JP2017011836A - 電力変換装置用モジュール - Google Patents

Abstract

【課題】電力変換装置に用いられているモジュールで、スイッチング素子の動作時に発生する高周波ノイズがグランドラインを経由して近接する他の機器に悪影響を及ぼす。【解決手段】モジュールのスイッチング素子およびダイオードが配置される面とは反対面で、主要な接合容量を形成する絶縁基板に対向するベース部分を電位毎に分離する。ベースの分離位置は、正極電位、負極電位および交流電位とし、ベースの分離した正極電位と交流電位の間、負極電位と交流電位の間にそれぞれインピーダンス調節用部材が介挿される。インピーダンス調節用部材としては、０．１μＨ〜１０μＨのインダクタンスとして寄与するインダクタ等が用いられる。【選択図】 図１

Description

本発明は、電力変換装置用モジュールに係わり、特にモジュールが発する高周波ノイズ信号を低減する電力変換装置用モジュールに関するものである。

各種産業に用いられる電力変換装置のスイッチング素子としてパワーモジュールが使用されている。このパワーモジュールは、半導体素子の動作時には高周波電圧、電流振幅ノイズを発生して周辺機器へ伝導、放射して周辺機器に対し悪影響を与える。

近年、パワーモジュール内で使用されるパワー半導体素子は、ゲート制御の高速化、ＳｉＣやＧａＮ等ワイドバンドギャップ材料からなる新デバイスの採用により、ますますスイッチング時間の短縮化、スイッチング時の電圧波形の急峻化が進んでいる。これに伴い、スイッチング時の瞬間的な電圧振動（サージ電圧）、ダイオードが発する逆回復電流、ノイズ源での発生レベルが増大している。ノイズは、インピーダンスの低いループ、特に対地容量の大きい箇所を介してグランドに漏れ、グランドラインを経由して近接する他の機器に影響を与える。

インバータ装置等の電力変換装置からグランドに漏れるノイズ電流を低減する技術として、使用されるパワーモジュールの絶縁基板のインピーダンスを高めるために、特許文献１では誘電損失が大きくなる材料からなる絶縁基板を用いることを提案している。また、特許文献２では、パワーモジュールの絶縁基板を２層構造にし、そのうち１層には絶縁基板に対し並列にインダクタンスとして寄与する配線層等を設け、ＬＣによる並列共振によって特定周波数でのインピーダンスを高め、グランドへの漏れ電流を軽減することを提案している。

一方、特許文献３では、インバータの出力ケーブルとグランドパターン間の容量（電気的結合）を高めることで、入力ケーブルと出力ケーブル間の電気的結合を低減し、出力ケーブルに重畳する高周波ノイズが入力ケーブル、電源側に伝達、誘導され難い構成を提案している。また、特許文献４では、主なノイズ源であるインバータのスイッチング素子とグランド電位のヒートシンク間の電気的結合を広い周波数で高めるために、コンデンサとして働く容量素子（インピーダンス回路）をヒートシンク上に作成し、高周波ノイズ電流をグランドに積極的に逃がすことで、電源側に高周波電流が流れにくくした構成を提案している。

特開２００８−３５６５７ 特開２０１１−１７２３２９ 特開２０１２−１１００９２ 特開２０１２−１９６１１３

特許文献２で提案されている技術では、パワーモジュールの絶縁基板を従来の１層の絶縁層ではなく多層基板にしているため、パワーモジュールの製造コストアップに繋がり、且つ絶縁層内に配線パターンを設けること及びチップインダクタを配置すること等、製造工程も複雑化するという問題がある。また、所望のインピーダンス特性を得るには、配線パターンの長さ、太さ、位置等に詳細な制約が生じる。また、ＩＧＢＴ等スイッチング素子のゲート制御条件により発生するノイズの周波数も異なり、スイッチング素子の使用条件ごとにインピーダンスを高めるべき周波数帯も変動する。すなわち、絶縁基板での回路設計を、スイッチング素子の特性、及びゲート制御、動作温度条件等の使用条件ごとに設計しなおすことが必要になる。

