JP2016539528A - インダクタのための駆動回路、インダクタの作動方法、駆動回路を備えたアクティブ送信装置 - Google Patents

Abstract

本発明は、コンデンサ（４）が充電電流を用いて基準電圧まで充電され、充電されたコンデンサ（４）がインダクタ（１）を介して振動方式で放電され、この場合前記インダクタ（１）は、前記コンデンサ（４）における電圧（Ｖｃ）または前記インダクタ（１）を流れる電流（Ｉａ）が少なくとも１つの完全な振動周期を通過した場合に短絡されることを特徴とした、インダクタの作動方法およびアクティブ送信装置に関している。

Description

本発明は、インダクタ、特に誘導アンテナのための駆動回路、インダクタの動作方法、並びに駆動回路を備えたアクティブ送信装置に関している。

車両用キーレスエントリおよびエンジンスタートシステム、例えばパッシブスタートエントリシステム（ＰＡＳＥ）などは、自動車キーを能動的に活用することなく、車両のロックを解除し、スタートボタンをただ押すだけで始動することができる自動システムである。このことは、運転者自身が携帯するチップ付きの電子キーによっても可能である。周期的に車両からは、少なくとも１つの車載アンテナを介して、ＬＦ周波数（「ＬＦ」とは例えば２０ｋＨｚ〜２００ｋＨｚの間の周波数の「低周波」を指す）のコード化された問合せ信号が送信される。このシステムは、ＵＨＦ帯域（「ＵＨＦ」とは例えば３桁のＭＨｚ領域の「極超短波」を指す）の受信モードに切り換えられて肯定応答を待つ。点灯します。トランスポンダを内蔵しているキーが到達範囲内に入ると、このキーは、ＬＦ信号を受信して、それを復号化し、新たな符号化によってＵＨＦ信号として再び送信する。このＵＨＦ信号は、車両において復号化される。車両は両方のコーディングテーブルを熟知しているので、自身の元の送信と現在の受信信号とを比較することができ、一致する場合にはアクセスを承認する。定められた期間内で適正な応答が存在しない場合には、何も起きず、システムは再びスタンバイ状態に切り換わる。エンジン始動過程は、エンジン始動ボタンを操作することを除いて実質的にアクセス制御過程に相応している。

ＬＦ信号の送信のためのアンテナとしては、例えば、コイルを備えたフェライトコア（マグネットアンテナ若しくはフェライトアンテナとも称される）として実施される誘導アンテナが主に使用されている。誘導アンテナのインダクタは、大抵は共振回路のキャパシタと一緒に使用される。そのような共振回路のエネルギー消費量は、通常は、キーレスエントリエンジンスタートシステムの電力消費量全体を可能な限り僅かに抑えるためにも、可及的に高い品質と精度の周波数同調によってなるべく低く維持される。低い電力消費は、例えば車両を比較的長期間使わなかった場合、そうでなければ車両バッテリがすぐに放電してしまうので、それだけの理由からも望ましいことである。しかしながら高い品質は、データの伝送レートを制限し、さらにまた高い品質での正確な同調には付帯的なコストも必要となる。それ故に普通の装置では多くの場合、データレートとコストとエネルギー消費との間で不満の残る妥協が示される。

本発明の課題は、この点において改良された、インダクタのための駆動回路を提供することである。また、インダクタの改良された作動方法並びに改良された発振回路を備えるアクティブ送信装置を提供することである。

前記課題は、請求項１に記載のインダクタのための駆動回路並びに請求項１２に記載のインダクタの作動方法並びに請求項１９に記載のアクティブ送信装置によって解決される。

本発明に係るインダクタのための駆動回路は、１つのコンデンサと、コンデンサのために基準電圧を供給する２つの入力パスと、インダクタをコンデンサに接続する２つの出力パスとを含む。さらにこの駆動回路は、２つの入力パスのうちの１つに接続された第１の制御可能なスイッチと、２つの出力パスの間に接続された第２の制御スイッチとを含んでいる。スイッチング制御装置は、インダクタを流れる電流若しくはコンデンサに印加される電圧を測定し、かつ第１及び第２のスイッチを、インダクタを流れる電流またはコンデンサに印加される電圧に依存して制御するように構成されている。この制御により、前記第２のスイッチが開かれている場合に、前記コンデンサを基準電圧まで充電するために前記第１のスイッチが閉じられる。その後で前記コンデンサを、前記インダクタを介して振動方式で放電するために前記第１のスイッチが開かれる。前記第２のスイッチは、前記コンデンサにおける電圧若しくは前記インダクタを流れる電流が、少なくとも１つの完全な振動周期を経るまで開き続け、その後で閉じられる。

