JP2017500780A - 適応型残留フィードバック抑制 - Google Patents

Abstract

音声信号を生成するための入力トランスデューサと、補聴器のフィードバック経路をモデル化するように構成されたフィードバック抑制回路と、音声信号からフィードバック抑制回路の出力信号を減じて、フィードバック補償後の音声信号を形成する減算器と、フィードバック補償後の音声信号を処理し、聴力損失補償を実施するために、減算器の出力に接続された信号プロセッサと、処理済みのフィードバック補償後の音声信号を音響信号に変換するために、信号プロセッサの出力に接続されたレシーバとを備え、少なくともフィードバック補償後の音声信号の残留フィードバック信号の推定に基づいて、フィードバック補償後の音声信号の利得調節を実施するための利得プロセッサであって、残留フィードバック信号の推定が少なくとも音声信号に基づくものである利得プロセッサをさらに備える補聴器。【選択図】図５

Description

本明細書で説明される一実施形態は、補聴器などの聴覚デバイスに関する。

補聴器では、聴力を回復するために、補聴器のマイクロフォンに到達した音響信号が増幅され、小さなスピーカで出力される。マイクロフォンとスピーカの間の距離が短いと、フィードバックが生じ得る。このフィードバックは、増幅された音響出力信号の一部分がマイクロフォンに伝搬して戻り、繰り返し増幅されることによって生じる。フィードバック信号がマイクロフォンにおいて元の信号のレベルを上回ると、フィードバック・ループが不安定になり、場合によっては可聴歪みまたはハウリングを招く。フィードバックを止めるためには、利得を下げる必要がある。

フィードバックのリスクにより、補聴器で用いることができる最大の利得が制限される。

補聴器においてフィードバック抑制を用いることは周知である。フィードバック抑制を用いると、マイクロフォン信号からフィードバック・モデルの信号を減算することにより、マイクロフォンに到達するフィードバック信号が抑制される。フィードバック・モデルの信号は、補聴器の出力信号が繰り返し増幅されるように補聴器の入力に戻る伝搬のフィードバック経路をモデル化するように構成されたデジタル・フィードバック抑制回路によってもたらされる。レシーバ（補聴器の技術分野では、補聴器のスピーカは、通常、レシーバと呼ばれる）の伝達関数およびマイクロフォンの伝達関数は、伝搬のフィードバック経路のモデルの中に含まれる。したがって、フィードバック抑制回路は、その伝達関数をフィードバック経路の対応する伝達関数とできる限り密に一致するように適応させる。

デジタル・フィードバック抑制回路は、フィードバック経路をモデル化するために１つまたは複数のデジタル適応フィルタを含むことができる。音声信号のフィードバック信号部分を除去するために、マイクロフォンの音声信号からフィードバック抑制回路の出力が減じられる。

たとえば指向性マイクロフォン・システムを有するような、複数のマイクロフォンを備える補聴器では、補聴器は、個々のマイクロフォンおよびグループのマイクロフォンのために、別々のデジタル・フィードバック抑制回路を備ることができる。

音声信号のフィードバック部分が完全に除去され、その結果、補聴器の周囲で生じた外部信号のみが補聴器において増幅されることが理想的である。しかしながら、実際には、フィードバック抑制回路はフィードバック経路を完全にモデル化することができず、好ましくない残留フィードバック信号が増幅される。不安定性付近では、残留フィードバック信号により、補聴器の出力レベルが所望の出力レベルを上回る可能性がある。

ＥＰ２２０３０００Ａ１は、適応型フィードバック利得回路を利用する、残留フィードバックの抑制を伴う補聴器を開示しており、残留フィードバックのレベルは、補聴器の電源投入中またはフィッティング中に決定された、補聴器利得およびフィードバック経路モデルに基づいて推定される。

補聴器において適応型フィードバック抑制を実施するための新規の方法と、この方法を利用する補聴器とが提供される。この方法によれば、残留フィードバックが推定され、かつ低減される。残留フィードバックの推定は、補聴器の入力信号の特徴に基づくものである。

残留フィードバックの別の推定に基づいて残留フィードバックが抑制される新規の方法および新規の補聴器が提供される。

この新規の方法によれば、また新規の補聴器では、残留フィードバック信号の推定に基づく利得調整によって残留フィードバックが低減され、この推定は、入力信号のパワー・スペクトルといった、補聴器の入力信号に基づくものである。

したがって、残留フィードバックを抑制する新規の方法が提供され、この方法は、
音響信号を音声信号に変換するステップと、
入力信号を受け取るフィードバック抑制回路を用いて、音声信号に基づいてフィードバック経路をモデル化し、出力信号を生成するステップと、
音声信号からフィードバック抑制回路の出力信号を減じて、フィードバック補償後の音声信号を形成するステップと、
少なくとも音声信号に基づいて、フィードバック補償後の音声信号の、残留フィードバック信号部分の推定を決定するステップと、
少なくともこの推定に基づいて、フィードバック補償後の音声信号に利得を適用するステップと、を含む。

この方法は、フィードバック経路を監視するステップをさらに含んでよく、残留フィードバック信号部分の推定は、この監視するステップからの結果に基づくものである。

さらに、新規の補聴器が提供され、この補聴器は、
音声信号を生成するための入力トランスデューサと、
補聴器のフィードバック経路をモデル化するように構成されたフィードバック抑制回路と、
音声信号からフィードバック抑制回路の出力信号を減じて、フィードバック補償後の音声信号を形成する減算器と、
フィードバック補償後の音声信号を処理し、聴力損失補償を実施するために、減算器の出力に接続された信号プロセッサと、
処理済みのフィードバック補償後の音声信号を音響信号に変換するために、信号プロセッサの出力に接続されたレシーバとを備え、
少なくともフィードバック補償後の音声信号の残留フィードバック信号の推定に基づいて、フィードバック補償後の音声信号の利得調節を実施するための利得プロセッサであって、残留フィードバック信号の推定が、少なくとも音声信号に基づくものである利得プロセッサをさらに備える。

トランスデューサは、一形態のエネルギーの信号を、別の形態のエネルギーの、対応する信号に変換するデバイスである。たとえば、入力トランスデューサはマイクロフォンを備えることができ、マイクロフォンは、到達する音響信号を対応するアナログ音声信号に変換し、アナログ音声信号の瞬時電圧は、音響信号の音圧とともに連続的に変化する。好ましくは、入力トランスデューサはマイクロフォンを備える。

入力トランスデューサは、テレコイルにおける磁界を、対応するアナログ音声信号に変換するテレコイルも備えてよく、アナログ音声信号の瞬時電圧は、テレコイルにおける磁界強度に応じて連続的に変化する。テレコイルは、たとえば教会、観客席、劇場、映画などの公共の場において複数の人に話しかけている話者からの発話、または駅、空港、ショッピング・モールなどにおけるパブリック・アドレス・システムによる発話の、信号対雑音比を増大するために使用され得る。話者からの発話は、誘導ループ・システム（「聴覚ループ」とも称される）を用いて磁界に変換され、磁気的に送信された発話信号を磁気的に受信するためにテレコイルが使用される。

入力トランスデューサは、間隔を置いて配置された少なくとも２つのマイクロフォンと、それらの出力信号をたとえば当技術分野で周知の通りに指向性マイクロフォン信号に組み合わせるように構成されたビームフォーマとをさらに備ることができる。

入力トランスデューサは、１つまたは複数のマイクロフォンと、テレコイルと、音声信号としてたとえばオムニ指向性マイクロフォン信号、または指向性マイクロフォン信号、またはテレコイル信号を、たとえば単独で、または任意の組合せにおいて選択するためのスイッチとを備ることができる。

