CN105794228A - 自适应残余反馈抑制 - Google Patents

Abstract

助听器包括：输入换能器,用于生成音频信号；反馈抑制电路,配置成对助听器的反馈路径进行建模；减法器，用于从音频信号中减去反馈抑制电路的输出信号从而形成反馈补偿音频信号；耦合到减法器的输出的信号处理器,用于处理反馈补偿音频信号从而执行听力损失补偿；以及耦合到信号处理器的输出的接收器，用于将处理的反馈补偿音频信号转换成声音信号；其中助听器还包括增益处理器，用于：至少基于对反馈补偿音频信号的残余反馈信号的估算来执行反馈补偿音频信号的增益调节，其中对残余反馈信号的估算至少基于音频信号。

Description

自适应残余反馈抑制

技术领域

在此所述的实施例涉及听力装置，诸如助听器。

背景技术

在助听器中，到达助听器的传声器的声信号借助于小扬声器被放大并且输出从而恢复可听度。传声器和扬声器之间的小距离可引起反馈。当一部分被放大的声学输出信号传播回传声器以便重复放大时生成反馈。当在传声器处反馈信号超过原始信号电平时，反馈回路变得不稳定，这可能导致可听到的失真或振鸣。为阻止反馈，必须调低增益。

反馈的风险限制了可与助听器一起使用的最大增益。在助听器中使用反馈抑制是众所周知的。有了反馈抑制，到达传声器的反馈信号通过从传声器信号中减去反馈模型信号被抑制。反馈模型信号由被配置用于对传播的反馈路径进行建模的数字反馈抑制电路来提供，助听器的输出信号沿着传播的反馈路径传播回助听器的输入以便重复放大。接收器的传递函数(在助听器领域，助听器的扬声器通常指代接收器)以及传声器的传递函数包括在传播的反馈路径的模型中。因此，反馈抑制电路使其传递函数适应于尽可能严密地与相应的反馈路径的传递函数相匹配。

数字反馈抑制电路可包括一个或多个数字自适应滤波器从而对反馈路径进行建模。从传声器的音频信号中减去反馈抑制电路的输出从而移除音频信号中的反馈信号部分。

在带有多于一个传声器的例如具有定向传声器系统的助听器中，助听器可包括用于单独传声器和成群传声器的分开的数字反馈抑制电路。

理论上，音频信号的反馈部分被完全移除以便在助听器中仅放大在助听器的周围中生成的外部信号。然而，实际上反馈抑制电路不能完美地对反馈路径进行建模；留下用于放大的不期望有的残余反馈信号。接近不稳定，残余反馈信号可引起助听器输出电平超过期望的输出电平。

EP2203000A1公开了利用自适应反馈增益电路抑制残余反馈的助听器，其中残余反馈的电平是以助听器增益与如在通电期间或在助听器的适配期间确定的反馈路径模型为基础来估算的。

发明内容

提供了用于在助听器中执行自适应反馈抑制的新方法以及利用该方法的助听器。根据该方法，残余反馈被估算并且减少。对残余反馈的估算以助听器的输入信号特征为基础。

提供了新方法和新助听器，其中以对残余反馈的另一个估算为基础来抑制残余反馈。

根据新方法，并且在新助听器中，以对残余反馈信号的估算为基础通过增益调节减少残余反馈，其中估算以助听器的输入信号诸如输入信号的功率谱为基础。

因此，提供了抑制残余反馈的新方法，其包括

将声学信号转换成音频信号，

以音频信号为基础对带有接收输入信号的反馈抑制电路的反馈路径进行建模，并且生成输出信号，

从音频信号中减去反馈抑制电路的输出信号从而形成反馈补偿音频信号，

至少以音频信号为基础确定对反馈补偿音频信号的残余反馈信号部分的估算，以及

至少以估算为基础将增益施加至反馈补偿音频信号。

方法进一步包括监测反馈路径，其中对残余反馈信号部分的估算以监测行为的结果为基础。

进一步，提供了新助听器，其包括

用于生成音频信号的输入换能器，

被配置用于对助听器的反馈路径进行建模的反馈抑制电路，

用于从音频信号中减去反馈抑制电路的输入信号从而形成反馈补偿音频信号的减法器，

连接到减法器的输出以便处理反馈补偿音频信号从而执行听力损失补偿的信号处理器，以及

连接到信号处理器的输出以便将处理的反馈补偿音频信号转换成声音信号的接收器，

助听器进一步包括：

用于至少以对反馈补偿音频信号的残余反馈信号的估算为基础执行对反馈补偿音频信号的增益调节的增益处理器，其中对残余反馈信号的估算至少以音频信号为基础。

换能器是将为一种能量形式的信号转换成为另一种能量形式的相应信号的装置。例如，输入换能器可包括传声器，传声器将到达传声器的声学信号转换成相应的其中音频信号的瞬时电压随着声学信号的声音压力连续变化的模拟音频信号。优选地，输入换能器包括传声器。

输入换能器也可包括拾音线圈，拾音线圈将在拾音线圈处的磁场转换成相应的其中音频信号的瞬时电压随着在拾音线圈处的磁场强度连续变化的模拟音频信号。拾音线圈可被用于增加来自在公共场所例如在教堂、礼堂、剧院、电影院中等等或者通过公共扩音系统诸如在火车站、机场、大型购物中心中等等向许多人演讲的发言者的语音的信噪比。来自发言者的语音被转换为带有环线感应系统(也被称为听力环线)的磁场，并且拾音线圈被用于磁性地提取磁性传输的语音信号。

输入换能器可进一步包括至少两个以定距离间隔的传声器，以及被配置用于将至少两个以定距离间隔的传声器的传声器输出信号组合成例如本领域众所周知的定向传声器信号的波束形成器。