本発明に係る駆動回路の利点は、より少ない回路コストおよび調整コスト、より少ない消費電力、より少ない障害信号放射、並びに寸法公差に対する低い感度である。

さらに、第１のスイッチに対して直列に電流制限部若しくは電流印加部が接続されてもよく、それによって、好ましくはコンデンサ、スイッチ、または基準電圧源の過負荷が避けられる。

スイッチング制御装置は、インダクタを流れる電流のピーク値若しくはコンデンサにおける電圧の零交差を検出し、かつ前記電流の少なくとも２つのピーク値若しくは前記電圧の少なくとも２つの零交差に続いて、前記第２のスイッチを閉成するように構成されている。ピーク値の検出若しくは零交差の検出は、振動周期の終端を検出する簡単かつ効率的な手段である。

前記スイッチング制御装置は、多様な適用性を有利に開発するために、変調信号のための変調入力側を有し、さらに前記第１のスイッチと前記第２のスイッチのスイッチング周期を、前記変調信号に依存して制御するように構成されていてもよい。

さらに前記スイッチング制御装置は、位相シフトキーイング変調または振幅シフトキーイング変調または周波数シフトキーイング変調を実施できるように構成されていてもよい。このスイッチング制御装置は、変調の際に１の実効品質値を提供し、それに対して共振回路は、高い品質でもって非常に省エネで動作する。

少なくとも前記第１および第２のスイッチは、制御可能な半導体素子として構成されていてもよい。これにより簡単な形式で、少なくコストでより高いスイッチング周波数での実施が可能となる。

必要に応じて、前記コンデンサとインダクタで形成される共振回路の減衰を増加させるために、および／または少ないコストで電流測定を可能にするために、前記インダクタに対して直列にオーム抵抗が接続されていてもよい。

また前記スイッチング制御装置は、直接の電流測定が望ましくない場合、あるいは実用的でない場合に、前記コンデンサにおける電圧の微分を評価するように構成されていてもよい。

好ましくは、前記コンデンサとインダクタによって形成される共振回路は、伝送のために設けられる周波数よりも高い共振周波数を有している。この共振周波数は、例えば伝送のために設けられた周波数よりも５乃至３０％高いものであってもよい。

第３の制御可能なスイッチを前記コンデンサに（直接的または間接的に）並列に接続させ、このスイッチを、駆動回路の非活性化状態のときにコンデンサを放電するように制御することも可能である。これにより好適には、非活性化状態においてコンデンサを特定の電圧下、例えば０Ｖにおくことが可能となる。

前記課題は、さらに、充電電流を用いてコンデンサを基準電圧まで充電し、前記充電されたコンデンサを、前記インダクタを介して振動方式で放電させ、前記コンデンサに印加される電圧若しくは前記インダクタを流れる電流が少なくとも１つの完全な振動周期を経た場合に、前記インダクタを短絡させるようにしたインダクタの作動方法によっても解決される。このような方法は、非常に効率的であり、実施の際にもわずかなコストしか必要としない。

コンデンサの充電電流は、過電流からの保護のために制限若しくは負荷される。

さらにインダクタを流れる電流のピーク値若しくはコンデンサにおける電圧の零交差が検出され、少なくとも２つの電流のピーク値若しくは電圧の零交差に続いてインダクタが短絡される。ピーク値若しくは零交差の検出は、振動周期の終端を確定するための簡単で効率的な手段である。

特に送信装置として使用した場合、インダクタまたはコンデンサの充放電周期は、変調信号に依存して制御することができる。

この場合は変調信号に基づいて、位相シフトキーイング変調または振幅変調または周波数変調が実施可能である。これらの充放電サイクルは、値１の実効品質を伴う変調が行われ、共振回路は高い品質で動作するように構成されてもよい。これにより動作は非常に省エネとなる。

電流測定のために、代替的に、コンデンサにおける電圧の微分が評価されてもよい。

またコンデンサは、駆動回路の非活性化状態において、場合によっては過電流保護のための電流制限部若しくは電流負荷部を用いて放電させてもよい。それにより、非活性化状態において、所定の状態が、コンデンサとインダクタに存在する。

また前記課題は、誘導アンテナと、コンデンサと、基準電圧とを含んだアクティブ送信装置によって解決される。その他にもこのアクティブ送信装置は、前記基準電圧と前記コンデンサとの間に接続される２つの入力パスと、前記誘導アンテナと前記コンデンサとの間に接続される２つの出力パスとを含んでいる。ここでは第１の制御可能なスイッチは、前記２つの入力パスのうちの一方に接続され、第２の制御可能なスイッチは、前記２つの出力パスの間に接続されている。スイッチング制御装置は、前記コンデンサに印加される電圧若しくは前記インダクタを流れる電流を測定し、かつ前記第１のスイッチと前記第２のスイッチとを、前記コンデンサに印加される電圧若しくは前記インダクタを流れる電流に依存して制御するように構成され、この制御により、前記第２のスイッチが開放されている場合に、前記コンデンサを基準電圧まで充電するために前記第１のスイッチが閉成される。その後で、前記第１のスイッチは、前記コンデンサを前記インダクタを介して振動方式で放電するために開放される。前記第２のスイッチは、前記コンデンサにおける電圧若しくは前記インダクタを流れる電流が、少なくとも１つの完全な振動周期を経るまで開放され続け、その後で閉成される。この種のアクティブな送信装置は、例えばパッシブスタートエントリ（ＰＡＳＥ）システムのような、車両用キーレスエントリスタートシステムの分野に有利に用いることが可能である。

