JP2017092747A - 通信システム - Google Patents

Abstract

【課題】周波数オフセット用と適応等化器用とでトレーニング符号列が異なる２つの符号列を用いる通信システムにおいて、送信側の適応等化器用トレーニング信号と受信側のＰＮ（Ｐｓｅｕｄｏｒａｎｄｏｍ Ｎｏｓｅ）符号発生器との初期位相の同期確立を可能とし、同期確立以降の同期捕捉の監視を可能とする。【解決手段】通信システムは、送信側から送信されたトレーニング信号から、周波数オフセット用トレーニング信号から適応等化器用トレーニング信号への切換え検出信号の入力時に所定条件が満足されている場合に起動し、ＰＮ符号列を発生して出力するＰＮ発生器１０と、ＰＮ発生器１０から出力されたＰＮ符号列が４ＰＳＫマッピングされたシンボルデータ信号を入力し、該入力したシンボルデータ信号を、タップ係数を更新するための参照信号として使用する適応等化器１と、同期が補足されているか監視する同期補足監視部とを有する。【選択図】図１

Description

本発明は、通信システムに関し、より詳細には、周波数オフセット用トレーニング信号と適応等化器用トレーニング信号とを送信側で切換えて送出する通信システムに関する。

図１７は、デジタル電力線搬送による通信システムに適用される受信側の回路構成例を説明するための図である。通信システムの受信側では、送信側からトレーニング信号として送出されるＰＮ（Pseudorandom Nose）符号列と、受信されたＰＮ符号列との同期を確立し、そのタイミングで符号列を生成することで、生成した符号列を適応等化器１００の参照信号として用いることができる。トレーニング信号は、例えば符号列を４ＰＳＫ（４Phase−Shift Keying）変調して生成されたもので、受信側では、適応等化器１００の判定器１０２で判定された基準シンボルが、そのまま適応等化器１００の参照信号として用いられる。

復調器によって復調されたトレーニング信号は、適応等化器１００に入力される。デジタル電力線搬送を用いた通信システムでは、送電線分岐箇所などから生じる反射波が遅延波となり、これがデジタル信号の符号間干渉となって伝送品質を劣化させる。適応等化器１００はこの遅延波を除去し、符号間干渉を補償する。
復調器からのトレーニング信号は、適応等化器１００のフィルタ部１０１に入力され、フィルタ部１０１では、タップ係数を用いて等化処理が行われる。フィルタ部１０１の等化出力信号は判定器１０２に入力され、判定器１０２は、入力信号の複素平面における領域判定を行って判定結果を参照信号として誤差量算出部１０３に出力する。誤差量算出部１０３では、フィルタ部１０１からの等化出力信号と判定器１０２からの参照信号との誤差を算出する。そしてＬＭＳアルゴリズム処理部１０４では、誤差量算出部１０３で算出した誤差に基づいてフィルタ部１０１のタップ係数の更新を行う。また判定器１０２からの出力信号は、デマッピング部１０５でデマッピングされ、デコーダ部に出力されて復号処理が行われる。

受信側では、送信側のＰＮ符号との同期を確立するために、送信側のＰＮ ｍ段レジスタ（発生器）とタップ構成が同一であるＰＮ ｍ段レジスタ（発生器）１０６を設け、そこにデマッピング部１０５から出力されるビット情報を入力させる。送信側から適応等化器トレーニング用ＰＮ符号列が流れている場合、受信側ＰＮ ｍ段レジスタへ１０６の入力値と、ＰＮ ｍ段レジスタ１０６の出力値とは同一となる。アンドゲート１０７によりこれら入出力値のアンド条件をとり、ｎビットカウンタ１０８にてｎビット連続でアンド条件が得られる場合、送信側ＰＮ符号と同期が確立していると判断させている。

上記のような等化回路に係る技術に関して、例えば特許文献１には、受信したトレーニング信号に基づき、等化トレーニング用自動等化器でデータ再生用自動等化器のタップ係数を初期設定し、初期設定以降は受信信号を用いてタップ係数を更新して、更新されたタップ係数に基づきデータ再生用自動等化器で受信信号を等化し、等化した受信信号を復調する自動等化回路が記載されている。

この自動等化回路の概略構成を図１８に示す。自動等化回路２００は、データ再生用自動等化器２０１とともに、データ再生用自動等化器２０１と同じ構成の等化トレーニング用自動等化器２０３を備える。トレーニング信号同期検出部２０５は入力信号からトレーニング信号が受信されたことを検出する。トレーニングパターン信号発生器２０６は、トレーニング信号同期検出部２０５による検出結果に基づき、送信側からのトレーニング信号と実質的に同じパターンを有する基準トレーニングパターン信号を参照信号として発生する。発生された参照信号はマッピング回路２０７でマッピングされる。

誤差量算出部２０４は、マッピング回路２０７でマッピングされた参照信号と、等化トレーニング用自動等化器２０３から出力された信号との誤差を計算し、等化トレーニング用自動等化器２０３へ入力する。等化トレーニング用自動等化器２０３は、入力された誤差信号に基づきタップ係数を逐次更新し、データ再生用自動等化器２０１に更新タップ係数を設定するための更新信号を出力する。これにより送信側から送信されてきた所定パターンのトレーニング信号を含む受信信号の復調に必要な等化特性を自動的に更新する。自動等化器２０１により等化されたデータ信号は識別器２０２に入力され、送信側で送った送信点を識別し、この識別結果がデータ信号として出力される。

特開２００２−１５８７２２号公報

デジタル電力線搬送による通信システムは、上記図１７に示すような回路方式で図１９に示すような送電線系統を対象として構成されている。図１９に示すように、送電線路を伝送媒体とするデジタル電力線搬送装置は、変電所（ＳＳ）において高周波同軸ケーブルにより高周波だけを通過させるカップリングキャパシタ（ＣＣ）とカップリングフィルタ（ＣＦ）を介して送電線に接続される。また送電線には、遅延波の電力値を小さくするライントラップ（ＬＴ）が挿入されている。

図２０は、図１９の送電線系統におけるトレーニング信号の適応等化器出力の出力特性の一例を示す図である。図１７に示す回路方式の場合、判定器で判定された基準シンボルが参照信号となるため、初期状態からスタートした等化器出力のシンボルは、図１９に示す送電線系統に遅延波が存在する場合においても、図２０に示すように送信シンボルと同一象限のどこかに存在することが求められる。図１９に示す送電線系統では、ライントラップの存在により、遅延波が存在する場合でも送信シンボルと同一象限のどこかに存在するから、通信エラーは発生しない。しかしながらこの送電系統の場合、分岐された送電線を使用した伝送路構成ではライントラップの存在により，減衰量が大きくなり分岐された電気所との通信が困難となる。

一方、例えば図２１に示すように、送電線の分岐箇所ｂにライントラップが設置されていない送電線系統では、分岐された送電線を使用した上記電気所との通信は可能となるものの，ここでは分岐箇所ｂによる遅延波の損失は小さく、なおかつ送電線路の伝搬損失は０．１７ｄＢ／ｋｍと非常に小さいため、遅延波の電力値は大きくなり、なおかつ長遅延な電力遅延プロファイル特性を示すことになる。