特許文献３，４は、システムの大型化、コストアップに繋がるノイズ部品（フェライトコアやノイズ抑制シート、ＬＣフィルタ）の使用を最小限にするため、システム内の各部位間の電気的，磁気的結合を制御することで、ノイズの伝搬ルートを制御するものである。各制御方法では、以下のような問題が生じる。

特許文献３においては、出力ケーブルとグランド間の容量は、Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相の出力電線とグランド電位パターン間の絶縁部材の厚み、ケーブル内の対向表面積（最接近で向かい合った部位の表面積）等で決まるが、比誘電率が３程度以下の通常の絶縁材料を用いた場合、両者間の結合容量は大きくても１００ｐＦ以下であり、１０ＭＨｚ以下の周波数のノイズ成分を逃がす伝搬ルートとしては十分に低いインピーダンスにはならない。

特許文献４においては、スイッチング素子前後の各主回路電位（Ｐ電位，Ｎ電位，Ｕ相，Ｖ相，Ｗ相）とグランド間の容量は各電位で異なるため、各電位からグランドへ漏れるルート間でインピーダンス特性（インピーダンスが低下する共振周波数）が異なる。すなわち、広い周波数帯において全電位からグランドまでのインピーダンスを低下させるには、各電位と容量のバラツキを考慮した上で、最適な定数を持つ複数の要領素子を設けなければならない。また、ノイズの伝搬ルートを制御するという観点とは別に、スイッチング時の放射ノイズを抑制するという観点からは、高周波電流が循環するループをできるだけ狭い領域に制限する必要がある。

本発明が目的とするところは、高周波ノイズ電流を、ノイズ発生源近傍に閉じ込めることでモジュール外部へ伝導するノイズ、放射するノイズを低減した電力変換装置用モジュールを提供することにある。

本発明は、それぞれスイッチング素子と逆並列にダイオードを接続した回路を直列に接続構成した回路を有するモジュールであって、絶縁基板の一方の面に電極パターンを介してスイッチング素子およびダイオードが配置され、他方の面に金属よりなるベースが配置されるものにおいて、
前記ベースを該ベースと対向する電極の電位毎に分離し、分離した正極電位と対向するベースと交流電位と対向するベースとの間、負極電位と対向するベースと交流電位と対向するベースとの間にそれぞれインピーダンス調節用の部材を介挿することを特徴としたものである。

本発明におけるインピーダンス調節用の部材は、前記ベースを経由するノイズ電流が伝搬するループのＬＣ直列共振周波数が１０ＭＨｚ以下になるようインピーダンスが調節されたものであることを特徴としたものである。

本発明におけるインピーダンス調節用の部材は、０．１〜１０μＨのインダクタンスとして寄与することを特徴としたものである。

本発明におけるインダクタンスとして寄与する部材のＬＣ並列共振周波数は、３０ＭＨｚ以上であることを特徴としたものである。

本発明におけるインダクタンスとして寄与する部材は、チップインダクタであることを特徴としたものである。

本発明におけるインダクタンスとして寄与する部材は、極細の線をコイル状に巻いたばね形状であることを特徴としたものである。

本発明におけるインダクタンスとして寄与する部材のインダクタンス値は、直流配線部のスナバコンデンサを経由するノイズ電流が伝搬するループのＬＣ直列共振周波数より、前記ベースを経由するノイズ電流が伝搬するループのＬＣ直列共振周波数が小さくなるように選定されることを特徴としたものである。

本発明は、モジュールは樹脂よりなるケースに収納された両面冷却カード型であって、前記ベースに前記絶縁基板と対向位置の分離部分を形成し、分離部分にインダクタンスとして寄与する部材を配置したことを特徴としたものである。

本発明は、インダクタンスとして寄与する部材のサイズ、数量及び前記絶縁基板と対向する位置の何れかにより、前記絶縁基板と対向する前記ベースの面積を調節して正極電位と対向するベース間の容量Ｃ_P-G、負極電位と対向するベース間の容量Ｃ_N-Gを可変することを特徴としたものである。

