JP2017195726A - Ｄｃ−ｄｃコンバータ - Google Patents

Abstract

【課題】 高電力密度化を図ることができ、自動車の燃費性能の改善に有効なＤＣ−ＤＣコンバータを提供する。【解決手段】 ＤＣ−ＤＣコンバータ１０は、昇圧用インダクタ１００，密結合インダクタ２００，出力調整回路３００を中心に構成されている。密結合インダクタ２００は、４つの調整用コイルＬc1，Ｌc2，Ｌc3，Ｌc4を備えている。密結合インダクタ２００の相互誘導により、コイルの巻数が少なくなるのに伴って，損失も改善できる。更に、磁路中に磁気ギャップ２３２，２３４，２３６，２３８，２４０，２４２が設けられているため、磁路の磁気抵抗が増大し、直流成分に起因する磁気飽和が低減される。これにより、負荷に応じて駆動する相数を最適に切り替える手法を適用できるため、広範囲で高効率化を図ることができる。【選択図】図１

Description

本発明は、ＤＣ−ＤＣコンバータに関するものであり、特に、複数のインダクタコイルを用いるマルチフェーズ方式のＤＣ−ＤＣコンバータの改良に関するものである。

ＥＶ（電気自動車），ＨＶ（ハイブリッド自動車），ＦＣＶ（燃料電池自動車）は、電池を用いてモーターを駆動して走行しており、電池とモーターの間のエネルギーの流れを制御するためにＰＣＵ（パワーコントロールユニット）を搭載している。ＰＣＵには、電圧を上げて高出力のモーター駆動を実現するためにＤＣ−ＤＣコンバータを搭載しているものがある。ＰＣＵは、燃費向上や広い車内空間を実現するために高電力密度化が求められており、ＤＣ−ＤＣコンバータについても同様である。

その解決策として、シングルフェーズ方式の昇圧チョッパ回路を複数並列に重ねたマルチフェーズ方式がある。マルチフェーズ方式は、各相のスイッチの位相をずらして駆動することによって出力コンデンサの充放電電荷量が低減でき，出力キャパシタを小型化することができる。また、重負荷では大電流を各相に分流できるため，配線やインダクタ等の直流抵抗による損失を低減でき、高効率化も実現することができる。しかし、軽負荷では、電圧の大きさに依存する各相の損失が入力電力に対して大きくなってしまうため，シングルフェーズ方式と比較して効率が悪くなる。

そこで、出力の負荷の大きさに応じて駆動する相数を最適に切り替える手法（Phase Drive Control，以下「ＰＤＣ」という。）が実用化されている。このＰＤＣを用いることによって、広い負荷の範囲で高効率化を実現することができる。実際に、２０１５年にトヨタ自動車株式会社から販売された世界初の量産型ＦＣＶである「ＭＩＲＡＩ」に搭載されたＰＣＵには、ＰＤＣを用いる４相マルチフェーズ方式の非絶縁昇圧ＤＣ−ＤＣコンバータが採用されている（下記非特許文献１参照）。

一方、４相のマルチフェーズ方式を用いると，４つのインダクタコイルが必要となり，インダクタの体積が大型化してしまうといった問題点がある。このような問題点に対処するため、磁気結合を用いて複数のインダクタを小数の磁心コアで構成する結合インダクタが提案され、広く研究されている。結合インダクタを用いると、少量の磁束で多くの機能を実現できるため，小型化や損失の低減に有効である。本発明は、自己誘導を担うインダクタ成分と相互誘導を担うトランス成分を各磁気コアで分けた密結合方式の磁気結合を応用したＤＣ−ＤＣコンバータに関するものである。

「Development of Boost Converter for MIRAI」, SAE International, 2015-01-1170

従来構造の密結合方式に上述したＰＤＣを適用すると、直流磁束が重畳して磁気飽和を起こしてしまう。磁気飽和が生じると、電流リプルが非常に大きくなってしまい、半導体スイッチやキャパシタの破損を招くおそれがある。このため、従来の密結合方式に対して、そのままＰＤＣを適用することができない。

