JP2017028823A - Ｄｃ−ｄｃコンバータ - Google Patents

Abstract

【課題】リンギングに起因する放射ノイズの発生を抑制することができるＤＣ−ＤＣコンバータを提供する。【解決手段】トランスが一次巻線と二次巻線とを含む。一次巻線に直列にスイッチング素子が接続されている。スイッチング素子に並列にコンデンサが接続されている。コンデンサに直列に、かつスイッチング素子に並列にインダクタが接続されている。【選択図】図１

Description

本発明は、ＤＣ−ＤＣコンバータに関する。

一般的なＤＣ−ＤＣコンバータでは、トランスの一次コイルにスイッチング素子が直列に接続されている。スイッチング素子には、スイッチング時におけるスパイク状の高電圧の発生を抑制するためにスナバ回路が接続される。下記の特許文献１に、スナバ回路を用いたＤＣ−ＤＣコンバータが開示されている。

特開平７−１１１７７９号公報

スイッチング素子をオンからオフに切り替えたとき、ＤＣ−ＤＣコンバータを構成するコイルや線路のインダクタ成分、スイッチング素子の寄生容量、スナバ回路のキャパシタンス等の影響により、リンギングが発生する。このリンギングが放射ノイズの原因になる。

本発明の目的は、リンギングに起因する放射ノイズの発生を抑制することができるＤＣ−ＤＣコンバータを提供することである。

本発明の第１の観点によるＤＣ−ＤＣコンバータは、
一次巻線と二次巻線とを含むトランスと、
前記一次巻線に直列に接続されたスイッチング素子と、
前記スイッチング素子に並列に接続されたコンデンサと、
前記コンデンサに直列に、かつ前記スイッチング素子に並列に接続されたインダクタと
を有する。

コンデンサに直列に接続されたインダクタのインダクタンスが、一次巻線のインダクタンスに加わる。このため、一次巻線、コンデンサ等を含む共振回路の共振周波数が低下する。その結果、放射ノイズの発生が抑制される。

本発明の第２の観点によるＤＣ−ＤＣコンバータは、第１の観点によるＤＣ−ＤＣコンバータの構成に加えて、前記インダクタが鉄損を有する。

インダクタンスが鉄損を有するため、スイッチングに発生するリンギング波形の振幅を小さくすることができる。

本発明の第３の観点によるＤＣ−ＤＣコンバータは、第１及び第２の観点によるＤＣ−ＤＣコンバータの構成に加えて、
前記二次巻線に現れる誘導電流を整流する整流素子と、
前記整流素子で整流された電流を平滑化する平滑コンデンサと
を有する。

整流素子及び平滑コンデンサを介して、電圧変換された直流電圧が出力される。

コンデンサに直列に接続されたインダクタのインダクタンスが、一次巻線のインダクタンスに加わる。このため、一次巻線、コンデンサ等を含む共振回路の共振周波数が低下する。その結果、放射ノイズの発生が抑制される。

図１は、実施例によるＤＣ−ＤＣコンバータの等価回路図である。 図２は、図１のＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング素子のオンオフ状態の時間変化、スイッチング素子の端子間の電圧の波形、及びスイッチング素子を流れる電流の波形の一例を示すグラフである。 図３Ａは、実施例及び比較例によるＤＣ−ＤＣコンバータの水平偏波のノイズレベルの測定結果を表すグラフであり、図３Ｂは、実施例及び比較例によるＤＣ−ＤＣコンバータの垂直偏波のノイズレベルの測定結果を表すグラフである。 図４Ａは、参考例によるＤＣ−ＤＣコンバータの等価回路図であり、図４Ｂは、図４Ａに示したＤＣ−ＤＣコンバータのスイッチング素子のオンオフ状態の時間変化、スイッチング素子の端子間の電圧の波形、及びスイッチング素子を流れる電流の波形の一例を示すグラフである。 図５は、他の実施例によるＤＣ−ＤＣコンバータの等価回路図である。

図１に、実施例によるＤＣ−ＤＣコンバータの等価回路図を示す。トランス１０が、一次巻線１０Ｐと二次巻線１０Ｓとを含む。スイッチング素子１１が、トランス１０の一次巻線１０Ｐに直列に接続されている。ＤＣ−ＤＣコンバータの入力端子３０、３１に印加される電圧が、スイッチング素子１１と一次巻線１０Ｐとからなる直列接続回路の両端に加わる。スイッチング素子１１として、例えばＭＯＳトランジスタを用いることができる。ＭＯＳトランジスタのドレインが一次巻線１０Ｐに接続され、ソースには入力端子３０と等しい電位が与えられる。ドライバ回路１６が、スイッチング素子１１をスイッチングするための制御信号を印加する。スイッチング素子１１は、定められた周波数及びデューティ比でスイッチングされる。