出力トランスデューサは、アナログ音声信号を、アナログ音声信号の振幅によって音圧の瞬時値が連続的に変化する、対応する音響音声信号に変換するレシーバ、すなわち小さなスピーカを備えることが好ましい。

アナログ音声信号は、アナログ・デジタル変換器において、デジタル信号処理に適切な対応するデジタル音声信号に変換することができ、それによってアナログ音声信号の振幅が２進数で表される。このようにして、一連のデジタル値の形式の離散時間および離散振幅のデジタル音声信号が、連続時間および連続振幅のアナログ音声信号を表す。

出力トランスデューサからの出力信号の一部分が、補聴器ハウジングの外部の外部信号経路と補聴器ハウジングの内部の内部信号経路の両方に沿って入力トランスデューサまで伝搬して戻される可能性がある。

たとえば補聴器のイヤモールドが着用者の耳に完全には適合しないとき、またはイヤモールドがたとえば換気のために管もしくは開口を備える場合、音響フィードバックが生じる。どちらの例でも、レシーバから音が「漏れて」マイクロフォンまで戻され、それによってフィードバックの原因になり得る。

補聴器ハウジングと補聴器ハウジングの内部の構成要素との機械的振動によって機械的フィードバックが引き起こされることがある。機械的振動はレシーバによって生成されることがあり、たとえばレシーバマウントを通じて補聴器の他の部分へ伝達される。いくつかの補聴器では、レシーバがハウジングの中に柔軟に取り付けられ、それによってレシーバから補聴器の他の部分への振動の伝達が低減される。

内部フィードバックは、レシーバ内のコイルによって生成された電磁界がテレコイルに伝搬することによっても引き起こされることがある。

本開示を通じて、音声信号のなかで、たとえば音、機械的振動、および電磁界等に応じて補聴器自体によって生成される部分は、音声信号のフィードバック信号部分、短くはフィードバック信号と称される。

音声信号のフィードバック信号部分とフィードバック抑制回路の出力信号の間の差は、音声信号の残留フィードバック信号部分と称され、短くは残留フィードバック信号と称される。

外部フィードバック経路は補聴器「の周りに」延在し、したがって通常は内部フィードバック経路よりも長く、すなわち、音がレシーバからマイクロフォンまで達するのに伝搬しなければならない距離は、内部フィードバック経路よりも外部フィードバック経路の方が長い。したがって、レシーバから音が放射されるとき、外部フィードバック経路に沿って伝搬する部分は、内部フィードバック経路に沿って伝搬する部分と比較すると遅れてマイクロフォンに到達することになる。したがって、別々のデジタル・フィードバック抑制回路が、それぞれ第１および第２の時間窓に対して作用してよく、第１の時間窓の少なくとも一部分は第２の時間窓に先行する。第１の時間窓と第２の時間窓がオーバーラップするか否かは、内部フィードバック経路のインパルス応答の長さに依存する。

外部フィードバックは使用中にかなり変化する可能性がある一方で、内部フィードバックはより不変とすることができ、製造時に対処され得る。

オープン・ソリューションは、レシーバ出力が、外耳道における密封によってマイクロフォン入力から分離されることがないので、長いインパルス応答を伴うフィードバック経路をもたらす可能性がある。

外耳道の意図された使用位置に配置されときに、外耳道を塞がないハウジングを有する補聴器は、「オープン・ソリューション」に分類される。「オープン・ソリューション」という用語が用いられる理由は、外耳道壁の一部分とハウジングの一部分の間に通路が形成され、この通路を通って、鼓膜とハウジングの間のハウジングの背後から音波がユーザの周囲に流出することを可能にするからである。オープン・ソリューションを用いると、オクルージョン効果が低減され、好ましくは実質的に解消する。

高レベルの快適さで多数のユーザに合う標準サイズの補聴器のハウジングが、オープン・ソリューションを代表し得る。

前述のように、フィードバックのリスクにより、補聴器で達成可能な最大の利得が制限される。

音声信号から、音声信号のフィードバック信号部分を除去し得るのが望ましいであろう。

したがって、フィードバック経路をモデル化するように構成されたフィードバック抑制回路が補聴器に与えられ、すなわち、望ましくは、フィードバック抑制回路の出力信号が音声信号のフィードバック信号部分とできる限り密に一致するように、フィードバック抑制回路はフィードバック経路自体と同一の伝達関数を有する。

フィードバック信号が除去、又は少なくとも低減されたフィードバック補償後の音声信号を形成するために、音声信号からフィードバック抑制回路の出力信号を減算するための減算器が用意される。

フィードバック抑制回路は、フィードバック経路の現在の伝達関数をトラッキングする適応フィルタを備ることができる。

しかしながら、上記で論じたように、フィードバック抑制回路のトラッキング性能の制約のために、推定のフィードバック信号と実際のフィードバック信号の間の差によって形成される、音声信号の残留フィードバック信号部分が残る可能性がある。

新規の方法によれば、新規の補聴器では、フィードバック抑制を改善するために利得プロセッサが設けられる。利得プロセッサは、少なくとも、たとえば音声信号のパワー・スペクトルといった音声信号に基づく、残留フィードバック信号の改善された推定に基づいて、フィードバック補償後の音声信号に対して利得を適用することにより、残留フィードバック信号を補償するように構成されている。

利得プロセッサは、フィードバック補償後の音声信号に対して望ましくは利得を適用し、結果として生じる補聴器の出力信号の音の大きさは、残留フィードバック信号なしで取得されるはずの音の大きさと実質的に等しくなる。

たとえば、入力信号における音声信号の残留フィードバック信号部分の推定は、フィードバックの高リスク、またはたとえばフィードバック抑制回路がフィードバックを防ぐためには不十分な情報をもたらす場合のフィードバックを検知するための音声信号の入力スペクトルの解析を含み得る。

フィードバック抑制回路は補聴器の初期化中に構成されてよく、残留フィードバック信号の推定は、補聴器の初期化中に得られたフィードバック抑制回路の構成にさらに基づいてよい。

初期化は、ＥＰ２２０３０００Ａ１に開示されているように、補聴器の電源投入中および／またはフィッティング中に実施されてよい。

フィードバック抑制回路は、可変である構成を有することができ、残留フィードバック信号の推定は、補聴器の現在の動作中に決定されたフィードバック抑制回路の構成にさらに基づくことができる。したがって、残留フィードバック信号の推定は、たとえばユーザの外耳道における補聴器の再挿入、耳垢の蓄積、電子部品の経年劣化などから結果として生じる、たとえばフィードバック経路のゆっくりした変動の後に、フィードバック経路をモデル化する補聴器の現在の動作中に決定された最新のフィードバック抑制回路に基づくことができる。

残留フィードバック信号の推定は、補聴器の利得値にさらに基づくことができる。

フィードバック抑制回路は１つまたは複数の適応フィルタを備ることができる。

残留フィードバック信号の推定は、１つまたは複数の適応フィルタのフィルタ係数に基づくものでよい。

利得調節は、聴力損失補償から分離して、好ましくはヒアリング損失補償の前に実施されてよい。

残留フィードバック信号の推定は、適応型広帯域寄与度βの推定を含み得る。

信号プロセッサは、１組の周波数帯ｋにおいてマルチバンド聴力損失補償を実施するように構成されてよく、残留フィードバック信号の推定は、それぞれの周波数帯ｋにおける残留フィードバック信号の個別推定を含む。