したがって，このような伝送路で、初期状態からスタートした適応等化器の出力は、図２２に示すような出力特性となり、送信シンボルの象限と異なる象限に出力されるシンボルも存在することになるため、適応等化器１００の参照信号は、送信シンボルと異なる信号で等化がなされて、適応等化器１００の収束特性が劣化するという問題が生じる。さらに、デマッピング部１０５からは、ＰＮ符号列とは異なるパターンが出力されるため、受信側ＰＮ ｍ段レジスタ１０６への入力と出力値は一致せず、同期確立が不成立となることで再度同期確立の処理が行われるなど、前述と同様に適応等化器１００の収束特性が劣化する、という問題が生じる。

特許文献１に記載された等化回路は、上記課題に対応する従来技術に係るものであるが、この等化回路は、データ信号の遅延波を除去する適応等化器の他に、参照信号を生成するための等化器を設けており、この等化器により得られたタップ情報を遅延波を除去するための適応等化器のタップ値に設定してデータ信号の等化を行っている。しかしこの場合、新たに参照信号を生成するための等化器回路を設けることによる回路規模の増大が懸念されることや、受信トレーニング信号とトレーニング信号発生回路との同期捕捉方法に関する手順が記述されていない。

さらに、周波数オフセット用と適応等化器用とでトレーニング符号列が異なる２つの符号列を時系列で切換える方式の場合、符号の切り換わり前後での同期捕捉を継続し、参照信号を生成する必要があるため、前述した方式の構成では対応しきれず、新たな方式による同期捕捉と参照信号生成が必要になってくる。

本発明は、上述のごとき実情に鑑みてなされたものであり、周波数オフセット用と適応等化器用とでトレーニング信号が異なる２つの符号列を用いる通信システムにおいて、送信側の適応等化器用トレーニング信号と受信側のＰＮ符号発生器との初期位相の同期確立を可能とし、同期確立以降の、同期捕捉の監視を可能とする通信システムを提供することを目的とする。

発明者らは、図２１に示すようなライントラップが設置されていない分岐個所を含む送電線系統を用いて、電気所との通信を可能とするために適応等化器の等化方法を鋭意検討をしたところ、周波数オフセット用と適応等化器用とでトレーニング符号列が異なる２つの信号を用いる通信システムにおいて、周波数オフセット用トレーニング信号から適応等化器用トレーニング信号に切替わったタイミングを検出し，そのタイミングにより受信側で適応等化器用のＰＮ符号列の参照信号を新たに生成させ、この参照信号を適応等化器用のトレーニング符号列として用いれば、送信側から送信されたトレーニング符号列との同期が確立され、送受信は同一符号列で一致するので、適応等化器は遅延波や雑音の影響を最小限で、最大の等化能力で伝送路を等化できることを見出して、本発明に至ったものである。

また、本発明では、送信側から送信された適応等化器用トレーニング信号と、受信側で生成された適応等化器トレーニング信号との同期が確立されているか否かを監視する同期捕捉監視部が設けられている。
これは、受信側でなんらかの悪条件で切替わりタイミングを誤検出した場合、適応等化器はまったく等化機能が得られない符号列でトレーニング処理がそのまま継続されてしまう。この継続処理を回避するために同期捕捉監視部が設けられている。
この同期捕捉監視では、適応等化器のトレーニング信号として生成された信号を図２のマッチドフィルタのタップ係数設定部に入力させ、マッチドフィルタから出力されるデータのピーク電力値を監視している。このマッチドフィルタの段数であるＮ段のシンボルと、受信信号のＮシンボルが同一のシンボル値であれば、Ｎシンボル周期で電力値のピークが得られるので、この場合送信側と受信側とでシンボルの同期が確立されていると判断でき、適応等化器のトレーニングを継続させることができる。一方、Ｎシンボル周期でピーク電力が検出されなければ，同期が確立されていないと判断され、再度初期トレーニングモードへ移行させて同期を確立させる動作がとられることとなる。

本発明によれば、周波数オフセット用と適応等化器用とでトレーニング符号列が異なる２つの符号列を用いる方式において、送信側の適応等化器トレーニング信号列と受信側のＰＮ符号発生器との初期位相の同期確立を可能とし、なおかつ等化器参照信号用符号列を生成することを可能とし、さらに、初期位相の同期確立以降、ＰＮ符号列に対応する同期捕捉の検出と監視を可能とする通信システムを提供することができる。

本発明の一実施形態による通信システムの受信回路構成を説明するためのブロック図である。 本発明の一実施形態による通信システムのさらに具体的な構成を示す図である。 本発明の通信システムに適用されるトレーニング信号の構成例を示す図である。 通信システムに使用するＰＮ７符号の周期相関関数の電力特性を示す図である。 本発明の通信システムに適用されるＰＮ符号切換えタイミングおよび符号生成タイミングの一例を示すタイミングチャートである。 適応等化器トレーニング用ＰＮ発生器を構成するシフトレジスタの構成例を示す図である。 図６のシフトレジスタの各シフトレジスタナンバーにおけるシフトレジスタ値を示す図である。 グレイ符号による４ＰＳＫマッピングについて説明するための図である。 マッピングデータ蓄積部のマッピングデータ蓄積とタップ係数更新のタイミング例を示す図である。 ＰＮ１２符号の周期相関関数の電力特性を示す図である。 位相傾き補正の補正概念を説明するための図である。 本発明による通信装置の他の受信回路構成を説明するためのブロック図である。 位相の傾きの補正例を示す図である。 周波数オフセット推定・補正部の回路構成を説明するためのブロック図である。 図１４に示すオフセット推定用ＰＮ符号終了判定回路の構成例を示す図である。 本発明に係る通信システムに適用される送信側の通信装置の送信回路構成を説明するためのブロック図である。 デジタル電力線搬送による通信システムに適用される受信側の回路構成例を説明するための図である。 従来方式の自動等化回路の概略構成を示す図である。 送電線分岐にライントラップが設置されている送電線系統を示す図である。 図１９の送電線系統におけるトレーニング信号の適応等化器出力の出力特性の一例を示す図である。 送電線分岐にライントラップが設置されている送電線系統を示す図である。 図１９の送電線系統におけるトレーニング信号の適応等化器出力の出力特性の一例を示す図である。

図１は、本発明の一実施形態による通信システムの受信回路構成を説明するためのブロック図である。受信側の通信装置は、送信側の通信装置から送信されたＰＮ符号によるシンボルパターンを受信し、復調器（ＭＯＤＥＭ部）にて復調する。復調器からのシンボルパターンは、適応等化器１に入力されるとともに、同期捕捉監視部４０に入力される。

