JP2017051085A - アクティブノイズ抑制装置 - Google Patents

Abstract

【課題】本発明は、インピーダンス整合部などを追加することなく、負荷やケーブル等が変更された場合であっても、良好なノイズ低減量を得ることができるアクティブノイズ抑制装置を提供する。【解決手段】電気機器が発生する電磁ノイズ発生源を検出するノイズ検出部１３と、このノイズ検出部で検出した電磁ノイズを打ち消すノイズ相殺信号を形成する制御部１５と、この制御部で形成したノイズ相殺信号を電気機器へ供給する信号結合部１４とを備え、ノイズ検出部及び信号結合部の少なくとも一方を、電気機器の導電部又は電気機器に電気的に接続される配線１２ａ，１２ｂと、これら配線とシールド導体２１ａ，２１ｂおよび３１ａ，３１ｂとの間に形成される浮遊容量とで構成している。【選択図】図１

Description

本発明は、電気機器が発生する電磁ノイズが外部に流出することを抑制するアクティブノイズ抑制装置に関する。

パワーエレクトロニクス機器の広範な普及に伴い、パワーエレクトロニクス機器が発生するノイズ障害が増加している。欧州で始まった電磁ノイズの法規制は、国際的にひろがってきており、パワーエレクトニクス機器はこれまで以上に十分に電磁ノイズを低減することが求められている。

現在様々な機器に最も広く適用されているノイズ低減手法は、ＥＭＩフィルタの追加である。たとえば、特許文献１には、従来のＥＭＩフィルタの課題が記載れている。この特許文献１に記載されているフィルタ構成は、受動素子（リアクトルとコンデンサ）を組み合わせて構成する。この際、特許文献１では１００ｋＨｚ以上でも優れたノイズ特性を示すＥＭＩフィルタ用コモンモードチョークコイルの改善法について提案している。

ここで、ＥＭＩフィルタは、一般的に数１００ｋＨｚ以上になると、ノイズ低減量が大幅に低減してしまう。これは主に以下の二点が原因である。

（１）ＥＭＩフィルタはリアクトルとコンデンサとの受動素子によるＬＣ回路として構成されるが、理想的な受動素子を作ることができない。

（２）ＥＭＩフィルタを構成する部品の配置やパターンにより、不要な電磁結合／静電結合が生じる。すなわち、フィルタ入出力間の近接や、パターンの交差などの影響が無視できなくなる。

これらのことから、特許文献１を含め、殆どのＥＭＩフィルタは、伝導ノイズの規制対象（１５０ｋＨｚ〜３０ＭＨｚ）において、ノイズを低減するために用いられている。このため、高周波（３０ＭＨｚ以上）が規制される放射ノイズの対策には、ＦＭ帯対策用コア（例えばＮｉ−Ｚｎフェライトコア）を追加する以外の選択肢が殆どない。

ただし、数は少ないものの、特許文献２に記載されているような放射ノイズ対策に特化したＥＭＩフィルタが提案されている。この特許文献２では、ＦＭ帯対策用コアとシールド線を組み合わせた構成であり、コアのインダクタンスと、シールド線と内部配線間に形成される浮遊容量でローパスフィルタを形成することで、放射ノイズ対策用のＥＭＩフィルタを構成している。コア、浮遊容量ともに、放射ノイズ規制の周波数帯域（３０ＭＨｚ以上）で理想に近い特性を保っている素子で構成することで実現しているが、製品適用までに至っていない。

それに対し、受動素子（ＬＣ）の組合せではなく、能動素子によるノイズ低減法（アクティブノイズ抑制装置）も提案されている（特許文献３〜５参照）。これらアクティノイズ抑制装置は、様々な方式が提案されているが、技術的には大きく分けて以下の３種類の機能ブロックから構成される。
（ａ）検出部：低減対象のノイズを検出（コンデンサ分圧による電圧検出、ＣＴによる電流検出など）
（ｂ）制御部：ノイズ低減するための制御量に応じた補償電圧／電流を、能動素子により出力（能動素子には、トランジスタやオペアンプなどを適用）
（ｃ）結合部：制御部で出力した補償電圧／電流を主回路部へ結合（トランス結合、コンデンサ結合）
特許文献３には、ＣＴによる電流検出部と、オペアンプによる制御部、コンデンサによる結合部が開示されており、特許文献４には、コンデンサ分圧による電圧検出部と、トランジスタで構成される制御部と、トランス結合部とが開示されている。

これら特許文献３および４に記載されているように、検出部、制御部および結合部の各構成要素を様々に組み合わせた構成が提案されている。

さらに、アクティブノイズ抑制装置の接続場所も、特許文献３に記載されているように、系統側、主回路直流中間部、出力側のほか、特許文献４に記載されているように分散配置（検出部が主回路直流中間部で結合部が系統側）される構成など、様々である。

しかしながら、アクティブノイズ抑制装置の製品適用は一部の事例を除き、以下の課題のため進んでいないのが実状である。
（１）小型化が困難
アクティブノイズ抑制装置は、主にコモンモードノイズ電圧、またはコモンモードノイズ電流をキャンセルするように動作させる。このとき検出部や結合部にトランスが用いられる構成が多い。ノイズは一般的に周波数が低いほど対策部品が大きくなる傾向となるため，低減したい最低周波数に基づき回路定数を設計することになる。このとき、数ｋＨｚ〜数１０ｋＨｚ以上、あるいは規格下限値１５０ｋＨｚ以上の周波数において規格を満足できるほどの低減効果を得ようとすると、トランスの体積とコモンモードチョークコイルの体積に大きな差は生じず、大幅な小型化が難しい。
（２）数ＭＨｚ以上の高周波帯域で、大きな低減効果を得ることが難しい
前述のＥＭＩフィルタと同様に実際の装置では理想的な素子（コンデンサ、トランス）を製作できない。また、時間遅れ（検出遅れ、キャンセル用スイッチング素子の駆動遅れ）が発生するために、特に数ＭＨｚ以上の領域において、十分にノイズをキャンセルできず大幅な低減効果を得ることが難しい。そればかりか、アクティブノイズ抑制装置がノイズ発生源となり外部へ流出するノイズを増加させる周波数すら生じることがある。