以下では本発明を、図面に示す例示的な実施形態に基づいて詳細に説明する。

インダクタのための例示的な駆動回路のブロック回路図 半導体スイッチを用いた図１による駆動回路のブロック回路図 充電中と充電後における、駆動回路のコンデンサにかかる電圧の特性曲線経過、駆動回路のコンデンサ内を流れる電流の特性経過、並びにアンテナを流れる電流の特性経過をそれぞれ示した図 インダクタを流れる電流の特性経過を２つの振動周期にわたって示した図 コンデンサにかかる電圧の特性経過を２つの振動周期にわたって示した図 駆動回路のコンデンサにかかる電圧の特性経過、並びにインダクタを流れる電流の特性経過を、スイッチの制御信号と変調信号に関して示した図 充電中および充電後の共振回路におけるエネルギーの特性経過を示した図 共振回路におけるエネルギーの特性経過を２つの振動周期に亘って示した図 インダクタを流れる電流の高調波の減衰特性経過を示した図 インダクタの電圧の高調波の減衰特性経過を示した図

発明を実施するための形態
図１には、インダクタのためのドライバ回路の一実施形態が示されており、このインダクタはここでは、アクティブ送信装置のフェライトアンテナのような誘導アンテナ１によって示されている。この誘導アンテナ１は、図１に示されているような純粋な誘導性の回路部分２と抵抗性の回路部分３とからなる電気的な直列回路による代用で説明することができる。コンデンサ４は、一方では、アースＭに基づく基準電圧Ｕｒの供給のために２つの入力パス１１、１２に接続され、誘導アンテナ１をコンデンサ４に接続する２つの出力パス１３，１４に接続されている。この場合第１の制御可能なスイッチ５は、２つの入力パス１１，１２の上方側１１に接続されている。但し代替的に２つの入力パスの下方側１２に接続することも可能である。

前記スイッチ５に対して直列に、オーム抵抗６が接続されており、この抵抗６は、入力パス１１，１２内への電流の制限のために用いられる。

オーム抵抗６の代わりに、電流源やその他のタイプの電流負荷若しくは電流制限を用いることも可能である。第２の制御スイッチ７は、２つの出力パス１３，１４の間に接続されている。オーム抵抗８は、２つの出力パス１３、１４の下方側１４に接続されてもよい。このオーム抵抗８は、コンデンサ４及び誘導アンテナ１によって形成される振動回路の減衰のために使用されてもよいし、および／または誘導アンテナ１を流れる電流Ｉａを測定する測定抵抗として使用されてもよい。また代替的にこの抵抗８は、他方の出力パス１３内に配置されてもよいし、あるいは完全に省いてもよい。振動周期の数を求めるために、代替的に、コンデンサ４における電圧（の放電）が、例えば対応する測定装置またはスイッチング制御装置９によって評価されてもよい。

コンデンサ４に係る電圧Ｖｃをタップし評価するスイッチング制御装置９は、例えば電圧Ｖｃの零交差を求める（あるいは電流Ｉａのピーク値若しくは電圧Ｖｃの放電のピーク値）。スイッチ７が開放されている場合（制御信号Ｓ２）に、スイッチング制御装置９の制御の下で、第１のスイッチ５が制御信号Ｓ１を用いて閉成され、コンデンサ４が基準電圧Ｕｒまで充電される。この場合電流Ｉａは、誘導アンテナ１を通って流れ始める。それに続いて、第１のスイッチ５が開かれ、コンデンサ４は誘導アンテナ１を介して振動方式で、すなわち少なくとも１つの完全な振動の実施によって放電され、その際第２のスイッチ７は、誘導アンテナ１を流れる電流Ｉａが１つの完全な振動周期（あるいは複数の完全な振動周期）を経た後で、コンデンサ４に係る電圧Ｖｃが正確に０Ｖになった場合にしか閉成されない。代替的に、スイッチング制御装置９は、電流Ｉａに比例する抵抗８に係る電圧を相応の方法で評価することも可能である。

