JP2016523473A - ペイロードデータおよび緊急情報を送信するための送信装置および送信方法 - Google Patents

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Abstract

【課題】放送システムにおいて緊急情報を素早く確実に送信するための送信装置及び対応する送信方法を提供すること。【解決手段】単一キャリア放送システムまたはマルチキャリア放送システムにおいて、データシンボルを用いてペイロードデータと緊急情報とを送信するための送信装置は、受信器において上記ペイロードデータを検出および復元するために用いられるシグナリングデータにより、１つまたは複数の送信シンボルを変調し、上記ペイロードデータにより上記１つまたは複数の送信シンボルを変調するように構成された変調部を含む。緊急情報受信部は、実際の緊急事態の情報を有する緊急情報を受信する。緊急情報埋め込み部は、上記緊急情報の受信後所定期間内に、送信すべき緊急情報がない場合において上記シグナリングデータおよび／または上記ペイロードデータを伝送するために用いられるリソースにより、上記緊急情報を上記１つまたは複数の送信シンボルに埋め込む。送信部は、上記１つまたは複数の送信シンボルを送信する。【選択図】図４６

Description

本発明は、直交周波数分割多重を用いてペイロードデータおよび緊急情報を送信するための送信装置および対応する送信方法に関する。本発明はさらに、受信信号からペイロードデータおよび緊急情報を検出および復元するための受信装置および対応する受信方法に関する。
直交周波数分割多重方式（ＯＦＤＭ）によりデータを通信する無線通信システムの多くの例がある。例えば、デジタルビデオブロードキャスティング（ＤＶＢ）規格に従って動作するように構成されたテレビジョンシステムは、地上伝送およびケーブル伝送のためにＯＦＤＭを用いる。ＯＦＤＭは、一般的に、並列に変調されるＫ個の直交狭帯域サブキャリア（Ｋは整数である）を提供することとして表すことができる。各サブキャリアは、直交振幅変調（ＱＡＭ）シンボルまたは直交位相シフトキーイング（ＱＰＳＫ）シンボル等の変調データシンボルをやりとりする。サブキャリアは、周波数領域で変調され、時間領域に変換されて送信される。データシンボルはサブキャリア上で並列に通信されるので、各サブキャリア上で同じ変調シンボルを長時間通信してもよい。サブキャリアは同時に並列に変調され、その結果、変調されたキャリアは共同してＯＦＤＭシンボルを形成する。したがって、ＯＦＤＭシンボルは、同時に変調され、それぞれ異なる変調シンボルを有する複数のサブキャリアを含む。送信中は、ＯＦＤＭシンボルのサイクリックプレフィックスを挿入されたガードインターバルが、各ＯＦＤＭシンボルに先行する。ガードインターバルは、マルチパスにより生じる可能性のある送信信号のあらゆるエコーを吸収するような期間となるように設けられる。
上述のように、ＯＦＤＭシンボルにおける直交狭帯域サブキャリアの数Ｋは、通信システムの動作条件に応じて変化することがある。ガードインターバルは、オーバーヘッドを表すので、スペクトル効率を増加させるために、ＯＦＤＭシンボル期間の一部として最小化するのが好ましい。所与のガードインターバルの一部に対して、サブキャリア数Ｋを増加させることにより、所与のスペクトル効率を維持しながらマルチパスの増加に対処する能力を改善することができ、これにより、ＯＦＤＭシンボル期間を増加させることができる。しかしながら、固定伝送帯域幅に対しては、サブキャリア数Ｋの増加は各サブキャリアの帯域幅の減少を意味するため、少ない数のサブキャリアを用いる場合と比較して、多数のサブキャリアを用いて送信されたデータを受信装置が復元するのがより難しくなる可能性があるという意味で、ロバスト性が低減する可能性もある。例えば、サブキャリア間の距離の減少は、ドップラー周波数の存在下で、サブキャリアからのデータの変調をより困難にしてしまう。すなわち、多数のサブキャリア（高次数動作モード）によりスペクトル効率を増加させることはできものの、ある伝播条件において、通信データのターゲットビットエラーレートは、サブキャリアの数が少ない場合よりも高い信号対雑音比を必要とする可能性がある。
効果的で低遅延の緊急警報システム（ＥＷＳ）が、地上放送システム、例えば、未来のＡＴＳＣ（高度テレビジョン・システムズ委員会）地上放送システムの実質的な要素になると考えられている。集団的な緊急事態および大規模な自然災害の過去の分析から、地上放送システムは、可能な限り最も短い時間で、ほとんどの人に届くことが示されている。ほとんどの緊急事態において地上放送システムは動作可能なままであったが、携帯電話システムおよびセルラーシステムは、動作を停止するかまたはオーバーロードしたために、人々に通知を行うことができなかった。例えば、米国北東部を襲った最近の巨大暴風雨「サンディ」により、緊急時における携帯電話ネットワークの脆弱な限界性が実証された。このようにして、自然災害、人為的な大事故、テロリストの攻撃、およびこれらと同様の公衆の安全を脅かす事件が発生した祭に緊急情報を公衆に素早く伝播するための媒体としての放送インフラの重要性が強調されてきた。
本明細書の「背景技術」の記載は、本出願における背景を一般的に説明するためのものである。本発明者らの技術は、この背景技術の欄で説明される範囲において、本出願の出願時点で従来技術でないのであれば従来技術と見なしてはならない説明の側面と同様に、明示または黙示を問わず、本出願に対する従来技術として認められるものではない。