これらの課題から、数ＭＨｚ以上の高周波帯域で大きなノイズ低減効果を得るアクティブノイズ抑制装置が提案されている（特許文献５参照）。この特許文献５に記載のアクティブノイズ抑制装置では、結合部にポイントがあり、従来のトランス結合の終端としてインピーダンス素子を加え、インピーダンス整合させている。具体的には、結合トランジスタの巻き数比に応じ、電動機のコモンモードインピーダンスと整合がとれるようにインピーダンス素子を設定する。これにより、低周波〜数ＭＨｚ以上の広い周波数帯において、大きなノイズ低減を実現できる。

特開平７−２２８８６号公報 特開２０１４−１６１１５４号公報 国際公開２０１２／０２６１８６号公報 特開２０００−２０１０４４号公報 特開２０１１−４５１９１号公報

しかしながら、特許文献５に記載されている発明のようにインピーダンス整合するためには、負荷（例えばモータ容量、ケーブル長など）が限定されてしまう欠点がある。つまり違う容量のモータやケーブル長で使用する際には、インピーダンス整合するためのインピーダンス素子は、都度調整しなければならない。様々な用途に適用される汎用インバータの場合には、上記条件が任意となるため、都度調整することは現実的に難しい。つまり、特許文献５に記載の発明の場合、インバータと負荷とが一意に限定される装置以外の用途へ展開することは難しい。

また、雑音端子電圧（１５０ｋＨｚ）以上の対策を主眼においているため、アクティブノイズ抑制装置が大型化する課題も解決できない。周波数を限定、特に対策に苦慮している放射ノイズの規制対象（３０ＭＨｚ）に限定することで、周波数が高くなり小型化できる可能性がある。しかし、これまで数１０ＭＨｚ以上の放射ノイズを低減できるアクティブノイズ抑制装置を実現した報告例は知られておらず、非常に難易度が高い。

そこで、本発明は、上記各特許文献に記載された従来例の課題に着目してなされたものであり、インピーダンス整合部などを追加することなく、負荷やケーブル等が変更された場合であっても、良好なノイズ低減量を得ることができるアクティブノイズ抑制装置を提供することを目的としている。さらに、低減対象周波数を１０ＭＨｚ以上の放射ノイズに限定した上で、小型のアクティブノイズ抑制装置を提供することを目的としている。

上記目的を達成するために、本発明に係るアクティブノイズ抑制装置の一態様は、電気機器が発生する電磁ノイズ発生源を検出するノイズ検出部と、このノイズ検出部で検出した電磁ノイズを打ち消すノイズ相殺信号を形成する制御部と、この制御部で形成したノイズ相殺信号を電気機器へ供給する信号結合部とを備え、ノイズ検出部及び信号結合部の少なくとも一方を、電気機器の導電部又は電気機器に電気的に接続される配線と、この配線とシールド導体との間に形成される浮遊容量とで構成している。

本発明の一態様によれば、１０ＭＨｚ以上の放射ノイズを低減するアクティブノイズ抑制装置を実現できる。特に、従来の数１０ｋＨｚまたは１５０ｋＨｚ以上のノイズを低減するアクティブノイズ抑制装置に比べて小型化でき、また放射ノイズの対象用コアに比べて高性能な放射ノイズ低減効果を発揮することができる。

本発明に係るアクティブノイズ抑制装置の第１の実施形態を示す構成図であり、（ａ）は平面図、（ｂ）は断面図、（ｃ）は発生する浮遊容量を示す断面図である。 図１の等価回路を示す回路図である。 オペアンプのオープンループゲイン特性を示す特性線図である。 第１の実施形態の変形例を示す長手方向と直行する方向の断面図である。 アース線の有無とシールド線有りの場合のノイズ電圧変動の測定結果を示す図である。 本発明に係るアクティブノイズ抑制装置の第２の実施形態を示すケーブル構成を示す断面図であって、（ａ）は外層にシールド導体を有する三相ケーブルを示し、（ｂ）は外層に２段のシールド導体を有する三相ケーブルを示す、（ｃ）はアース線を内蔵した三相ケーブルを示す。 三相ケーブルの側面図である。 図５におけるシールド線有りの場合のノイズ電圧変動の測定結果を示す拡大図である。 本発明に係るアクティブノイズ抑制装置の第３実施形態を示す構成図である。 本発明に係るアクティブノイズ抑制装置の第４実施形態を示す構成図である。 第４の実施形態の効果を検証したアクティブノイズ抑制装置を示す構成図である。 放射ノイズの測定結果を示す周波数に対する電界強度の波形図である。 本発明に係るアクティブノイズ抑制装置の変形例を示す回路図である。

次に、図面を参照して、本発明の一実施の形態を説明する。以下の図面の記載において、同一又は類似の部分には同一又は類似の符号を付している。
また、以下に示す実施の形態は、本発明の技術的思想を具体化するための装置や方法を例示するものであって、本発明の技術的思想は、構成部品の材質、形状、構造、配置等を下記のものに特定するものでない。本発明の技術的思想は、特許請求の範囲に記載された請求項が規定する技術的範囲内において、種々の変更を加えることができる。
以下、本発明に係るアクティブノイズ抑制装置の一の実施の形態について図面を参照して説明する。

図１に示すように、アクティブノイズ抑制装置１０は、ノイズ抑制対象となるインバータ等の図示しない電気機器の直近に接続されている。電気機器としては、アクティブノイズ抑制装置１０を適用しない場合、放射ノイズ低減対象配線から大きな放射ノイズが放射される装置を想定している。ここで、放射ノイズ低減対象配線とは、意図しないモノポールアンテナ（ダイポールアンテナ）を形成する電力変換装置の電力配線（入力ケーブルや負荷ケーブル）、信号ケーブルなどを想定している。ただし、電力機器の外部へ露出する配線でなくても、半導体素子を介して接続される配線（例えば、電力変換装置の直流の正極（Ｐ）配線および負極（Ｎ）配線）は放射ノイズ低減対象配線となる。

アクティブノイズ抑制装置１０が、電気機器の入力側の単相入力部に接続される長方形状の絶縁材で形成される絶縁板部としての４層基板であるプリント基板１１を備えている場合について説明する。

このプリント基板１１の内部には、プリント基板１１の表面および裏面間の厚み方向の中央部寄り位置に長手方向に延長する例えば銅製の放射ノイズ低減対象配線１２ａおよび１２ｂが厚み方向に所定間隔を保って平行に埋設されている。これら放射ノイズ低減対象配線１２ａおよび１２ｂの例えば左端が電気機器の単相入力側に接続され、右端が電源系統側に接続されている。