それぞれの周波数帯ｋにおける残留フィードバック信号の推定Ｒ_ｋは、次式によって与えられてよい。

利得調節の大きさα_ｋは次式から計算され得る。

ここで、
βは、残留フィードバックをフィードバック基準に関連付けるスケーリング項であり、
Ａ_ｋはフィードバック抑制回路を使用して取得されたフィードバック基準利得であり、
Ｂ_ｋは音声信号からの寄与度である。

フィードバック抑制回路は適応フィルタを備えてよく、βは次式から計算され得る。

ここで、
ｑは整数であり、
｜｜ ｜｜はベクトルのｐノルムを示し、ｐは１ノルム、２ノルム、３ノルムなどの正の整数であって好ましくは１ノルムであり、
ｃ_ｓは静的状況におけるフィードバック経路のモデル化においてフィードバック抑制回路の精度に関するスケール係数であり、
ｃ_ｄは動的状況におけるフィードバック経路のモデル化においてフィードバック抑制回路の精度に関するスケール係数であり、
ベクトルｈ_ｅｍｐは特定の周波数を強調するためのフィルタを表し、
ベクトルｗは適応フィルタの係数ベクトルであり、
ベクトルＷ_ｒｅｆは適応フィルタの基準係数ベクトルであり、
σ_ｎｏｒｍは低域通過フィルタを適用されたフィードバック抑制回路のノルムであって、次式で表される。

周波数強調は省略されてよく、すなわちベクトルｈ_ｅｍｐは１に等しいものとすることができる。ｑは２に等しいものとすることができ、

であり、ｑ→∞の大きな値については次式となる。

補聴器は、利得プロセッサの処理パラメータを平滑化するように構成されたアタック・フィルタおよびリリース・フィルタをさらに備ることができる。

たとえばフィードバック抑制回路がフィードバックを防ぐためには不十分な情報をもたらす場合、入力信号に基づく音声信号の残留フィードバック信号部分の推定は、フィードバックを検知するための音声信号の入力スペクトルの解析を含み得る。

フィードバック抑制回路を監視すると、特に補聴器を伴う耳に電話を近付けることなど、フィードバック経路をモデル化するフィードバック抑制回路の顕著な変化を検知したとき、音声信号の残留フィードバック信号部分の推定が改善される。そのようなフィードバック経路の変化は、フィードバック抑制回路が変化に適合するための時間を得るまで、残留フィードバック信号の大きさの顕著な増大を引き起こす可能性がある。そのような増大は、監視することにより、適切に推定され得る。

補聴器は、異なる周波数帯において聴力損失補償を異なるように実施し、したがって、対象ユーザの聴力損失の周波数依存性を補償し得るマルチバンド補聴器でよい。マルチバンド補聴器では、入力トランスデューサからの音声信号が２つ以上の周波数チャネルまたは周波数帯に分割され、音声信号は、各周波数帯において異なるように増幅されてよい。たとえば、対象ユーザの聴力損失に合わせて音声信号のダイナミック・レンジを圧縮するためにコンプレッサが利用されてよい。マルチバンド補聴器では、コンプレッサは、周波数帯の各々において圧縮を異なるように実施し、各周波数帯に関連した圧縮比ばかりでなく各周波数帯に関連した時定数も変化させる。時定数は、コンプレッサのアタック時定数およびリリース時定数を意味するものである。コンプレッサのアタック時間は、コンプレッサが、大きな音の始まりにおいて利得を低下させるのに必要な時間である。リリース時間は、コンプレッサが、大きな音の停止後に利得を増大するのに必要な時間である。

たとえば１つまたは複数の適応フィルタを含むフィードバック抑制回路は広帯域回路でよく、すなわち、フィードバック抑制回路は、補聴器の実質的に全周波数範囲または補聴器の周波数範囲のかなりの部分において、１組の周波数帯に分割されることなく作動し得る。

あるいは、フィードバック抑制回路は、各周波数帯におけるフィードバック経路の個々のモデル化のために１組の周波数帯に分割されてもよい。この場合、残留フィードバック信号の推定は、フィードバック抑制回路の各周波数帯ｍにおいて個々に与えられ得る。

フィードバック抑制回路の周波数帯ｍと聴力損失補償の周波数帯ｋは同一でよいが、好ましくは異なるものであり、フィードバック抑制回路の周波数帯ｍの数は、好ましくは聴力損失補償の周波数帯の数よりも少ない。

本開示を通じて、音声信号という用語は、マイクロフォンの出力からプロセッサの入力への信号経路の一部分を形成する何らかのアナログまたはデジタルの信号を識別するために用いられる。

フィードバック抑制回路は、専用の電子ハードウェア回路として実施されてよく、または適切な信号処理ソフトウェアと組み合わせて信号プロセッサの一部分を形成してよく、または適切な信号処理ソフトウェアと専用ハードウェアおよび１つまたは複数の信号プロセッサとの組合せでもよい。

新規の補聴器における信号処理は、専用ハードウェアによって実施されてよく、または信号プロセッサにおいて実施されてよく、または専用ハードウェアと１つもしくは複数の信号プロセッサとの組合せにおいて実施されてもよい。

本明細書で用いられる「プロセッサ」、「信号プロセッサ」、「コントローラ」、「システム」などの用語は、ハードウェア、ハードウェアとソフトウェアの組合せ、ソフトウェア、または実行されているソフトウェアのいずれかといったＣＰＵ関連のエンティティを称することが意図されている。

たとえば「プロセッサ」、「信号プロセッサ」、「コントローラ」、「システム」などは、それだけではないが、プロセッサ上で実行しているプロセス、プロセッサ、オブジェクト、実行可能ファイル、実行のスレッド、および／またはプログラムであってもよい。

具体例として、「プロセッサ」、「信号プロセッサ」、「コントローラ」、「システム」などの用語は、プロセッサ上で実行しているアプリケーションとハードウェア・プロセッサとの両方を示す。１つまたは複数の「プロセッサ」、「信号プロセッサ」、「コントローラ」、「システム」など、またはこれらの任意の組合せが、プロセスおよび／または実行のスレッドの内部に存在することがあり、１つまたは複数の「プロセッサ」、「信号プロセッサ」、「コントローラ」、「システム」など、またはこれらの任意の組合せが、おそらくは他のハードウェア回路と組み合わせて１つのハードウェア・プロセッサ上にローカライズされてよく、かつ／または、おそらくは他のハードウェア回路と組み合わせて２つ以上のハードウェア・プロセッサの間に分配されてもよい。

また、プロセッサ（または類似の用語）は、任意の構成要素または信号処理を実施することができる構成要素の任意の組合せであってもよい。例示のために、信号プロセッサは、ＡＳＩＣプロセッサ、ＦＰＧＡプロセッサ、汎用プロセッサ、マイクロプロセッサ、回路の構成要素、または集積回路であってもよい。

他の態様および特徴ならびにさらなる態様および特徴が、以下の詳細な説明を読み取ることから明らかになるであろう。

図面は、各実施形態の設計および有用性を示すものであり、類似の要素は共通の参照数字によって参照される。これらの図面は、原寸に比例していることも原寸に比例していないこともある。上に列挙された利点および目的ならびに他の利点および目的がいかに得られるかをよりよく理解するために、実施形態のより詳細な説明が提供され、添付図面に示される。これらの図面は例示的実施形態のみを示すものであり、したがって特許請求の範囲における限定と見なされるべきではない。