本発明におけるベースは、低インピーダンスを介して電力変換装置のグランド電位と接続されることを特徴としたものである。

以上のとおり、本発明によれば、以下のような効果が得られるものである。
（１）電力変換装置内のスイッチング素子の電圧変動が原因で生ずる高周波ノイズ電流を低周波から高周波にわたり、ノイズ源近傍のモジュール内で周波数毎に分離して閉じ込める複数のループができるため、ＥＭＣ（電磁両立性）性能が向上し、モジュールの外部に伝導するノイズ、放射ノイズが低減する。
（２）スイッチング中に、高周波電流が複数の低インピーダンスループを同時に流れることがなくなるため、スイッチング中の任意のタイミングにおいて瞬間的に伝導ノイズ、放射ノイズが増大することが低減する。これにより、スイッチング中でのスイッチング素子の誤動作が防止される。
（３）モジュールの信頼性が向上する。モジュールのベースを電位毎に分離するため、例えば活性金属ろう付け法や銅直接接合法等で作成したセラミックス基板の表面側（回路パターン側）と裏面側（ベース側）の金属の面積比が近くなるため、セラミックス基板・金属の界面にかかる応力が低減され、セラミックス基板の熱サイクルに対する信頼性が向上する。また、セラミックス間に設置するインダクタや極細のばねはセラミックス基板間の応力を緩和する役目をする。

本発明の実施形態を示すインバータのモジュール断面図。 本発明の他の実施形態を示すインバータのモジュール断面図。 本発明のモジュール等価回路でのノイズ伝搬ルート図。 本発明のノイズ伝搬ルートの共振周波数−電圧特性図。 本発明の他の実施形態を示すインバータのモジュール断面図。 絶縁基板とベース配置の平面図。 インバータ装置の基本的な構成図。 インバータ装置のノイズ伝搬ルート図。 従来のインバータのモジュール断面図。 従来の両面冷却カード型モジュール断面図。 従来のモジュール等価回路でのノイズ伝搬ルート図。 従来のノイズ伝搬ルートの共振周波数−電圧特性図。

本発明は、電力変換装置に使用されるモジュールのＰ（正極）電位、Ｎ（負極）電位およびＡＣ（交流）電位の電極パターンと絶縁基板を介して主要な容量を形成する金属部（ベース）を、対向する電位毎に分離し、Ｐ電位と対向するベースとＡＣ電位と対向するベースとの間、Ｎ電位と対向するベースとＡＣ電位と対向するベースとの間にそれぞれ０．１μＨ〜１０μＨのインダクタンスとして寄与する部材を介挿するものである。具体的な実施例の説明に先立って、本発明に至る考え方について説明する。

図７は電力変換装置の例として一般的なインバータ装置の構成を示したものである。コンバータ３は入力配線部２を介し商用電源１に接続されて交流入力電圧を直流電圧に変換する。変換された直流電圧は平滑コンデンサやスナバコンデンサを有する直流（ＤＣ）配線部４を通してインバータ５に印加され、このインバータ５において所定の交流電圧に逆変換されて出力配線部６を介して誘導機７に印加される。

インバータ５として、ＩＧＢＴやＭＯＳＦＥＴのスイッチング素子とダイオードをモジュール化したものが使用され、スイッチング中の電圧変化ｄｖ／ｄｔが大きいほど、またスイッチング時の電圧の跳ね上がり、電圧のリンギングが大きいほど発するノイズレベルは増大する。すなわち、高速にスイッチングすればするほどスイッチング損失は減少し変換効率向上が図れるが、ノイズレベルは増大するという問題がある。

