JP2017034976A - 高圧直流送電システムの複同調フィルタの設計方法 - Google Patents

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Abstract

【課題】本発明は、高圧直流送電システムの複同調フィルタの設計方法に関するものである。
【解決手段】本発明の高圧直流送電システムの複同調フィルタの設計方法は、複同調フィルタ(MTF)を構成する入力パラメータを設定するステップと、複同調フィルタの共振周波数を設定するステップと、入力パラメータと共振周波数を基づいて、複同調フィルタを構成する少なくとも一つのＬ、Ｃコンビネーションケースを抽出するステップと、Ｌ、Ｃコンビネーションケースに高調波を低減させるための最適化を行うステップと、最適化を行った結果によって決定されたＬ、Ｃコンビネーションケースを抽出するステップとを含む。
【選択図】図５

Description

本発明は、高圧直流送電(HVDC：High Voltage Direct Current； 以下、「ＨＶＤＣ」という)システムの特性による複同調フィルタ(MTF：Multiple Tuned Filter；以下、「MTF」という)の設計方法に関するものである。
ＨＶＤＣシステムで高調波フィルタは、コンバータ運転による電力変換時に発生する高調波がＡＣ系統に流入することを抑制し、無効電力消耗による無効電力供給源としての役割もする。ほとんどの電流型ＨＶＤＣシステムは、１２個のパルスで動作するので、１１、１３、２３、２５次などのように１２ｎ±１の特性の高調波を発生させ、特に１１次と１３次高調波の大きさが大きいので、これを減少させるために１１次及び１３次フィルタを使用する。
電流型ＨＶＤＣシステムでコンバータは、ほとんど１２個のパルスで動作し、現在の済州島に設置されている８０kV６０MW級のＨＶＤＣシステムも２つの６パルスグループの直列連結を利用した１２パルスコンバータで構成されている。
ＨＶＤＣシステムでは、高調波フィルタとしてSTF(Single Tuned Filter)または DTF(Double Tuned Filter)が幅広くに使用されるが、このようなフィルタの設計には、フィルタの直並列インピーダンスに対する式が利用される。
フィルタの設計がフィルタに含まれた受動素子を設計正格ないし性能などを基準に受動的な計算によって算出されることで、正確かつ効率的で、定形化された方式ないし方法が存在しない問題点がある。
本発明は、ＨＶＤＣシステムの特性による複同調フィルタ及び減衰型複同調フィルタの設計方法及び設計装置を提供することを目的とする。
本発明の高圧直流送電システムの複同調フィルタの設計方法は、複同調フィルタ(MTF)を構成する入力パラメータを選定するステップと、前記複同調フィルタの共振周波数を設定するステップと、前記入力パラメータと前記共振周波数を基づいて、前記複同調フィルタを構成する少なくとも一つのＬ、Ｃコンビネーションケースを抽出するステップと、前記Ｌ、Ｃコンビネーションケースに高調波を低減させるための最適化を行うステップと、前記最適化を行った結果によって決定されたＬ、Ｃコンビネーションケースを抽出するステップとを含む。
本発明の設計方法によれば、効率性及び高調波の低減を考慮して、高調波電圧規制値及び高調波電流許容レベルを満足する最適なＲ、Ｌ、Ｃコンビネーションを有する、高圧直流送電システムの複同調フィルタを具現することができる。
一般的なＨＶＤＣ(High Voltage Direct Current)システムを示す構成図である。 高調波フィルタが挿入されたＨＶＤＣシステムに該当する高調波等価モデルを示す構成図である。 等価回路方式を利用した複同調フィルタの設計方法を示した例示図である。 本実施例が適用される複同調フィルタのフィルタパラメータの設定装置を示したブロック構成図である。 本実施例に係る複同調フィルタの設計方法を説明するためのフローチャートである。 本実施例に係る複同調フィルタの設計方法を説明するためのフローチャートである。