そして、プリント基板１１の放射ノイズ低減対象配線１２ａおよび１２ｂに対向する位置に長手方向に所定間隔だけ離間して電源系統側にノイズ検出部１３が形成され、電気機器の単相入力側に信号結合部１４が形成されている。

ノイズ検出部１３は、プリント基板１１の表裏両面の放射ノイズ低減対象配線１２ａおよび１２ｂに対向する位置に形成された放射ノイズ低減対象配線１２ａおよび１２ｂを覆う例えば銅製のシールド導体用ベタパターン２１ａおよび２１ｂを備えている。

両シールド導体用ベタパターン２１ａおよび２１ｂのそれぞれは、放射ノイズ低減対象配線１２ａおよび１２ｂの幅方向の両端から外側に離れた位置に放射ノイズ低減対象配線１２ａおよび１２ｂの側縁に沿って長手方向に複数形成された貫通ビア２２内に形成された導電性メッキ層によって電気的に接続されている。

そして、図１（ｃ）に示すように、放射ノイズ低減対象配線１２ａおよび１２ｂとこれらに対向するシールド導体用ベタパターン２１ａおよび２１ｂとの間にそれぞれ浮遊容量Ｃｆｄが形成される。

また、信号結合部１４は、ノイズ検出部１３の構成と同様の構成を有し、プリント基板１１の表裏面上に形成されたシールド導体用ベタパターン３１ａおよび３１ｂと、これらシールド導体用ベタパターン３１ａおよび３１ｂ間が複数の貫通ビア３２内に形成された導電性メッキ層によって電気的に接続されている。

この信号結合部１４でも、ノイズ検出部１３と同様に、図１（ｃ）に示すように、放射ノイズ低減対象配線１２ａおよび１２ｂとこれらに対向するシールド導体用ベタパターン３１ａおよび３１ｂとの間に浮遊容量Ｃｆｃが形成される。

さらに、図１（ｃ）に示すように、ノイズ検出部１３および信号結合部１４間に制御部１５が接続されている。この制御部１５は、反転増幅器４１のみで構成されている。この反転増幅器４１は、オペアンプ４２と、このオペアンプ４２の反転入力端子とノイズ検出部１３のシールド導体用ベタパターン２１ｂとの間に接続された抵抗Ｒ１と、非反転入力端子に接続された電気機器としての電力変換装置の安定電位点４３と、出力端子および反転入力端子間に接続された帰還抵抗Ｒ２とで構成され、出力端子が信号結合部１４のシールド導体用ベタパターン３１ｂに接続されている。

ここで、電力変換装置の安定電位点４３とは、フレームグランド電位となる筐体や冷却フィン等を想定しており、一般的には装置の中で体積又は面積の広い導電部と言える。
また、安定電位点とオペアンプ４２の非反転入力端子との接続は、極力低インピーダンスで接続しなければならない。この接続する際のインピーダンスをケーブルで接続すると、アクティブノイズ抑制装置によるノイズ低減可能周波数が低くなってしまう。後述する図１２の実験結果によると、ケーブル２．５ｃｍで配線した場合、７０ＭＨｚ以上でノイズ低号効果が得られなくなっていることが確認できた。また、ケーブル長を１０ｃｍ（約１００ｎＨ）とすると３０ＭＨｚ以上のノイズ低減効果が小さくなることも確認できている。

したがって、非反転入力端子と安定電位点の接続は、プリント基板上の配線は、耐圧・レイアウト等の制約を満たす最短とするとともに、プリント基板上の配線と安定電位点となる冷却フィン等との接続はスタッドボルトなどによるねじ止めや、冷却フィン等に突起状の接続部を設け、この接続部にプリント基板上の配線を接触させるなどの低インピーダンスで接続することが好ましい。
さらに、電力変換装置が複数のプリント基板から構成され、冷却フィンなどの安定電位点から積層されるように配置される場合には、アクティブノイズ抑制装置が実装されるプリント基板はできる限り下層すなわち冷却フィンなどに近い位置に配置し、理想的には最下層（冷却フィンとなる安定電位点の最短距離）に配置することで、低インピーダンスで接続でき、良好なノイズ低減効果が得られ易くなる。

また、オペアンプ４２の電源としては蓄電池を適用することができる他、放射ノイズ低減対象配線１２ａおよび１２ｂに流れる交流電流を整流して図示しないスイッチング電源に供給して直流電源を得ることもできる。オペアンプ４２の電源は，専用の絶縁電源とすることで，よりノイズ低減効果が高められる。

次に、上記第１の実施形態の動作について図２の等価回路を伴って説明する。
ノイズ検出部１３は、等価回路で表すと、図２に示すように、ノイズ低減対象配線１２ａおよび１２ｂの配線インダクタンスＬｃと、ノイズ低減対象配線１２ａおよび１２ｂとシールド導体用ベタパターン２１ａおよび２１ｂとの間の浮遊容量Ｃｆｄとの分布定数線路となる。このため、配線インダクタンスの影響で、ＬＣ共振回路を構成し、共振・半共振を繰り返す多重共振の特性が生じる。
この分布定数回路において、低減したい最高周波数よりも、１次共振周波数を高く設定することで、浮遊容量Ｃｆｄが理想的なコンデンサとして動作する。

このＬＣ共振回路の１次共振周波数を、本発明のアクティブノイズ抑制装置でノイズを低減したい最高周波数の目安となる１００ＭＨｚ以上となる構造（ノイズ低減対象配線１２ａおよび１２ｂとシールド導体用ベタパターン２１ａおよび２１ｂとの対向面積および長さ）としなければないない。ただし、厳密には、共振周波数よりも低い周波数から共振の影響でインピーダンスが変化することから３００ＭＨｚ程度まで１次共振周波数を高めて設定すると、浮遊容量が周波数特性のよい理想的なコンデンサとして機能する。

同様にノイズ検出部１３と同じ構成を有する信号結合部１４でも配線インダクタンスＬｃと浮遊容量ＣｆｃとでＬＣ共振回路を構成し、浮遊容量が周波数特性のよい理想的なコンデンサとして機能する。