受信側の通信装置は、周波数オフセット用と適応等化器用とでトレーニング符号列が異なる２つの信号を用いる通信システムにおいて、送信側から送信されるトレーニング信号が周波数オフセット用トレーニング信号から適応等化器用トレーニング信号へ切換わるタイミングで該タイミングの信号を受信する受信部を備える。
ＰＮ発生器１０は、受信部が受信したタイミングの信号でＰＮ符号列の作成を開始する。４ＰＳＫマッピング部１１は、ＰＮ符号列を４ＰＳＫマッピングする。適応等化器１は、４ＰＳＫマッピング部１１でマッピングされたシンボルデータ信号を受信側のトレーニング信号として入力する。同期捕捉監視部４０は、４ＰＳＫマッピング部１１でマッピングされたトレーニング信号と送信側から送信される適応等化器用トレーニング信号との同期が捕捉されているかを監視する。

図２は、本発明の一実施形態による通信システムのさらに具体的な構成を示す図である。図１の同期捕捉監視部４０は、４ＰＳＫマッピング部１１から出力されたシンボルデータの複素共役値を所定シンボル数蓄積するマッピングデータ蓄積部１３と、送信側から送信された周波数オフセット用トレーニング信号を入力し、その入力信号のシフトレジスタ値とマッピングデータ蓄積部１３に蓄積されたシンボルデータの値に更新されるタップ係数値とから周期相関関数を計算するマッチドフィルタ２と、周波数オフセット用トレーニング信号で生成される４ＰＳＫ符号列の繰り返し周期内で最も電力値の大きい符号を検出し、検出した符号のタイミングを生成するピーク電力検出タイミング生成部８と、を有する。以下に本通信システムを構成する要部の各構成要素について個々にその機能と動作を説明する。

（１）マッチドフィルタ
マッチドフィルタ２は、シフトレジスタ部３、タップ係数設定部４、加算部（Σ）５から構成される。シフトレジスタ部３では、周波数オフセット用ＰＮ符号で生成される４ＰＳＫのシンボル数と同数のレジスタ数Ｎ段を実装させ、復調部からの受信データを１シンボルずつ遅延しながらシフトし、タップ値を出力する。
タップ係数設定部４には、シフトレジスタ部３と同数（Ｎ段）のタップ係数設定部が設けられ、周波数オフセット用ＰＮ符号で生成される４ＰＳＫシンボル複素数の共役値が予め設定されている。そしてシフトレジスタ値とタップ係数値の乗算が１シンボルシフトするごとに行われ、その乗算値を出力する。

加算部５では、１シンボルシフトするごとにタップ係数設定部４からの乗算値をＮシンボル分加算し、加算値を出力する。加算部５からの出力周期相関関数Ｒ（ｎ）は以下で表わされる。

ここで、^*は複素共役である。また、ｕｔ（ｎ）はｔ番目のシフトレジスタ値、ｋｔ（ｎ）はｔ番目のタップ係数値である。
また、複素共役計算部６と乗算器７とにより、周期相関関数Ｒ（ｎ）と、Ｒ（ｎ）を複素共役したものとを乗算し、周期相関関数の電力値Ｒｐ（ｎ）を算出する。これは次式で示される。
Ｒｐ（ｎ）＝Ｒ（ｎ）・Ｒ（ｎ）^* ・・・（２）

（２）ピーク電力検出・タイミング生成部
ピーク電力検出・タイミング生成部８は、周期相関関数Ｒ（ｎ）を入力し、周波数オフセット用ＰＮ符号で生成される４ＰＳＫ符号系列の繰返し周期内で最も電力値の大きい符号を検出し、その点をタイミングとして生成し、条件成立検出部９に出力する。また、タイミングが生成された以降、ピーク電力タイミングが検出されている場合は、同期捕捉がなされている情報を条件成立検出部９に出力し、ピーク電力タイミングが不検出である場合は同期捕捉がされていないと判定し、その情報を出力する。

（３）ＰＮ符号切換え検出信号受信部
ＰＮ符号切換え検出信号受信部２１は、図示しない周波数オフセット推定・補償部から出力されたＰＮ符号切換え検出信号を受信する。周波数オフセット推定・補償部は、送信側から送信されたＰＮ符号によるトレーニングパターンに基づいて周波数オフセットを補償するもので、送信されたトレーニングパターンからその切換えを判定し、ＰＮ符号切換え検出信号を出力するものである。

（４）条件成立検出部
条件成立検出部９は、ＰＮ符号切換え検出信号受信部２１からのＰＮ符号切換え検出信号と、ピーク電力検出・タイミング生成部８からの同期捕捉信号とを取り込み、ＰＮ符号切換え検出信号が入力された時点で同期捕捉信号が入力されている条件で、ＰＮ発生器１０へ起動信号を出力する。条件成立検出部９では、波数オフセット推定・補償部からのＰＮ符号切換え検出信号が入力されたとき、ピーク電力検出・タイミング生成部８で同期補足されていれば、ＰＮ発生器１０を起動させる起動信号を出力する。周波数オフセット推定・補償部の構成については、後述する。

（５）ＰＮ発生器
ＰＮ発生器１０は、送信側に設定されている適応等化器トレーニング用ＰＮ Ｍ段発生器と同一構成のＰＮ発生器であり、シフトレジスタの初期値は、送信側ＰＮ発生器の初期値よりＭビットシフトした値を初期値とし、条件成立検出部９から出力された起動信号によりカウンターがスタートされ、１シンボルタイミングで２ビットずつシフトする。

（６）４ＰＳＫマッピング部
４ＰＳＫマッピング部１１では、ＰＮ発生器１０より得られた２ビットの信号が、グレイ符号のシンボル配置に従ってマッピングされ、適応等化器用参照信号ｄ（ｎ）のシンボルデータとして適応等化器１に出力されるとともに、複素共役計算部１２に出力される。

（７）複素共役計算部
４ＰＰＳＫマッピング部１１から出力されたシンボルデータの複素共役値を計算し、マッピングデータ蓄積部１３へ出力する。

（８）マッピングデータ蓄積部
マッピングデータ蓄積部１３は、その初期値として、ＰＮ発生器１０の初期値よりＭビットまでシフトした４ＰＳＫのマッピングデータが書込まれる。そしてＰＮ発生器１０の起動後に４ＰＳＫマッピング部１１で生成され、複素共役生成部１２で複素共役されたシンボルデータを蓄積する。マッピングデータ蓄積部１３に対してＮシンボルのシンボルデータの蓄積が完了したタイミングで、タップ係数設定部４の値をマッピングデータ蓄積部１３の値に更新する。

（９）適応等化器
適応等化器１は、４ＰＳＫマッピング部１１により生成された適応等化器トレーニング用参照信号ｄ（ｎ）と、適応等化器１で算出された推定送信シンボルとの誤差量ｅ（ｎ）を算出し、ＬＭＳアルゴリズム（Least Mean Square Algorithm）により誤差量ｅ（ｎ）が最小になるよう、適応等化器１のタップ係数を更新する。なお、ＬＭＳアルゴリズムは次式で表わされる。
Ｗ（ｎ＋１）＝Ｗ（ｎ）＋μｕ（ｎ）ｅ^*（ｎ） ・・・（３）
ここで、ｗ（ｎ＋１）は次に更新するタップ係数、Ｗ（ｎ）は現在のタップ係数、μはフィードバック係数、ｕ（ｎ）は適応等化器への入力信号、*は複素共役である。