本発明は、以上のような点に鑑みてなされたもので、その目的は、ＤＣ−ＤＣコンバータの高電力密度化を図ることである。他の目的は、自動車の燃費性能の改善に有効なＤＣ−ＤＣコンバータを提供することである。

本発明のＤＣ−ＤＣコンバータは、変換前の直流電圧の入力側に設けられた昇圧用インダクタと、この昇圧用インダクタの出力側に設けられており、負荷に対して変換後の直流電圧を出力する結合インダクタとを備えており、前記結合インダクタは、中央でつながり、中央から外側に向かう複数の脚部を有する内側磁気コアと、前記内側磁気コアの外側に設けられており、前記脚部を結ぶ磁路を形成する外側磁気コアと、前記脚部にそれぞれ巻回された複数の調整用コイルと、前記いずれかの調整用コイルによって生じた磁束が通る磁路中に形成した磁気ギャップとを備えており、前記負荷の増減に応じて、前記複数の調整用コイルの動作数を増減させることを特徴とする。

主要な形態の一つは、前記複数の脚部及び前記複数の調整用コイルの数が２〜４であり、前記複数の脚部が、放射状に均等な角度で中央から外側に向かっていることを特徴とする。他の形態では、前記結合インダクタを構成する各磁気コアを、フェライトによって形成したことを特徴とする。更に他の形態では、前記内側磁気コアの磁路の断面積を、前記外側磁気コアの磁路の断面積よりも大きくしたことを特徴とする。更に他の形態によれば、前記昇圧用インダクタの昇圧用コイルが巻回された磁気コアに、磁気ギャップを形成したことを特徴とする。

更に他の形態によれば、前記昇圧用インダクタを構成する各磁気コアを、ダストコアによって形成したことを特徴とする。更に他の形態では、前記複数の調整用コイルの動作数を、スイッチング素子によって増減させることを特徴とする。あるいは、前記変換前の直流電圧が、車両に搭載された電池から供給され、前記変換後の直流電圧が、交流電圧を生成するインバータに出力されることを特徴とする。本発明の前記及び他の目的，特徴，利点は、以下の詳細な説明及び添付図面から明瞭になろう。

本発明によれば、昇圧用インダクタと、複数の調整用コイルを有する結合インダクタとを設け、前記調整用コイルが巻回される磁気コアを磁気的に結合することとしたので、磁路断面積の増加により磁束密度が低減されるとともに、リプル電流の低減を達成することができる。従って、巻き数を低減できるため、インダクタの損失が低減されて回路効率が改善され、自動車の燃費向上に資することができる。

本発明の実施例１の回路構成及びインダクタの構成を示す図である。 前記実施例１の動作を示す回路図である。 磁気コア内における磁束の様子を示す図である。 前記実施例１の各種の信号波形例及び効率を示すグラフである。 本発明の他の実施例を示す図である。

以下、本発明を実施するための最良の形態を、実施例に基づいて詳細に説明する。

最初に、図１〜図４を参照して、本発明の実施例１について説明する。本実施例は、本発明を、４相密結合方式の非絶縁昇圧ＤＣ−ＤＣコンバータに適用した例である。
図１(A)には回路構成が示されており、ＤＣ−ＤＣコンバータ１０は、昇圧用インダクタ１００，密結合インダクタ２００，出力調整回路（スイッチング手段）３００を中心に構成されている。入力端子Ｔin1，Ｔin2には、電池（例えば、車両に搭載された電池）などから直流電圧が入力されている。入力端子Ｔin1には、昇圧用インダクタ１００のコイルＬbが接続されている。このコイルＬbの出力側は、密結合インダクタ２００の入力側に接続されている。図示の例では、密結合インダクタ２００は、４つの調整用コイルＬc1，Ｌc2，Ｌc3，Ｌc4を備えている。