そして、ノイズ検出部１３と信号結合部１４との間に制御部１５が接続されている。この制御部１５は、オペアンプ４２で反転増幅器４１を構成している。したがって、ノイズ検出部１３で検出したノイズ電圧Ｖｎｏｉｓｅを反転増幅器４１により反転増幅してノイズ相殺信号となる出力電圧Ｖｃｏｍｐｅｎに変換し、出力電圧Ｖｃｏｍｐｅｎを信号結合部１４のシールド導体用ベタパターン３１ｂに印加する。この信号結合部１４でノイズ電圧Ｖｎｏｉｓｅを出力電圧Ｖｃｏｍｐｅｎで相殺して放射ノイズの発生を抑制することができる。

このように、本実施形態では、制御部１５を反転増幅器４１のみで構成することで、従来例に比較してシンプルな構成とすることができる。しかも、抵抗Ｒ１，Ｒ２およびオペアンプ４２で反転増幅器４１を構成することで、結果的にノイズ電圧Ｖｎｏｉｓｅが０Ｖになるように、ノイズ相殺信号となる出力電圧Ｖｃｏｍｐｅｎが調整され、非常に簡単な電圧フィードバック制御を実現している。なお，ノイズ電圧Ｖｎｏｉｓｅと出力電圧Ｖｃｏｍｐｅｎは，ノイズ検出部１３と信号結合部１４の浮遊容量の比率によって，それぞれの比率がおおよそ決まる。

従来例では、バッファ増幅器やフィルタを組み合わせた複雑な構成を採る場合が多いが、本実施形態ではオペアンプ４２１つの非常にシンプルな構成で制御部１５を実現できることから、時間遅れも最小に抑えることができる。

ちなみに、シミュレーション結果では、反転増幅器１つとした先行文献も見受けられるが，実際には従来の低減対象である数１０〜数１００ｋＨｚの伝導ノイズを低減するためのアクティブノイズ抑制装置の場合には、オペアンプのみでは十分な出力特性が得られない。このため、実験結果を示した先行文献において，反転増幅器１つで制御部を実現した事例はない。非特許文献である「IEEE TRANSACTION ON POWER ELECTRONICS,VOL.,26 NO.11,NOVEMBER 2011」の第3153頁〜3162頁に記載されている「An Optimized Feedback Common Mode Active Filter for Induction Motor Drives」では、伝導ノイズのアクティブノイズ抑制装置を実現するために、ローパスフィルタ、リニアアンプ、パワーアンプにそれぞれオペアンプを使用しており、計３つのオペアンプを使用した複雑な構成となっている。

本実施形態で、制御部１５を１つの反転増幅器４１で構成することができる理由は、ノイズ低減対象とする１０ＭＨｚ以上の周波数の放射ノイズでは、アクティブノイズ抑制装置で補償するエネルギーが小さくオペアンプ１つで十分に制御が可能であるからである。

また、本実施形態では、制御部１５の反転増幅器４１を構成するオペアンプ４２の反転入力端子が抵抗Ｒ１を介してノイズ検出部１３のシールド導体用ベタパターン２１ｂに接続されている。この抵抗Ｒ１とノイズ検出部１３の浮遊容量Ｃｆｄとでハイパスフィルタ（カットオフ周波数ｆｚ＝１／（２πＲ１Ｃｆｄ）のハイパスフィルタ）を構成することができる。前述したように浮遊容量Ｃｆｄは優れた周波数特性を発揮することができ、また反転増幅器４１を構成する抵抗Ｒ１およびＲ２はチップ抵抗を用いることで優れた高周波特性を発揮することができる。このことから数１０ＭＨｚ〜１００ＭＨｚを超える高い周波数帯まで良好なフィルタを構成することができる。

ここで、抵抗Ｒ１とノイズ検出部１３の浮遊容量Ｃｆｄとで構成するハイパスフィルタのカットオフ周波数を適切に設定することで、ノイズ低減効果が大きく異なる。放射ノイズ規制対象となる３０ＭＨｚ以上の放射ノイズを低減するためには、カットオフ周波数を規制下限周波数である３０ＭＨｚよりも低くしなければならない。より正確に検出するために、減衰量が３ｄＢ以下となるカットオフ周波数１２．５ＭＨｚ以下とすることが好ましい。

ただし、カットオフ周波数を低くし過ぎると、オペアンプ４２に入力される電圧が大きくなり、オペアンプ４２の飽和の原因となる。オペアンプ４２が飽和すると適切な補償電圧を出力できなくなるため、ノイズ低減効果は大幅に悪化してしまう。よって、カットオフ周波数は、３０ＭＨｚの低減量が１ｄＢとなる３．５ＭＨｚ以上とすることが好ましい。

以上より、抵抗Ｒ１とノイズ検出部１３の浮遊容量Ｃｆｄとで構成するハイパスフィルタのカットオフ周波数は３．５ＭＨｚから１２．５ＭＨｚの間に設定することで、小さなオペアンプ４２で大きなノイズ低減量が得られるアクティブノイズ抑制装置を構成できる。

また、前述した反転増幅器４１のゲインは、理想的には、大きいほどノイズ低減効果が大きくなるが発振して不安定になり易い。ただし、オペアンプ４２は高い周波数帯域まで使える製品を選択しなければならないが、放射ノイズ規制対象である３０ＭＨｚ以上を対象とすると、オペアンプ４２単体のオープンループゲインが減少してしまう。
すなわち、高い周波数（１ＧＨｚ）まで使える低ノイズオペアンプのオープンループゲインの周波数特性例を図３に示す。図３に示すように、４００ｋＨｚ以下では６０ｄＢものオープンループゲインが得られるのに対し、３０ＭＨｚではオープンループゲインが２３ｄＢほどに減少する。このため、反転増幅器４１のゲインをオペアンプ４２の数ＭＨｚのゲインに合わせて設定してしまうと、規制対象でない数ＭＨｚ成分によって発振する原因となってしまう。

そこで、オペアンプ４２の３０ＭＨｚにおけるオープンループゲインと同等以下となるように抵抗Ｒ１及びＲ２の抵抗値を決定する。このようにすることで、規制対象の周波数３０ＭＨｚ以上においてオペアンプ４２の性能を最大限活かしたノイズ低減量が得られる。
このため、浮遊容量Ｃｆｄと抵抗Ｒ１で構成されるハイパスフィルタを決定した上で、オペアンプ４２のオープンループゲインに適した抵抗Ｒ２の抵抗値を決定することで、ハイパスフィルタと組み合わせた反転増幅器４１を適切に設計できる。