输入换能器可包括一个或多个传声器以及拾音线圈和开关例如以便单独或组合地选择全方位传声器信号、或定向传声器信号、或拾音线圈信号作为音频信号。

输出换能器优选包括将模拟音频信号转换成相应的其中瞬时声音压力根据模拟音频信号的振幅连续变化的声学声音信号的接收器，即小扬声器。

通过在模拟到数字转换器中转换成相应的数字音频信号，可使模拟音频信号适合于数字信号处理，借此模拟音频信号的振幅由二进制数来表示。这样，为一系列数字值形式的离散时间和离散振幅数字音频信号表示连续时间和连续振幅模拟音频信号。

一部分输出信号可既沿着助听器外壳外的外部信号路径又沿着助听器外壳内的内部信号路径从输出换能器传播回输入换能器。

例如，当助听器耳模没有完全适配佩戴者的耳部时或在耳模包括用于例如通风目的小道或开口的情况下发生声反馈。在两种实例中，声音可从接收器“泄漏”回传声器从而引起反馈。

机械反馈可通过助听器外壳和助听器外壳内组件中的机械振动引起。机械振动可由接收器生成并且例如通过接收器座架被传输到助听器的其他部件。在一些助听器中，接收器灵活地安装在外壳中，借此减少了振动从接收器到助听器其他部件的传输。

内部反馈也可通过由接收器中的线圈生成的电磁场传播到拾音线圈引起。

贯穿本公开，由助听器自身例如响应于声音、机械振动和电磁场生成的一部分音频信号被称为音频信号的反馈信号部分；或简言之，反馈信号。

音频信号的反馈信号部分与反馈抑制电路的输出信号之间的差被称为音频信号的残余反馈信号部分；或简言之，残余反馈信号。

外部反馈路径“围绕”助听器延伸并且因此通常比内部反馈路径长，即声音不得不沿着比内部反馈路径距离更长的外部反馈路径传播以便从接收器到传声器。因此，当声音从接收器发出时，与沿着内部反馈路径传播的声音部分相比较，沿着外部反馈路径传播的声音部分将延迟到达传声器。因此，分开的数字反馈抑制电路可分别在第一时间窗和第二时间窗上操作，其中第一时间窗的至少一部分领先于第二时间窗。第一时间窗与第二时间窗重叠与否取决于内部反馈路径的脉冲响应的长度。虽然外部反馈在使用期间可相当大地改变，但是内部反馈可更恒定并且可在制造期间加以处理。

由于接收器输出没有通过耳道中的密封封口与传声器输入分开，因此敞开的解决方案可导致带有长脉冲响应的反馈路径。

带有当外壳被放置在耳道中其预定操作位置时不阻塞耳道的外壳的助听器被归为“敞开的解决方案”类。术语“敞开的解决方案”被使用是因为在一部分耳道壁和一部分外壳之间形成了通道，通道允许声波穿过通道在耳鼓和外壳之间从外壳后面传出到使用者的周围。采用敞开的解决方案，闭塞效应被削弱并且优选地大体上被消除。

与大量使用者高舒适度地适配的标准尺寸的助听器外壳表示敞开的解决方案。

如早已提及的，反馈的风险限制了可与助听器一起实现的最大增益。

将期望的是能将音频信号的反馈信号从音频信号中移除。

因此在助听器中提供了反馈抑制电路，反馈抑制电路被配置用于对反馈另进行建模，即期望反馈抑制电路具有与反馈路径相同的传递函数以便反馈抑制电路的输出信号尽可能严密地与音频信号的反馈信号部分相匹配。

减法器被提供和用于将反馈抑制电路的输出信号从音频信号中减去从而形成反馈补偿音频信号，在反馈音频信号中反馈信号已经被移除或至少被减少。

反馈抑制电路可包括跟踪反馈路径的当前传递函数的自适应滤波器。

然而，如上所讨论的，在跟踪反馈抑制电路的性能上的限制可在音频信号中留下由估算的反馈信号与实际反馈信号之间的差形成的残余反馈信号部分。

根据新方法并且在新助听器中，增益处理器被提供用于改进的反馈抑制。增益处理器被配置用于通过以改进的对残余反馈信号的估算为基础通过将增益施加至反馈补偿音频信号来补偿残余反馈信号，改进的对残余反馈信号的估算至少以音频信号例如音频信号的功率谱为基础。

增益处理器期望地将增益施加至反馈补偿音频信号以便生成的助听器输出信号的响度大体上等于应该获得的不带有残余反馈信号的响度。

例如，对输入信号上音频信号的残余反馈信号部分的估算可包括对音频信号的输入谱的分析以便例如在反馈抑制电路提供预防反馈的信息不充分的情形下探测反馈的高风险或反馈。

反馈抑制电路可在助听器的初始化期间进行配置，并且对残余反馈信号的估算可进一步以在助听器的初始化期间实现的反馈抑制电路的配置为基础。

如在EP2203000A1中公开的，在打开助听器期间和/或在适配期间可执行初始化。

反馈抑制电路可具有可变的配置，并且对残余反馈信号的估算可进一步以如在助听器的当前操作期间确定的反馈抑制电路的配置为基础。

对残余反馈信号的估算可因此以如在例如在如例如由重新将助听器插入在使用者的耳道中、耳垢的堆积、电子组件的老化等等生成的反馈路径的缓慢变化之后对反馈路径进行建模的助听器的当前操作期间确定的更新的反馈抑制电路为基础。

对残余反馈信号的估算可进一步以助听器的增益值为基础。

反馈抑制电路可包括一个或多个自适应滤波器。

对残余反馈信号的估算可以以一个或多个自适应滤波器的滤波系数为基础。

增益调节可与听力损失补偿分开执行，优选在承受损失补偿之前执行。

对残余反馈信号的估算可包括对自适应宽波段分量β的估算。

信号处理器可被配置用于执行一组频带k中的多波段听力损失补偿，其中对残余反馈信号的估算包括对各自频带k中的残余反馈信号的单独估算。

对各自频带k中的残余反馈信号的估算R_k可由下式给出：

|R_k|＝β|A_k||B_k|

并且增益调节的量α_k可根据下式计算：

${\mathrm{\α}}_k^2=\frac{1}{(1+{\mathrm{\β}}^2|G_k{|}^2\left|A_k{|}^2\right|B_k{|}^2)}$