以下では、新規の方法および補聴器が、図面を参照しながらより詳細に説明される。

補聴器を示す概略図である。 フィードバック抑制を伴う補聴器を示す概略図である。 補聴器におけるフィードバック抑制の概念的概略図である。 利得プロセッサによるフィードバック抑制のための概念モデルを示す概略図である。 利得プロセッサによる適応型フィードバック抑制を伴う補聴器を示す概略図である。 方法の一実施形態を示すフローチャートである。 従来技術の補聴器に関するシミュレートされたフィードバック信号のプロットを示す図である。 利得プロセッサを有する補聴器のシミュレートされたフィードバック信号のプロットを示す図である。

様々な実施形態が、図を参照しながら以下で説明される。これらの図は、実施形態の説明を容易にすることのみが意図されていることにも留意されたい。これらの図は、本発明の網羅的説明または本発明の範囲における制限として意図されたものではない。それに加えて、図示の実施形態は、示されたすべての態様または利点を有する必要はない。特定の実施形態とともに説明された態様または利点は必ずしもその実施形態に限定されるわけではなく、任意の他の実施形態において、そのように説明されていなくとも実施され得る。

添付の特許請求の範囲による新規の方法および補聴器は、添付図面に示されていない別の形態で実施されてよく、本明細書で説明された例に限定されるように解釈されるべきではない。全体にわたって、同じ参照数字は同じ要素を表す。したがって、各図の説明に関して同じ要素が詳細に説明されることはない。

図１は、補聴器１０と、補聴器１０によって生成された信号が補聴器１０の入力に伝搬して戻るフィードバック経路１２とを概略的に示すものである。

図１において、音響信号１４はマイクロフォン１６によって受け取られて音声信号１８に変換され、これが聴力損失補償のために信号プロセッサ２０に入力される。信号プロセッサ２０において、音声信号１８がユーザの聴力損失に合わせて増幅される。信号プロセッサ２０は、たとえばマルチバンド・コンプレッサを備えてよい。信号プロセッサ２０の出力信号２２は、補聴器がユーザの耳の適切な使用位置に着用されたときに音響信号をユーザの鼓膜の方へ導くレシーバ２６によって、音響出力信号２４に変換される。

レシーバ２６からの音響信号２４の一部分が、図１のフィードバック経路１２によって示されるようにマイクロフォン１６へ伝搬して戻る。

低利得では、フィードバックが引き起こすのは、音の無害な色付けのみである。しかしながら、補聴器の利得が大きいとマイクロフォン１６におけるフィードバック信号のレベルが元の音響信号のレベルを上回り、それによって可聴歪みの原因となり、ハウリングが生じるおそれもある。

フィードバックを克服するために、図２に示されるように補聴器の中にフィードバック抑制回路を設けることが周知である。

図２は、フィードバック抑制回路２８を有する補聴器１０を概略的に示すものである。フィードバック抑制回路２８は、フィードバック経路１２をモデル化し、すなわちフィードバック経路１２に沿って伝搬する信号と同一の信号を生成しようとし、すなわち、フィードバック抑制回路２８は、その伝達関数をフィードバック経路の対応する伝達関数とできる限り密に一致するように適応させる。フィードバック抑制回路２８がレシーバ２６とマイクロフォン１６とのモデルを含むことに留意されたい。

補聴器１０において、フィードバック抑制回路２８は、フィードバック経路１２における変化に適応する適応デジタル・フィルタでよい。

フィードバック抑制回路２８は、信号プロセッサ２０における処理が行われる前に音声信号１８のフィードバック信号部分を抑制または消去するために、減算器３２に対する出力信号３０を生成する。

フィードバック抑制回路２８によるフィードバック経路１２のモデル化が正確でなければ、フィードバック補償後の音声信号３４の中に、フィードバック信号の小部分（残留フィードバック信号）が残る。

図３は、補聴器における信号処理および信号の線形モデルを概略的に示す。フィードバック抑制回路２８がモデル化する実際のフィードバック経路１２の伝達関数は、レシーバ（図示せず）、マイクロフォン（図示せず）、および可能性のある他のアナログ構成要素（図示せず）を含む。フィードバック抑制回路２８は、音声信号ｘ（１８）から減じるべき信号ｃ（３０）を出力することにより、フィードバック信号ｆを解消するか少なくとも実質的に低減するように構成されている。残念ながら、フィードバック抑制回路２８は実際のフィードバック経路１２を正確にモデル化することができず、それによって、フィードバック補償後の音声信号ｅ（３４）の中には残留フィードバック信号部分が残る。

以下では、時間領域の信号および関数に対して小文字が用いられ、それらのｚ変換に対して大文字が用いられることになる。

図３を参照して、残留フィードバック信号Ｒは、実際のフィードバック信号Ｆとフィードバック抑制回路Ｃの出力の間の差であり、次式で表される。

図３に示される線形モデルにおいて、出力／入力の伝達関数は次式によって与えられる。

｜ＧＲ｜＜＜１であるとき、すなわち残留フィードバック信号のレベルが非常に小さいとき、補聴器によってもたらされる有効利得が補聴器の利得Ｇで近似されることに留意されたい。利得Ｇが高く、かつ／または顕著な残留フィードバックＲがあると、ＧＲ項を無視することができず、｜Ｈ｜は所望の利得Ｇから異なることになる。

図４が概略的に示す例示の新規補聴器１０が有する利得プロセッサ３８は、残留フィードバック信号の影響を低減するように、フィードバック補償後の音声信号３４に対して利得αを適用するように構成されている。

したがって、利得αは、望ましくは

となるように決定され、ｘは補聴器自体ではなく他の音源によって生成された音声信号の外側部分であり、ｅはフィードバック補償後の音声信号３４であり、それによって、利得を掛けた後の信号の大きさが、残留フィードバックがない状態の音声信号の大きさに相当する。

図４において、信号ｘ、ｒ、およびｆは補聴器の回路内に個々に存在することはなく、一方、信号ｅ、ｃ、ｙ、およびｚは補聴器の回路内に個々に存在することに留意されたい。

表記法の容易さのために、以下では期待値演算子Ｅ［．］が省略されて、代わりに分散が用いられる。すべての信号はゼロの平均値を有する。

フィードバック抑制回路２８が残留フィードバック信号Ｒと音声信号Ｘの相関を最小化するように作用するので、これらの信号は相互に関連しないという適切な想定の下では、フィードバック補償後信号ｅの信号パワーは次式で与えられる。

あるいは、信号ｘとｒの振幅値を加算することにより、フィードバック補償後信号ｅに関する最悪ケースの値を取得することができるが、現在は式（４）を用いることが好ましい。

利得αを適用すると次式が得られ、

これは外部信号パワーσ_ｘ ^２と理想的に一致する（以下を参照されたい）。

補聴器利得Ｇを適用し、残留フィードバック抑制回路を通って伝搬すると次式が得られる。

上記のすべてを組み合わせると、信号ｅの信号パワーに関する以下の推定が得られ、

これを利得の平方に関して解くと次式となる。

Ｒの推定は以下で開示される。

図５は、利得プロセッサ３８を有する例示の新規補聴器を概略的に示すものである。図５に示される補聴器１０は、ＥＰ２２０３０００Ａ１の図５に示された既知の補聴器に対応するものであるが、新規の補聴器は、以下でより詳細に説明されるように、残留フィードバック信号Ｒの改善された推定をもたらす。