さらに任意に第３の制御可能なスイッチ１０が、場合によっては直列に接続されたダイオード２２と一緒にコンデンサ４に直接接続されてもよいし、図示のように抵抗６を介して並列に接続されてもよい。このスイッチ１０は、制御信号Ｓ３を用いて、駆動回路が非活性化状態の場合にコンデンサ４を放電するように制御される。スイッチング制御装置９は、スイッチ５，７，１０のために、制御信号Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３を準備し、さらに変調信号ＭＯＤのための変調入力側を有している。

図２に示されているように、制御可能なスイッチ５，７および１０として半導体スイッチや電界効果トランジスタ、特にＭＯＳ電界効果トランジスタ（ＭＯＳとは「金属酸化物半導体」の略）などの半導体素子が個別に若しくはグループで用いられる。例えば制御可能なスイッチ５は、ｐチャネルエンハンスメント型の２つのＭＯＳ電界効果トランジスタ１５及び１６によって置き換え可能である。このことのためにＭＯＳ電界効果トランジスタ１５のドレイン−ソース区間が直接入力パス１１に接続され、それに対してＭＯＳ電界効果トランジスタ１６のドレイン−ソース区間は、抵抗１７の介在接続のもとで、ＭＯＳ電界効果トランジスタ１５のドレイン−ソース区間に並列に接続されている。ＭＯＳ電界効果トランジスタ１５のゲートは、この場合スイッチング制御装置９からの制御信号Ｓ１によって制御され、それに対してＭＯＳ電界効果トランジスタ１６のゲートは、ＭＯＳ電界効果トランジスタの１６の制御信号Ｓ４によって制御される。

スイッチ７は、例えばｎチャネルエンハンスメント型の２つのＭＯＳ電界効果トランジスタ１９，２０によって実現することが可能であり、それらのドレイン−ソース区間は、出力パス１３と１４の間で互いに逆直列接続されており、それによって、互いに逆直列接続されたドレイン−ソース区間は、誘導アンテナ１に対して並列に接続されている。ＭＯＳ電界効果トランジスタ１９及び２０のゲートは、相互に接続され、スイッチング制御手段９からの制御信号Ｓ２を介して制御される。入口パス１１においては、場合によってはトランジスタ１５，１６のドレイン−ソース区間に対してダイオード１８が直列に接続されていてもよい。

スイッチ１０は、例えばｎチャネルエンハンスメント型の個々のＭＯＳ電界効果トランジスタ２１によって実現されていてもよく、そのドレイン−ソース区間がダイオード２２とアースとの間に接続され、そのゲートはスイッチング制御装置９からの制御信号Ｓ２を介して制御される。図示のＭＯＳ電界効果トランジスタ（すべての導電型）の他に、他の全てのタイプの適切に制御可能なスイッチ、特に制御可能な半導体スイッチが、相応の駆動回路、ブートストラップ回路、チャージポンプ等と接続されて用いられてもよい。

図３には、充電中および充電後の、コンデンサ４に係る電圧Ｖｃの特性経過と、コンデンサ内を流れる電流Ｉｃ（充電電流）の特性経過と、アンテナ１を流れる電流Ｉａとが示されている。電流Ｉｃは、スイッチ５の閉成直後はまず最大となり、その後コンデンサ４に係る電圧Ｖｃの増加と相補的に指数関数的に低下し、それに対してコンデンサ４は充電され、既に電流が第１のアンテナを通って流れる。この場合、アンテナ１を流れる電流Ｉａは、その誘導特性と増加する電圧Ｖｃに相応して緩慢に増加する。コンデンサ４が最大電圧まで充電される所定の期間Δｔｑが経過すると、スイッチ５が開放され、それによって当該の充電過程が終了し、コンデンサ４がアンテナ１によって放電される擬似共振動作が開始される。コンデンサ４に印加される電圧Ｖｃの第２の零交差のもとでは、スイッチ７が閉成され、擬似共振動作が少なくともこの期間の間に終了する。その後で適用分野に応じて上述した経過が新たに開始される。

図４には、スイッチ１が開放された後の、誘導アンテナ１を流れる電流Ｉａの特性経過が、２つの振動期間に対する期間ｔに亘って示されており、すなわち基準電圧Ｕｒを用いた充電が終了し、ここではアンテナ１内に蓄えられたエネルギーが電流Ｉａとしてコンデンサ４に流れる。このアンテナ１はそれにより放電され、コンデンサ４はこのエネルギーで充電される。ここでは、さらに繰り返しコンデンサ４に流すために、コンデンサ４に蓄積されたエネルギーが再びアンテナ１に戻され、そこに蓄えられる擬似共振動作が開始される。１つの周期の終わりにスイッチ５は、振動周期を、持続時間Δｔ２分だけ所望の期間まで延長するために、所定の持続時間の間スイッチオンされる。２つの振動周期に亘るコンデンサ４に係る電圧の対応する特性経過は図５に示されている。図４と図５の両方それぞれに示されている特性曲線は、１０％から２０％の延長に関連している。生じ得るエネルギー損失は、コンデンサ４の放電フェーズの開始直後に、持続時間Δｔ１の間、基準電圧Ｕｒを用いた付加的な中間チャージによって補償することができる。これに対しては例えば比較的僅かな電流が使用される（例えばトランジスタ１６を介した導通接続と抵抗１７による制限）。