其中

β为使残余反馈与反馈参考相关联的比例项，

A_k为使用反馈抑制电路获得的反馈参考增益，以及

B_k为来自音频信号的分量。

反馈抑制电路可包括自适应滤波器，并且β可根据下式计算：

其中

q为整数，

||||指示矢量的p范数，p为正整数，诸如1范数、2范数、3范数等等，优选1范数，

c_s为在静态状况中对反馈路径进行建模中与抑制电路的精确度有关的比例因数，

c_d为在动态状况中对反馈路径进行建模中与抑制电路的精确度有关的比例因数，

表示用于加重某些频率的滤波器，

为自适应滤波器的系数向量，

为自适应滤波器的参考系数向量，以及

σ_范数为低通滤波反馈抑制电路范数

频率加重可被省略，即可等于一。

q可等于2：

并且

q→∞时为最大值：

助听器可进一步包括被配置用于使增益处理器中的过程参数平滑的起始和释放滤波器。

以输入信号为基础的对音频信号的残余反馈信号部分的估算可包括对音频信号输入谱的分析以便例如在反馈抑制电路提供预防反馈的信息不充分的情形下探测反馈。

监测反馈抑制电路改进了对音频信号的残余反馈信号部分的估算，尤其当对反馈路径进行建模的反馈抑制电路的显著改变的进行探测时，诸如将电话拿到带有助听器的耳部。这样的反馈路径改变可引起残余反馈信号幅度的显著增加直到反馈抑制电路有时间对改变进行调整。由于监测因此可适当地估算这样的增加。

助听器可为在不同频带中有区别地执行听力损失补偿的多波段助听器，因此说明了预定使用者的听力损失的频率依赖性。在多波段助听器中，来自输入换能器的音频信号被分成两个或多个频道或频带；并且在各个频带中音频信号可有区别地被放大。例如，可根据预定使用者的听力损失利用压缩器来压缩音频信号的动态范围。在多波段助听器中，在各个频带中压缩器不仅改变压缩比而且改变与各个频段相关联的时间常数来有区别地执行压缩。时间常数指的是压缩起始时间常数和释放时间常数。压缩器起始时间为在高的声音开始时压缩器降低增益所需要的时间。释放时间为在高的声音终止时压缩器增压增益所需要的时间。

例如包括一个或多个自适应滤波器的反馈抑制电路可为宽波段电路，即，电路可大体上在助听器整个频率范围中或在助听器频率范围的显著部分中操作，而无需被分成一组频带。

另选地，反馈抑制电路可被分成用于对各个频带中的反馈路径单独进行建模的一组频带。在这种情况下，可在反馈抑制电路的各个频带m中单独地提供对残余反馈信号的估算。

反馈抑制电路的频带m可与听力损失补偿的频带k完全相同，但优选地，它们不同，并且反馈抑制电路的频带数优选少于听力损失补偿的频带数。

贯穿本公开，术语音频信号被用于识别形成从传声器的输出到处理器的输入的信号路径的一部分的任何模拟信号或数字信号。

反馈抑制电路可被实施为专用电子硬件电路或可形成与适合的信号处理软件结合的信号处理器的一部分，或者可为专用硬件与一个或多个信号处理器与适合的信号处理软件的组合。

在新助听器中，信号处理可由专用硬件执行或可在信号处理器中执行，或者在专用硬件与一个或多个信号处理器的组合中执行。

如在此所使用的，术语“处理器”、“信号处理器”、“控制器”、“系统”等等旨在指的是与CPU有关的实体，或者硬件、硬件与软件的组合、软件，或者实行中的软件。

例如，“处理器”、“信号处理器”、“控制器”、“系统”等等可为但不限制于为在处理器上运行的过程、处理器、目标、可实行的文件、实行的线程和/或程序。

通过例示，术语“处理器”、“信号处理器”、“控制器”、“系统”等等指定在处理器上运行的应用和硬件处理器。一个或多个“处理器”、“信号处理器”、“控制器”、“系统”等等或关于这个的任何组合可驻留在过程和/或实行的线程中，并且一个或多个“处理器”、“信号处理器”、“控制器”、“系统”等等或关于这个的任何组合可定位在可能与其它硬件线路结合的一个硬件处理器上、并且/或分布在可能与其它硬件线路结合的两个或多个硬件处理器之间。

同样，处理器(或相似的术语)可为能够执行信号处理的任何组件或组件的任何组合。例如，信号处理器可为ASIC处理器、FPGA处理器、通用处理器、微处理器、电路组件或集成电路。

其它以及进一步的方面和特征将通过阅读以下详细描述而变得明显。

附图说明

制图举例说明了实施例的设计和实用，其中相似的元件由共同的参考数字符号来指称。这些制图可按比例绘制或可不按比例绘制。为了更好的理解如何获得上文列举的和其它的优点和目标，将提出对实施例的更具体的描述，其在附图中举例说明。这些附图仅描绘了示例性实施例并且因此不被认为是限制权利要求的范围。

以下，参考制图更详细地阐明了新方法和新助听器，在制图中：

图1示意地举例说明了助听器，

图2示意地举例说明了带有反馈抑制的助听器，

图3为助听器中反馈抑制的概念上的示意例示，

图4示意地举例说明了带有增益处理器的反馈抑制的概念模型，

图5示意地举例说明了带有有着增益处理器的自适应反馈抑制的助听器，

图6示出了方法的实施例的流程图，

图7示出了用于现有技术助听器的仿真反馈信号的曲线图，以及

图8示出了带有增益处理器的助听器的仿真反馈信号的曲线图。

具体实施方式

在下文中参考图表描述了各种实施例。同样应当注意的是，图表仅旨在帮助描述实施例。它们不旨在作为本发明的详尽描述或作为本发明范围的限制。另外，举例说明的实施例不需要所示的所有方面或优点。结合特定实施例描述的方面或优点不一定限制于那个实施例并且可在即使没有如此举例说明的任何其它实施例中被实践。