図５の補聴器１０が有するコンプレッサは、ＷＯ０３／０１５４６８により詳細に開示されている種類のデジタル周波数ワーピングを用いてダイナミック・レンジ圧縮を実施するものであり、具体的には、ワーピングされたコンプレッサの基本的動作原理は、図１０およびＷＯ０３／０１５４６８の説明の対応する部分に示されている。図５に示された補聴器１０は、ＷＯ０３／０１５４６８の図１０の補聴器に対応するものであるが、補聴器１０の信号処理には、フィードバック抑制、利得処理、およびノイズ低減が追加されている。他の処理回路も追加され得る。

別の例示的補聴器では、利得プロセッサ３８はワーピングされていない周波数帯とともに採用され得る。

図５に概略的に示された補聴器は単一マイクロフォン１６を有する。しかしながら、補聴器１０は、場合によってはビームフォーマとともに２つ以上のマイクロフォンを備えてよい。これらの構成要素は、話を簡単にするために示されていない。同様に、可能性のあるＡ／ＤコンバータおよびＤ／Ａコンバータ、バッファ構造、任意選択の追加チャネルなどは、話を簡単にするために示されていない。

マイクロフォン１６によって受け取られた入来音響信号は、信号の平均値がゼロであることを保証するＤＣフィルタ４２を通され、これは以前に論じられたような統計の計算にとって好都合である。別の例示的補聴器では、マイクロフォン１６によって受け取られた信号が減算器３２に直接渡されてよい。

既に説明されたように、音声信号ｓから推定フィードバック信号ｃを減じることによってフィードバック抑制が適用され得る。フィードバック信号の推定３０は、フィードバック抑制回路２８によってもたらされる。図５に示された例では、フィードバック抑制回路２８は、遅延の直列接続４４と、低速適応または固定のフィルタ４６と、補聴器１０の出力信号ｚに対して作用する高速適応フィルタ４８とを備える。

原理的には、必要なのは１つの高速適応フィルタ４８だけであるが、ここでは、固定または低速の適応フィルタ４６およびバルク遅延４４が効率および性能のために組み込まれている。固定または低速の適応フィルタ４６は、たとえば、耳の中での補聴器の電源投入またはフィッティング中といった特定の時点において初期化された全極型または一般的な無限インパルス応答（ＩＩＲ）フィルタでよく、一方、低速適応フィルタ４６および高速適応フィルタ４８は、好ましくは有限インパルス応答（ＦＩＲ）フィルタであるが、原則として、任意の他の適応フィルタ構造（格子型、適応ＩＩＲなど）が用いられ得る。

好ましい実施形態では、高速適応フィルタ４８は全ゼロ・フィルタである。

図示の補聴器１０では、フィードバック抑制回路２８は広帯域システムであり、すなわち、フィードバック抑制回路２８は、マルチバンド補聴器１０の全周波数範囲において動作する。しかしながら、入力トランスデューサからの音声信号のように、各周波数帯における個別処理のための２つ以上の周波数チャネルまたは周波数帯ｋに分割されてもよく、フィードバック抑制回路２８に対する入力信号２２は、フィードバック抑制回路２８の各周波数帯ｍにおける個々のフィードバック抑制のために複数の周波数帯ｍに分割されてもよい。音声信号の周波数帯ｋとフィードバック抑制回路２８の周波数帯ｍは同一でよいが異なってもよく、好ましくは、フィードバック抑制回路２８は、周波数分割された音声信号よりも周波数帯ｍの数が少ない。

フィードバック抑制回路２８の出力信号３０は、音声信号１８から減じられて周波数領域に変換される。ＷＯ０３／０１５４６８において、具体的には図１０およびＷＯ０３／０１５４６８の記述の対応する部分においてより詳細に説明されているように、図５に示された補聴器１０は、信号の解析が主要な信号経路５０の外部で実施されるサイドブランチ構造５２を有し、サイドブランチ５２の出力から構成された時間領域フィルタを使用して信号整形が実施される。

ワーピングされたサイドブランチ・システム５２は、高品質の低遅延信号処理に関して利点を有するが、原則として、任意の標準的ＦＦＴシステム、マルチレート・フィルタ・バンク、またはワーピングされていないサイドブランチ・システムも使用され得る。したがって、周波数ワーピングを使用することは好都合であるが、残留フィードバック信号を推定する新規の方法を実施するためには全く必要でない。

図５に示された補聴器１０では、ワーピングされた周波数帯を発生するために、ワーピングされたＦＩＲフィルタ５０が設けられている。ワーピングされたＦＩＲフィルタ５０は、ＦＩＲフィルタのタッピングされた遅延ラインの単位遅延を、たとえばＷＯ０３／０１５４６８において説明されている当技術分野で周知の全パス・フィルタで置換することによって得られる。パワー推定は、それぞれのワーピングされた周波数帯においてＦＦＴ演算５１を用いて形成される。ワーピングされた周波数帯の各々において、特定の順番で、それぞれのパワー推定を解析し、それぞれの信号に対して個々に適用される利得を調節する、一連のいわゆる利得エージェント３８、５４、５６を有するサイドブランチ５２が形成される。図５に示された補聴器１０では、利得エージェントの順番は、利得プロセッサ３８、ノイズ低減５４、および音量復元５６である。新規の補聴器の他の例では、利得エージェント３８、５４、５６の順番が異なり得る。

残留フィードバック信号を推定するために、第１の利得エージェントすなわち利得プロセッサ３８は、ワーピングされた周波数帯における、フィードバック補償後の音声信号３４のパワー推定をもたらすＦＦＴプロセッサ５１から入力を受け取る。それに加えて、利得プロセッサ３８はフィードバック抑制回路２８から入力を受け取り、最終的には、以前の反復において計算され、音量復元プロセッサ５６によって出力される、周波数領域の利得ベクトル（ワーピングされたＦＩＲフィルタ５０によって適用される電流利得を表す）も、利得プロセッサ３８に入力される。

これらの入力に基づく、利得プロセッサ３８による残留フィードバックの推定および利得値の計算が以下でさらに説明される。

ここに示される、ノイズ低減をもたらす第２の利得エージェント５４は、任意選択である。ノイズ低減は、最新の補聴器においてしばしば用いられる快適さの機能である。最初の２つの利得エージェント３８と５４は、ともに、元の信号のエンベロープを、好ましくないノイズまたはフィードバックなしで回復するやり方で音声信号を整形しようとする。

最終的に、第３の利得エージェント５６が、対象ユーザの聴力損失を補償するために音の大きさを調節する。利得プロセッサ３８によるフィードバックなしで音の大きさを元の信号の音の大きさに復元するのと、聴覚を損なった聞き手のために音量復元プロセッサ５６によって実施される、補聴器１０の、対象ユーザの聴力損失に合わせたダイナミック・レンジ圧縮を含む通常の音の大きさの知覚の回復との間の有意差に留意されたい。

前述のように、原則として、利得チェーンにおけるエージェント３８、５４および５６は並べ換えられてよく、たとえば利得プロセッサ３８がチェーンの最後に移動されてよい。しかしながら、現在は、非線形であり音圧に依存しうる、聴力損失依存性の調節が実施される前に、信号エンベロープが補正されるように、図示の順序を用いるのが好ましい。

利得チェーンの最後に、周波数領域の出力利得ベクトル５８が、逆高速フーリエ変換（ＩＦＦＴ）６０を用いて変換して時間領域に戻され、ワーピングされたＦＩＲフィルタの係数ベクトルとして用いられる。利得ベクトル５８は、次の利得決定において用いられるように、利得プロセッサ３８にも伝搬して戻される。