図６には、２値位相シフトキーイング変調（ＢＰＳＫ変調）のケースに対する、図２によるドライバ回路での制御信号Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３およびＳ４に依存したコンデンサ４における電圧Ｖｃの時間ｔに関する特性経過が示されている。始めに時点Ｔ０からの充電フェーズにおいて、例えば０Ｖから基準電圧Ｕｒへのコンデンサ４の最初の充電が開始され（トランジスタ１５の導通接続）、それに応じて電圧Ｖｃが、コンデンサ４を介して例えば０Ｖから基準電圧Ｕｒまで例えば指数関数的に上昇する。完全な充電は、時点Ｔ１において達成され、トランジスタ１５が遮断される（制御信号Ｓ１参照）。アンテナを流れる電流Ｉａは、緩慢に増加する。というのもアンテナ１は、最初から、増加する電圧Ｖｃを給電されるからであり、再び降下する前に最大値に達する。なぜならコンデンサ４に係る電圧Ｖｃが既に低下し始めるからである。

この場合電圧Ｖｃは、零点を通過し（時点Ｔ２）、その後反転する。なぜならコンデンサ４が、アンテナ１内のエネルギーによって充電されるからである。電圧Ｖｃは、１／２の振動周期を経て、時点Ｔ３での電圧Ｖｃの第２の零交差の際に、トランジスタ１９および２１からなる直列回路を導通状態に切り換え、アンテナ１（およびコンデンサ４）は、時点Ｔ４まで短絡される。誘導作用に基づいて電流Ｉａは、トランジスタ１９および２１からなる直列回路を介して流れ、さらにアンテナ１にも流れる。

時点Ｔ４では、誘導アンテナ１の振動放電のフェーズがコンデンサ４を介して再び開始される。それに応じて電圧Ｖｃは、コンデンサ４を介して再び上昇し（例えば正弦波状に）、その後時点Ｔ５においてその最大値に達する。そこではトランジスタ１６が導通状態に制御され、それによって時点Ｔ６まで基準電圧Ｕｒからの再充電が抵抗１７を介して行なわれる。この場合電圧Ｖｃは再び零点を通過し、その後で反転される。というのもここでコンデンサ４は、アンテナ１内のエネルギーによって充電されるからである。それ故電圧Ｖｃは、再び上昇し、時点Ｔ７における電圧Ｖｃの第２の零交差の際に、トランジスタ１９および２１からなる直列回路が導通状態に切り換えられ、アンテナ１（及びコンデンサ４）が時点Ｔ８まで短絡される。誘導作用に基づいて、電流Ｉａがトランジスタ１９および２１からなる直列回路を介して新たに流れ、さらに第１のアンテナにも流れる。

上述したような振動性の放電とその結果としての時点Ｔ４とＴ８の間（ただし時点Ｔ５，Ｔ６，Ｔ７を含む）の電圧Ｖｃと電流Ｉａの特性は、例えば、後続の時点間、例えば時点Ｔ８とＴ１２の間（時点Ｔ９，Ｔ１０，Ｔ１１を含む）並びに時点Ｔ１３とＴ１７の間（時点Ｔ１４，Ｔ１５，Ｔ１６を含む）などにおいて繰り返されてもよい。ただし、時点Ｔ１２では、時点Ｔ１３まで延長された待機期間が設けられており、これはＢＰＳＫ変調に基づく１８０°の位相シフトが原因である。またこの期間中は、トランジスタ１９および２１の直列回路が導通状態にある。振動性の放電フェーズの間、アンテナ１は、（それぞれ少なくとも１つの振動周期の）電磁信号を発信する。時点Ｔ１７の後には、例えば放電フェーズが出現し、この放電フェーズと共に（複数の振動周期の）送信過程が終了する。

トランジスタ１５，１６，１９，２０および２１のスイッチング特性に応じて、制御信号Ｓ１は、時点Ｔ１から送信過程の終了までハイレベルであり、すなわちトランジスタ１５は遮断状態におかれる。制御信号Ｓ４は、時点Ｔ５とＴ６の間、Ｔ９とＴ１０の間、並びにＴ１４とＴ１５の間はローレベルであり（トランジスタ１６導通状態）、それ以外はハイレベルである（トランジスタ１６遮断状態）。制御信号Ｓ２は、時点Ｔ３とＴ４の間、時点Ｔ７とＴ８の間、時点Ｔ１１とＴ１３の間、並びに時点Ｔ１６とＴ１７の間はハイレベルであり（トランジスタ１９，２０導通状態）、それ以外はローレベルである（トランジスタ１９，２０遮断状態）。制御信号Ｓ２は、最終的な放電フェーズ以外はローレベルである（トランジスタ１０は最終的な放電フェーズ以外は遮断状態）。予想されるように、共振回路での電圧と電流の間の位相シフトは約９０°である。変調信号ＭＯＤを用いることにより、トランジスタ１９および２０が導通状態におかれる期間を制御することが可能である。