図８は、図７で示すインバータ装置の各部の浮遊容量の等価回路を示したもので、矢印で示す方向に漏れ電流が流れ、各構成部品の対地容量を介したグランドへの漏れ電流が主なノイズ伝搬ルートになる。伝導ノイズの規格を満たすためには、ノイズ源（図７では例としてＷ相のみを表示）のノイズ発生量の絶対値を低減すると同時に、入力配線部側、商用電源側にノイズが回り込まないよう高周波電流が伝搬する経路のインピーダンスの制御が重要となる。特に商用電源側に高周波のノイズ信号が伝搬されないように、また、空間にノイズが放射されないようにするためには、ノイズ源のできるだけ近傍で、意図的に低いインピーダンスの伝導ループを作成し、高周波の電流を狭い流域に閉じ込めることが有用である。

図９は一般的なインバータの２ｉｎ１モジュールの断面図、図１０は両面冷却型２ｉｎ１モジュールの断面図を示したものである。モジュールは、Ａｌ₂O₃などの絶縁基板１０を介して一方の面にはＣｕなどよりなるベース１１を配置し、他方の面にはＣｕなどよりなる配線層１２、スイッチング素子（ＩＧＢＴ又はＭＯＳＦＥＴ）１３およびダイオード１４が配設されている。１５は例えばＡｌなどの配線である。

図１１はこれら２ｉｎ１モジュールの等価回路を示したもので、例としてインバータの下アームスイッチング素子のターンオフ時をノイズ発生源とし、そのときの伝搬ルートを示したものである。何れも、モジュールの絶縁基板１０を介してＰ電位、Ｎ電位、ＡＣ電位と、グランド電位に落とされることの多いベース１１の間に容量Ｃ_P-G，Ｃ_N-G，Ｃ_AC-Gが形成される。

また、スイッチング素子としてＩＧＢＴを用いた場合、コレクタ−エミッタ間の接合容量Ｃce（ＭＯＳＦＥＴの場合にはドレイン−ソース間の接合容量Ｃds）と、直流配線部４のスナバコンデンサ（フィルムコンデンサ）の容量Ｃfilmとし、スナバコンデンサを含む循環ループ（以下、この循環ループをノイズ伝搬ルート１という）の寄生インダクタンスをＬ、寄生抵抗をＲとすると、（１）式で示される周波数ｆでＬＣ直列共振が発生し、その周波数でインピーダンスが寄生抵抗Ｒに低下する。このため、ノイズ伝搬ルート１で示されるループでは、ノイズ源が発生するノイズスペクトルのうち、共振周波数ｆ前後の高周波振動電流が優先的に流れる。

ノイズ伝搬ルート１とは別の高周波ノイズ電流のループとして、コレクタ−エミッタ間の接合容量Ｃce、Ｎ電位、Ｎ電位とベース間の容量Ｃ_NG、ＡＣ電位とベース間の容量Ｃ_AC-G、ＡＣ電位を介してベースを循環するノイズ伝搬ルート２と、スイッチング素子と逆並列に配置されるダイオードの容量Ｃ_AK、ＡＣ電位、コレクタ−エミッタ間の接合容量Ｃce、配線１５を循環するノイズ伝搬ルート３が存在する。

それぞれのループを流れるノイズ電流は、ＬＣ直列共振によりインピーダンスが低下する周波数前後となるが、その共振周波数は図１１に示すように、スイッチング中のＩＧＢＴ（図１１では下アームのＩＧＢＴ）のコレクタ−エミッタ電圧Ｖceに依存する。これはスイッチング中のＩＧＢＴやダイオードの接合容量がコレクタ−エミッタ電圧Ｖce、或いはダイオードのアノード−カソード電圧が大きいほど接合容量Ｃceが低下することで変化するためである。

ここで問題となるのは、電圧Ｖceによる依存性が図１２に示すように、ノイズ伝搬ルート２と３の共振周波数がある電圧Ｖceで非常に接近し、場合によっては一致するため、この電圧Ｖceではノイズ信号が両ルートに流れて伝導ノイズ、放射ノイズが大きくなる。