最終的に、ワーピングされたＦＩＲフィルタ５０を通過した信号は、（場合によっては未知の）レシーバ１６および／またはマイクロフォン１６の非線形性がフィードバック経路に沿って伝搬しないことを保証するように、出力リミッタ６２において出力制限される。そうでなければ、フィードバック抑制回路２８は、大きな信号レベルの適切なモデル化に失敗する可能性がある。出力リミッタ６２は省略され得る。たとえば、出力制限は、ダイナミック・レンジ・コンプレッサ、またはデジタル信号処理回路の他の部分によってもたらされてもよい。

以下では、残留フィードバック信号が、利得プロセッサ３８によって、ＥＰ２２０３０００Ａ１に開示された推定方式とは異なるやり方で推定される。

図５に示されたマルチバンド補聴器１０では、残留フィードバック信号Ｒｋは次式によって推定される。

この式で、Ａ_ｋはフィードバック抑制回路から取得されたフィードバック基準利得であり、Ｂ_ｋは、入力のパワー・スペクトルを監視することから取得された、可能性のあるバンド・オフセット≧１であり、端数の残余誤差βは、残留フィードバック信号をフィードバックの基準レベルに関連付けるスケーリング項である。

βおよびＡ_ｋはフィードバック抑制回路２８に関するものであり、残留フィードバック信号の率先した好適な推定をもたらし、その結果、不安定性が生じる前に、フィードバック補償後の音声信号に対して残留フィードバックを補償する利得が適用される。しかしながら、たとえばフィードバック経路の高速の変化中および／または大きな変化中といった特定の状況では、フィードバック抑制回路２８の適応が遅すぎて、かなりの残留フィードバックおよび可能性のある不安定性に通じる可能性がある。これらのタイプの状況では、音声信号に関連するバンド・オフセットＢ_ｋが残留フィードバックの推定にかなり寄与し、その結果、出現する不安定性を克服するためにフィードバックを補償する利得が適用される。

Ａ_ｋ、Ｂ_ｋ、およびβの３つの項の決定が、以下でより詳細に開示される。

Ａ_ｋについて：
フィードバック基準利得Ａ_ｋは、フィードバック抑制回路２８の伝達関数から取得される。ＥＰ２２０３０００Ａ１では、これは、初期化においてのみ、すなわちフィッティング中および／または補聴器の電源投入においてのみ実施されていた。フィードバック基準利得Ａ_ｋを取得する同一の方法が、ここでも用いられ得る。

しかしながら、好ましくは、フィードバック基準利得Ａ_ｋは、動作中に、たとえばユーザの外耳道に補聴器が繰り返し挿入されることから生じる、たとえばフィードバック抑制回路２８のゆっくりした変化の後に、定期的な時間間隔で更新される。

図５に示された補聴器１０では、ワーピングされた周波数帯ｋに関してフィードバック抑制回路２８の伝達関数が計算され、すなわち、対象となる周波数に関してフーリエ変換が実施される。

好ましくは、低周波数帯については、Ａ_ｋは対象となっている帯域の中心周波数において計算された値であるが、高周波数帯については、境界周波数におけるフーリエ変換も計算することによって分解能が２倍になる。

このようにして、伝達関数は、たとえば２２のビンといった複数のビンに対して計算され、値Ａ_ｋは、それぞれのワーピングされた周波数帯ｋごとに、３つの最も近い周波数ビンの最大の値にＡ_ｋを設定することによって決定され、それによって過小評価のリスクが抑制される。

さらに、図５に示された補聴器１０では、突然の変化は、変換された振幅に対して対数領域において１次の低域通過フィルタ（図示せず）を適用することによって低減される。

処理能力の省力化のために、フーリエ変換は、サンプルの各ブロックに対してすべての周波数について実施されなくてもよく、たとえばサンプルの各ブロックにつき１つの周波数のみに対して実施されてよい。

βについて：
図５に示された補聴器１０では、βはサンプルのすべてのブロックに対して計算され、残留フィードバック信号│Ｒ_ｋ│の振幅を決定するための基準レベル│Ａ_ｋ│に対するスケール係数として、すべての周波数帯ｋに対して用いられる。

ＥＰ２２０３０００Ａ１では、βが唯一の適応性のあるメカニズムであり、一方、基準利得Ａ_ｋは、フィッティングにおける決定の間、または補聴器の電源投入において一定であった。新規の補聴器１０では、基準利得Ａ_ｋの連続的な更新を伴う新規の方法によれば、βがフィードバック経路における高速の変化を引き受け、その一方で、より長い期間の変化は、最終的には適応型フィードバック基準利得Ａ_ｋに吸収されることになる。

βは、２つの直交する寄与度、すなわち、たとえば限定的な正確さのために理想的な条件の下でフィードバック抑制回路の精度を表す静的寄与度と、フィードバック抑制回路が正確にトラッキングすることができない、フィードバック経路における変化による不正確を表す動的寄与度とから計算される。

静的項については、残余誤差は、次の広帯域の１ノルムの推定に従ってフィードバック振幅に比例してスケーリングされる。

ここで、ベクトルｗはフィードバック抑制回路の高速適応フィルタの重み係数ベクトルであり、
ベクトルｈ_ｅは任意選択の周波数強調フィルタであり、＊は畳み込みを示し、ｃ_ｓは予期された静的性能に関する定数である。

ベクトルｗ_ｒｅｆは、フィードバック抑制回路の高速適応フィルタの基準重み係数ベクトルである。ベクトルｗがベクトルｗ_ｒｅｆと一致するとき、フィードバック抑制回路の応答は固定または低速の適応フィルタの応答と等しい。

βの動的部分は、現在のフィードバック抑制回路を次式の基準モデルと比較することによって決定される。

ここで、ｃ_ｄは予期された動的性能に関する定数である。

静的誤差と動的誤差が直交すると想定して、静的項と動的項は次式によって組み合わされる。

この式は、次式を用いてさらに正規化される。

これは、フィードバック抑制回路のノルムの低域通過フィルタを適用されたバージョンであり、適応レートは、フィードバック基準利得Ａの更新のレートと一致する。

この正規化を誤差推定σと組み合わせることにより、βは次式によって決定される。

効率のために、静的部分（ｃ_ｓを伴う）および正規化は、想定されるゆっくりした変化のために、サンプルのすべてのブロックについて更新する必要があるわけではなく、一方、動的部分すなわち｜ｈ_ｅｍｐ＊（ｗ−ｗ_ｒｅｆ）｜）の項は、サンプルのすべてのブロックに対して更新されてよく、それによって高速のフィードバック抑制回路の変化がすべての帯域において均一に適用される。

βの決定は、周波数強調を除去することにより、すなわちベクトルｈ_ｅｍｐを１に設定することによってさらに簡易化される。

ｃ_ｓおよびｃ_ｄは、たとえばに様々な状況におけるトラッキング精度などのシステム性能に基づいて実験的に決定され得る。
定常条件の下では

となり、その結果、式（１４）は次式に簡易化される。

端数の残余誤差の静的部分はｃ_ｓによって決定され、他の部分は適応型フィードバック基準利得Ａ_ｋを説明するものである。

定常条件の下では｜ｗ−ｗ_ｒｅｆ｜が小さく、その結果、β_{ｓｔｅａｄｙ ｓｔａｔｅ}≒ｃ_ｓとなる。

非定常条件の下では｜ｗ−ｗ_ｒｅｆ｜が大きく、βはｃ_ｄによってスケーリングされる。

場合によっては、ｃ_ｓおよびｃ_ｄは、フィードバック抑制回路の速度と精度の間のトレードオフに応じてフィードバック基準利得Ａ_ｋがフィードバック・レベルと一致するようにスケーリングされると想定することにより、０．１から０．４までの範囲にあり得る。たとえば、ゆっくりした適応システムでは、ｃ_ｓは、予期されるより優れた静的性能のために小さい値に設定されてよく、一方、ｃ_ｄは、変化が生じるときのより大きい予期されるずれのために、より大きい値に設定される。