（動作方式の具体的説明）
上記の構成による通信装置の動作例を説明する。
図３は、本発明の通信システムに適用されるトレーニング信号の構成例を示す図である。本発明の通信装置を用いた通信方式は、まず図３に示すような周波数オフセット用トレーニング信号を送信側から送出後、適応等化器用トレーニング信号に切換わった符号が送出される。トレーニング信号送出後は通信が開始され、ランダムデータによる伝送信号を送出する。

周波数オフセット用トレーニング信号には、ＰＮ７（２⁷−１）に１ビット付加した２⁷の符号列を４ＰＳＫ変調した６４シンボル繰返しの符号が用いられる。また適応等化器用トレーニング信号にはＰＮ１２（２¹²−１）の符号列を４ＰＳＫ変調した４０９５シンボル繰返しの符号が用いられる。また、トレーニング信号送出後は６４ＱＡＭ（Quadrature Amplitude Modulation）に切換り、ランダムデータによる伝送信号が送出される。

初めに周波数オフセット用トレーニング信号として、同一符号列が複数回（ここでは８回繰返し）送出される。このため図２に示すマッチドフィルタ２のタップ係数設定部４の初期値は、周波数オフセット用トレーニング信号の符号列（１〜６４シンボル）の複素共役値と同一となっている。従って自己相関関数の電力値Ｒｐ（ｎ）は、図４に示すように６４シンボル間隔でピーク電力が現れる。

ピーク電力検出・タイミング生成部８では、６４シンボル内で発生するピーク電力点の検出とタイミング生成を行い、出現するタイミング周期が６４シンボルで生成されているか否かの観測を行うことで、周波数オフセット用トレーニング符号列に対する同期捕捉の監視が行われる。
なお、同期捕捉が継続している場合は、ピーク電力検出・タイミング生成部８から条件成立検出部９へオン信号が出力され、ピーク電力点が検出されず同期捕捉がなされない場合はオフ信号となる。また、同期補足がなされない場合、ピーク電力検出・タイミング生成部８は、既存トレーニングシーケンスへ不検出信号を送出する。これにより再度初期トレーニングへ移行する動作がとられる。

図５は、本発明の通信システムに適用されるＰＮ符号切換えタイミングおよび符号生成タイミングの一例を示すタイミングチャートである。
通信システムが図５のａ．（シンボルタイミング）に示すシンボルクロックで動作しているものとする。ここでｂ．（受信シンボル列）に示すように、ＰＮ符号が周波数オフセット用から適応等化器トレーニング用に切り換えられたとき、周波数オフセット推定・補正部でのＰＮ符号切換えは、受信信号の６シンボル用いて判定されることになっている。従ってｃ．（ＰＮ符号切換え検出信号）に示されるように、実際にＰＮ符号が切換えられてから６シンボル経過後に、ＰＮ符号切換えが判定され、ＰＮ符号切換え検出信号がＰＮ符号切換え信号受信部２１に出力され、ＰＮ符号切換え検出信号受信部２１から条件成立検出部９に出力される。

そして条件成立検出部９は、ピーク電力検出・タイミング生成部８による同期捕捉の状態と、ＰＮ符号切換え検出の条件を監視し、ピーク電力検出・タイミング生成部８からの同期捕捉継続信号と、周波数オフセット推定・補正部からのＰＮ符号切換え検出信号のアンド条件でＰＮ発生器１０へ起動信号を出力する。例えばｄ．（ＰＮ符号同期捕捉）に示すように、ピーク電力検出・タイミング生成部８にて同期が捕捉されているときに、ＰＮ符号切換え検出信号が入力された場合、ｅ．（ＰＮ発生器起動タイミング）に示されるように、ＰＮ符号の切り替え検出信号の入力タイミングで、ＰＮ発生器１０の起動信号をＰＮ発生器１０に出力する。

ＰＮ発生器１０では、ピーク電力検出・タイミング生成部８から出力された起動信号を受けて、シフトレジスタのシフトを開始する。
ここでシフトレジスタのシフト開始直前の送信側適応等化器トレーニング用ＰＮ発生器のシフトレジスタ値は、初期値より１２ビットシフト（４ＰＳＫで６シンボルが生成済み）されている。このため、受信側のＰＮ発生器１０のシフトレジスタ値は、送信側ＰＮ発生器と初期位相の同期をとるために、１２ビットシフトした状態で待機しておく必要がある。
そして受信側のＰＮ発生器１０が起動すると、１シンボルタイミングで２ビットシフトするため、ｆ．（ＰＮ１２段のレジスタシフト数）に示すように、１３、１４ビットシフトしたレジスタ値により適応等化器用ＰＮ符号が生成される。以降、連続して適応等化器トレーニング用ＰＮ符号が生成される。

生成された適応等化器トレーニング用ＰＮ符号は、２ビットで１シンボルとなる４ＰＳＫマッピング部１１によりマッピングされ、ｇ．（４ＰＳＫマッピング信号）に示されるように、７番、８番、９番・・・と、７番目以降のシンボル点が生成されていき、ｈ．（適応等化器用参照信号タイミングｄ（ｎ））に示される適応等化器用参照信号ｄ（ｎ）として用いられる。

上記のＰＮ発生器１０の構成およびレジスタの設定例をさらに説明する。
図６は、適応等化器トレーニング用ＰＮ発生器を構成するシフトレジスタの構成例を示す図で、図７は、図６のシフトレジスタの各シフトレジスタナンバーにおけるシフトレジスタ値を示す図である。上記のように、シフトレジスタのシフト開始直前の送信側適応等化器トレーニング用ＰＮ発生器のシフトレジスタ値は、初期値より１２ビットシフトされている。このため、図６に示す適応等化器トレーニング用ＰＮ発生器のシフトレジスタ値は、送信側ＰＮ発生器と初期位相の同期をとるために、図７に示すように受信側のＰＮ発生器１０のシフトレジスタ値も１２ビットシフトした状態で待機しておく必要がある。つまり待機時のシフトレジスタ値は、シフトレジスタ初期値よりも１２ビットだけシフトしている。

受信側のＰＮ発生器１０が起動すると、１シンボルタイミングで２ビットシフトするため、図７に示すように、初期値から１３、１４ビットシフトしたレジスタ値となり“０ １”のビットが、図５に示すシフトレジタから出力される。引続き次のシンボルタイミングで１５、１６ビットシフトしたレジスタ値となり“１ ０”のビットが出力され、以降“０ ０”、“１ ０”、“１ ０”・・・・と、連続して適応等化器トレーニング用ＰＮ符号が生成される。