根据随附权利要求的新方法和新助听器可以以未在附图中示出的不同的形式来体现并且不应被解释为限制于在此所陈述的实例。贯穿全文相同的参考数字符号指的是相同的元件。相同的元件将因此不再结合各个图表的描述来详细描述。

图1示意地举例说明了助听器10和由助听器生成的信号传播回助听器10所沿的路径12。

在图1中，声信号14在传声器16处被接收，传声器16将声信号14转换成输入到用于听力损失补偿的信号处理器20的音频信号18。在信号处理器20中，根据使用者的听力损失来放大音频信号18。信号处理器20可例如包括多波段压缩器。当助听器佩戴在使用者耳部处的助听器的正确操作位置时，信号处理器20的输出信号22通过接收器26被转换成声输出信号24，接收器26将声信号引向使用者的耳膜。

如由图1中反馈路径12所指示的，一部分来自接收器26的音频信号24传播回传声器16。

在低增益处，反馈仅仅引入无害的声音音染。然而，在大的助听器增益的情况下，在传声器16处的反馈信号电平可超过原始声信号的电平，从而引起可听到的失真并且可能振鸣。

为克服反馈，众所周知的是在助听器中提供反馈抑制线路，如图2所示。

图2示意地举例说明了带有反馈抑制电路28的助听器10。反馈抑制电路28对反馈路径12进行建模，即反馈抑制电路28设法生成与沿着反馈路径12传播的信号完全相同的信号，即反馈抑制电路28使其传递函数尽可能严密地与反馈路径的相应传递函数相匹配。应注意，反馈抑制电路28包括接收器26和传声器16的模型。

在助听器10中，反馈抑制电路28可为适应于反馈路径12中的改变的自适应数字滤波器。

反馈抑制电路28将输出信号30生成到减法器32以便在信号处理器20中发生处理之前抑制或抵消音频信号18的反馈信号部分。

在反馈抑制电路28没有精确地对反馈路径12进行建模的情形下，反馈信号中的小部分、残余反馈信号依然在反馈补偿音频信号34中。

图3示意地举例说明了信号处理和助听器中信号的线性模型。反馈抑制电路28对真实反馈路径12的传递函数进行建模，包括接收器(未示出)、传声器(未示出)以及可能的其它模拟组件(未示出)。反馈抑制电路28被配置用于输出要从音频信号x18中减去的信号c30从而消除或至少大体上减少反馈信号f。令人遗憾地，反馈抑制电路28不能精确地对真实反馈路径12进行建模，借此残余反馈信号部分依然在反馈补偿音频信号e34中。

在下文中，小写字符将被用于时域信号和函数，同时大写字符将被用于它们的z变换。

参考图3，残余反馈信号R为真实反馈信号F与反馈抑制电路的输出C之间的差：

R＝F-C(1)

在图3所示的线性模型中，输出/输入传递函数由下式给出：

$H=\frac{Z}{X}=\frac{G}{1-GR}---\left(2\right)$

应当注意，当|GR|<<1时，即当残余反馈信号电平非常小时，由助听器提供的有效的增益接近G，G为助听器的增益。在高的增益G和/或显著的残余反馈R的情况下，GR项不能被忽视，并且|H|将与期望的增益G不同。

图4示意地举例说明了带有增益处理器38的示例性新助听器10，增益处理器38被配置用于将增益施加至反馈补偿音频信号34以便降低对残余反馈信号的效应。

因此，期望对增益α进行确定以便

E[x²]＝E[y²](3)

其中x为由除助听器自身外的其它声音源生成的音频信号的外部部分，并且e为反馈补偿音频信号34，借此在增益增加后的信号幅度相当于不存在残余反馈时音频信号的幅度。

应当注意，在图4中，在助听器线路中信号x、r和f不单独存在，然而在助听器中信号e、c、y和z为单独存在的。

为了易于标记，期望算子E[.]在下文被省去，并且使用方差来代替。所有信号都具有零平均值。

在假设残余反馈信号R和音频信号X无关联的条件下，该假设为合理的假设，这是因为反馈抑制电路28以使关联减到最少的方式进行操作，那么反馈补偿信号e的信号功率由下式给出：

${\mathrm{\&sigma;}}_e^2={\mathrm{\&sigma;}}_x^2+{\mathrm{\&sigma;}}_r^2---\left(4\right)$

另选地，用于反馈补偿信号e的最坏情况值可通过对信号x和信号r的振幅值求和来获得，然而其目前优选使用方程式(4)。

施加增益α然后给出

${\mathrm{\&sigma;}}_y^2={\mathrm{\&alpha;}}^2{\mathrm{\&sigma;}}_e^2,---\left(5\right)$

其理论上与外部信号功率α_x ²相匹配(见下文)。

施加助听器增益G并且通过残余反馈抑制电路进行传播给出

${\mathrm{\&sigma;}}_r^2=|GR{|}^2{\mathrm{\&sigma;}}_y^2={\mathrm{\&alpha;}}^2|GR{|}^2{\mathrm{\&sigma;}}_e^2---\left(6\right)$

组合所有以上所述给出下列对信号e的信号功率的估算

${\mathrm{\&alpha;}}^2{\mathrm{\&sigma;}}_e^2=(1-{\mathrm{\&alpha;}}^2|GR{|}^2){\mathrm{\&sigma;}}_e^2---\left(7\right)$

对平方增益进行求解：

${\mathrm{\&sigma;}}^2=\frac{1}{(1+|GR{|}^2)}---\left(8\right)$

R的估算在下文公开。

图5示意地举例说明了带有增益处理器38的示例性新助听器。图5中举例说明的助听器10相当于在EP2203000A1的图5中举例说明的已知的助听器；然而新助听器提供了改进的对残余反馈信号R的估算，如下文更详细地阐明。