調整用コイルＬc1，Ｌc2，Ｌc3，Ｌc4の出力側は、一方において整流用ダイオードＤ1，Ｄ2，Ｄ3，Ｄ4にそれぞれ接続されており、他方において出力調整回路３００のスイッチング素子Ｓ1，Ｓ2，Ｓ3，Ｓ4にそれぞれに接続されている。なお、これらスイッチング素子Ｓ1，Ｓ2，Ｓ3，Ｓ4に並列に接続されているダイオードは、ボディダイオードである。整流用ダイオードＤ1，Ｄ2，Ｄ3，Ｄ4の出力側は、出力端子Ｔout1に接続されている。出力端子Ｔout1，Ｔout2の間には、平滑用コンデンサＣ0が接続されている。これら出力端子Ｔout1，Ｔout2が、交流電圧を生成するインバータなどの負荷に接続されている。なお、入力端子Ｔin1，Ｔin2の間にコンデンサを接続するようにしてもよい。

以上の各部のうち、昇圧用インダクタ１００は、図１(B)に示すように、Ｅ字型コア１０２，１０４が磁気ギャップ１０６，１０８，１１０を介して対峙しており、中央の脚部１１２，１１４にコイルＬbが巻回された構造となっている。直流電流ＩsがコイルＬbに流れると、同図に矢印で示すように、磁束がＥ字型コア１０２，１０４中を通るようになる。

次に、密結合インダクタ２００は、図１(C)に示すように、Ｅ字型コア２０２，２０４を結合して内側磁気コア２１０を構成した構造となっている。これにより、脚部２１２，２１４，２１６，２１８と、外側磁気コア２２２，２２４が形成される。更に、脚部２１２，２１６側に、磁気ギャップ２３２，２３４，２３６，２３８，２４０，２４２を介して、外側磁気コア２２６，２２８を配置する。そして、脚部２１２，２１４，２１６，２１８に、調整用コイルＬc1，Ｌc2，Ｌc3，Ｌc4をそれぞれ巻回する。

調整用コイルＬc1，Ｌc2，Ｌc3，Ｌc4は、それぞれが逆極性になるように回路に接続されている。調整用コイルＬc1，Ｌc2，Ｌc3，Ｌc4のいずれかに通電すると、同図に矢印で示すように、当該コイルが巻回されている脚部のみならず他の脚部も通じて、磁束が内側磁気コア２１０，外側磁気コア２２２，２２４，２２６，２２８内を通るようになる。調整用コイルＬc1，Ｌc2，Ｌc3，Ｌc4が巻回された脚部２１２，２１４，２１６，２１８同士を接合させることで結合係数が高くなっており（密結合）、概ね０．９以上となっている。

昇圧用インダクタ１００のＥ字型コア１０２，１０４，密結合インダクタ２００の内側磁気コア２１０，外側磁気コア２２２，２２４としては、電磁鋼板，ダストコア，フェライトコアなど、各種の磁性材料を使用してよい。磁性材料は、使用周波数や電流に応じて適宜選択される。コイル巻線の線径や巻数も、必要に応じて適宜選択する。

次に、出力調整回路３００は、前記調整用コイルＬc1，Ｌc2，Ｌc3，Ｌc4の出力側と入力端子Ｔin2ないし出力端子Ｔout2とに接続されたスイッチング素子Ｓ1，Ｓ2，Ｓ3，Ｓ4と、スイッチング回路３１０とによって構成されている。スイッチング回路３１０は、負荷の程度に応じて、スイッチング素子Ｓ1，Ｓ2，Ｓ3，Ｓ4を動作させる機能を備えており、負荷が小さいときはスイッチング素子Ｓ1のみが動作し、負荷の増大に応じて、スイッチング素子Ｓ2，Ｓ3，Ｓ4が順次動作するように、駆動制御が行われるようになっている。

