態では、プログラマブル回路は、１セット（又は複数セット）の命令（及び／又は構成データ）を実行するようにプログラムされる１つ以上のコンピュータ回路である。命令（及び／又は構成データ）は、メモリ（回路）に格納され、かつメモリ（回路）からアクセス可能なファームウェア又はソフトウェアの形式であってもよい。一例として、第１及び第２のモジュールは、ハードウェアベースの回路とファームウェアの形態の１セットの命令との組み合わせを含み、ここで、第１のモジュールは、１セットの命令を有する第１のハードウェア回路を含み、第２のモジュールは、別のセットの命令を有する第２のハードウェア回路を含む。

また、別段に示されない限り、本明細書及び特許請求の範囲において使用されるすべての、数量、特性の測定値などを表すすべての数値は、「約」という用語で修飾されるものとして理解されるべきである。したがって、そうでないことが示されない限り、本明細書及び特許請求の範囲に記載の数値パラメータは、本願の教示を利用して当業者により得ることが求められる所望の性質に応じて変化し得る近似値である。各数値パラメータは、少なくとも、いくつかの報告される有効数字の観点から、及び通常の丸め技法を適用することによって、解釈されるべきである。

本開示の様々な修正形態及び変更形態は、本開示の範囲から逸脱せずに当業者に明らかになろう。本開示は、本明細書に記載された例示的な実施形態に限定されないことが理解されるべきである。例えば、１つの開示された実施形態の特徴は、別段に示されない限り、他のすべての開示された実施形態にも適用され得ることを、読者は推定すべきである。

Claims (16)

1. 受信電極に静電容量的に結合された駆動電極と、
   前記駆動電極に供給される駆動信号に応答して前記受信電極に対する応答信号を生成するように構成されたセンス回路であって、前記応答信号が、負方向の遷移部から切り離された正方向の遷移部を含む、センス回路と、
   前記応答信号の前記正方向及び前記負方向の遷移部に実質的に整列された増加したゲインと、前記応答信号の前記正方向の遷移部と前記負方向の遷移部との間の減少したゲインとを有する、時間変化するゲインを含む増幅回路とを備える、タッチセンス装置。
2. 前記増幅回路が、前記駆動信号と同期される時間変化する抵抗を備える、請求項１に記載のタッチセンス装置。
3. 前記増幅回路が、演算増幅器の入力ポートに並列に接続された複数のレジスタを備え、前記複数のレジスタのうちの少なくとも２つのレジスタの値が互いに異なり、前記複数のレジスタのうちの各レジスタが、異なる対応するスイッチを有する、請求項１に記載のタッチセンス装置。
4. 前記増幅回路が、前記駆動信号と同期される時間変化する静電容量を備える、請求項１に記載のタッチセンス装置。
5. 受信電極に静電容量的に結合された駆動電極と、
   前記駆動電極に供給される駆動信号に応答して前記受信電極に対する応答信号を生成するように構成されたセンス回路であって、前記応答信号が、負方向の遷移部から切り離された正方向の遷移部を含む、センス回路と、
   前記応答信号の前記正方向及び前記負方向の遷移部に実質的に整列されたより小さい値と、前記応答信号の前記正方向の遷移部と前記負方向の遷移部との間のより大きい値とを有する、時間変化する時定数を含む増幅回路とを備える、タッチセンス装置。
6. 前記時間変化する時定数が、時間変化する抵抗を含む、請求項５に記載のタッチセンス装置。
7. 前記時間変化する時定数が、時間変化する静電容量を含む、請求項５に記載のタッチセンス装置。
8. 受信電極に静電容量的に結合された駆動電極と、
   前記駆動電極に供給される駆動信号に応答して前記受信電極に対する応答信号を生成するように構成されたセンス回路であって、前記応答信号が、前記駆動信号の高調波を含む、センス回路と、
   前記高調波に対応する周波数範囲内で減少したゲインを有する時間変化するゲインを含む増幅回路とを備える、タッチセンス装置。
9. 前記高調波が複数の奇数次高調波を含み、前記時間変化するゲインが、前記複数の前記奇数次高調波に対応する前記周波数範囲内で複数の最小値を有する、請求項８に記載のタッチセンス装置。
10. 受信電極に静電容量的に結合された駆動電極と、
    前記受信電極に結合されたセンス回路とを備え、前記センス回路が、
    前記受信電極に結合され、前記駆動電極に供給される駆動信号に応答して前記受信電極に対する応答信号を生成するように構成された第１の段階であって、前記応答信号が、前記駆動信号の微分表現であり、前記駆動信号の少なくとも１つの奇数次高調波及び少なくとも１つの偶数次高調波を含む、第１の段階と、
    前記応答信号内の前記少なくとも１つの奇数次高調波を抑制する、前記第１の段階の出力に結合された第２の段階と、
    前記第２の段階の出力を増幅し、前記応答信号内の前記少なくとも１つの偶数次高調波を抑制する、前記第２の段階の出力に静電容量的に結合された第３の段階とを含む、タッチセンス装置。
11. 前記第１の段階が、可変ゲイン微分回路を含み、
    前記第２の段階が、前記少なくとも１つの奇数次高調波に対応する周波数応答内にＮＵＬＬを有するゲインを含み、
    前記第３の段階が、加算積分器を含む、請求項１０に記載のタッチセンス装置。
12. 受信電極に静電容量的に結合された駆動電極と、
    前記駆動電極に供給される駆動信号に応答して前記受信電極に対する応答信号を生成するセンス回路であって、前記応答信号が、負方向の遷移部から切り離された正方向の遷移部を含む、センス回路と、
    前記応答信号を増幅するように構成され、非線形ゲインを有する増幅器と、
    前記応答信号の前記正方向の遷移部から前記応答信号の前記負方向の遷移部を減じる積分器とを備える、タッチセンス装置。
13. タッチセンス装置を備え、前記タッチセンス装置が、
    タッチセンス面、及び少なくとも１つの受信電極に静電容量的に結合された少なくとも１つの駆動電極を備えるタッチパネルと、
    前記駆動電極に供給される駆動信号に応答して前記受信電極に対する応答信号を生成するように構成されたセンス回路と、
    時間変化する伝達関数を前記応答信号に適用するように構成された測定回路と、
    前記時間変化する伝達関数を前記応答信号に適合させるように構成された較正回路とを備え、前記伝達関数が、前記応答信号と比例的かつ同期的に変化する、システム。
14. タッチセンス面、及び少なくとも１つの受信電極に静電容量的に結合された少なくとも１つの駆動電極を備えるタッチパネルと、
    前記駆動電極に供給される駆動信号に応答して前記受信電極に対する応答信号を生成するように構成されたセンス回路と、
    時間変化する伝達関数を前記応答信号に適用するように構成された測定回路とを備え、前記伝達関数が、前記応答信号と比例的かつ同期的に変化する、タッチセンス装置。
15. 前記測定回路が、時間変化するゲインを有する増幅器を含む、請求項１４に記載の装置。
16. 前記測定回路が、時間変化するゲインを有する積分器を含む、請求項１４に記載の装置。

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