图5中的助听器10具有使用在WO03/015468中更详细地公开的那种数字频率规整(warping)、特别是在图10和WO03/015468的相应描述部分中举例说明的规整压缩器的基本操作原理来执行动态范围压缩的压缩器。图5中举例说明的助听器10相当于WO03/015468的图10中的助听器；然而在助听器10的信号处理中已经添加了反馈抑制与增益处理以及降噪。也可添加其它的处理线路。

在另一个示例性助听器中，增益处理器38可用于未进行规整的频带。

图5中示意地举例说明的助听器具有单一传声器16。然而，助听器10可包括两个或多个可能带有波束形成器传声器。为了简明起见没有示出这些组件。相似地，为了简明起见没有示出可能的A/D转换器与D/A转换器、缓冲器结构、任选的辅助通道等等。

由传声器16接收的进入的声信号穿过保证信号平均值为零的DC滤波器42；这便于计算如先前所讨论的统计量。在另一个示例性助听器中，由传声器16接收器的信号可直接传到减法器32。

如早已阐明的，可通过从音频信号中减去估算的反馈信号c来施加反馈抑制。反馈信号估算30是由反馈抑制电路来提供的。在图5中举例说明的实例中，反馈抑制电路28包括对助听器10的输出信号z进行操作的延迟44、缓慢自适应或固定滤波器46与快速指示应滤波器48的串联。

原则上，仅仅快速自适应滤波器48为必需的；固定或缓慢自适应滤波器46和整块延迟(bulkdelay)44合并在此用于效率和性能。固定或缓慢自适应滤波器46可为在一定时间点例如在打开耳内式助听器时或在适配期间被初始化的全极点或通用无限脉冲响应(IIR)滤波器，同时缓慢自适应滤波器46和快速自适应滤波器48优选为有限脉冲响应(FIR)滤波器，但原则上可使用任何其它的自适应滤波器结构(格型、自适应IIR等等)。

在优选实施例中，快速自适应滤波器48为全零滤波器。

在举例说明的助听器10中，反馈抑制电路28为宽波段系统，即反馈抑制电路28在多波段助听器10的整个频率范围中进行操作。然而，如同来自输入换能器的音频信号可被分成两个或多个频道或频带以便在各个频带中进行单独处理；输入到反馈抑制电路28的信号22也可被分成许多频带m以便在反馈抑制电路28的各个频带中进行单独反馈抑制。音频信号的频带k和反馈抑制电路28的频带m可完全相同，但它们也可不同，并且优选地，反馈抑制电路28具有比频率分开的音频信号更少的频带数。

反馈抑制电路28的输出信号30从音频信号18中被减去并且被变换至频域。如在WO03/015468中特别是在图10和WO03/015468的相应描述部分中更详细地阐明的，图5中举例说明的助听器10具有侧枝结构52，其中信号的分析在主信号路径50外执行；并且信号成形是使用由侧枝52的输出构建的时域滤波器来执行。

规整侧枝系统52具有用于高质量低延时信号处理的优点，但原则上可使用任何文本FFT系统、多速率滤波器组或未进行规整的侧枝系统。因此，尽管使用频率规整是方便的，但是为了运用估算残余反馈信号的新方法，不完全必需使用频率规整。

在图5中举例说明的助听器中，规整FIR滤波器50被提供用于生成规整后的(warped)频带。规整FIR滤波器50是通过用本领域中众所周知的并且例如如同在中阐明的全通滤波器代替FIR滤波器的抽头延迟线的单位延迟而获得的。用FFT操作51在各个规整后的频带中形成功率估算。具有所谓增益工具(gainagent)38、54、56链的侧枝52被形成，所谓增益工具38、54、56分析各自功率估算并且以特定顺序调整各个规整后的频带中单独施加至各自信号的增益。在图5中举例说明的助听器10中，增益工具的顺序为：增益处理器38、降噪54和响度恢复56。在新助听器的其它实例中，增益工具38、54、56的顺序可不同。

为了估算残余反馈信号，第一增益工具即增益处理器38接收来自提供对规整后的频带中反馈补偿音频信号34进行功率估算的FFT处理器51的输入。另外，增益处理器38接收来自反馈抑制电路28的输入，并且最后，如在先前迭代中所计算的由响度恢复处理器56输出的频域中的增益向量(表示由规整FIR滤波器50施加的当前增益)也被输入至增益处理器38。

在下文进一步阐明增益处理器38以这些输入为基础执行的对残余反馈的估算以及对增益值的计算。

在此所示的提供降噪的第二增益工具54为任选的。降噪是常在助听器中使用的舒适特征。共同地，前两个增益工具38、54设法以这样的方式使音频信号成形，即恢复原始信号的包络而没有不期望有的噪声或反馈。

最后，第三增益工具56调整响度以便补偿所旨在的使用者的听力损失。应注意由增益处理器38执行的将响度恢复到原始信号的响度而没有反馈与根据助听器10的所旨在的使用者的听力损失由响度恢复处理器56执行并且包括动态范围压缩的为听力受损的听众恢复正常响度感知之间的差别。

如先前所提及的，原则上，在增益链中的工具38、54和56可重新排序，例如，增益处理器38可被移动到该链的末端。然而，目前优选的是使用举例说明的顺序以便在执行取决于听力损失的调整之前校正信号包络，这可为非线性的并且取决于声音压力。

在增益链的末端处，频域中的输出增益向量使用快速傅里叶逆变换(IFFT)60被变换回时域并且被用作规整FIR滤波器的系数常量。增益向量58也被传播回增益处理器38以用于下一个增益确定。