生成された適応等化器トレーニング用ＰＮ符号は、２ビットで１シンボルとなる４ＰＳＫマッピング部１１により、図８に示すグレイ符号に従ってシンボル点がマッピングされ、図７に示すように７番、８番、９番・・・と、７番目以降のシンボル点が生成されていき、適応等化器用参照信号ｄ（ｎ）として用いられる。

上記のようにして４ＰＳＫマッピング部１１から出力された参照信号ｄ（ｎ）は、適応等化器１に入力され、等化器（フィルタ部）の出力ｖ（ｎ）とｄ（ｎ）との誤差量ｅ（ｎ）が算出され、ＬＭＳアルゴリズムにより、この誤差量ｅ（ｎ）が最小となるよう適応等化器のタップ係数の更新が行われ、等化器の収束が可能となる。

４ＰＳＫマッピング部１１で生成された参照信号ｄ（ｎ）は、適応等化器１へ出力されると同時に複素共役したシンボルデータがマッピングデータ蓄積部１３に出力される。
図９は、マッピングデータ蓄積部のマッピングデータ蓄積とタップ係数更新のタイミング例を示す図である。ａ．（マッピングデータ蓄積部への書き込みシンボル列）に示すように、マッピングデータ蓄積部１３の初期値には、ＰＮ発生器１０が初期値から１２ビットまでシフトした時の４ＰＳＫマッピングデータ（６シンボル）が書込まれている。そしてＰＮ発生器１０の起動以降は、ＰＮ発生器１０と４ＰＳＫマッピング部１１で生成された７〜６４番シンボルまでのデータが書込まれる。

マッピングデータ蓄積部１３では、図９に示すように６４番シンボルまでの書込みが完了すると、そのタイミングで、マッチドフィルタ２のタップ係数設定部４のタップ係数をマッピングデータ蓄積部１３の値に更新する。ｂに、タップ係数設定部への書込タイミングを示し、ｃに更新するタップ係数の設定値を示している。
マッチドフィルタ２のシフトレジスタ部３には、次のシンボルタイミングで送信側ＰＮ１２発生器で生成された４ＰＳＫ信号の１〜６４番目までのシンボルが揃う。このため、送信側ＰＮ発生器と受信側ＰＮ発生器の同期が確立していれば、ｄ．（ピーク電力の検出タイミング）に示すように、マッチドフィルタ２からピーク電力が現れる。
従ってピーク電力検出・タイミング生成部８では、前回検出されたピーク電力のタイミングから６４シンボル後にピーク電力値が発生したと判定された場合、同期が捕捉されていると判断できる。
なお、ピーク電力値が検出されていなければ、同期が捕捉されていないと判断でき、既存トレーニングシーケンスへ不検出信号を送出し、再度初期トレーニングへ移行する動作をとる。

マッピングデータ蓄積部１３では引き続き、図９に示すように、６５〜１２８番目、１２９〜１９２番目、・・・・の４ＰＳＫマッピングデータの書込みと、マッチドフィルタ２のタップ係数設定部４のタップ係数の更新が行われる。
図１０は、ＰＮ１２符号の周期相関関数の電力特性を示す図である。適応等化器用トレーニング信号に切換えられて同期が捕捉されていれば、図１０に示すように６４シンボル周期でピーク電力が検出されることになる。
以上のように、ＰＮ符号が異なる場合においても、２つのマッチドフィルタを必要とせず、１つのマッチドフィルタで同期捕捉が可能となるため、回路規模の簡略化が可能となる。

次に本発明を利用した位相傾き補正方式の動作を説明する。
図１１は、位相傾き補正の補正概念を説明するための図で、送信側の基準位相ベクトルＶ１と、位相の傾きがある場合のベクトルＶ２とを示している。マッチドフィルタ２から出力される周期相関関数には位相情報が含まれており、相関が最も高いポイントでは、送信側位相（０°）を基準とした位相差情報を検出することができる。つまり基準位相ベクトルＶ１とベクトルＶ２間の位相差Ｒを検出することができる。この位相差Ｒを位相補正量として位相傾きの補正を行う。

図１２は、本発明による通信装置の他の受信回路構成を説明するためのブロック図である。図１２の構成は、図２の構成に対してアークタンジェント部（atan部）１４、位相補正値生成部１５、加算器１６、１シンボル遅延回路（Ｚ^-1）、複素変換部１８、乗算器１９を追加した構成とされる。図２と重複する部分では図２と同様の動作を行うため、繰り返しの説明は省略する。

本構成例では、上記のように検出した位相情報に基づき位相の傾きを補正するために、マッチドフィルタ２の出力側にアークタンジェント部１４を設定し、得られた位相情報をラジアン値で位相補正値生成部１５に出力する。

位相補正値生成部１５では、ピーク電力検出・タイミング生成部８から６４シンボル周期で出力される同期捕捉検出タイミング信号を用い、ピーク電力時のみ図１０に示す位相情報を位相補正値として位相補正値生成部１５から出力する。なお、ピーク電力時以外は補正情報がないので、０の値が出力される。
位相補正値生成部１５から出力された位相補正量は、１シンボル遅延回路１７で遅延された位相補正量と加算器１６で加算され、加算結果が複素変換部１８で複素変換される。そして複素変換された値と復調器からの複素受信信号とを乗算器１９で乗算することで、位相の傾きが補正される。
図１３に位相の傾きの補正例を示す。図１３（Ａ）は、位相補正前の傾きの状態を示し、図１３（Ｂ）に位相補正後の傾きの状態を示す。

以上のように、図１２に新たに示される回路部を追加するだけで、送信側の位相と受信側の位相を一致させることが可能となる。これにより、遅延波などによって傾いた位相を補正する必要が生じる方式に対しては、非常に有効な手段となる。

（周波数オフセット推定・補正部の構成）
以下に周波数オフセット推定・補正部の構成および動作を説明する。上記のように本発明に係る実施形態の通信装置は、周波数オフ設定推定・補正部から出力されたＰＮ符号切換え検出信号を受け取り、条件成立検出部において、同期捕捉とＰＮ符号切換え検出信号の入力との条件が成立している場合に、受信側のＰＮ発生器を起動する。以下に周波数オフセット推定・補正部の構成について説明する。

図１４は、周波数オフセット推定・補正部の回路構成を説明するためのブロック図である。送信側の通信装置から送信された２ⁿ符号列による周波数オフセット推定用トレーニングパターンは、４ＰＳＫ復調器として動作する復調器にて２ｎ符号列によるシンボルパターンに復調され、周波数オフセット推定・補正部２０に入力する。

周波数オフセット推定・補正部２０の複素自己相関計算回路（複素自己相関計算部）２４は、現在のシンボル点ｒ（ｎ）と、（２ⁿ／２）シンボル遅延回路２８により２ⁿ／２シンボル遅延されたｒ（ｎ−２ⁿ／２）とをシンボルパターンからサンプリングし、２シンボル間の自己相関を求める。ここでは送信側からは、ＰＮ符号により２ⁿ／２周期で同一の４ＰＳＫシンボル点が発生されているので、ｒ（ｎ）とｒ（ｎ−２ⁿ／２）との自己相関であるｒ（ｎ）・ｒ^*（ｎ−２ⁿ／２）は、周波数オフセットがない場合、位相回転が０°であるため必ず１の値を示すことになる。