本明細書及び請求の範囲に用いられた用語や単語は、通常的や辞書的な意味で限定して解釈されてはならず、発明者は自己の発明を最善の方法で説明するために、用語の概念を適宜定義することができるという原則に基づいて、本発明の技術的思想に符合する意味と概念に解釈されなければならない。
従って、本明細書に記載された実施例と図面に示された構成は、本発明の最も好ましい一実施例に過ぎず、本実施例の技術的思想を全て代弁するものではないので、本出願時点でこれらを代替できる多様な均等物と変形例が可能であることを理解しなければならない。
以下、添付された図面を参照して本発明の実施例を詳しく説明する。
図１は、一般的なＨＶＤＣ(High Voltage Direct Current)システムを示す構成図である。
図１に示すように、ＨＶＤＣシステムは８０kV級のＨＶＤＣシステムに設置できるMTF(Multiple Tuned Filter)が図示されている。８０kV級のＨＶＤＣシステムは、典型的な両極システムを有しており、８０kV級のＨＶＤＣシステムの特徴としては、２つの極が同一の１２パルスコンバータで形成されている。
このようなＨＶＤＣのコンバータは、規定値以上の高調波電流を発生させるが、高調波電流はフィルタリングをしなと、交流電圧に歪みを生じさせ正常なシステム運転を妨害することになる。
高調波フィルタは、インピーダンスが小さい並列線路を形成して高調波電流を通せることで、交流電圧の歪みを収容可能な範囲以内とする役割をすることができる。
１２パルスコンバータは、１２ｎ±１次の特性の高調波を有する。従って、フィルタが必要な高調波成分は、１１次、１３次、２３次そして２５次成分である。それ以上高い次数の高調波成分は、高帯域(High Pass)フィルタによって減殺される。
８０kV級のＨＶＤＣシステムでは、１７Mvarの無効電力を補償する複同調フィルタと１７Mvarの無効電力を補償する高帯域フィルタが用いられる。複同調フィルタは、一つの高電圧キャパシタバンクC１と低電圧空気コアリアクターL１が直列に連結され、低電圧キャパシタバンクC２と空気コアリアクターL２が並列に連結されている。ここで、高調波フィルタは、６０Hzで無効電力をシステムに供給する役割をすることができる。
図２は、高調波フィルタが挿入されたＨＶＤＣシステムに該当する高調波等価モデルを示す構成図である。
図２に示すように、電流型ＨＶＤＣコンバータは、ＡＣ系統から無効電力を吸収し、高調波フィルタを介してコンバータで必要とする無効電力を供給することができる。
このようなＨＶＤＣコンバータは、交流端で定電流高調波電源にモデリングすることができ、直流端で定電圧高調波電源にモデリングすることができる。高調波フィルタは、ＨＶＤＣコンバータで発生する高調波がＡＣ系統への流入を抑制する役割をするので、図２のように、交流端定電流高調波電源を利用して高調波等価モデルが用いられる。
ここで、ＩｎはＨＶＤＣコンバータから発生する高調波電流であり、ＩｆｎとＩｓｎはそれぞれフィルタとＡＣ系統に流入する高調波電流を示す。ＺｆｎとＺｓｎはそれぞれＡＣ系統の高調波インピーダンスを示し、ＶｓｎはＡＣ系統の高調波電圧を意味する。
高調波フィルタの性能は、ＡＣ系統のアドミタンス値に依存し、このような系統のアドミタンスは実際の電力系統の状態によって時変するので、与えられた周波数から正確なアドミタンス値を取得することは困難である。従って、高調波フィルタの設計時にアドミタンス角を境界とする複素平面上で与えられた周波数によるアドミタンスを構成して決定することができる。
図３は、等価回路方式を利用した複同調フィルタの設計方法を示した例示図である。
図３に示すように、ＨＶＤＣシステムで交流フィルタ(または、高調波フィルタ)を設計する時、高調波歪、システム信頼度、コストなどを考慮する必要がある。