最后，穿过规整FIR滤波器50的信号受限地输出在输出限制器62中以保证(可能未知)接收器16和/或传声器16非线性度不沿着反馈路径传播。否则反馈抑制电路28可没能对大信号电平进行适当地建模。可省略输出限制器62。例如，可通过静态范围压缩器或通过数字信号处理线路的其它部份来提供输出限制。下文，增益处理器38以不同于在EP2203000A1中公开的估算方案的方式来估算残余反馈信号。在图5所示的多波段助听器10中，残余反馈信号R_k根据下式估算：

|R_k|＝β|A_k||B_k|(9)

其中A_k为从反馈抑制电路获得的反馈参考增益，B_k为从对输入功率谱监测中获得的≥1的潜在波段偏移，并且相对残余误差β为使残余反馈信号与反馈参考电平相关联的比例项。

β和A_k与反馈抑制电路有关并且它们提供对残余反馈信号的良好估算以便在发生不稳定前将残余反馈补偿增益施加至反馈补偿音频信号。然而，在某些状况中，例如，在反馈路径快速改变和/或大改变期间，反馈抑制电路28适应得太慢可导致显著的残余反馈和可能的不稳定。在这些类型的状况中，与音频信号有关的波段偏移B_k对估算残余反馈提供了显著分量以便施加反馈补偿增益从而克服出现的不稳定。

在下文更详细地公开了三个项A_k、B_k和β的确定。

A_k：

反馈参考增益A_k是根据反馈抑制电路28的传递函数来获得的。在EP2203000A1中，这仅在初始化时即在适配期间和/或在助听器打开时执行。在此可使用相同的获得反馈参考增益A_k的方法。

然而，优选地，在操作期间例如由在使用者耳道中的助听器重复插入产生的反馈抑制电路缓慢改变之后以定期的时间间隔更新反馈参考增益A_k。

在图5中举例说明的助听器10中，对规整后的频带计算反馈抑制电路28的传递函数，即对讨论中的频率执行傅里叶变换。

优选地，对于低频带，A_k为在讨论中的波段的中心频率处所计算的值，然而对于高频带，通过同样计算在更宽频率处的傅里叶变换分倍率加倍。

这样，对许多区段例如22个区段计算传递函数，并且通过将A_k设定为三个最近的频率区段的最大值对各个规整后的频带k确定值A_k，借此在估算下的风险被抑制。

进一步，在图5中举例说明的助听器10中，突变通过将一阶低通滤波器(未示出)施加至对数域中被变换的幅值而减少。

为了节省处理能力，傅里叶变换可不对各个样本块的所有频率执行傅里叶变换，例如可仅对各个样本块的一个频率执行傅里叶变换。

β：

在图5中举例说明的助听器10中，对样本的每个块计算β并且β被用于所有频带k作为确定残余反馈信号相对于参考电平|A_k|的幅度|R_k|的比例因数。

在EP2203000A1中，β为仅有的自适应机制，同时在适配时或在助听器打开时进行的确定之间的参考增益A_k为固定的。在新助听器中并且根据有着对参考增益连续更新的新方法，A_k、β负责反馈路径的快速改变，同时更长持续时间的改变将最终被吸收在自适应反馈参考增益A_k中。

β是根据两个正交分量来计算的，也就是，静态分量，其表示在理想条件下例如归因于受限的精密度的反馈抑制电路的精确度；以及动态分量，其表示归因于反馈抑制电路不可精确地进行跟踪的反馈路径的改变的不精确。

对于静态项，根据以下宽波段1范数估算，残余误差与反馈幅度成比例地缩放：

${\mathrm{\&sigma;}}_s=c_s\left|\right|\stackrel{\&RightArrow;}{h_e}*\stackrel{\&RightArrow;}{w}|{|}_1---\left(10\right)$

其中为反馈抑制电路的快速自适应滤波器的权重系数向量，为任选的频率加重滤波器，*指代卷积，并且c_s为与预期静态性能有关的常数。

为反馈抑制电路的快速自适应滤波器的参考权重系数向量。当与相匹配时，反馈抑制电路的响应等于固定或缓慢自适应滤波器的响应。

动态部分是通过将当前反馈抑制电路与参考模型相比较来确定的：

其中，c_d为与预期动态性能有关的常数。

假设静态误差与动态误差正交，那么根据下式组合静态项和动态项：

${\mathrm{\&sigma;}}^2={\mathrm{\&sigma;}}_s^2+{\mathrm{\&sigma;}}_d^2---\left(12\right)$

方程式进一步被归一化为：

这为反馈抑制电路范数的低通滤波型式，其中适应速率与反馈参考增益A更新速率相匹配。

通过将归一化与误差估算向组合，α、β通过下式来确定：

其中为了效率，由于假定的缓慢改变，不必对样本的每个块更新静态部分(以c_s显示)和归一化，然而对样本的每个块可更新静态部分即|h_emp*(w-w_ref)|项，借此快速反馈抑制电路改变被均匀地施加至所有波段。

通过消除频率加重可进一步简化β的确定，即被设定等于1。

可以以系统性能诸如在各种状况中的跟踪精确度为基础凭经验确定c_s和c_d。

在静止条件下，以便方程式(14)简化成：

相对残余误差的静态部分由c_s来确定，其它部分说明适应反馈参考增益A_k。

在静止条件下，|w-w_ref|小以致β_定态～c_s。

在非静止条件下，|w-w_ref|大，并且β根据c_d缩放。

在一些情况下，c_s和c_d可从0.1到0.4变化，这取决于反馈抑制电路的速度和精确度之间的折衷并且假设反馈参考增益A_k被缩放以匹配反馈电平。例如，在缓慢适应系统中归因于预期的更好的静态性能c_s可被设定为小值，然而归因于当发生改变时更大的预期偏差c_d被设定为更大的值。