Ｂ_ｋについて：
いくつかの状況では、フィードバック抑制回路が、フィードバック経路における変化に応答してフィードバックを防止するために十分に適応することができないことがある。この場合、β｜Ａ｜が残留フィードバック信号を過小評価し、このことが不安定性に通じる恐れがある。場合によっては、不安定性がはっきり聞こえる可能性があり、入力のパワー・スペクトルにおいて検知され得る。したがって、この新規の方法は、安定性を回復するために式（９）におけるオフセットＢ_ｋの提供を含む。フィードバック信号を抑制するために、持続的ピークを有する周波数帯ｋが検知され、対応する残留フィードバック信号の推定Ｒ_ｋに対するオフセットＢ_ｋが与えられる。

たとえば、この新規の方法によれば、サンプルの各ブロックについて、すべての周波数帯がピーク、バレイ、またはスロープのいずれかとして分類される。ピークは、近接した帯域における入力パワーが、対象となっている周波数帯の入力パワーよりも小さい周波数帯である。バレイは、近接した帯域における入力パワーが、対象となっている周波数帯の入力パワーよりも大きい周波数帯である。ピークまたはバレイではない周波数帯はスロープであって無視される。

ピークまたはバレイの周波数帯については、バンド・オフセットＢ_ｋは、それぞれｄＢでインクリメントまたはディクリメントされる。値は０ｄＢと最大値の間に制限される。

ピーク確率は、スロープが棄却されたとき、すなわちＰ（ｐｅａｋ）＋Ｐ（ｖａｌｌｅｙ）＝１であるときにピークを観測する確率である。

フィードバックによってピークがもたらされるとき、バンド・オフセットＢ_ｋを増大することにより、帯域ｋにおいてより多くのピークを観測する確率が低下することになるので、インクリメントのステップ・サイズとディクレメントのステップ・サイズの間の比はピーク確率の閾値によって決定され、それによって、ピーク確率の閾値が、入力のパワー・スペクトルにおいてフィードバック・ピークがどれくらい頻繁に生じ得るかの上限を決定する。実際には、この確率の閾値は、（ピークのための）インクリメントと（バレイのための）ディクレメントの間の大きさ比を決定するためにのみ暗示的に用いられる。たとえばディクレメントのサイズがインクリメントのサイズの２倍であれば、バレイが生じるよりも少なくとも２倍は多いピークが生じるまで、利得低減は生じない。

ステップ・サイズ、ピーク確率の閾値および最大のオフセット値は、状況に応じてアルゴリズムをより攻撃的にするために、すべてが適応的に変化され得る。

通常の信号については、ピークを検知する確率はバレイを検知する確率に等しい。スロープが無視されるので、予期されるピーク確率は５０％である。したがって、ピーク確率の閾値に関する可能な値の有効な範囲は５０％と１００％の間にある。５０％を上回る閾値については、ディクレメントが常にインクリメントよりも大きく、そのため、通常の信号については、バンド・オフセットは０ｄＢの下限に近いままである。聞こえるフィードバックが生じて特定帯域を支配するとき、バンド・オフセットは、観測されるピーク確率がピーク確率の閾値まで低下するかまたは最大のバンド・オフセットに到達するまで増大することになる。

ピークおよびバレイの検知は、たとえば入力較正の不正確、トランスデューサの応答における予想外のピーク、特別に整形されたバックグラウンド・ノイズ、周波数ワーピングによってもたらされる不均一な帯域幅などによってもたらされ得る、入力のパワー・スペクトルにおける系統的オフセットに対して敏感に反応する。したがって、最適な性能のために、入力スペクトルは適応的に正規化されなければならない。

正規化の値は、非音調の周囲の雑音レベルを識別しようとする条件付きアタックおよびリリースのフィルタを使用して更新される。入力信号が音調のとき、正規化されるべきでないフィードバックがあり得る。したがって、音調の入力については、代わりに、正規化は平坦な応答にゆっくりと整定する。

持続的なピークがすべてフィードバックによってもたらされるとは限らないので、残留フィードバックを過大推定するリスクがＰＰＳによって増大し、（過度の）利得低減をもたらす恐れがある。したがって、好ましくない挙動を最小化するために、このアルゴリズムは、不安定性の高リスクがある状況でのみ攻撃的に用いられるべきである。

フィードバックの不安定性のリスクは、たとえば、（１）（安定した最大の利得値に対する隔たりを概略的に決定するために）フィードバック経路利得とフォワード経路利得を組み合わせることによって決定されるフィードバック・レベル、（２）デバイスが最初に適合されてからのすべての変化を説明する、基準までの隔たり、および（３）入力信号の予測可能性の度合いを表す音調信号のパワー（外部から生成された純音とフィードバック・スクィーリングはどちらも高度に予測可能であるが、識別するのは困難である）といった、システムにおいて有効な様々な特徴から決定することができる。上記の３つの特徴は、ピーク抑圧攻撃性（ＰＳＡ）で表わされる０と１の間の範囲の１つの値に組み合わされる。

ＰＳＡが０であるとき、大きいピーク確率閾値が小さいステップ・サイズと組み合わされる。ＰＳＡが１であるとき、より小さいピーク確率閾値がより大きいステップ・サイズと組み合わされる。０と１の間で重み付き組合せが用いられる。

補聴器において不安定性が生じるとき、出力レベルが（理論的な線形システムに関して予期される）無限大まで行くことはない。その代わりに、出力レベルは、（非線形の）圧縮および適応利得制御（ＡＧＣの）を制限することによって決定される定常状態レベルに収斂する。この定常状態レベルについては全体のループ利得がユニティ（すなわち│ＧＲ│＝１）であるので、残留フィードバック利得の上限はフォワード経路において観測される最低の利得を監視することによって推測され得る。最大のバンド・オフセットを制限するためにこの限界を用い、ＰＰＳ自体の寄与度と他の利得エージェントの寄与度の間を区別するように注意すれば、ＰＰＳが音調の入力に対して過度に反応し得ないことが保証される。

Δｇ_ｋについて：
所望の利得は式（８）および（９）によって決定される。式（８）は、次のように対数形式に書き直される。

ここで、

であって、Δｇ_ｋはｄＢの目標利得であり、すなわち利得調節のための目標である。対数領域ではシンボルΔｇ_ｋが用いられる。サイドブランチの利得は対数領域で計算されてよい。

実際には、Δｇ_ｋは、利得チェーンの出力、すなわち、すべての利得エージェント、以前の利得、およびフィードバック基準利得の寄与度を含む音量復元プロセッサ５６の出力において与えられる実際の補聴器利得に基づいて反復的に更新される。

閉ループでは様々な利得が更新されるので、発振が生じる可能性がある。場合により利得の増減の乱れを低減するために、利得調節はアタックおよびリリースのフィルタを用いて平滑化される。フィードバック経路における突然の変化に対して急速に反応するために高速のアタックが用いられ得る。ゆっくりしたリリース時間を用いることにより、可能性のある発振が減衰される。

図示の実施形態では、アタックおよびリリースのフィルタは２段階で適用される。第１段階では、フィードバック抑制回路２８の広帯域スケール係数βが、構成可能なアタックおよびリリースのレートを用いて平滑化される。各帯域において適用される第２段階では、瞬時アタックが、ゆっくりした固定ステップのリリースと組み合わされる。