これにより、ノイズ検出部１３、信号結合部１４および制御部１５の全てで、放射ノイズの規制対象周波数（３０ＭＨｚ以上）に適した構成を実現できることから、個別に適用した場合よりも優れた周波数特性が得られる。
ここで、ノイズ検出部１３と信号結合部１４はできる限り直近に配置することが望ましい。また、制御部１５も近接した配置すべきである。これは反転増幅器４１による電圧フィードバック制御は、ノイズ検出部１３と信号結合部１４との間で伝播遅延が発生するとオペアンプ４２が発振し易くなるためである。

また、ノイズ検出部１３を信号結合部１４の下流側（負荷側又は系統側）に配置することにより、信号結合部１４で相殺できないノイズ電圧Ｖｎｏｉｓｅを検出することができ、放射ノイズを確実に低減することができる。

なお、上記第１の実施形態では、プリント基板１１として平面から見て長方形で板状に形成されている場合について説明したが、これに限定されるものではなく、Ｌ字状に形成したり円弧状に形成したり、任意の形状に形成することができる。
また、上記第１の実施形態では、単相入力側に本発明を適用した場合について説明したが、これに限定されるものではなく、単相３線式、３相３線式、３相４線式等にも適用することができる。例えば３相４線式の構成とするには、図４（ａ）又は図４（ｂ）に示すように構成することができる。

すなわち、図４（ａ）では、４層のプリント基板１１を使用するもので、プリント基板１１に形成するノイズ検出部１３（又は信号結合部１４）を、Ｒ相配線１２ｒおよびＳ相配線１２ｓを同一層に平行に配置し、Ｔ相配線１２ｔおよびアース配線１２ｅを同一層に平行に配置し、Ｒ相配線１２ｒおよびＳ相配線１２ｓをシールド導体用ベタパターン２１ａ（又は３１ａ）に対向させて、両者間に浮遊容量が形成され、Ｔ相配線１２ｔおよびアース配線１２ｅをシールド導体ペタパターン２１ｂ（又は３１ｂ）に対向させて、両者間に浮遊容量が形成される。

図４（ｂ）では、８層のプリント基板１１を使用するもので、プリント基板１１に形成するノイズ検出部１３（又は信号結合部１４）を、Ｒ相配線１２ｒ、Ｓ相配線１２ｓ、Ｔ相配線１２ｔおよびアース配線１２ｅを厚み方向に平行に配置する。そして、プリント基板１１の表裏面にシールド導体用ベタパターン２１ａ（又は３１ａ）および２１ｂ（３１ｂ）を配置するとともに、Ｓ相配線１２ｓおよびＴ相配線１２ｔの間にシールド導体ペタパターン２１ｃ（又は３１ｃ）を個別に配置するようにすればよい。この場合には、Ｒ相配線１２ｒ、Ｓ相配線１２ｓ、Ｔ相配線１２ｔおよびアース配線１２ｅの幅を広くすることができるので、より大きな浮遊容量を形成することができる。

このように、アース線を含む単相３線式や三相装置の場合、ノイズ対象低減配線にアース線を含めると、より放射ノイズ低減効果が高められる。電力線の電圧変動は、アース線が近接されることにより抑制され、結果的に放射ノイズの場合、アース線の電位変動（Ｖｎｏｉｓｅに相当）が無視できなくなる。ノイズ低減対象配線にアース線を含めることで、アース線の電圧変動も抑制できるため、放射ノイズ低減効果が高められる。

図５は、電力変換装置に適用した際にノイズ電圧Ｖｎｏｉｓｅを測定した結果を示している。スイッチング周波数５０ｋＨｚに起因する略方形波状の電位変動を行なうノイズ電圧Ｖｎｏｉｓｅが観測されていることがわかる。そして、図５の薄い実線で示すアース線無しの条件に比べ、濃い実線で示すアース線有りの条件、すなわち電力線とアース線を近接し一括して検出したノイズ電圧Ｖｎｏｉｓｅのほうが小さく、ノイズ電圧自体が抑制されていることが実験結果からも確認できる。
よって、アース線を含むケーブルを一括した状態で、ノイズ電圧Ｖｎｏｉｓｅを検出し、アクティブノイズ抑制装置で減衰させる方が、放射ノイズ抑制効果が高められる。

次に、本発明に係るアクティブノイズ抑制装置の第２の実施形態を図６及び図７について説明する。
この第２の実施形態では、アクティブノイズ抑制装置１０をプリント基板１１で構成する場合に代えて、電気機器を構成する例えば電力変換装置の電力配線（入力ケーブルや負荷ケーブル）、信号ケーブルなどのケーブルにノイズ検出部１３および信号結合部１４を配置するようにしたものである。
すなわち、第２の実施形態では、一例として負荷ケーブルや入力ケーブルのような三相ケーブル５１にノイズ検出部１３および信号結合部１４を形成している。

三相ケーブル５１の一例は、図６（ａ）に示すように、それぞれ絶縁被覆されたＲ相配線５２ｒと、Ｓ相配線５２ｓと、Ｔ相配線５２ｔとアース配線５２ｅとを円柱状の絶縁体５３内に埋設し、絶縁体５３の外周面にシールド導体５４を配置し、このシールド導体５４の外周に絶縁被覆５５を配置した４芯ケーブル構成を有する。

この場合でも、シールド導体５４とＲ相配線５２ｒ、Ｓ相配線５２ｓおよびＴ相配線５２ｔとの間でそれぞれ図２の等価回路で示す浮遊容量Ｃｆを形成することができる。したがって、図７に示すように、電気機器に接続される側の先端から所定距離離れた位置で、シールド導体５４を露出させるように絶縁被覆５５を円周状に除去し、次いでシールド導体５４を、軸方向両端を残すように円周状に除去して長手方向に分離する分離部５８を形成し、先端側を信号結合部１４とし、後端側をノイズ検出部１３とする。

そして、ノイズ検出部１３の露出したシールド導体５４に制御部１５の反転増幅器４１を構成するオペアンプ４２の反転入力端子を、抵抗Ｒ１を介して接続し、オペアンプ４２の出力端子を信号結合部１４の露出したシールド導体５４に接続している。