図７には、充電中と充電後の、共振回路におけるエネルギーの特性経過が示されている。コンデンサ４の最初の充電のために、トランジスタ１５は、期間Δｔｑの間は導通状態におかれ、その後再び遮断状態におかれる。共振回路におけるエネルギーは、最初に充電され、共振回路のＱ値に依存する時間変化と共に減少する。十分な持続時間の間、例えば持続時間Δｔ１の間、再充電が繰り返されると、この装置内のエネルギーは図８からも見て取れるように減少しない。この図では、２つの振動周期にわたるエネルギー特性が、再充電されるケース（ＭＮＬ）と再充電されないケース（ＯＮＬ）とで示されている。

図９には、基本周波数ＧＦに関連して、基本周波数ＧＦよりも１０％高い直列共振周波数ＳＲ１０と、基本周波数ＧＦよりも２０％高い直列共振周波数ＳＲ２０のもとでのインダクタの電流の高調波の減衰特性経過が示されている。なおここでは比較のために、インダクタとコンデンサから形成された直列共振回路の矩形波信号ＲＥを用いた駆動制御のもとでの電流の高調波の減衰特性も示されている。インダクタに係る電圧の高調波の相応の減衰特性経過は、図１０に示されている。

図から見て取れるように、本発明による方法は、矩形波信号を用いる公知の方法に比べて、高調波に寄与するエネルギーに関してはるかに有利であり、すなわち、より少ない漂遊エネルギーしか生成せず、それと共に電磁両立性（ＥＭＣ）の点でも図１および図２からもわかるように安価なコストから明らかである。アンテナの矩形波方式の動作では、奇数次高調波しか生成されないが、本発明による方法では、奇数次と偶数次の両方の高調波が生成される。本発明による駆動回路の良好な特性は、アンテナ１に流れる電流Ｉａが広い範囲にわたって正弦波形状であることと、中断が、高調波成分を生成する正弦波形状の振動過程の間の再充電期間中にのみ寄与することから生じている。その際基本振動と高調波の振幅は、アンテナ共振周波数と搬送波周波数との間の比によって変化する。

図６に係る実施例は、ＢＰＳＫ変調から出発しているが、代替的にその他の多くの変調方式、例えばＡＳＫ（振幅シフトキーイング）変調やＦＳＫ（周波数シフトキーイング）変調も同様に適している。

本発明による駆動回路では、ＢＰＳＫ変調とは、１８０°の位相シフトが、伝送すべき論理値に依存して搬送波信号に挿入されることを意味する。例えば、論理値Ｌに対しては０°の位相シフトが設けられ、論理値Ｈに対しては１８０°の位相シフトが設けられてもよい。本発明による駆動回路では、１８０°の位相シフトが、それぞれの関連する放電過程を、相応の遅延時間を伴わせて実行することによって達成されている。いずれにせよ本発明による駆動回路では、品質係数Ｑ値が非常に高いにも係わらず、ＢＰＳＫ変調が速やかに形成されるため、Ｑ値は値１のように見える。これにより、エネルギー損失は極端に低くなる。なぜなら、コンデンサ４とアンテナ１からなる共振回路は、変調目的のために放電する必要がないからである。

ＡＳＫ変調では、２つの異なる振幅は、伝送すべき論理値に依存して生成される。特定の形態、例えばＯＯＫ（オン・オフキーイング）の場合、振幅値の一方は零であり、他方は、例えば最大値である。本発明によるドライバ回路に関連させれば、この特定の変調タイプでは、例えば論理値Ｌが伝送されるべきときには、アンテナ１が全期間スイッチオフされ続け、その他の場合で論理値Ｈが伝送されるべきときには、アンテナ１がスイッチオンされることを意味します。このことは、ｎ個の搬送波周期の持続時間に対してｎ×３６０度の位相シフトに対応します。またこの場合にも品質係数は１であり、ここでもシステムには変調のためにエネルギーは供給されない。

ＦＳＫ変調では、各論理値毎に唯一の搬送波周波数が提供される。本発明による駆動回路では、この目的のために、対応する位相シフトが各放電フェーズ毎に挿入され、公称搬送波周波数より低い搬送波周波数が生成される。このケースでも品質係数は１であり、ここでもシステムには変調のためにエネルギーは供給されない。