高調波フィルタは、一つのバンク(bank)に対応するコストが発生するので、図３(ａ)のように２つの高調波を除去するために２つのsingle tunedフィルタ(以下、「STF」という)を使用することより、図３(ｂ)または図３(ｃ)のように一つのフィルタバンクを並列に連結して具現する方が、同じ数の高調波を除去しようとする時空間を少なく活用するので経済的に有利である。これは、STFに比べてMTFが単一のスイッチギアとして要求される長所があるためである。
また、図３(ｃ)のように、並列ＬＣ共振タンクに並列に連結されるダンピング抵抗Rを含む減衰型複同調フィルタの形態も用いることができる。
等価回路方式は、複同調フィルタの設計時比較的簡単に接近できる方法である。
複同調フィルタを設計するために優先的に総補償すべき無効電力量をそれぞれのSTFに均等分配した後、各STFのパラメータ値を選定することができる。
STFのパラメータ値の選定において、優先的にフィルタに印加される電圧の大きさとフィルタが補償すべき無効電力量を決定しなければならない。
この時、フィルタの構造上、直列ＬＣフィルタにてキャパシタとインダクターが直列に連結されているので、フィルタのリアクタンスはキャパシタのリアクタンスとインダクターの差となる。
一方、除去すべきｈ次高調波でフィルタ全体のインピーダンスは０の値を持たなければならないので、キャパシタのリアクタンスはインダクターのリアクタンスにｈの二乗を掛けた値と等しくなる。
上述した一般的な複同調フィルタの設計方法によれば、ＨＶＤＣのコンバータは規定値以上の高調波電流を発生させるので、高調波フィルタを設置して高調波電流を通せることで、交流電圧の歪みを収容可能な範囲以内とする役割をすることができる。
１２パルスコンバータは、１２ｎ±１の特性の高調波を有する。従って、フィルタが必要な高調波成分は、１１次、１３次、２３次そして２５次成分であり、それ以上高い次数の高調波成分は高帯域フィルタによって減殺される。
図３(ｂ)のように、複同調フィルタは、一つの高電圧キャパシタバンクＣ１と低電圧空気コアリアクターＬ１が直列に連結され、低電圧キャパシタバンクＣ２と空気コアリアクターＬ２が並列に連結される。また、除去しようとする高調波によって、低電圧キャパシタバンクC３と空気コアリアクターＬ３を並列連結して構成するＬＣ共振タンクを直列で複数個連結して構成することができる。
高調波フィルタは、６０Hzで無効電力をシステムに供給する役割をする。従って、整流器とインバータのターミナルは、コンバータと交流システムの間で相互交換する有効電力に比例して無効電力を吸収することになる。高調波フィルタはキャパシタを使用するので、コンバータに必要な無効電力を供給することができる。フィルタから無効電力が充分に補償されないと、ターミナルにおける交流電圧はコンバータを正常動作させるための十分な大きさを持てない可能性もある。
一方、ＨＶＤＣコンバータは、直流端で定電圧高調波電源に、交流端で定電流高調波電源にモデリングすることができる。ＨＶＤＣコンバータで発生する高調波が系統に流入することを防ぐことがフィルタの役割の一つであるので、交流端で高調波を分析するためのモデリングが要求される。
ここで、フィルタ及びフィルタに連結された電力系統(例えば、ＡＣ系統)は、インピーダンスとして表現またはモデリングされる。
図２のモデルを利用して、コンバータで発生する高調波電流が系統に流入する程度と、これによる電圧の高調波特性を把握した後、フィルタを設計することができる。
また、フィルタ及びフィルタに連結される電力系統との安定化を増大させるために、フィルタにおける抵抗値変更による容易な具現が可能である。
図４は、本発明の実施例が適用される複同調フィルタのパラメータの設定及び設計装置を示した構成図である。
図４に示すように、フィルタパラメータの設定装置１００は、入力部１１０、貯蔵部１２０及び制御部１３０を含むことができる。
入力部１１０は、複同調フィルタに該当する入力パラメータ及び抵抗値の入力を受ける役割をすることができる。