スイッチング素子１１にコンデンサ１３が並列に接続されている。さらに、インダクタ１２が、コンデンサ１３に対して直列に、かつスイッチング素子１１に対して並列に接続されている。すなわち、コンデンサ１３とインダクタ１２とからなる直列接続回路が、スイッチング素子１１に並列に接続されている。

トランス１０の二次巻線１０Ｓに整流素子１４が直列に接続されている。二次巻線１０Ｓと整流素子１４とからなる直列接続回路の両端の間に、平滑コンデンサ１５が接続されている。整流素子１４は、二次巻線１０Ｓに現れる誘導電流を整流する。平滑コンデンサ１５は、整流素子１４で整流された電流を平滑化する。ＤＣ−ＤＣコンバータを動作させると、入力端子３０、３１に印加されている直流電圧が電圧変換されて、出力端子３４、３５に現れる。

図１では、トランス１０の二次側に半波整流回路を用いたが、その他に全波整流回路を用いることも可能である。

図２の上段に、スイッチング素子１１のオンオフ状態の時間変化の一例を示し、中段にスイッチング素子１１の端子間の電圧ｖの波形の一例を示し、下段にスイッチング素子１１を流れる電流ｉの波形の一例を示す。スイッチング素子１１は、一定のスイッチング周波数、例えば３００ｋＨｚでスイッチングされる。スイッチング素子１１がオンからオフに切り替わる時刻を、ｔ１、ｔ３で表し、時刻ｔ１の後にオフからオンに切り替わる時刻をｔ２で表し、時刻ｔ３の後にオフからオンに切り替わる時刻をｔ４で表す。

スイッチング素子１１がオンのとき、電圧ｖはほぼ０Ｖである。時刻ｔ１、ｔ３においてスイッチング素子１１がオンからオフに切り替わると、電圧ｖが立ち上がる。電圧ｖの立ち上がり直後に、線路、一次巻線１０Ｐ、インダクタ１２等のインダクタ成分、及びスイッチング素子のソースドレイン間の寄生容量、コンデンサ１３のキャパシタンス等の影響により共振が生じる。この共振によって、リンギングが発生する。このリンギングが、放射ノイズの原因になる。スイッチング素子１１がオフの期間に、コンデンサ１３が充電される。

時刻ｔ２、ｔ４においてスイッチング素子１１がオフからオンに切り替わると、電圧ｖが立ち下がるとともに、コンデンサ１３の放電による突入電流が流れる。突入電流が流れた後、一次巻線１０Ｐ及びスイッチング素子１１に流れる電流ｉがほぼ線型に増加する。

上記実施例では、一次巻線１０Ｐに、インダクタ１２が直列に接続されているため、回路のインダクタ成分が大きくなる。インダクタ成分が大きくなると、ＬＣ共振回路の共振周波数が低下する。共振周波数の低下に伴い、リンギングの周波数も低下する。その結果、高周波放射ノイズの発生が低減される。

次に、図３Ａ及び図３Ｂを参照して、上記実施例の他の優れた効果について説明する。上記実施例によるＤＣ−ＤＣコンバータの放射ノイズ特性と、比較例によるＤＣ−ＤＣコンバータの放射ノイズ特性とを、実際に測定する評価実験を行った。比較例によるＤＣ−ＤＣコンバータは、図１に示した実施例によるＤＣ−ＤＣコンバータのインダクタ１２を省略した回路構成と同一の回路構成を有する。

評価実験に用いたＤＣ−ＤＣコンバータのトランス１０の一次巻線１０Ｐのインダクタンスは１ｍＨであり、インダクタ１２のインダクタンスは１０μＨであり、コンデンサ１３のキャパシタンスは２２０ｐＦであり、平滑コンデンサ１５のキャパシタンスは０．２２μＦである。スイッチング素子１１のスイッチング周波数は３００ｋＨｚに設定し、デューティ比は５０％に設定した。

評価実験では、電波暗室の床から８０ｃｍの高さに位置するターンテーブルに、被測定試料であるＤＣ−ＤＣコンバータを配置し、水平方向に３ｍ離れた位置に受信アンテナを配置した。受信アンテナの高さは、１ｍから４ｍまでの範囲で変化させた。

図３Ａは、水平偏波のノイズレベルの測定結果を表し、図３Ｂは、垂直偏波のノイズレベルの測定結果を表す。図３Ａ及び図３Ｂの横軸は、周波数を単位「ＭＨｚ」で表し、縦軸は、ノイズレベルを単位「ｄＢμＶ／ｍ」で表す。図３Ａ及び図３Ｂのグラフ中の太い実線は、ノイズフィルタとして動作するインダクタ１２が挿入された実施例によるＤＣ−ＤＣコンバータのノイズレベルを示し、細い実線は、インダクタ１２を省略した比較例によるＤＣ−ＤＣコンバータのノイズレベルを示す。