本発明による駆動回路並びに本発明によるアクティブ送信装置の利点は、伝送品質を損なうことなく、かつ特定の品質係数Ｑを必要とすることなく、共振回路の高い品質係数Ｑを達成することができること、ＥＭＣ排出量が比較的僅かなこと、電力損失が非常に僅かなこと、マルチプレクサを用いることによって、複数の異なるアンテナを同じ駆動回路で動作させることができることである。

１ アンテナ
２ 純粋な誘導成分
３ 純粋な抵抗成分
４ コンデンサ
５ 第１の制御可能なスイッチ
６ 抵抗
７ 第２の制御可能なスイッチ
８ 抵抗
９ スイッチング制御装置
１０ 第３の制御可能なスイッチ
１１ 入力パス
１２ 入力パス
１３ 出力パス
１４ 出力パス
１５ ＭＯＳ型電界効果トランジスタ
１６ ＭＯＳ型電界効果トランジスタ
１７ 抵抗
１８ ダイオード
１９ ＭＯＳ型電界効果トランジスタ
２０ ＭＯＳ型電界効果トランジスタ
２１ ＭＯＳ型電界効果トランジスタ
２２ ダイオード
ＧＦ 基本周波数
Ｈ レベル
Ｉａ アンテナを流れる電流
Ｉｃ 充電電流
Ｌ レベル
ＭＮＬ 再ロードありの特性曲線
ＭＯＤ 変調信号
ＯＭＬ 再ロードなしの特性曲線
ＲＥ 矩形信号
Ｓ１ 制御信号
Ｓ２ 制御信号
Ｓ３ 制御信号
Ｓ４ 制御信号
ＳＲ１０ 基本周波数よりも１０％高い直列共振周波数
ＳＲ２０ 基本周波数よりも２０％高い直列共振周波数
ｔ 時間
Δｔｑ 期間
Δｔ１ 期間
Ｔ０−Ｔ１７ 時点
Ｕｒ 基準電圧
Ｖｃ コンデンサにおける電圧

Claims (19)