入力部１１０は、ユーザがフィルタパラメータの設定装置１００の動作制御のための入力データを発生させることができる。入力部１１０は、キーパッド、ドームスイッチ、タッチパッド、ジョグホイール、ジョグスイッチなどからなることができる。
また、入力部１１０は、フィルタパラメータの設定装置１００に連結される全ての外部機器とインターフェースの役割をすることができる。
貯蔵部１２０は、制御部１３０の処理及び制御のためのプログラムが格納され、入出力されるデータ(入力パラメータ、抵抗値)及び制御部１３０によって演算及び算出される結果データを一時的に貯蔵または最終結果データとして貯蔵するための機能とすることができる。また、貯蔵部１２０は、実施例によって個別目的関数の加重値情報及びフィルタ構成要素であるＬ、Ｃコンビネーションに対するデータを貯蔵することができる。また、貯蔵部１２０は、個別目的関数の加重値が付与された最適なＬ、Ｃコンビネーションを有するフィルタを構成するための評価情報及び評価回数情報を貯蔵することができる。
制御部１３０は、フィルタパラメータの設定装置１００に実行されるフィルタパラメータの設定装置１００の動作を全般的に制御する役割をすることができる。
制御部１３０は、マイクロコントローラ、マイクロプロセッサの形態で具現することができる。制御部１３０は、複同調フィルタに該当する共振周波数及び既設定された基準値内での抵抗値を設定することができる。また、制御部１３０は、入力パラメータ、共振周波数及び抵抗値に基づいて、複同調フィルタに該当するパラメータ値を設定することできる。
制御部１３０は、個別高調波成分または前高調波歪率が基準値レベルを充足するのか否かを判断することができ、判断結果に応じて共振周波数を再設定することができる。
制御部１３０は、負荷または系統が複同調フィルタに連結されることによる安全性確保によって、抵抗値を既設定された基準範囲以内に設定または再設定することができる。
制御部１３０は、高調波低減目的関数を構成し、構成された目的関数によって高調波電圧または高調波電流を最大に低減できるようにし、それによる加重値付与及び適合度評価による複同調フィルタの設計を可能とする。
以下、上記したような構成に基づき、図５及び図６を参照して本実施例に係る複同調フィルタの設計方法を詳しく説明する。
図５及び図６は、本実施例に係る複同調フィルタの設計方法を説明するための動作フローチャートである。
図５及び図６に示すように、複同調フィルタの設計において、複同調フィルタに該当する入力パラメータを設定することができる(Ｓ５１０)。具体的に、複同調フィルタに該当する最適なフィルタパラメータの設定において、MTFに該当する入力パラメータが設定される。入力パラメータは、MTFの正格ないし目標性能に関連したパラメータであり、複同調フィルタに連結される負荷または系統の定格電圧、複同調フィルタによって補償されるべき無効電力及びフィルタリング周波数のうち少なくとも一つを含むことができる。
複同調フィルタに連結される負荷または系統は、ＨＶＤＣシステムの電力系統からなることができる。ＨＶＤＣシステムの電力系統は、一例としてＡＣ系統からなることができる。
そして、フィルタリング周波数は、MTFによってフィルタリングされるべき周波数であり、第１フィルタリング周波数と、第１フィルタリング周波数より大きい第２フィルタリング周波数を含むことができる。
例えば、フィルタリング対象高調波成分が上述した１１次及び１３次高調波成分である場合、第１フィルタリング周波数は１１次高調波成分に該当する周波数であり、第２フィルタリング周波数は１３次高調波成分に該当する周波数である。
複同調フィルタ入力パラメータが設定されると、複同調フィルタの共振周波数を設定することができる(Ｓ５２０)。具体的に、設定される共振周波数は、共振周波数の初期値を設定することができ、このような共振周波数の設定は、複同調フィルタにてフィルタリングされるべきフィルタリング周波数に基づいて行われる。