B_k：

在一些状况中，反馈抑制电路可不能够充分适应以避免响应于反馈路径的改变的反馈。在这种情形下，β|A|低估了残余反馈信号，并且这可导致不稳定。在一些情况下，可清楚地听到不稳定并且可在输入功率谱中探测到不稳定。因此，新方法包括在方程式(9)中提供偏移B_k以便恢复稳定性。探测了带有持续波峰的频带并且提供了对残余反馈信号估算R_k的相应偏移B_k以便抑制反馈信号。

例如，根据新方法，对于样本的各个块，所有频带都被分类为波峰、波谷或斜坡。波峰为其中邻近波段中输入功率低于讨论中的频带的输入功率的频带。波谷为其中邻近波段中输入功率大于讨论中的频带的输入功率的频带。当不是波峰或波谷时，其为被忽视的斜坡。

对于波峰频带或波谷频带，波段偏移B_k分别以dB为单位递增或递减。值被约束在0dB和最大值之间。

当弃去斜坡时波峰概率为观察波峰的概率，即P(波峰)+P(波谷)＝1。

渐增步长和渐减步长之间的比通过波峰概率阈值来确定，借此波峰概率阈值确定关于在输入功率谱中允许多久发生一次反馈波峰的上限，因为当波峰由反馈引起时通过增加波段偏移B_k将减少在波段k中观察到更多波峰的概率。实际上，概率阈值仅含蓄地被用于确定递增(用于波峰)和递减(用于波谷)之间的幅度比。例如，如果渐减的尺寸是渐增的两倍，那么在发生波峰至少为波谷两倍以前不发生增益减少。

步长、波峰概率阈值和最大偏移值都可适应性地被改变从而使算法更积极的取决于状况。

对于平均信号，探测波峰的概率等于探测波谷的概率。因为忽视斜坡，所以预期波峰概率为50％。波峰概率阈值的可能值的有效范围因此在50％和100％之间的某处。对于超过50％的阈值，渐减总是大于渐增，因此对于平均信号，波段偏移依然接近于为0dB的下界。当可听到的反馈发生并且主导特定波段时，波段偏移将增加直到观察的播放概率减少至波峰概率阈值或达到最大波段偏移为止。

对波峰和波谷的探测对输入功率谱中的可例如由在输入校准、换能器响应中的意外波峰、特别成形的背景噪声、由频率规整引起的不均匀带宽等方面的不精确引起的系统偏移敏感。为了最佳性能，因此输入谱必须适应性地归一化。

归一化值是使用试图识别非音频频段的环境噪声电平的条件起始和释放滤波器(attackandreleasefilter)来更新的。当输入信号为音频频段时，可以有不应该被归一化走的反馈。因此反而，对于音频频段的输入，归一化缓慢地导致平坦的响应。

由于不是所有持续波峰都由反馈引起，因此PPS增加了可产生(过度)增益减少的过高估算残余反馈的风险。为使不期望有的运转状态减到最少，算法因此应仅仅被积极地用于其中有不稳定的高风险的状况中。

可根据在系统中可获得的各种特征来确定反馈不稳定的风险，例如：(1)反馈电平，其通过将正向路径增益与反馈路径增益组合(从而粗略地确定到最大稳定增益值的距离)来确定、(2)到参考的距离，其说明自装置第一次适配以来的所有改变，以及(3)音频频段的信号功率，其表示输入信号的可预料程度(外部生成的纯音&反馈振鸣两者皆为高度可预料的但是难于区别的)。三个特征被组合成指代波峰抑制积极性(PeakSuppressionAggressiveness)(PSA)的在0和1之间的范围内的一个值。

当PSA为0时，高波峰概率阈值与小步长结合。当PSA为1时，更低的波峰概率阈值与更大的步长结合。在0和1之间，使用权重组合。

当在助听器中发生不稳定时，输出电平不趋于无穷大(如人们预期理论上的线性系统)。反而，它收敛至由指示应增益控制(AGC’s)的(非线性)抑制和限制确定的定态电平。由于对于这个定态电平总环路增益为一(即，|GR|＝1)，因此可通过监测正向路径中最低观察增益来推测关于残余反馈增益的上界。使用这个界限限定最大波段偏移、负责在PPS’固有分量与其它增益工具的固有分量之间进行区分保证了PPS不可过度地对音频频段输出做出反应。

Δg_k：

期望的增益是根据方程式(8)和方程式(9)来确定的。方程式(8)以对数形式被改写为：

${\mathrm{\&Delta;g}}_k=-10{\log }_{10}(1+{10}^{0.1*L_k})---\left(15\right)$

与

$L_k={\mathrm{\&beta;}}_{dB}+G_{k_{dB}}+A_{k_{dB}}+B_{k_{dB}}---\left(16\right)$

其中Δg_k为以dB为单位的目标增益，即增益调节的目标。符号Δg_k被用于对数域。可在对数域中计算侧枝中的增益。

实际上，以在增益链的输出即响度恢复处理器56的输出处提供的实际助听器增益为基础递归更新Δg_k，其包括所有增益工具、先前增益与反馈参考增益的分量。

由于在闭合回路中更新各种增益，因此可发生振动。为减少对增益波动的可能干扰，使用起始和释放滤波器来使增益调节平滑。快速起始可被用于迅速地对反馈路径中的突变做出反应。通过使用缓慢的释放时间来使潜在的振动减幅。

在举例说明的实施例中，在两个阶段中施加起始和释放滤波器。在第一阶段，用可配置的起始和释放速率来使反馈抑制电路28宽波段比例因数β平滑。在第二阶段中，其被施加在各个波段，瞬时起始与缓慢固定步长释放结合。

由于在处理能力方面计算对数函数和指数函数是相当复杂和昂贵的，因此可使用以下近似值来替代：

${\mathrm{\&Delta;g}}_k=\left\{\begin{array}{cc}0& \&ForAll;L_k<-12\\ \frac{1}{48}{(L_k+12)}^2& \&ForAll;-12<L_k<12\\ -L_k& \&ForAll;L_k>12\end{array}\right.---\left(17\right)$