また、ノイズ伝搬ルート１〜３において、共振周波数が最も低いルート１の場合でも、通常１０ＭＨｚ以上であり、伝導ノイズの主要な成分である１０ＭＨｚ以下の成分を循環させるループにはなっていない。１０ＭＨｚ以下の低周波のノイズ信号は、図１１で示すループより外部の、すなわち、図７で示す出力配線部６、直流配線部４、コンバータ３及び入力配線部２まで広がる広い領域（空間）の低インピーダンスのルートを伝搬することになる。これはインバータ装置のＥＭＣを高めるために各種ノイズフィルタの設置、放射ノイズを抑えるための各種シールド対策が追加的に必要となり好ましくない。
よって、本発明では、ノイズ伝搬ルート１〜３等のノイズ源近傍のループのインピーダンス（共振周波数）を適切に調節設定することでノイズ信号を閉じ込めるものである。

図１は、例としてスイッチング素子をＩＧＢＴとし、Ｕ相の直列接続された上アーム用のＩＧＢＴ-u1と下アーム用のＩＧＢＴ-u2とを有するインバータの２ｉｎ１モジュールの断面図を示したものである。各ＩＧＢＴは、図８と同様に絶縁基板１０を挟んで一方の面にベース１１を配置し、他方の面に配線層１２を介してスイッチング素子１３-u1，１３- u2とダイオード１４-u1，１４-u2を配置している。図８と異なる部分は、モジュール内におけるベース１１が、ＩＧＢＴ-u1とＩＧＢＴ-u2が直列接続されて交流を出力するＡＣ部分と、ＩＧＢＴ-u2とＮ電位の部分で分離されている。

すなわち、ベース１１は電位的には、対向するＰ電位、Ｎ電位、ＡＣ電位で分離し、その分離した位置にインピーダンス調整用の部材であるインダクタ２１，２２が介挿される。介挿されるインダクタ２１，２２は、容量数１００ｎＨ〜１０μＨ程度のインダクタンスとして機能する部材が用いられる。このインダクタとしては、例えば表面実装タイプのチップコイルとし、ＩＧＢＴ-u1とＩＧＢＴ-u2のベース間およびＩＧＢＴ-u2とＮ電位のベース間においてそれぞれ半田付けなどの手法で接続される。なお、インダクタ２１，２２としては、図２で示すようにＳＵＳ製のピアノ線をコイル状に巻いた極細のスプリングを配置してもよく、要はインダクタンス値が１００ｎＨ〜１０μＨの範囲で作用すればよい。

図３はインダクタ２１，２２を接続したときの等価回路において、ＩＧＢＴ-u2のターンオフ時で、ＩＧＢＴ-u2がノイズ源となったときのノイズ伝搬ルートを示したものである。また、図４はノイズ伝搬ルート毎の共振周波数を示したもので、インダクタンスとして動作するインダクタ２１，２２を配設したことで、ノイズ伝搬ルート２の共振周波数が低周波側に移動している。

例えば、モジュールをＩＧＢＴで構成し、インダクタ２１，２２として１０μＨ定格のチップインダクタンスを配設した場合、ノイズ伝搬ルート２の循環インダクタンスが１０μＨ、容量Ｃ_P-G＝２００ｐＦ，Ｃ_AC-G＝２００ｐＦ，ＩＧＢＴ-u2のＣce（Ｖce=０Ｖ時の）＝２０ｎＦ，ＩＧＢＴ-u1のＣce（Ｖce=６００Ｖ時の）＝１ｎＦの場合、ノイズ伝搬ルート２の共振周波数は、ＩＧＢＴのドレイン−ソース間の接合容量Ｃceによらず５ＭＨｚとなる。

一方、ノイズ伝搬ルート１の共振周波数は、ルート１のループインダクタンスが３０ｎＨの場合、エミッタ−コレクタ間Ｖce=０Ｖで６．５ＭＨｚ、Ｖce=６００Ｖで３０ＭＨｚとなる。すなわち、図４に示すようにノイズ伝搬ルート２の共振周波数は、ＩＧＢＴのエミッタ−コレクタ間の接合容量Ｃceによらずノイズ伝搬ルート１の共振周波数に比べて低くなる。