例えば、共振周波数は、第１フィルタリング周波数と第２フィルタリング周波数の間の範囲に存在する周波数に設定される。具体的に、共振周波数の初期値としては、第１フィルタリング周波数に設定される。
共振周波数設定が完了すると、共振周波数とマッチングされるフィルタのインピーダンスを構成するフィルタパラメータとなるＬ値とＣ値を演算することができる(Ｓ５３０)。
例えば、複同調フィルタは、相互直列に連結される第１ＬＣ回路部、第２ＬＣ回路部及び第３ＬＣ回路部を含むように構成することができる。そして、第１ＬＣ回路部は第１キャパシタと第１インダクターが直列に連結され、第２ＬＣ回路部は第２キャパシタと第２インダクターが並列に連結される。そして、第３ＬＣ回路部は第３キャパシタと第３インダクターが並列連結される構造を有することができる。
このような場合、複同調フィルタパラメータは、第１キャパシタのキャパシタンス値、第１インダクターのインダクタンス値、第２キャパシタのキャパシタンス値、第２インダクターのインダクタンス値、第３キャパシタのキャパシタンス値、第３インダクターのインダクタンス値のうち少なくとも一つを含むことができる。そして、フィルタの共振周波数は、第２ＬＣ回路部及び第３ＬＣ回路部に該当する並列共振周波数である。
演算されたＬとＣに対するフィルタインピーダンス特性を確認し(Ｓ５４０)、確認されたフィルタインピーダンス特性によるＬ値とＣ値を共振周波数別に組合せて貯蔵することができる(Ｓ５５０)。具体的に、確認されたフィルタインピーダンスが既設定された基準値範囲に含まれるケースを共振周波数別のＬ値とＣ値をマッチングして貯蔵することができる。共振周波数別のＬ、Ｃコンビネーションは、少なくとも一つまたはそれ以上の多様なケースに生成される。
共振周波数に対するＬ、Ｃコンビネーションに対して高調波低減多目的最適化を行うことができる(Ｓ５６０)。具体的に、高調波低減多目的最適化は、Ｌ、Ｃコンビネーションによって生成された複数のコンビネーションケースに対して、総高調波電圧歪率(THD)及び総電流需要歪率(TDD)を考慮した最適なフィルタ構成要素の組合せを選定するための動作を行うことができる。高調波低減多目的最適化のための動作は、図６を参照して詳しく説明する。
高調波低減多目的最適化のために、高調波低減目的関数を構成することができる(Ｓ６１０)。具体的に、高調波低減目的関数は、第１目的関数と第２目的関数により構成される。
第１目的関数は、総高調波電圧歪率(THD：Total Harmonic Distortion)を最小にする関数であり、高調波電圧を最大に低減することができる。
第１目的関数は、以下の数学式１と数学式２のように構成される。
ここで、ｉは高調波次数(Harmonic number)、Ｉ１は基本波高調波電流(The fundamental harmonic voltage)、Ｖ１は基本波高調波電圧(The fundamental harmonic voltage)、Ｖｉはｉ番目の高調波次数電圧(The i-th harmonic voltage)、Ｙｓｉはｉ番目の高調波次数でのシステムアドミタンス(The i-th harmonic admittance of the system)、ＹＭＴＰｉはｉ番目の高調波次数での複同調フィルタのアドミタンス(The MTF’s i-th harmonic admittance)である。
即ち、第１目的関数(Ｆ１)は、最小総高調波電圧歪率(THD)として、第２次高調波から第５０次高調波に対する高調波電圧に基づいて算出することができる。
第２目的関数は、総電流需要歪率(TDD：Total demand distortion of current)を最小にする関数であり、高調波電流を最大に低減することができる。
第２目的関数は、以下の数学式３のように構成される。