ここでは、ｒ（ｎ）とｒ（ｎ−２ⁿ／２）との間の伝送路チャンネル時変特性は変動しないとすると、伝送路の遅延波による畳込み量は同一となり、遅延波の相関も１とすることができる。これにより遅延波の影響を除去することが可能となり、さらにランダムな平均化処理により雑音の影響も除去されて、周波数オフセットの要素のみを示す自己相関値が得られる。

４５°位相回転回路（位相回転部）２５は、複素自己相関計算回路２４から出力された複素自己相関値を４５°位相回転させる。これにより、複素自己相関値の座標は複素平面のシンボル配置位置に変換される。ここでは、４５°位相を回転させることにより、シンボル点は、実部と虚部からなる複素平面の４つの象限（［＋＋］、［＋−］、［−−］、［−＋］）のいずれかに必ず配置されることになる。

実部・虚部極性検出回路（実部・虚部極性検出部）２９では、４５°位相回転されたシンボル点が複素平面の４つの象限（［＋＋］（実部と虚部が［＋］）、［＋−］（実部が［＋］、虚部が［−］）、［−−］実部と虚部が［−］）、［−＋］（実部が［−］、虚部が［＋］））のいずれにあるかを検出する。
送信シンボル偏移推定回路（送信シンボル偏移推定部）３０は、実部・虚部極性検出回路２９で検出された実部と虚部の極性（符号）に従って位相偏移（位相回転量）を推定する。ここでは実部・虚部極性検出回路２９で検出された実部および虚部が［＋＋］の場合、送信された現在のシンボルｓ（ｎ）と、２ⁿ／２前のシンボルｓ（ｎ−２ⁿ／２）とでは同一シンボルが送信されたことになり、送信シンボル偏移推定回路３０は、位相回転量は０°と推定することができる。
同様に、実部および虚部が［−＋］の場合には、位相回転量は９０°と推定でき、実部および虚部が［−−］の場合には、位相回転量は１８０°と推定でき、実部および虚部が［＋−］の場合には、位相回転量は２７０°と推定できる。

送信シンボル偏移推定回路３０は、推定した位相回転量に応じて１、ｊ、−１、−ｊのいずれかの値を出力する。ここでは実部・虚部極性検出回路２９が検出したシンボル点が［＋＋］の象限にあるとき、すなわち位相回転が０°と推定されたときには１を出力する。
また、シンボル点が［−＋］の象限にあるとき、すなわち位相回転が９０°と推定されたときには−ｊを出力し、シンボル点が［−−］の象限にあるとき、すなわち位相回転が１８０°と推定されたときには−１を出力し、シンボル点が［＋−］の象限にあるとき、すなわち位相回転が２７０°と推定されたときには−ｊを出力する。

送信されたシンボルの自己相関はｓ（ｎ）・ｓ^*（ｎ−２ⁿ／２）で表わされるので、本方式によって、周波数オフセット推定用トレーニングパターンとして、４ＰＳＫ変調された２ⁿ／２シンボルが送信される場合には、その４５°位相回転させた複素自己相関値は必ず［＋＋］となり、複素自己相関値として１の値が得られることになる。この理論について以下にさらに具体的に説明する。

複素自己相関計算回路２４で計算された自己相関値は、周波数オフセットが存在した状態で計算されている。周波数オフセットが存在する場合、例えば、６４シンボル（２ⁿ／２シンボルにおいてｎ＝７）間隔の自己相関値が常に「＋＋」の象限にあると判断されるためには、４５°位相回転させた周波数オフセットが±４５°の範囲内に入る必要がある。

ここで水晶発振器の誤差は±３０ｐｐｍ以下とする仕様となっているため、これ以上の誤差を示すことはない。そして通信システムの通信に使用する最大周波数は４２５ｋＨｚであるため、±３０ｐｐｍの誤差があるときの周波数オフセット量は約±１３Ｈｚとなり、このときの回転量は、６４ＱＡＭのシンボルレートを３２ｋｂｐｓ（３１．２５μｓ）とすると、以下のようになる。
回転量≒３６０×freq.offset×Ｔｓ
≒３６０×１３Ｈｚ×３１．２５×１０−６
≒±０．１４６°

これにより６４シンボル間では、±０．１４６×６４≒±９．３６°となり、±４５°を越えることはない。従ってトレーニング時の２ⁿ符号列を受信した場合には、自己相関値を４５°位相回転させた場合に、常に複素平面の［＋＋］の象限に入ることになり、送信シンボル偏移推定回路３０では位相回転が０°と推定されて、必ず１が出力されることになる。つまり、周波数オフセット推定用トレーニングパターンとして４ＰＳＫ変調された２ⁿ／２シンボルが送信される場合には、送信シンボル偏移推定回路３０から必ず１を出力させることができる。
なお、位相回転が±４５°を越えることが懸念される場合には、サンプリングするシンボル間隔を３２シンボル、もしくは１６シンボル等のように短い間隔とすることで、送信シンボル偏移推定回路３０から確実に１を出力させることができるようになる。

位相回転量計算回路（位相回転量計算部）２６は、次の式（４）により周波数オフセットによる位相の回転量を計算する。

上記式（４）では、その分母は、送信側で送られたものとして推定されるシンボル間隔（２ⁿ／２）における位相回転量であって、送信シンボル偏移推定回路３０から出力された出力値を用いる。また式（４）の分子は、実際に伝送路を経由して受信されたシンボル間の位相回転量となる。
ここで、上記のように周波数オフセット推定用トレーニングパターンとして、２ⁿ／２シンボルパターンが送られてきているため、送信シンボル偏移推定回路３０からは１が出力されるため、式（４）の分母は必ず１になり、Δｒとして、伝送路を介して受信された２ⁿ／２シンボル間の位相回転量が算出される。この位相回転量は、遅延波および雑音の要因が除去された周波数オフセットによる平均化位相回転量とされる。

忘却係数平均化回路２７では、Δｒ（ｎ）をシンボルごとに平均化するため、次の式（５）を用いる。
Ｒ（ｎ）＝βＲ（ｎ−１）＋（１−β）ΔＲ（ｎ） ・・・（５）
ここでβは忘却係数で０．９９８程度の値を用いる。

ＡＴＡＮ計算回路３２では、忘却係数平均化回路２７で得られたＲ（ｎ）の実部・虚部によりＡＴＡＮ（Arctangent）の計算を行い、２ⁿ／２で割ることにより、１シンボルの回転角Δθ（ｎ）を求める。

第２複素乗算器３３と１シンボル遅延回路３４は、１シンボルの平均の位相回転角Δθ（ｎ）から、４ＰＳＫ復調器として動作する復調器のｋ番目のシンボルの位相補正量Δφ（ｋ）を算出するため、次の式（６）に示す処理を行う。