この結果、図１２で見られるような複数のノイズ伝搬ルートでの共振周波数の接近や一致による伝導ノイズ、放射ノイズの増大がなくなり、さらに周波数１０ＭＨｚ以下の伝導ノイズの主要成分を、ノイズ源（スイッチング素子１３）近傍の循環ルート（ノイズ伝搬ルート２）に高強度で閉じ込めることができる。

なお、インダクタ２１，２２のインダクタンス値が大きいものを用いれば用いるほどインダクタの抵抗Ｒが大きくなり、共振時のインピーダンスが大きくなってノイズ電流が外部の低インピーダンスのルートを通る可能性が高まる。すなわち、インダクタ２１，２２のインダクタンス値は可能な限り小さな部品を用いることが望ましい。また、図１の構成とすることで、ベース１１の電圧振動は図８で示す従来よりも大きくなるが、ベース１１をインバータ装置のグランドに落とす方が良いか否かは系により考慮され、グランドに落とす場合は低インピーダンスを介して落とされる。

図３では、下アームのスイッチング素子のターンオフ時について説明してきたが、上アームの場合も下アームと同様に、Ｐ電位とＡＣ電位間で形成されたインダクタンスにより、ベース電位を介するループの共振周波数を１０ＭＨｚ以下に低下するため、スイッチング時のノイズ閉じ込めルートが形成される。

図５は両面冷却カード型２ｉｎ１モジュールに本発明を適用した場合の実施例である。両面冷却カード型２ｉｎ１モジュールは、樹脂よりなるケース１６によりベース１１の左右一部を挟んだ状態で収納体を構成し、その内部にスイッチング素子およびダイオード等の各部品が配置されている。すなわち、Ｐ電位の配線層１２Ｐと交流出力部（ＡＣ端子）１７間にはスイッチング素子１３-u1とダイオード１４-u1が配置され、Ｎ電位の配線層１２ＮとＡＣ端子１７間にはスイッチング素子１３-u2とダイオード１４-u2が配置されている。また、配線層１２Ｐ，１２Ｎとケース１６にはそれぞれ積層された状態の絶縁基板１０とベース１１が配置されている。

上記のように構成されたモジュールにおいて、ベース１１は図面左右でそれぞれに絶縁基板１０と分離され、その分離された部分にそれぞれインダクタ２１，２２が配置されている。これにより、実施例１と同様にベース１１に形成される電位部において、ＡＣ電位（ＡＣ端子１７）と主要な容量Ｃ_AC-Gを形成するベース電位と、Ｐ電位と主要な容量Ｃ_P-Gを形成しているベース電位との間、およびＮ電位と主要な容量Ｃ_N-Gを形成しているベース電位と、ＡＣ電位と主要な容量Ｃ_AC-Gを形成するベース電位との間に、それぞれ０．１〜１０μＨのインダクタンスとして機能する部材を配置した構成になっている。

図６は、絶縁基板１０と対向配置されるベース１１とインダクタ配置の他の例の平面図を示したものである。すなわち、インダクタは図面左右位置に２１ａ（２２ａ）を配置し、図面上下位置に２１ｂ（２２ｂ）を配置したものである。これは、絶縁基板１０（或いはケース１６）に接触するベース１１の面積の大小で容量Ｃ_P-G，Ｃ_N-Gが決まることに基づく。例えば容量Ｃ_P-Gは（２）式で決まる。
Ｃ_P-G＝絶縁基板の誘電率（ε）×Ｓ（絶縁基板に接触する面積）／絶縁基板の厚み（ｄ） …… （２）
そのため、図６で示すようにベース１１をスプリング等で刻む数（図６では４箇所）を増やすか、或いは長いスプリング等で刻むことにより、絶縁基板１０と対向（接触）するベース１１の面積を減少させる。その結果、（２）式にしたがって容量Ｃ_P-Gが減少する。図６（ａ）（ｂ）ではその面積Ｓ１，Ｓ２を図６（ａ）＞図６（ｂ）とした例で、この大小関係でＮ電位とベーイ間容量Ｃ_N-Gを例にすると、Ｓ１＞Ｓ２では、Ｃ_N-G1＞Ｃ_N-G2となる。このように、インダクタのサイズ、数量及び絶縁基板に１０に対向する位置により、容量Ｃ_P-G，Ｃ_N-Gを可変することができる。