图6为抑制残余反馈的新方法100的流程图，其包括以下步骤：

102：将声学信号转换成音频信号，

104：以音频信号为基础使用接收输入信号的反馈抑制电路对反馈路径进行建模，并且生成输出信号，

106：从音频信号中减去反馈抑制电路的输出信号从而形成反馈补偿音频信号，

108：至少以音频信号为基础确定对反馈补偿音频信号的残余反馈信号部分的估算；以及

110：至少以估算为基础将增益施加至反馈补偿音频信号。

图7和图8分别示出了与各种反馈路径有关的传递函数的曲线图200、300用于性能比较。以Matlab执行仿真。

图7中的曲线图200示出了用于带有固定滤波器46的根据在EP2203000A1中公开的助听器的与反馈有关的传递函数。图8中的曲线图300示出了用于带有缓慢自适应滤波器46的图5中举例说明的助听器的与反馈有关的传递函数。

较低的虚曲线210、310示出了在助听器在使用者的耳部的其预期操作位置的情况下的反馈路径传递函数，而实曲线220、320示出了当电话机被拿到耳部时各自的反馈路径传递函数。注意在传递函数的幅度上有显著的增加。

实曲线230、330示出了在耳部处有电话的情况下反馈抑制电路的传递函数，并且实曲线240、340示出了在耳部处有电话的情况下残余反馈路径传递函数。带有正方形的虚曲线250、350示出了在耳部处有电话的情况下估算的残余反馈路径传递函数。

在现有技术上显著改进了对新助听器的估算350。

虽然已经示出并描述了特定实施例，但将理解的是，它们不旨在限制要求保护的发明，并且对本领域技术人员显而易见的是，可在不背离要求保护的发明的精神和范围下做出各种改变和修改。因此，说明书和制图应被认为是说明性的而非限定意义。要求保护的发明旨在涵盖替代、修改和等同物。

Claims (16)

1.一种助听器，其包括：

输入换能器，用于生成音频信号；

反馈抑制电路，配置成对所述助听器的反馈路径进行建模；

减法器，用于从所述音频信号中减去所述反馈抑制电路的输出信号从而形成反馈补偿音频信号；

耦合到所述减法器的输出的信号处理器，用于处理所述反馈补偿音频信号从而执行助听器补偿，以及

耦合到所述信号处理器的输出的接收器，用于将所述处理的反馈补偿音频信号转换成声音信号；

其中所述助听器还包括增益处理器，用于至少基于对所述反馈补偿信号的残余反馈信号的估算来对所述反馈补偿音频信号执行增益调节，其中对所述残余反馈信号的所述估算至少基于所述音频信号。

2.根据权利要求1所述的助听器，其中所述反馈抑制电路在所述助听器的初始化期间进行配置，并且其中对所述残余反馈信号的估算还基于在所述助听器的初始化期间取得的所述反馈抑制电路的配置。

3.根据权利要求1所述的助听器，其中所述反馈抑制电路具有可变的配置，并且其中对所述残余反馈信号的估算还基于在所述助听器的当前操作期间所确定的所述反馈抑制电路的配置。

4.根据权利要求1所述的助听器，其中对所述残余反馈信号的估算还基于所述助听器的增益。

5.根据权利要求1所述的助听器，其中所述反馈抑制电路包括自适应滤波器。

6.根据权利要求1所述的助听器，其中所处增益处理器和所述信号处理器各自配置成：所述增益处理器用于执行所述增益调节和所述信号处理器用于执行所述助听器补偿。

7.根据权利要求1所述的助听器，其中所处信号处理器配置成在一组频带k中执行多波段听力损失补偿，并且其中对所述残余反馈信号的估算包括：对在频带k中的所述残余反馈信号的估算。

8.根据权利要求7中所述助听器，其中所述对残余反馈信号的估算包括：对自适应宽报端分量β的估算。

9.根据权利要求8所述的助听器，其中对所述各自频带k中残余反馈信号的估算R_k由下式给出：

|R_k|＝β|A_k||B_k|

并且所述增益调节的量α_k根据下式计算：

${\mathrm{\&alpha;}}_k^2=\frac{1}{(1+{\mathrm{\&beta;}}^2|G_k{|}^2\left|A_k{|}^2\right|B_k{|}^2)}$

其中

β为使所述残余反馈与反馈参考相关联的比例项，

A_k为使用所述反馈抑制电路获得的反馈参考增益，以及

B_k为来自所述音频信号的分量。

10.根据权利要求9所述的助听器，其中所述反馈抑制电路包括自适应滤波器，并且其中β根据下式计算：

q为整数，

||||指示矢量的p范数，p为正整数，

c_s为在静态状况中在对所述反馈路径进行建模中与所述抑制电路的精确度有关的比例因数，

c_d为在动态状况中在对所述反馈路径进行建模中与所述抑制电路的精确度有关的比例因数，

表示用于加重某些频率的滤波器，

为所述自适应滤波器的系数向量，

为所述自适应滤波器的参考系数向量，以及

σ_范数为低通滤波反馈抑制电路范数

11.根据权利要求10所述的助听器，其中q等于二。

12.根据权利要求10所述的助听器，其中等于一。

13.根据权利要求10所述的助听器，其中p范数为1范数。

14.根据权利要求1所述的助听器，还包括起始和释放滤波器，配置成平滑增益处理器中的过程参数。

15.一种抑制残余反馈的方法，包括：

将声学信号转换成音频信号；

基于所述音频信号，使用接收输出信号的反馈抑制电路对反馈路径进行建模，并且生成输出信号；

从所述音频信号中减去所述反馈抑制电路的所述输出信号从而形成反馈补偿音频信号；

至少基于所述音频信号，确定对所述反馈补偿音频信号的残余反馈部分的估算；以及

至少基于所述估算将增益施加至所述反馈补偿音频信号。

16.根据权利要求15所述的方法，其还包括：监测所述反馈路径，其中对所述残余反馈信号部分的所述估算基于所述监测行为的结果。