この第２の実施形態によると、等価回路的には、前述した第１の実施形態と同様の構成となり、ノイズ検出部１３で検出したノイズ電圧Ｖｎｏｉｓｅを反転増幅器４１で反転増幅してノイズ相殺信号としての出力電圧Ｖｃｏｍｐｅｎを信号結合部１４のシールド導体５４に印加することにより、信号結合部１４で、Ｒ相配線５２ｒ、Ｓ相配線５２ｓおよびＴ相配線５２ｔのノイズ電圧を相殺することができ、前述した第１の実施形態と同様の作用効果を得ることができる。この結果、前述した図５で破線図示のようにノイズ電圧Ｖｎｏｉｓｅを略０Ｖとすることができる。

しかも、第２の実施形態では、三相ケーブルの各配線に対して共通シールド導体５４が設けられているので、前述した第１の実施形態のようにプリント基板１１を設ける場合に比較して、全体の構成をより小型化することができる

なお、上記第２の実施形態では、シールド導体５４を１重に配置した場合について説明したが、これに限定されるものではない。すなわち、図６（ｂ）に示すように、シールド導体５４の外側にシールド導体５４を囲むように第２シールド導体５６を配置することにより、より高いシールド効果を発揮することができ、放射ノイズをより低減することができる。この場合、放射ノイズ低減対象配線は、Ｒ相配線５２ｒ、Ｓ相配線５２ｓ、Ｔ相配線５２ｔおよびアース配線５２ｅに加えてシールド導体５４も含まれる。電力変換装置や通信ケーブルの場合、外部へのノイズ流出低減を目的にシールド線を適用する場合がある。

しかし、実際にはシールド線からも放射ノイズが放射される。これは、シールドケーブルを適用してもシールド導体５４の電位（Ｖｎｏｉｓｅ相当）が完全に０Ｖにはならず、微小な電位変動により外部へ放射されるためである。このような場合には、図６（ｂ）のように第２シールド導体５６を形成することにより、シールド導体５４の電位変動を、シールド導体５４と第２シールド導体５６との間に形成される浮遊容量によりノイズ検出部および信号結合部を構成でき、放射ノイズをより低減することが可能となる。なお、５７は、第２シールド導体５６を覆う絶縁被覆である。

ここで、前述した図５に電力変換装置に適用した際にノイズ電圧Ｖｎｏｉｓｅを測定した結果を示したが、シールド線を含むノイズ電圧Ｖｎｏｉｓｅも鎖線図示のように併記している。この図５よりシールド線のノイズ電圧Ｖｎｏｉｓｅは他の条件に比べてとも小さく、シールド線により放射ノイズが低減できることが示唆される結果が得られている。
この図５に示したシールド線有りのノイズ電圧特性線を拡大した結果を図８に示す。この図８から明らかなように、スイッチングの瞬間に他の条件に比較して大幅に小さい±０．５Ｖ程度の大きなサージ電圧のような高周波のピーク電圧信号が確認でき、ノイズ電圧Ｖｎｏｉｓｅを完全に０Ｖにすることはできない。

このノイズ電圧Ｖｎｏｉｓｅは、シールド線の接地法（安定電位との接続方法）によって、大きく変化する。例えば、シールドクランプによって低インピーダンスで接続できる条件においては、図８に示したようにノイズ電圧Ｖｎｏｉｓｅは大幅に小さくなるのに対し、所謂ピッグテール接続の場合には、図５のアース線ありと大きな変化は見られない場合もある。
いずれにしても、ノイズ電圧Ｖｎｏｉｓｅを完全に０Ｖにすることは難しく放射ノイズ源となるため、上述のようにシールド線を含めてノイズ検出部１３及び信号結合部１４を構成することで、放射ノイズをより低減できるようになる。

さらに、図６（ｃ）の構成では、一般的な４芯ケーブルとは異なり、アース線５２ｅを分割し、Ｒ相配線５２ｒ、Ｓ相配線５２ｓおよびＴ相配線５２ｔとアース配線５２ｅとの距離が同じになるように形成される。この図６（ｃ）に示すケーブルはシールドケーブルと同等程度にＲ相配線５２ｒ、Ｓ相配線５２ｓおよびＴ相配線５２ｔとアース配線５２ｅとの間の浮遊容量が大きく形成され、ノイズ検出部１３および信号結合部１４を流用できる。

上述した段落番号「００５４」でも記載したが、このようにアース配線５２ｅやシールド線を含めて放射ノイズ低減対象配線と捉えることは、放射ノイズを対象としたノイズ抑制装置特有の技術であり、従来の伝導ノイズ抑制用のアクティブノイズ抑制装置ではアース線やシールド線をノイズ低減対象の配線と捉えることはない。

なお、上記第２の実施形態では、４芯線について説明したが、３芯線（三相３線、単相３線）、２芯線（単相，直流）などでも同様に適用することができる。また信号線では芯数がより多い場合もある。

なお、上記第１および第２の実施形態では、ノイズ検出部１３および信号結合部１４の双方に浮遊容量で構成する場合について説明したが、ノイズ検出部１３および信号結合部１４の何れか一方を浮遊容量で構成するようにしてもよい。前述したように、従来技術のように種々提案されているアクティブノイズ抑制装置において、理想的なコンデンサを実現できず、高周波までノイズを検出・結合できない原因になっている。このため、従来例提案されているアクティブノイズ抑制装置の電圧検出部、電圧結合部に浮遊容量を適用することで、高周波帯域の低減量の改善が期待できる。

ただし、従来技術のコンデンサ分圧で検出する静電容量に比べて、浮遊容量の静電容量は非常に小さいため、伝導ノイズを対象とした周波数帯では電位変動を正確に捕まえにくい。また、信号結合部１４に適用される従来のコンデンサにおいても、同様な課題が生じる。このことから、浮遊容量により実現するノイズ検出部１３および信号結合部１４は、放射ノイズ低減に活用するために、より有効な構成と言える。

なお、浮遊容量が優れた周波数特性を持つコンデンサとして機能すると記載したが、厳密には図２に示すように、配線インダクタンスと浮遊容量の分布定数回路となる。このため、配線インダクタンスの影響で、ＬＣ共振、半共振の特性が生じる。これは図１に記載のプリント基板でも図６に記載のケーブルのどちらでも同じである。つまり、図２に示すような分布定数線路において低減したい周波数よりも、１次共振周波数を高く設定することで、理想的なコンデンサとして動作する。