1. インダクタ（１）のための駆動回路であって、
   コンデンサ（４）と、
   前記コンデンサ（４）のために基準電圧（Ｕｒ）を供給する２つの入力端（１１，１２）と、
   前記インダクタ（１）を前記コンデンサ（４）に接続する２つの出力端（１３，１４）と、
   前記２つの入力端（１１，１２）の一方（１１）に接続された第１の制御可能なスイッチ（５）と、
   前記２つの出力端（１３，１４）の間に接続された第２の制御可能なスイッチ（７）と、
   スイッチング制御装置（９）とを含み、
   前記スイッチング制御装置（９）は、前記コンデンサ（４）に印加される電圧（Ｖｃ）若しくは前記インダクタ（１）を流れる電流（Ｉａ）を測定し、かつ、前記第１のスイッチ（５）および前記第２のスイッチ（７）を、前記コンデンサ（４）に印加された電圧（Ｖｃ）若しくは前記インダクタ（１）を流れる電流（Ｉａ）に依存して、下記のごとく制御するように構成されており、すなわち、
   前記第２のスイッチ（７）が開放されている場合に、前記コンデンサ（４）を基準電圧（Ｕｒ）まで充電するために前記第１のスイッチ（５）が閉成され、
   その後で前記コンデンサ（４）を、前記インダクタ（１）を介して振動方式で放電するために前記第１のスイッチ（５）が開放され、さらに、
   前記第２のスイッチ（７）は、前記コンデンサ（４）における電圧（Ｖｃ）若しくは前記インダクタ（１）を流れる電流（Ｉａ）が、少なくとも１つの完全な振動期間を経過するまで開放され続け、その後で閉成される、ように制御する、
   ことを特徴とする駆動回路。
2. 電流制限部（６）または電流負荷部が前記第１のスイッチ（５）に直列に接続されている、請求項１記載の駆動回路。
3. 前記スイッチング制御装置（９）は、前記コンデンサ（４）に印加される電圧（Ｖｃ）の零交差若しくは前記インダクタ（１）を流れる電流（Ｉａ）のピーク値を検出し、かつ、少なくとも２つの前記電圧の零交差、若しくは、少なくとも２つの前記電流のピーク値に続き、前記第２のスイッチ（７）を閉成するように構成されている、請求項１または２記載の駆動回路。
4. 前記スイッチング制御装置（９）は、変調信号（ＭＯＤ）のための変調入力端を有し、さらに前記第１のスイッチ（５）と前記第２のスイッチ（７）のスイッチング周期を、前記変調信号（ＭＯＤ）に依存して制御するように構成されている、請求項１から３いずれか１項記載の駆動回路。
5. 前記スイッチング制御装置（９）は、位相シフトキーイング変調または振幅シフトキーイング変調または周波数シフトキーイング変調を実施するように構成されている、請求項４記載の駆動回路。
6. 少なくとも前記第１のスイッチ（５）および前記第２のスイッチ（７）は、制御可能な半導体素子として構成されている、請求項１から５いずれか１項記載の駆動回路。
7. 前記インダクタ（１）に対して直列にオーム抵抗（８）が接続されている、請求項１から６いずれか１項記載の駆動回路。
8. 前記スイッチング制御装置（９）は、前記コンデンサ（４）の電圧の微分を評価するように構成されている、請求項１から６いずれか１項記載の駆動回路。
9. 前記コンデンサ（４）と前記インダクタ（１）とによって形成される共振回路は、伝送のために設定された周波数よりも高い共振周波数を有している、請求項１から８いずれか１項記載の駆動回路。
10. 前記共振周波数は、伝送のために設定された周波数よりも５乃至３０％高い、請求項９記載の駆動回路。
11. 第３の制御可能なスイッチ（１０）が、前記コンデンサ（４）に並列に接続されており、前記第３の制御可能なスイッチ（１０）は、前記駆動回路の非活性化状態のときに前記コンデンサ（４）を放電するように構成されている、請求項１から１０いずれか１項記載の駆動回路。
12. インダクタ（１）の作動方法であって、
    充電電流を用いてコンデンサ（４）を基準電圧（Ｕｒ）まで充電し、
    前記充電されたコンデンサ（４）を、前記インダクタ（１）を介して振動方式で放電させ、
    前記コンデンサ（４）に印加される電圧（Ｖｃ）若しくは前記インダクタ（１）を流れる電流（Ｉａ）が少なくとも１つの完全な振動期間を経過した時に、前記インダクタ（１）を短絡させるようにしたことを特徴とする方法。
13. 前記コンデンサの充電電流（Ｉａ）は、制限若しくは負荷される、請求項１２記載の方法。
14. 前記コンデンサ（４）に印加される電圧（Ｖｃ）の零交差若しくは前記インダクタ（１）を流れる電流（Ｉａ）のピーク値が検出され、少なくとも２つの前記電圧の零交差、若しくは、少なくとも２つの前記電流のピーク値に続き、前記インダクタ（１）を短絡する、請求項１２または１３記載の方法。
15. 前記コンデンサ（４）の充放電サイクルを、変調信号（ＭＯＤ）に依存して制御する、請求項１２から１４いずれか１項記載の方法。
16. 位相シフトキーイング変調または振幅シフトキーイング変調または周波数シフトキーイング変調が、前記変調信号（ＭＯＤ）に基づいて実施される、請求項１５記載の方法。
17. 前記コンデンサ（４）の電圧の微分は、電流測定のために評価される、請求項１２から１６いずれか１項記載の方法。
18. 前記コンデンサ（４）を、前記駆動回路の非活性化状態のもとで放電する、請求項１２から１７いずれか１項記載の方法。
19. 誘導アンテナ（１）と、
    コンデンサ（４）と、
    基準電圧（Ｕｒ）と、
    前記基準電圧（Ｕｒ）と前記コンデンサ（４）との間に接続されている２つの入力端（１１，１２）と、
    前記誘導アンテナ（１）と前記コンデンサ（４）との間に接続されている２つの出力端（１３，１４）と、
    前記２つの入力端（１１，１２）のうちの一方（１１）に接続された第１の制御可能なスイッチ（５）と、
    前記２つの出力端（１３，１４）の間に接続された第２の制御可能なスイッチ（７）と、
    スイッチング制御装置（９）とを含むアクティブ送信装置であって、
    前記スイッチング制御装置（９）は、前記コンデンサ（４）に印加される電圧（Ｖｃ）若しくは前記インダクタ（１）を流れる電流（Ｉａ）を測定し、かつ、前記第１のスイッチ（５）と前記第２のスイッチ（７）とを、前記コンデンサ（４）に印加される電圧（Ｖｃ）若しくは前記インダクタ（１）を流れる電流（Ｉａ）に依存して、下記のごとく制御するように構成されており、すなわち、
    前記第２のスイッチ（７）が開放されている場合に、前記コンデンサ（４）を基準電圧（Ｕｒ）まで充電するために前記第１のスイッチ（５）が閉成され、
    その後で前記コンデンサ（４）を前記インダクタ（１）を介して振動方式で放電するために前記第１のスイッチ（５）が開放され、さらに、
    前記第２のスイッチ（７）は、前記コンデンサ（４）における電圧（Ｖｃ）若しくは前記インダクタ（１）を流れる電流（Ｉａ）が、少なくとも１つの完全な振動期間を経過するまで開放され続け、その後で閉成される、ように制御する、
    ことを特徴とするアクティブ送信装置。

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