次に、図２，図３も参照しながら、本実施例の動作を説明する。図２(A)〜(D)には、負荷が順次増大していく場合の動作の様子が示されている。まず、負荷が小さいときは、同図(A)に示すように、スイッチング素子Ｓ1のみが動作し、オン・オフを繰り返す（Mode1）。オン・オフのデューティ比は、負荷の程度に応じて制御される。これにより、昇圧用インダクタ１００の昇圧用コイルＬb及び密結合インダクタ２００の調整用コイルＬc1に通電が行われるようになる。すなわち、入力端子Ｔin1，Ｔin2の直流電圧が、昇圧用コイルＬbで昇圧されるとともに、更に調整用コイルＬc1で昇圧されて出力される。昇圧された直流電圧は、整流用ダイオードＤ1による整流，平滑用コンデンサＣ0による平滑の後、出力端子Ｔout1，Ｔout2から負荷に供給される。

負荷が増大すると、スイッチング素子Ｓ1に加えて、同図(B)に示すように、スイッチング素子Ｓ2も動作するようになる（Mode2）。このため、昇圧用インダクタ１００の昇圧用コイルＬb及び密結合インダクタ２００の調整用コイルＬc1，Ｌc2に通電が行われるようになる。これにより、入力端子Ｔin1，Ｔin2の直流電圧が、昇圧用コイルＬbで昇圧されるとともに、更に調整用コイルＬc1，Ｌc2でそれぞれ昇圧されて出力される。昇圧された直流電圧は、整流用ダイオードＤ1，Ｄ2による整流，平滑用コンデンサＣ0による平滑の後、出力端子Ｔout1，Ｔout2から負荷に供給される。また、負荷に必要な電流は、調整用コイルＬc1，Ｌc2から供給されるようになる。

更に、負荷が増大すると、スイッチング素子Ｓ1，Ｓ2に加えて、同図(C)に示すように、スイッチング素子Ｓ3も動作するようになる（Mode3）。このため、昇圧用インダクタ１００の昇圧用コイルＬb及び密結合インダクタ２００の調整用コイルＬc1，Ｌc2，Ｌc3に通電が行われるようになる。これにより、入力端子Ｔin1，Ｔin2の直流電圧が、昇圧用コイルＬbで昇圧されるとともに、更に調整用コイルＬc1，Ｌc2，Ｌc3でそれぞれ昇圧されて出力される。昇圧された直流電圧は、整流用ダイオードＤ1，Ｄ2，Ｄ3による整流，平滑用コンデンサＣ0による平滑の後、出力端子Ｔout1，Ｔout2から負荷に供給される。また、負荷に必要な電流は、調整用コイルＬc1，Ｌc2，Ｌc3から供給されるようになる。

更に、負荷が増大すると、スイッチング素子Ｓ1，Ｓ2，Ｓ3に加えて、同図(D)に示すように、スイッチング素子Ｓ4も動作するようになる（Mode4）。このため、昇圧用インダクタ１００の昇圧用コイルＬb及び密結合インダクタ２００の調整用コイルＬc1，Ｌc2，Ｌc3，Ｌc4に通電が行われるようになる。これにより、入力端子Ｔin1，Ｔin2の直流電圧が、昇圧用コイルLbで昇圧されるとともに、更に、密結合インダクタ２００の相互誘導により電流リプルが低減される（Mode2，Mode3も同様）。昇圧された直流電圧は、整流用ダイオードＤ1，Ｄ2，Ｄ3，Ｄ4による整流，平滑用コンデンサＣ0による平滑の後、出力端子Ｔout1，Ｔout2から負荷に供給される。また、負荷に必要な電流は、調整用コイルＬc1，Ｌc2，Ｌc3，Ｌc4から供給されるようになる。