プリント基板構成、ケーブル構成によって浮遊容量と配線インダクタンスは異なり、１次共振周波数も大きく異なるが、後述のように本願発明で効果が得られることが実験で確認できている周波数は、１０ＭＨｚ付近から１００ＭＨｚ以上であることから、前述のＬＣ共振、半共振周波数が１００ＭＨｚ以上となるような構造（長さ、面積）としなければならない。ただし厳密には、共振周波数よりも低い周波数から共振の影響でインピーダンスが変化することから３００ＭＨｚ程度まで１次共振周波数を高めて設定すると、浮遊容量が周波数特性のよいコンデンサとして機能する。

次に、本発明に係るアクティブノイズ抑制装置の第３の実施形態について図９を伴って説明する。
この第３の実施形態では、アクティブノイズ抑制装置だけでは、法規制を満足でない条件も生じることが想定され、これに対処するためにアクティブノイズ抑制装置のノイズ検出部１３よりも外側にＦＭ帯対策用コアを追加したものである。

この第３の実施形態では、図９に示すように、ノイズ検出部１３の信号結合部とは反対側となる系統側／負荷側にノイズ低減用コアとしてのＦＭ帯対策用コア６１が配置されていることを除いては前述した第１又は第２の実施形態と同様に構成されている。

この第３の実施形態では、アクティブノイズ抑制装置１０で十分に低減しきれなかったノイズ電位変動Ｖｎｏｉｓｅよる放射ノイズを、従来技術の対策用コア追加と組み合わせることで低減する効果を有する。

次に、本発明に係るアクティブノイズ抑制装置の第４の実施形態について図１０を伴って説明する。
ノイズ電圧Ｖｎｏｉｓｅの変動が大きくすぎるとオペアンプ４２が飽和し、十分なノイズ低減効果が得られないため、抵抗Ｒ１とノイズ検出部１３の浮遊容量Ｃｆｄとで構成するハイパスフィルタのカットオフ周波数を適切に設定することは前述した。しかし、規制対象の下限周波数である３０ＭＨｚの放射ノイズを低減するためには、カットオフ周波数の設定範囲は限られてしまうため、ノイズの大きい条件すなわちノイズ電源Ｖｎｏｉｓｅの変動が大きい条件では、オペアンプ４２の飽和防止と適切なカットオフ周波数の設定を両立できない場合がある。

そこで、第４の実施形態では、オペアンプ４２の飽和防止と適切なカットオフ周波数の設定を両立できないという問題を解決するためにアクティブノイズ抑制装置１０の信号結合部１４より電力変換装置側すなわちノイズ検出部１３とは反対側にノイズ低減用コアとしてのＦＭ帯対策用コア６２を配置している。

この第４の実施形態によると、特許文献２に記載されている放射ノイズ低減用ＥＭＩフィルタ構成と、アクティブノイズ抑制装置１０とを組み合わせた構成に相当する。ＦＭ帯対策用コア６２と信号結合部１４の浮遊容量とで放射ノイズ対策用ＥＭＩフィルタが構成される。このフィルタ効果により、ノイズ電圧変動Ｖｎｏｉｓｅにはコアなし条件よりもピークが低減されることから、オペアンプ４２の出力を小さくできる。これにより、オペアンプ４２の飽和を回避し、良好な放射ノイズ低減効果が得られるようになる。

最後に、本願発明を実験により検証した例について図１１及び図１２を伴って説明する。
実験には、図１１（ａ）に示すように、第２の実施形態の図６（ａ）に示すケーブル５１にノイズ検出部１３および信号結合部１４を形成し、必要に応じて信号結合部１４のノイズ検出部１３とは反対側にＦＭ帯対策用コア６２を配置し、ケーブル５１のＦＭ帯対策用コア６２側の端部と安定電位としての筐体模擬鋼板６３との間にコモンモードノイズ源６４を接続している。

ここで、図１１（ａ）および（ｂ）から確認できるように、ノイズ検出部１３および信号結合部１４のシールドは、放射ノイズ低減対象配線の一部に巻き回して構成する。また、図１１（ｂ）に示す四角枠Ａで囲んだ箇所に小さな基板に実装して制御部１５を構成している。

そして、図１２は実際に放射ノイズを測定した結果である。アクティブノイズ抑制装置接続前とアクティブノイズ抑制装置接続後とを比較すると、本発明により規制対象の３０ＭＨｚ〜７０ＭＨｚにおいておおよそ１０ｄＢ以上の放射ノイズ低減効果が得られていることがわかる。ただし、７０ＭＨｚ以上ではアクティブノイズ抑制装置による放射ノイズ低減効果が十分に得られていない。これは、オペアンプ４２の非反転入力端子と安定電位点と接続する配線インピーダンス（ケーブル長２．５ｃｍ）を短くすることで改善できる。また、放射ノイズ測定が一方向のみで、全周囲（３６０°）測定できていないことが原因と推定される。また、本結果では、図１１（ｂ）のような簡単に試作した装置で効果を検証しているが、製品レベルの試作品で検証すればより大きな低減効果が期待できる。

なお、上記第１〜第４の実施形態では、アクティブノイズ抑制装置１０の接続場所については特に説明しなかったが、従来技術と同様に系統側、主回路直流中間部、出力側の何れの場所に接続しても上記効果を発揮することができる。ただし、分散配置（検出部主回路直流中間部で信号結合部が系統側）される構成の場合は、オペアンプ４２が発振し易くなるため適用が難しい。

また、上記第１〜第４の実施形態では、電気機器の入力側にアクティブノイズ抑制装置を設けた場合について説明したが、電機機器の出力側にアクティブノイズ抑制装置を設けるようにしてもよい。

さらに、上記第１〜第４の実施形態においては、制御部として１つの反転増幅器で構成する場合について説明したが、図１３に示すようなアクティブコモンノイズキャンセラ（ＡＣＣ）に適用する場合には、制御部１５の構成を変更する。アクティブコモンノイズキャンセラは、直流電源７１の直流電力をインバータ７３で三相交流に変換し、このインバータ７３の出力である三相交流ラインＵ，Ｖ，Ｗに前述した浮遊容量によるノイズ検出部１３を配置するとともに、コモンモードトランスＣＴで構成される信号結合部１４を配置し、ノイズ検出部１３および信号結合部１４との間に制御部１５を接続している。