ｅ^-jΔφ^(k)＝ｅ^-j(Δφ^(k-1)+Δθ⁽ⁿ⁾⁾ ・・・（６）

第１複素乗算器２２では、４ＰＳＫ復調器として動作する復調器から出力されたベースバンド信号のｋ番目のシンボルの位相ｅ^j(ω^t+φ^(k))から、推定されたｋ番目のシンボルの位相補正量Δφ_(k)の補正を行うため、次の式（７）に示す処理を行い、最終的に周波数オフセットの補正を実行する。

ｅ^jω^t＝ｅ^j(ω^t+φ^(k)-Δφ^(k)) ・・・（７）

図１５は、図１４に示すオフセット推定用ＰＮ符号終了判定回路３１の構成例を示す図である。オフセット推定用ＰＮ符号終了判定回路３１では、符号変換回路３１１により、送信シンボル偏移推定回路３０からの出力値（＋１、ｊ、−１、−ｊ）が正相関（＋１）の時に１に変換し、逆相関（−１）の時に−１に変換し、それ以外の値を０に変換し、ｎシンボルをシフトレジスタ３１２に入力する。シフトレジスタ３１２では、そのタップ出力値を加算器３１３に入力する。加算器３１３には、シフトレジスタ３１２のタップ数Ｔ+１に相当する数だけ１、−１、または０の値が入力され、加算器３１３の出力は、入力された１数が合計されるので、出力値の最大値はＴ+１個となる。従ってこの場合、周波数オフセット推定用トレーニングパターンが送出されている時間領域では、シフトレジスタに入力されるｎシンボルが全て１であるため、加算器３１３の出力値は、必ずｎ値を示すことになる。

しかし、送信側の通信装置で周波数オフセット推定用トレーニングパターンから適応等化器用トレーニングパターンに移行した場合は、２^m−１符号列は、２ⁿ／２シンボル間隔で相関が常に１にはならず、送信シンボル偏移推定回路３０からの出力は、＋１、ｊ、−１、−ｊの値がランダムに出力されることになる。もしくは、ＰＮ発生器１０のシフトレジスタ（ｍ段）の初期設定値を、ＰＮ発生器１０で生成される１〜ｍ番目までのビット列と逆符号になる符号を設定することで、送信シンボル偏移推定回路３０からの出力は、−１がｍ／２シンボルが連続で出力される。この場合には、シフトレジスタ３１２には＋１、−１、０がランダムに、もしくは−１が連続で入力され、加算器３１３からの出力値はｎ値でなくなる。

閾値判定回路３１４では、加算器３１３の出力値に（ｎ−ａ）の閾値を設定することで、（ｎ−ａ）以下の値となった場合、適応等化器用トレーニングパターンに切り替えられたことを検出することができる。周波数オフセット推定用トレーニングパターンから適応等化器用トレーニングパターンに切り換えられたことが検出されると、閾値判定回路３１４からＰＮ符号切換え検出信号を出力する。これにより、受信側でトレーニングパターンを発生させずに、送信側から送信されたトレーニングパターンに基づいて周波数オフセットを補償する構成であっても、送信されたトレーニングパターンから、そのトレーニングパターンの切り替えを簡単に判定することができるようになる。

閾値判定回路３１４からのＰＮ符号切換え検出信号が、図１４に示す信号出力制御回路２３に入力されると、信号出力制御回路２３は、これまでの適応等化器への信号出力抑制を解除し、適応等化器に信号を出力する。これにより適応等化器に対して適応等化器用トレーニングパターンが出力され、適応等化器におけるトレーニングが開始される。
またオフセット推定用ＰＮ符号終了判定回路３１における閾値判定回路３１４からのＰＮ符号切換え検出信号は、同時にＡＴＡＮ計算回路３２へも出力され、時間ｔシンボル経過後に平均化処理を終了し、１シンボルの回転角をΔθ（ｔ−Ｍ＋１）に前の値に固定する。なお、Ｍはシフトレジスタ３１２のレジスタ数である。
上記のトレーニング終了後は、復調器は、４ＰＳＫ復調器から２ⁿＱＡＭ復調に切替わり、データ信号系列が復調される。

そして閾値判定回路３１４からのＰＮ符号切換え信号は、上記本発明の実施形態に係る条件成立検出部９に入力される。条件成立検出部９においては、入力されたＰＮ符号切換え検出信号に基づき、同期捕捉されている場合に、受信側のＰＮ発生器を起動する起動信号を生成する。

図１６は、本発明に係る通信システムに適用される送信側の通信装置の送信回路構成を説明するためのブロック図である。通信システムでは、通信を開始する際のトレーニング時に通信装置間の周波数オフセットを補償するためのトレーニングパターンを送信する送信側の通信装置と、トレーニングパターンを受信して周波数オフセット補償を行う受信側の通信装置とが有線伝送路を介して接続される。図１６では、トレーニング時にトレーニングパターンを送信する送信側の通信装置５０の回路構成を示している。

送信側の通信装置５０には、周波数オフセット推定用トレーニングパターンである２ⁿ−１ビットのＰＮ符号列（２ⁿ−１符号列）を発生させる周波数オフセット推定用ＰＮ発生器５１と、適応等化器用トレーニングパターンである２^m−１ビットのＰＮ符号列（２^m−１符号列）を発生させる適応等化器トレーニング用ＰＮ発生器５２とを実装している。

周波数オフセット推定用ＰＮ発生器５１で発生された２ⁿ−１符号列には、ビット発生部５４で発生された“０”の１ビットがビット付加部５５で付加されて、２ⁿビットの符号列（２ⁿ符号列）となる。２ⁿ符号列は、受信側の通信装置で周波数オフセットを推定するために使用される。
各ＰＮ発生器で発生された２ⁿ符号列と２^m−１符号列は、切替部であるスイッチ５６にて切り替えられて変調器５３に出力される。この場合、２ⁿ符号列のｎは６〜８程度、２^m−１符号列のｍは１１〜１３程度となる。

送信側の通信装置にて初期トレーニングが開始されると、周波数オフセット推定用ＰＮ発生器５１で発生され、１ビットが付加された２ⁿ符号列が変調器５３に入力される。ここでは変調器５３は、４ＰＳＫ変調器として動作し、周波数オフセット推定用トレーニングパターンである２ⁿ符号列を４ＰＳＫ変調してＲＦ回路へ出力する。そして初期トレーニングの開始から所定の設定された時間ｔが経過すると、適応等化器トレーニング用ＰＮ発生器５２で発生された２^m−１符号列に切替えられて、その２^m−１符号列が変調器５３に入力される。この場合にも変調器５３は４ＰＳＫ変調器として動作し、入力した２^m−１符号列を４ＰＳＫ変調する。