ところで、以上の動作において、調整用コイルＬc1に通電したときの磁束の様子を示すと、図３(A)に矢印で示すようになる。すなわち、磁束は、内側磁気コア２１０の脚部２１２のみならず、脚部２１４，２１６，２１８や、外側磁気コア２２２，２２４，２２６，２２８にも回り込んで通るようになる。一方、図３(B)に示すように、４つの調整用コイルＬc1，Ｌc2，Ｌc3，Ｌc4が巻回されている磁気コア２５２，２５４，２５６，２５８が磁気的に独立している従来の非結合方式の場合、矢印で示すように、調整用コイルＬc1の磁束は磁気コア２５２内のみを通り、他の磁気コア２５４，２５６，２５８を通ることはない。

これら、図３(A)，(B)を比較すれば明らかなように、密結合方式は、各相のスイッチングが影響し合うため、巻線に流れる電流リプルを低減することができる。また，磁気ギャップ２３２，２３４，２３６，２３８，２４０，２４２が設けられており、磁気抵抗を意図的に大きくしているため、図２(D)に示したMode4以外において密結合インダクタ２００内に直流磁束が重畳しても、磁気飽和が低減されるようになる。なお、４つの調整用コイルＬc1，Ｌc2，Ｌc3，Ｌc4の全てが駆動されるMode4の場合には、直流磁束が完全に打ち消されるようになる。

電流リプルの低減に伴って、損失を改善することが可能となる。具体的には，ヒステリシス損失の低減，実効電流の減少による銅損の低減が可能となる。また、リプル電流を非結合方式と合わせて設計を行えば、巻き数を非結合方式と比較して大幅に低減できるため、直列抵抗に起因する銅損の低減が可能となる。これらの効果により、全体として回路効率の改善を図ることができる。
図４(A)には、Mode4における調整用コイルＬc1を流れる電流Ｉc1，スイッチング素子Ｓ1のドレイン・ソース間電圧Ｖds，スイッチング素子Ｓ1のゲート・ソース間電圧Ｖgsの一例が示されている。電流Ｉc1のリプル分Δｉoutは、１．５１Ａとなっている。電流Ｉc1の波形から、磁気飽和が無く安定動作をしており、電流リプルがスイッチング周波数の４倍になっていることを確認することができる。

図４(B)には、図２に示したスイッチング動作における効率（エネルギー変換効率ないしエネルギー消費効率）の変化の様子が示されている。同図中、Mode1，Mode2，Mode3，Mode4は、それぞれ図２(A)〜(D)の動作状態に対応する。同図に示すように、出力１０００Ｗまでの負荷領域において、本実施例の密結合方式の方が従来の非結合方式よりも高効率化が実現されている。本実施例の密結合インダクタ２００における相互誘導によって、電流リプルをスイッチング周波数に対して高周波化できるので、調整用コイルＬc1，Ｌc2，Ｌc3，Ｌc4及び昇圧用インダクタ１００の巻き数を大幅に減少することが可能となり、その分だけ銅損が低減されたことが、高効率の要因と考えられる。

本発明に関連して、
ａ，出力１０００Ｗ，入力電圧５０Ｖ，出力電圧１２０Ｖ，
ｂ，昇圧用インダクタ１００の昇圧用コイルＬbが７巻き，
ｃ，密結合インダクタ２００の調整用コイルＬc1，Ｌc2，Ｌc3，Ｌc4が各２５巻き，
の試作品を作製した。また、比較のため、リプル電流を密結合方式と合わせて非結合コイルを設計し作製した。非結合方式の各コイルの巻き数は１１０巻きになった。これらを比較したところ、本実施例の試作品のほうが、磁気コアの体積及び質量を７％削減することができた。また、本実施例の試作品によれば、磁気飽和がなく、動作も安定しており、Mode4以外にしても、安定した動作を確認できた。

次に、図５を参照しながら、本発明の実施例２について説明する。同図(A)の密結合インダクタ５００は、中央の内側磁気コア５１０において、十字状に設けられた脚部５１２，５１４，５１６，５１８に、調整用コイルＬc1，Ｌc2，Ｌc3，Ｌc4がそれぞれ巻回された構成となっている。それらの周囲には、外側磁気コア５２２，５２４，５２６，５２８が、磁気ギャップ５３２，５３４，５３６，５３８を介して配置されている。また、外側磁気コア５２２，５２４，５２６，５２８の間にも、磁気ギャップ５４２，５４４，５４６，５４８がそれぞれ形成されている。