処理能力の点から、対数関数および指数関数の計算がかなり複雑で高くつくので、代わりに以下の近似が用いられ得る。

図６は、残留フィードバックを抑制する新規の方法１００のフローチャートであって、
音響信号を音声信号に変換するステップ１０２と、
入力信号を受け取るフィードバック抑制回路を使用して、音声信号に基づいてフィードバック経路をモデル化し、出力信号を生成するステップ１０４と、
音声信号からフィードバック抑制回路の出力信号を減じて、フィードバック補償後の音声信号を形成するステップ１０６と、
少なくとも音声信号に基づいて、フィードバック補償後の音声信号の、残留フィードバック信号部分の推定を決定するステップ１０８と、
少なくともこの推定に基づいて、フィードバック補償後の音声信号に利得を適用するステップ１１０と、を含む。

図７および図８は、それぞれ、性能比較のために様々なフィードバック経路に関する伝達関数のプロット２００、３００を示す。シミュレーションはＭａｔｌａｂを用いて実施される。

図７のプロット２００は、固定フィルタ４６を有する、ＥＰ２２０３０００Ａ１に開示されているような補聴器の、フィードバックに関連した伝達関数を示す。図８のプロット３００は、低速適応フィルタ４６を有する、図５に示された補聴器の、フィードバックに関連した伝達関数を示す。

下側の破線の曲線２１０、３１０は、補聴器がユーザの耳の意図された使用位置にある状況でのフィードバック経路の伝達関数を示し、実線の曲線２２０、３２０は、電話を耳に近付けたときのそれぞれのフィードバック経路の伝達関数を示す。伝達関数の大きさにおける顕著な増大に留意されたい。

実線の曲線２３０、３３０は、電話を耳に持ってきた状況でのフィードバック抑制回路の伝達関数を示し、実線の曲線２４０、３４０は、電話を耳に持ってきた状況での残留フィードバック経路の伝達関数を示す。

四角形を伴う破線の曲線２５０、３５０は、電話を耳に持ってきた状況での残留フィードバック経路の推定の伝達関数を示す。

新規の補聴器の推定３５０は、従来技術に対してかなり改善されている。

特定の実施形態が示され、説明されてきたが、それらが特許請求された発明を制限するようには意図されないことが理解されるはずであり、特許請求された発明の精神および範囲から逸脱することなく様々な変更形態および修正形態が製作され得ることが当業者には明白なはずである。したがって、本明細書および図面は、限定的な意味ではなく例示的な意味に考えられるべきである。特許請求された発明は、代替形態、修正形態、および均等物を対象として含むことが意図されている。

Claims (16)

1. 音声信号を生成するための入力トランスデューサと、
   補聴器のフィードバック経路をモデル化するように構成されたフィードバック抑制回路と、
   前記音声信号から前記フィードバック抑制回路の出力信号を減じて、フィードバック補償後の音声信号を形成する減算器と、
   前記フィードバック補償後の音声信号を処理して聴力損失補償を実施するために、前記減算器の出力に接続された信号プロセッサと、
   前記処理済みのフィードバック補償後の音声信号を音響信号に変換するために、前記信号プロセッサの出力に接続されたレシーバと、を備え、
   少なくとも前記フィードバック補償後の音声信号の残留フィードバック信号の推定に基づいて、前記フィードバック補償後の音声信号の利得調節を実施するための利得プロセッサをさらに備え、前記残留フィードバック信号の前記推定が少なくとも前記音声信号に基づく、補聴器。
2. 前記フィードバック抑制回路が前記補聴器の初期化中に構成され、前記残留フィードバック信号の前記推定が、前記補聴器の前記初期化中に得られた前記フィードバック抑制回路の構成にさらに基づく、請求項１に記載の補聴器。
3. 前記フィードバック抑制回路が可変である構成を有し、前記残留フィードバック信号の前記推定が、前記補聴器の現在の動作中に決定された前記フィードバック抑制回路の構成にさらに基づく、請求項１に記載の補聴器。
4. 前記残留フィードバック信号の前記推定は、前記補聴器の利得値にさらに基づく、請求項１に記載の補聴器。
5. 前記フィードバック抑制回路は適応フィルタを備える、請求項１に記載の補聴器。
6. 前記利得プロセッサと前記信号プロセッサは、それぞれ前記利得調節と聴力損失補償とを別々に実施するように構成されている、請求項１に記載の補聴器。
7. 前記信号プロセッサが、１組の周波数帯ｋにおいてマルチバンド聴力損失補償を実施するように構成されており、前記残留フィードバック信号の前記推定が、前記周波数帯ｋにおける前記残留フィードバック信号の推定を含む請求項１に記載の補聴器。
8. 前記残留フィードバック信号の前記推定が、適応型広帯域寄与度βの推定を含む請求項７に記載の補聴器。
9. 前記それぞれの周波数帯ｋにおける前記残留フィードバック信号の推定Ｒ_ｋが次式によって与えられ、
   

   

   前記利得調節の大きさα_ｋが次式から計算され、
   

   

   ここで、βは前記残留フィードバック信号をフィードバック基準に関連付けるスケーリング項であり、
   Ａ_ｋは前記フィードバック抑制回路を使用して取得されたフィードバック基準利得であり、
   Ｂ_ｋは前記音声信号からの寄与度である、請求項８に記載の補聴器。
10. 前記フィードバック抑制回路が適応フィルタを備え、βが次式から計算され、
    

    

    ここで、ｑは整数であり、
    ｜｜ ｜｜はベクトルのｐノルムを示し、ｐは正の整数であり、
    ｃ_ｓは静的状況における前記フィードバック経路のモデル化において前記フィードバック抑制回路の精度に関するスケール係数であり、
    ｃ_ｄは動的状況における前記フィードバック経路のモデル化において前記フィードバック抑制回路の精度に関するスケール係数であり、
    ベクトルｈ_ｅｍｐは特定の周波数を強調するためのフィルタを表し、
    ベクトルｗは前記適応フィルタの係数ベクトルであり、
    ベクトルｗ_ｒｅｆは前記適応フィルタの基準係数ベクトルであって、
    σ_ｎｏｒｍは低域通過フィルタを適用されたフィードバック抑制回路のノルム
    

    

    である、請求項９に記載の補聴器。
11. ｑが２に等しい、請求項１０に記載の補聴器。
12. ベクトルｈ_ｅｍｐが１に等しい、請求項１０に記載の補聴器。
13. 前記ｐノルムが１ノルムである、請求項１０に記載の補聴器。
14. 前記利得プロセッサの処理パラメータを平滑化するように構成されたアタック・フィルタおよびリリース・フィルタをさらに備える、請求項１に記載の補聴器。
15. 残留フィードバックを抑制する方法であって、
    音響信号を音声信号に変換するステップと、
    入力信号を受け取るフィードバック抑制回路を使用して、前記音声信号に基づいてフィードバック経路をモデル化し、出力信号を生成するステップと、
    前記音声信号から前記フィードバック抑制回路の前記出力信号を減じて、フィードバック補償後の音声信号を形成するステップと、
    少なくとも前記音声信号に基づいて、前記フィードバック補償後の音声信号の、残留フィードバック信号部分の推定を決定するステップと、
    少なくとも前記推定に基づいて、前記フィードバック補償後の音声信号に利得を適用するステップと、を含む方法。
16. 前記フィードバック経路を監視するステップをさらに含み、前記残留フィードバック信号部分の前記推定が、前記監視するステップからの結果に基づく、請求項１５に記載の方法。

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