変調器５３では、４ＰＳＫ変調により２ビットの符号が１シンボルに変換され、２ⁿ／２シンボルパターンと、２^m／２シンボルパターンが、それぞれ設定された時間出力される。
トレーニング終了後は、変調器５３は、４ＰＳＫ変調器から２ⁿＱＡＭ変調器に切替わり、入力されるデータ信号系列が変調される。
変調器５３から出力され符号列の信号は、ＲＦ回路にて周波数変換されて受信側の通信装置に送信される。

１…適応等化器、２…マッチドフィルタ、３…シフトレジスタ部、４…タップ係数設定部、５…加算部、６…複素共役計算部、７…乗算器、８…タイミング生成部、９…条件成立検出部、１０…ＰＮ発生器、１１…４ＰＳＫマッピング部、１２…複素共役生成部、１３…マッピングデータ蓄積部、１４…アークタンジェント部、１５…位相補正値生成部、１６…加算器、１７…シンボル遅延回路、１８…複素変換部、１９…乗算器、２０…周波数オフセット推定・補正部、２１…ＰＮ符号切換え検出信号受信部、２２…複素乗算器、２３…信号出力制御回路、２４…複素自己相関計算回路、２５…４５°位相回転回路、２６…位相回転量計算回路、２７…忘却係数平均化回路、２８…シンボル遅延回路、２９…虚部極性検出回路、３０…送信シンボル偏移推定回路、３１…オフセット推定用ＰＮ符号終了判定回路、３２…ＡＴＡＮ計算回路、３３…複素乗算器、３４…シンボル遅延回路、４０…同期捕捉監視部、５０…通信装置、５１…周波数オフセット推定用ＰＮ発生器、５２…適応等化器トレーニング用ＰＮ発生器、５３…変調器、５４…ビット発生部、５５…ビット付加部、５６…スイッチ、１００…適応等化器、１０１…フィルタ部、１０２…判定器、１０３…誤差量算出部、１０４…ＬＭＳアルゴリズム処理部、１０５…デマッピング部、１０６…ＰＮ ｍ段レジスタ、１０７…アンドゲート、１０８…ｎビットカウンタ、２００…自動等化回路、２０１…データ再生用自動等化器、２０２…識別器、２０３…等化トレーニング用自動等化器、２０４…誤差量算出部、２０５…トレーニング信号同期検出部、２０６…トレーニングパターン信号発生器、２０７…マッピング回路、３１１…符号変換回路、３１２…シフトレジスタ、３１３…加算器、３１４…閾値判定回路。

Claims (7)

1. 周波数オフセット用と適応等化器用とでトレーニング符号列が異なる２つの信号を用いる通信システムにおいて、送信側から送信されるトレーニング信号が周波数オフセット用トレーニング信号から適応等化器用トレーニング信号へ切換わるタイミングで該タイミングの信号を受信する受信部と、該タイミングの信号でＰＮ符号列の作成を開始するＰＮ発生器と、該ＰＮ符号列を４ＰＳＫマッピングする４ＰＳＫマッピング部と、該４ＰＳＫマッピング部でマッピングされたシンボルデータ信号を受信側のトレーニング信号として入力する適応等化器と、前記４ＰＳＫマッピング部でマッピングされた前記トレーニング信号と送信側から送信される適応等化器用トレーニング信号との同期が捕捉されているかを監視する同期捕捉監視部と、該監視部の検出結果を出力する条件成立検出部とを有することを特徴とする通信システム。
2. 前記同期捕捉監視部は、前記４ＰＳＫマッピング部から出力されたシンボルデータの複素共役値を所定シンボル数蓄積するマッピングデータ蓄積部と、送信側から送信された周波数オフセット用トレーニング信号を入力し、該入力信号のシフトレジスタ値と前記マッピングデータ蓄積部に蓄積されたシンボルデータの値に更新されるタップ係数値とから周期相関関数を計算するマッチドフィルタ部と、周波数オフセット用トレーニング信号で生成される４ＰＳＫ符号列の繰り返し周期内で最も電力値の大きい符号を検出し、該検出した符号のタイミングを生成するピーク電力検出タイミング生成部と、を有することを特徴とする請求項１に記載の通信システム。
3. 前記条件成立検出部は、前記タイミング信号が入力された時に、前記ピーク電力検出タイミング生成部が生成するタイミングが送信側から送信される周波数オフセット用トレーニング信号の符号列のシンボル周期と合致している場合に、前記ＰＮ発生器を起動するための信号を出力することを特徴とする請求項１又は２に記載の通信システム。
4. 前記ＰＮ発生器は、シフトレジスタにより構成され、
   該シフトレジスタの初期値は、
   送信側で周波数オフセット用トレーニング信号が切換えられた後、周波数オフセット用トレーニング信号から適応等化器用トレーニング信号へ切換えられたことを検出して前記ＰＮ符号切換え検出信号を出力する周波数オフセット推定・補正部が前記切換えを検出するまでに要するシンボル数に基づき、送信側のＰＮ発生器の初期値に対して所定ビットシフトした値に設定され、
   前記ＰＮ発生器は、前記条件成立検出部からの前記起動信号に従いシフト動作を開始することを特徴とする請求項１乃至３の何れかに記載の通信システム。
5. 前記マッチドフィルタ部は、受信した周波数オフセット用トレーニング信号の繰返しシンボル数と同数のレジスタ数を有するシフトレジスタと、
   該シフトレジスタのレジスタ数と同数のタップ係数が設定され、前記シフトレジスタから出力されるタップ値と前記タップ係数を乗算するタップ係数設定部と、
   該タップ係数設定部から出力される乗算値を所定シンボル分加算して前記周期相関関数を出力する加算部と、を有することを特徴とする請求項２乃至４の何れかに記載の通信システム。
6. 前記マッピングデータ蓄積部は、前記タップ係数設定部に設定されるタップ係数の数と同数のシンボル数のシンボルデータの蓄積が完了したタイミングで、前記タップ係数設定部に設定されているタップ係数を、前記マッピングデータ蓄積部に蓄積されたシンボルデータの値に更新することを特徴とする請求項２乃至５の何れかに記載の通信システム。
7. 前記マッチドフィルタ部から出力された周期相関関数を入力し、該周期相関関数に基づいて送信側位相を基準とした位相の傾きを示す位相情報をラジアン値で出力するアークタンジェント部と、
   該アークタンジェント部から出力された位相情報、および前記ピーク電力・タイミング信号生成部で検出した符号のタイミングを示すタイミング信号を入力し、該タイミング信号に示されるタイミングのときのみに、前記アークタンジェント部から出力される位相情報を位相補正値として出力し、それ以外のタイミングではゼロを出力する位相補正値生成部と、
   該位相補正値生成部から出力された位相補正値を、１シンボル遅延させる１シンボル遅延回路と、
   該１シンボル遅延回路で遅延された位相補正値を前記位相補正値生成部から出力された位相補正値と加算する加算器と、
   該加算器で加算された位相補正値を複素変換する複素変換部と、を有し、
   該複素変換部で複素変換された値を前記適応等化器に入力させる信号に乗算することを特徴とする請求項２乃至６の何れかに記載の通信システム。
   

Images