同図(B)の密結合インダクタ５５０は、前記外側磁気コア５２２と５２８が連続してＬ字状の外側磁気コア５５２となっており、前記外側磁気コア５２４と５２６が連続してＬ字状の外側磁気コア５５４となっている。同図(C)の密結合インダクタ５６０は、前記外側磁気コア５２２，５２４，５２６，５２８が連続しており、四角枠形状の外側磁気コア５６２とした例である。

同図(D)の密結合インダクタ６００は、内側磁気コア６１０の脚部６１２，６１４，６１６に、それぞれ調整用コイルＬc1，Ｌc2，Ｌc3が巻回されており、それらの外側に、磁気ギャップ６０２，６０４，６０６を介してリング状の外側磁気コア６１８が配置された構成となっている。同図(E)の密結合インダクタ６２０は、内側磁気コアの脚部の数が６つの例で、内側磁気コア６３０は６つの脚部６３２，６３４，６３６，６３８，６４０，６４２を有しており、それぞれ調整用コイルＬc1，Ｌc2，Ｌc3，Ｌc4，Ｌc5，Ｌc6が巻回されている。また、それらの外側に、磁気ギャップ６４２，６４４，６４６，６４８，６５０，６５２を介してリング状の外側磁気コア６１８が配置された構成となっている。同図(F)の密結合インダクタ６６０は、内部磁気コア６７０が２つの脚部６７２，６７４を備えており、その端部が円弧状の外側磁気コア６８０，６８２に接合した構成となっている。脚部６７２，６７４には、調整用コイルＬc1，Ｌc2がそれぞれ巻回されており、外側磁気コア６８０，６８２の間には磁気ギャップ６９０，６９２がそれぞれ形成されている。

これらの例に示すように、中心でつながった複数の脚部が放射状に等間隔に延びた内側磁気コアの外側に、前記脚部を結ぶ磁路を形成する外側磁気コアが配置されており、前記脚部にそれぞれ巻回された調整用コイルによって生じた磁束が通る磁路中に磁気ギャップを形成する構造であれば、同様の効果を得ることができる。

なお、本発明は、上述した実施例に限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲内において種々変更を加えることができる。例えば、以下のものも含まれる。
(1)前記実施例で示した脚部ないし調整用コイルの個数や磁気ギャップの位置は、必要に応じて適宜変更してよい。調整用コイルの配置も同様であり、例えば、調整用コイルＬc2とＬc3を入れ替えるようにしてよい。いずれにしても、密結合インダクタは、全ての調整用コイル同士の極性が逆になっている。
(2)全体の形状も、四角や円の他、楕円など各種の形状としてよい。特に、内側磁気コアの磁路の断面積を、前記外側磁気コアの磁路の断面積よりも大きくするようにしてもよい。
(3)本発明のＤＣ−ＤＣコンバータの用途としては、上述したように、ＥＶ，ＨＶ，ＦＣＶなどのＰＣＵが好適な例である。例えば、変換前の直流電圧が、車両に搭載された電池から供給され、前記変換後の直流電圧が、交流電圧を生成するインバータに出力されるという具合である。しかし、それに限定されるものではなく、他の各種の用途に適用してよい。

本発明によれば、本発明によれば、結合インダクタの相互誘導によりリプル電流を低減でき，コイルの必要な巻き数が少なくなるのに伴い、損失が改善されるので，ＥＶ，ＨＶ，ＦＣＶなどのＰＣＵに好適である。