したがって、実施例２においても、実施例１と同様にノイズ源からベース電位を経由するループの共振周波数を低周波側にシフトさせることができ、伝導ノイズの主要な成分である１０ＭＨｚ以下の成分を循環させるためのループを形成すると共に、両面冷却カード型２ｉｎ１モジュールにおいては、容量Ｃ_P-G，Ｃ_N-Gを任意に可変することができる。これにより、インバータのモジュール外部、すなわち出力配線部６、直流配線部４および入力配線部２等に漏れる伝導ノイズ、放射ノイズの低減が可能になる。

３… コンバータ
４… インバータ
１０… 絶縁基板
１１… 金属部（ベース）
１２… 配線層
１３… スイッチング素子
１４… ダイオード
１５… 配線
１６… ケース
１７… 交流出力部
１８… バスバー
２１，２２… 部材（インダクタ）

Claims (10)

1. それぞれスイッチング素子と逆並列にダイオードを接続した回路を直列に接続構成した回路を有するモジュールであって、絶縁基板の一方の面に電極パターンを介してスイッチング素子およびダイオードが配置され、他方の面に金属よりなるベースが配置されるものにおいて、
   前記ベースを該ベースと対向する電極の電位毎に分離し、分離した正極電位と対向するベースと交流電位と対向するベースとの間、負極電位と対向するベースと交流電位と対向するベースとの間にそれぞれインピーダンス調節用の部材を介挿することを特徴とした電力変換装置用モジュール。
2. 前記インピーダンス調節用の部材は、前記ベースを経由するノイズ電流が伝搬するループのＬＣ直列共振周波数が１０ＭＨｚ以下になるようインピーダンスが調節されたものであることを特徴とした請求項１に記載の電力変換装置用モジュール。
3. 前記部材は、０．１〜１０μＨのインダクタンスとして寄与することを特徴とした請求項１又は２に記載の電力変換装置用モジュール。
4. 前記インダクタンスとして寄与する部材のＬＣ並列共振周波数は、３０ＭＨｚ以上であることを特徴とした請求項３に記載の電力変換装置用モジュール。
5. 前記インダクタンスとして寄与する部材は、チップインダクタであることを特徴とした請求項３又は４に記載の電力変換装置用モジュール。
6. 前記インダクタンスとして寄与する部材は、極細の線をコイル状に巻いたばね形状であることを特徴とした請求項３又は４に記載の電力変換装置用モジュール。
7. 前記インダクタンスとして寄与する部材のインダクタンス値は、直流配線部のスナバコンデンサを経由するノイズ電流が伝搬するループのＬＣ直列共振周波数より、前記ベースを経由するノイズ電流が伝搬するループのＬＣ直列共振周波数が小さくなるように選定されることを特徴とした請求項３乃至６の何れか１項に記載の電力変換装置用モジュール。
8. 前記モジュールは樹脂よりなるケースに収納された両面冷却カード型であって、前記ベースに前記絶縁基板と対向位置の分離部分を形成し、分離部分に前記インダクタンスとして寄与する部材を配置したことを特徴とした請求項３乃至７の何れか１項に記載の電力変換装置用モジュール。
9. 前記インダクタンスとして寄与する部材のサイズ、数量及び前記絶縁基板と対向する位置の何れかにより、前記絶縁基板と対向する前記ベースの面積を調節して正極電位と対向するベース間の容量Ｃ_P-G、負極電位と対向するベース間の容量Ｃ_N-Gを可変することを特徴とした請求項８記載の電力変換装置用モジュール。
10. 前記ベースは、低インピーダンスを介して電力変換装置のグランド電位と接続されることを特徴とした請求項１乃至９の何れか１項に記載の電力変換装置用モジュール。

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