ここで、ｉは高調波次数(Harmonic number)、Ｉ１は基本波高調波電流(The fundamental harmonic voltage)、Ｉｉはｉ番目の高調波次数電流(The i-th harmonic current)である。
すなわち、第２目的関数(Ｆ２)は、最小総電流需要歪率(TDD)として、第２次高調波から第５０次高調波に対する高調波電流に基づいて算出することができる。
上記のように算出された総高調波電圧歪率(THD)と総電流需要歪率(TDD)を含む高調波低減目的関数が構成されると、目的関数に適用する制約条件が設定される(Ｓ６２０)。具体的に、制約条件としては、例えばフィルタの無効電力要求量が選定される。また、付加的制約条件としては、フィルタを構成するＲ、Ｌ及びＣのそれぞれに対する価格及び個数に基づく価格情報または損失情報を含むことができる。従って、価格情報または損失情報に基づいて最適なＬ、Ｃコンビネーションケースに対する２次フィルタリングを行うことができる。
上記したように、個別目的関数に付加して適用する制約条件が選定されると、目的関数のそれぞれに対する加重値を選定することができる(Ｓ６３０)。具体的に、加重値(Ｗ)は、第１目的関数(Ｆ１)に適用される第１加重値(Ｗ１)と、第２目的関数(Ｆ２)に適用される第２加重値(Ｗ２)から構成される。加重値(Ｗ)は、以下の数学式４のように第１加重値(Ｗ１)と第２加重値(Ｗ２)の和である。
数学式４
総加重値(Ｗ)=第１加重値(Ｗ１)+第２加重値(Ｗ２)
好ましくは、総加重値(Ｗ)は、第１加重値(Ｗ１)と第２加重値(Ｗ２)の和は１であるが、高調波電圧規制値及び高調波電流許容レベルに応じて第１目的関数(Ｆ１)及び第２目的関数(Ｆ２)のそれぞれに適用される第１加重値(Ｗ１)及び第２加重値(Ｗ２)の比率を可変できる。
例えば、複同調フィルタの設計において、高調波電圧規制のみが存在する場合、第１目的関数に適用する第１加重値(Ｗ１)の比率を「１」、第２目的関数に適用する第２加重値(Ｗ２)の比率を「０」に設定することができる。または、高調波電流許容レベルのみが存在する場合、第１目的関数に適用する第１加重値(Ｗ１)の比率を「０」、第２目的関数に適用する第２加重値(Ｗ２)の比率を「１」に設定することができる。すなわち、第２目的関数に適用する第２加重値(Ｗ２)を第１加重値(Ｗ１)より高く設定することができる。または、高調波電圧規制及び高調波電流許容レベルが両方とも存在する場合、第１目的関数及び第２目的関数のそれぞれに適用する第１加重値及び第２加重値の比率を同一に適用することができる。
上記した加重値の適用率は例示であり、加重値の選定基準及び目的関数それぞれの加重度に応じて、目的関数に適用される加重値の比率の設定は可変できる。
加重値が適用された第１目的関数(Ｆ１)と第２目的関数(Ｆ２)に対する適合度を評価することができる(Ｓ６４０)。具体的に、第１目的関数(Ｆ１)及び第２目的関数(Ｆ２)に、高調波電圧規制及び高調波電流許容レベルに応じて適用された第１加重値(Ｗ１)と第２加重値(Ｗ２)を適用し、加重値が適用された第１目的関数及び第２目的関数に対して単位を統合し、それによる適合度評価を行うことができる。
適合度評価は、Ｌ、Ｃコンビネーションケースに対してそれぞれの目的関数及び加重値を付与した状態で、その結果値が最小を有するコンビネーションケースを抽出することができる。このとき、Ｌ、Ｃコンビネーションケースのうち適合度評価基準により最小値を有する順で複数個のＬ、Ｃコンビネーションケースを抽出し(１次フィルタリング)、既設定された制約条件のうち価格情報または損失情報によって最適なＬ、Ｃコンビネーションケースを抽出する２次フィルタリングを行うことができる。
よって、加重値が付与された第１目的関数及び第２目的関数の和で単一目的関数を演算し、最小値を有する順でＬ、Ｃコンビネーションケースを抽出することができる。
適合度評価が完了すると、Ｒ、Ｌ及びＣのコンビネーションケースの算出回数が基準回数を超過し最小値の適合度を有するコンビネーションケースを算出すると、多目的最適化を終了することができる(Ｓ６５０)。算出回数は、例えばＲ、Ｌ及びＣコンビネーションケースの数でる。