１０：ＤＣ−ＤＣコンバータ
１００：昇圧用インダクタ
１０２，１０４：Ｅ字型コア
１０６，１０８，１１０：磁気ギャップ
１１２，１１４：脚部
２００：密結合インダクタ
２０２，２０４：Ｅ字型コア
２１０：内側磁気コア
２１２，２１４，２１６，２１８：脚部
２２２，２２４，２２６，２２８：外側磁気コア
２３２，２３４，２３６，２３８，２４０，２４２：磁気ギャップ
２５２，２５４，２５６，２５８：磁気コア
３００：出力調整回路
３１０：スイッチング回路
５００：密結合インダクタ
５１０：内側磁気コア
５１２，５１４，５１６，５１８：脚部
５２２：外側磁気コア
５２２，５２４，５２６，５２８：外側磁気コア
５２４：外側磁気コア
５３２，５３４，５３６，５３８，５４２，５４４，５４６，５４８：磁気ギャップ
５５０：密結合インダクタ
５５２，５５４，５６２：外側磁気コア
５６０：密結合インダクタ
６００：密結合インダクタ
６０２，６０４，６０６：磁気ギャップ
６１０：内側磁気コア
６１２，６１４，６１６：脚部
６１８：外側磁気コア
６２０：密結合インダクタ
６３０：内側磁気コア
６３２，６３４，６３６，６３８，６４０，６４２：脚部
６４２，６４４，６４６，６４８，６５０，６５２：磁気ギャップ
６６０：密結合インダクタ
６７０：内部磁気コア
６７２，６７４：脚部
６８０，６８２：外側磁気コア
６９０，６９２：磁気ギャップ
Ｃ0：平滑用コンデンサ
Ｄ1，Ｄ2，Ｄ3，Ｄ4：整流用ダイオード
Ｌb：昇圧用コイル
Ｌc1，Ｌc2，Ｌc3，Ｌc4，Ｌc5，Ｌc6：調整用コイル
Ｓ1，Ｓ2，Ｓ3，Ｓ4：スイッチング素子
Ｔin1，Ｔin2：入力端子
Ｔout1，Ｔout2：出力端子
Ｖin：入力電圧
Ｖout：出力電圧

Claims (8)

1. 変換前の直流電圧の入力側に設けられた昇圧用インダクタと、
   この昇圧用インダクタの出力側に設けられており、負荷に対して変換後の直流電圧を出力する密結合インダクタとを備えており、
   前記密結合インダクタは、
   中央でつながり、中央から外側に向かう複数の脚部を有する内側磁気コアと、
   前記内側磁気コアの外側に設けられており、前記脚部を結ぶ磁路を形成する外側磁気コアと、
   前記脚部にそれぞれ巻回された複数の調整用コイルと、
   前記いずれかの調整用コイルによって生じた磁束が通る磁路中に形成した磁気ギャップとを備えており、
   前記負荷の増減に応じて、前記複数の調整用コイルの動作数を増減させることを特徴とするＤＣ−ＤＣコンバータ。
2. 前記複数の脚部及び前記複数の調整用コイルの数が２〜４であり、前記複数の脚部が、放射状に均等な角度で中央から外側に向かっていることを特徴とする請求項１記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
3. 前記密結合インダクタを構成する各磁気コアを、フェライトによって形成したことを特徴とする請求項１記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
4. 前記内側磁気コアの磁路の断面積を、前記外側磁気コアの磁路の断面積よりも大きくしたことを特徴とする請求項１〜３のいずれか一項に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
5. 前記昇圧用インダクタの昇圧用コイルが巻回された磁気コアに、磁気ギャップを形成したことを特徴とする請求項１記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
6. 前記昇圧用インダクタを構成する各磁気コアを、ダストコアによって形成したことを特徴とする請求項５記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
7. 前記複数の調整用コイルの動作数を、スイッチング素子によって増減させることを特徴とする請求項１記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
8. 前記変換前の直流電圧が、車両に搭載された電池から供給され、前記変換後の直流電圧が、交流電圧を生成するインバータに出力されることを特徴とする請求項１〜７のいずれか一項に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。