ここで、制御部１５としては、ノイズ電圧Ｖｎｏｉｓｅがベースに入力される第１相補型バッファ増幅器７４と、その出力側に接続されたハイパスフィルタ７５と、ハイパスフィルタ７５の出力側に接続された第２相補型バッファ増幅器７６とで構成し、第１相補型バッファ増幅器７４に入力されるノイズ検出部１３からのノイズ電圧をハイパスフィルタ７５で高周波成分のみを抽出し、抽出した高周波成分を第２相補型バッファ増幅器７６を介してコモンモードトランスＣＴの巻線Ｗ４に印加するようにしている。第１および第２相補型バッファ増幅器７４および７６には独立電源７７から電力が供給されている。

また、独立電源７７、コモンモードトランスＣＴの一次側コイルの他端、ハイパスフィルタ７５を構成する抵抗の他端およびノイズ検出部１３および第１相補型バッファ増幅器７４のベース間の接続点に接続されたコンデンサＣｎの他端が直流電源７１と並列に接続された高耐圧コンデンサＣＨ１およびＣＨ２の接続点すなわち直流リンク電圧の中性点に接続されている。

このように、制御部１５を上記構成とすることにより、ノイズ検出部１３で検出した交流電路に発生するノイズ電圧は、制御部１５のハイパスフィルタ７５で高周波成分のみが抽出され、第２相補型バッファ増幅器７６を介して出力される高周波成分と独立電源７７の中性点（直流リンク電圧の中性点と共通）の間の電圧がコモンモードトランスＣＴに印加される。これによりノイズ電圧と逆向きの大きさの電圧が重畳されることにより、ノイズ電圧を相殺することができる。

１０…アクティブノイズ抑制装置、１１…プリント基板、１２ａ，１２ｂ…放射ノイズ低減対象配線、１３…ノイズ検出部、１４…信号結合部、１５…制御部、２１ａ，２１ｂ…シールド導体用ベタパターン、２２…貫通ビア、３１ａ，３１ｂ…シールド導体用ベタパターン、３２…貫通ビア、４１…反転増幅器、４２…オペアンプ、４３…安定電位点、５１…三相ケーブル、５２ｒ…Ｒ相配線、５２ｓ…Ｓ相配線、５２ｔ…Ｔ相配線、５２ｅ…アース配線、５４…シールド導体、５６…第２シールド導体、６１，６２…ＦＭ帯対策用コア、６３…筐体模擬鋼板、６４…コモンモードノイズ源、７１…直流電源、７３…インバータ、７４…第１相補型バッファ増幅器、７５…ハイパスフィルタ、７６…第２相補型バッファ増幅器、７７…独立電源、ＣＴ…コモンモードトランス

Claims (8)

1. 電気機器が発生する電磁ノイズ発生源を検出するノイズ検出部と、
   該ノイズ検出部で検出した電磁ノイズを打ち消すノイズ相殺信号を形成する制御部と、
   該制御部で形成したノイズ相殺信号を前記電気機器へ供給する信号結合部とを備え、
   前記ノイズ検出部及び前記信号結合部の少なくとも一方を、前記電気機器の導電部又は前記電気機器に電気的に接続される配線と、当該配線とシールド導体との間に形成される浮遊容量とで構成した
   ことを特徴とするアクティブノイズ抑制装置。
2. 電気機器が発生する電磁ノイズ発生源を検出するノイズ検出部と、
   該ノイズ検出部で検出した電磁ノイズを打ち消すノイズ相殺信号を形成する制御部と、
   該制御部で形成したノイズ相殺信号を前記電気機器へ供給する信号結合部とを備え、
   前記制御部は、前記ノイズ検出部で検出した電磁ノイズを反転増幅して前記信号結合部に供給するオペアンプによる反転増幅器を備えている
   ことを特徴とするアクティブノイズ抑制装置。
3. 電気機器が発生する電磁ノイズ発生源を検出するノイズ検出部と、
   該ノイズ検出部で検出した電磁ノイズを打ち消すノイズ相殺信号を形成する制御部と、
   該制御部で形成したノイズ相殺信号を前記電気機器へ供給する信号結合部とを備え、
   前記ノイズ検出部及び前記信号結合部との少なくとも一方を、前記電気機器の導電部又は前記電気機器に電気的に接続される配線と、当該配線とシールド導体との間に形成される浮遊容量とで構成し、
   前記制御部は、前記ノイズ検出部で検出した電磁ノイズを反転増幅して前記信号結合部に供給するオペアンプによる反転増幅器を備えている
   ことを特徴とするアクティブノイズ抑制装置。
4. 前記ノイズ検出部及び前記信号結合部の少なくとも一方は、絶縁板部内に形成された前記電気機器に電気的に接続される配線と、該配線に対して絶縁部を介して対向するシールド導体パターンと、前記配線及び前記シールド導体パターン間に形成される浮遊容量とで構成されていることを特徴とする請求項１から３の何れか１項に記載のアクティブノイズ抑制装置。
5. 前記ノイズ検出部及び前記信号結合部の少なくとも一方は、前記電気機器に接続される複数の絶縁被覆配線導体と、該複数の絶縁被覆配線導体を、絶縁材を介して囲むシールド導体と、前記絶縁被覆配線導体と前記シールド導体との間に形成される浮遊容量とで構成されていることを特徴とする請求項１から３の何れか１項に記載のアクティブノイズ抑制装置。
6. 前記ノイズ検出部から見て前記信号結合部とは反対側にノイズ低減用コアを配置したこうとを特徴とする請求項１から５の何れか１項に記載のアクティブノイズ抑制装置。
7. 前記信号結合部からみて前記ノイズ検出部とは反対側に、ノイズ低減用コアを配置したことを特徴とする請求項１から５の何れか１項に記載のアクティブノイズ抑制装置。
8. 前記制御部は、ノイズ検出部のノイズ電圧が入力される第１相補型バッファ増幅器と、該第１相補型バッファ増幅器の出力側に接続されたハイパスフィルタと、該ハイパスフィルタで抽出された高周波成分が入力される第２相補型バッファ増幅器とを備え、前記第２相補型バッファ増幅器の出力を信号結合部を構成するコモンモードトランスに印加することを特徴とする請求項１に記載のアクティブノイズ抑制装置。