よって、多目的最適化動作が終了すると、抽出されたＬ、Ｃコンビネーションケースに対して複同調フィルタで要求される性能、規格または設計仕様に基づいて許容レベルを充足するのか否かを判断することができる(Ｓ５７０)。
許容レベルを充足するのか否かの判断に対して、予め設定された許容レベルを充足する場合、抽出されたＲ、Ｌ、Ｃ及びマッチングされた共振周波数を貯蔵することができる(Ｓ５８０)。
従って、上記した動作によって組合せられた抵抗値に基づいて、複同調フィルタを負荷または系統に連結することになる。
以上、本発明を好ましい実施例を基に説明したが、これは単なる例示であり、本発明を限定するものではなく、本発明が属する分野の通常の知識を有する者であれば、本発明の本質的な特性を逸脱しない範囲内で、以上に例示されていない多様な変形と応用が可能であり、そのような変形と応用にかかわる差異点も、添付された請求の範囲で規定する本発明の範囲に含まれるものと解釈されなければならない。

Claims (9)

  1. 複同調フィルタ（ＭＴＦ）を構成する入力パラメータを設定するステップと、
    前記複同調フィルタの共振周波数を設定するステップと、
    前記入力パラメータと前記共振周波数に基づいて、前記複同調フィルタを構成する少なくとも一つのＬ、Ｃコンビネーションケースを抽出するステップと、
    前記Ｌ、Ｃコンビネーションケースに高調波を低減させるための最適化を行うステップと、
    前記最適化を行った結果によって決定されたＬ、Ｃコンビネーションケースを抽出するステップと、を含む、高圧直流送電システムの複同調フィルタの設計方法。
  2. 前記最適化を行うステップは、
    総高調波電圧歪率を最小にする第１目的関数を算出するステップと、
    総電流需要歪率を最小にする第２目的関数を算出するステップと、を含み、
    前記第１目的関数及び前記第２目的関数に基づいて、Ｌ、Ｃコンビネーションケースを抽出する、請求項１に記載の高圧直流送電システムの複同調フィルタの設計方法。
  3. 前記Ｌ、Ｃコンビネーションケースを抽出するステップは、
    前記算出された第１目的関数及び第２目的関数に既設定された加重値をそれぞれ付与するステップと、
    前記加重値が付与された第１目的関数及び第２目的関数による最小値を有するＬ、Ｃコンビネーションケースを抽出するステップと、を含む、請求項２に記載の高圧直流送電システムの複同調フィルタの設計方法。
  4. 前記加重値は、第１目的関数に適用する高調波電圧規制値に対する第１加重値と、第２目的関数に適用する高調波電流許容レベルに対する第２加重値とを含む、請求項３に記載の高圧直流送電システムの複同調フィルタの設計方法。
  5. 前記抽出されたＬ、Ｃコンビネーションケースに対して適合度評価を行うステップをさらに含む、請求項２に記載の高圧直流送電システムの複同調フィルタの設計方法。
  6. 前記第１目的関数及び第２目的関数を選定し、前記目的関数に適用する制約条件を設定するステップをさらに含む、請求項２に記載の高圧直流送電システムの複同調フィルタの設計方法。
  7. 前記制約条件は、フィルタの無効電力要求量またはフィルタを構成するＬ、Ｃそれぞれに対する価格情報を含む、請求項６に記載の高圧直流送電システムの複同調フィルタの設計方法。
  8. 前記制約条件は、フィルタの無効電力要求量またはフィルタを構成するＬ、Ｃそれぞれに対する損失情報を含む、請求項６に記載の高圧直流送電システムの複同調フィルタの設計方法。
  9. 前記最適化を行った結果によって決定されたＬ、Ｃコンビネーションケースに抵抗(Ｒ)値を組合せるステップをさらに含む、請求項１に記載の高圧直流送電システムの複同調フィルタの設計方法。
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