図３Ａ及び図３Ｂに示すように、実施例によるＤＣ−ＤＣコンバータの放射ノイズレベルが、比較例によるＤＣ−ＤＣコンバータの放射ノイズレベルより低いことがわかる。上述の評価実験により、ノイズフィルタ、すなわちインダクタ１２（図１）を、スイッチング素子１１に対して並列に挿入することによって、放射ノイズレベルの低減効果を得られることが確認された。

次に、図４Ａ及び図４Ｂに示す参考例と比較した時の、上記実施例の優れた効果について説明する。この参考例は、特許文献１に開示されたＤＣ−ＤＣコンバータに類似する。

図４Ａに、参考例によるＤＣ−ＤＣコンバータの等価回路図を示す。実施例では、インダクタ１２（図１）がスイッチング素子１１に対して並列に接続されていた。図４Ａの参考例では、インダクタ１２が省略されており、代わりに、インダクタ２１がスイッチング素子１１に対して直列に接続されている。

図４Ｂの上段に、スイッチング素子１１のオンオフ状態の時間変化、中段にスイッチング素子１１の端子間の電圧ｖの波形、下段にスイッチング素子１１を流れる電流ｉの波形の一例を示す。図２の場合と同様に、スイッチング素子１１がオンからオフに切り替わる時刻を、ｔ１、ｔ３で表し、時刻ｔ１の後にオフからオンに切り替わる時刻をｔ２で表し、時刻ｔ３の後にオフからオンに切り替わる時刻をｔ４で表す。

時刻ｔ２において、スイッチング素子１１がオフからオンに切り替わったときにコンデンサ１３からスイッチング素子１１に流れる放電電流が、インダクタ２１を経由する。このため、コンデンサ１３の放電に起因する突入電流の大きさを低減することができる。

時刻ｔ２からｔ３までのスイッチング素子１１がオンになっている期間、インダクタ２１に電流が流れることにより、インダクタ２１に磁気エネルギが蓄えられる。時刻ｔ３においてスイッチング素子１１がオンからオフに切り替わったとき、インダクタ２１に蓄えられている磁気エネルギのため、電流は瞬時には遮断されない。この電流によって、熱損失が発生する。

これに対し、図１に示した実施例においては、図２に示した時刻ｔ２においてスイッチング素子１１がオフからオンに切り替わったときに、コンデンサ１３からスイッチング素子１１に流れる放電電流がインダクタ１２を経由する。このため、図４Ａに示した参考例の場合と同様に、コンデンサ１３の放電に起因する突入電流の大きさを低減することができる。

さらに、実施例においては、スイッチング素子１１にインダクタが直列に接続されていない。このため、図２に示した時刻ｔ１、ｔ３においてスイッチング素子１１がオンからオフに切り替わると、スイッチング素子１１を流れていた電流がほぼ瞬時に遮断される。従って、図４Ａ及び図４Ｂに示した参考例と比べて、熱損失の発生を抑制することができる。

次に、図５を参照して他の実施例によるＤＣ−ＤＣコンバータについて説明する。以下、図１に示した実施例との相違点について説明し、共通の構成については説明を省略する。

図５に、他の実施例によるＤＣ−ＤＣコンバータの等価回路図を示す。本実施例においては、インダクタ１２として、鉄損を有するものが用いられる。鉄損を有するインダクタとして、フェライト等の磁心を有するコイルを用いることができる。鉄損には、ヒステリシス損と渦電流損とが含まれる。

インダクタ１２が鉄損を有するため、インダクタ１２はノイズフィルタとして機能する。ノイズフィルタにノイズエネルギが蓄えられることにより、図２に示した電圧ｖのリンギング波形の振幅を小さくすることができる。その結果、放射ノイズをさらに低減することができる。

上述の実施例は例示であり、異なる実施例で示した構成の部分的な置換または組み合わせが可能であることは言うまでもない。複数の実施例の同様の構成による同様の作用効果については実施例ごとには逐次言及しない。さらに、本発明は上述の実施例に制限されるものではない。例えば、種々の変更、改良、組み合わせ等が可能なことは当業者に自明であろう。

１０ トランス
１０Ｐ 一次巻線
１０Ｓ 二次巻線
１１ スイッチング素子
１２ インダクタ
１３ コンデンサ
１４ 整流素子
１５ 平滑コンデンサ
１６ ドライバ回路
２１ インダクタ
３０、３１ 入力端子
３４、３５ 出力端子

Claims (3)

1. 一次巻線と二次巻線とを含むトランスと、
   前記一次巻線に直列に接続されたスイッチング素子と、
   前記スイッチング素子に並列に接続されたコンデンサと、
   前記コンデンサに直列に、かつ前記スイッチング素子に並列に接続されたインダクタと
   を有するＤＣ−ＤＣコンバータ。
2. 前記インダクタは鉄損を有する請求項１に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。
3. さらに、
   前記二次巻線に現れる誘導電流を整流する整流素子と、
   前記整流素子で整流された電流を平滑化する平滑コンデンサと
   を有する請求項１または２に記載のＤＣ−ＤＣコンバータ。

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