本発明の目的は、放送システムにおいて緊急情報を素早く確実に送信するための送信装置および対応する送信方法を提供することである。また、本発明の別の目的は、放送システムにおいて送信された緊急情報を素早く確実に検出および復元するための受信装置および対応する送信方法を提供することである。
一側面によれば、単一キャリア放送システムまたはマルチキャリア放送システムにおいて、データシンボルを用いてペイロードデータと緊急情報とを送信するための送信装置であって、
受信装置において上記ペイロードデータを検出および復元するために用いられるシグナリングデータにより、１つまたは複数の送信シンボルを変調し、上記ペイロードデータにより上記１つまたは複数の送信シンボルを変調するように構成された変調部と、
実際の緊急事態の情報を伝送する緊急情報を受信するように構成された緊急情報受信部と、
上記緊急情報の受信後所定期間内に、送信すべき緊急情報がない場合において上記シグナリングデータおよび／または上記ペイロードデータを伝送するために用いられるリソースにより、上記緊急情報を上記１つまたは複数の送信シンボルに埋め込むように構成された緊急情報埋め込み部と、
上記１つまたは複数の送信シンボルを送信するように構成された送信部と
を備える送信装置が提供される。
別の側面によれば、単一キャリア放送システムまたはマルチキャリア放送システムにおいて、データシンボルを用いて送信された受信信号からペイロードデータと緊急情報とを検出および復元するための受信装置であって、
実際の緊急事態の情報を伝送する緊急情報が埋め込まれた１つまたは複数の送信シンボルにより伝送される上記ペイロードデータと、上記ペイロードデータを検出および復元するために用いられ、上記１つまたは複数の送信シンボルにより伝送されるシグナリングデータとを含む上記受信信号を検出するように構成された検出部と、
上記１つまたは複数の送信シンボルから上記緊急情報を検出および復元するように構成された緊急情報検出部と、
上記１つまたは複数の送信シンボルから上記ペイロードデータを復元するために、上記１つまたは複数の送信シンボルから上記シグナリングデータを復元するように構成された復調部と、
上記緊急情報および／または上記緊急情報を検出した場合に出力するために提供される所定の緊急出力情報を出力するように構成された緊急情報出力部と
を備え
る
受信装置が提供される。
さらに別の側面によれば、マルチキャリア放送システムにおいて、データシンボルを用いてペイロードデータと緊急情報とを送信するための送信装置であって、
受信装置においてペイロードデータを検出および復元するために用いられるシグナリングデータにより、１つまたは複数の送信シンボルを変調し、上記ペイロードデータにより上記１つまたは複数の送信シンボルを変調するように構成された変調部と、
実際の緊急事態の情報を伝送する緊急情報を受信するように構成された緊急情報受信部と、
上記緊急情報の受信後所定期間内に、上記ペイロードデータを伝送するサブキャリアにおける送信および／または拡散に利用されるスペクトルのエッジにおいて提供され、上記緊急情報を伝送する多くの追加サブキャリアを提供することにより、上記緊急情報を上記ペイロードデータにより変調された上記１つまたは複数の送信シンボルに埋め込むように構成された緊急情報埋め込み部と、
上記送信シンボルを送信するように構成された送信部と
を備える送信装置が提供される。
さらに別の観点によれば、対応する送信方法および対応する受信方法が提供される。最後に、コンピュータ上で実行された際に、当該コンピュータに本明細書に開示の方法の各ステップを実行させるプログラム手段を含むコンピュータプログラムと、プロセッサにより処理された際に、本明細書に開示の方法を実行させるコンピュータプログラムを記憶した非一時的コンピュータ可読記録媒体とが提供される。
好ましい実施形態は、従属クレームで定義される。開示された方法、開示されたコンピュータプログラム、および開示されたコンピュータ可読記録媒体は、請求項に係る送信装置および／または受信装置として、従属項で定義されたものと同様のおよび／または同一の好ましい実施形態を有する。
本発明の一側面によれば、最も効果的で、ロバストで、複雑性の低い方法により、必要な緊急情報（以下、ＥＷＳシグナリングデータとも呼ぶ）を送信されるシグナルに埋め込むための様々な有利な実施形態を含む現実的なＥＷＳシグナリング法が提供される。
開示された方法は、緊急イベントにおける非常に基本的な情報による、好ましくは、低遅延で、好ましくは多かれ少なかれ即時（例えば、１秒、好ましくは５００ミリ秒、さらに好ましくは１００ミリ秒未満）のＥＷＳ機能に注目している。これは、送信機側でも受信機側でも成り立つ。すなわち、緊急情報は、非常に低遅延で送信され、非常に低遅延で受信および復号化されるように処理されるべきである。この基本的で「即時」のＥＷＳ機能は、(例えば、シグナリングデータＰＳＩ／ＳＩに埋め込まれたトランスポートストリームの一部として)上層で動作し、または待ち時間が増加した他の従来または今後の緊急警報システムと容易に組み合わせることができる。例えば、非常に素早く送信され復号化された緊急情報は、少しの待ち時間で送信される緊急イベントに関するより詳細な情報（例えば、緊急イベントのより正確で詳細な位置情報、何をすべきかの指示）へのリンクを含んでもよい。当該緊急イベントには、このような詳細な情報がふさわしい。
好ましい実施形態において、実際の緊急情報の送信および受信は、緊急イベントの検出を低出力の受信機に対しても可能にする緊急インジケータにより緊急イベントをシグナリングするための追加機能と組み合わせられる。
他の実施形態において、異なる地域毎に警報が出されることが予想されるので、緊急情報（および／または緊急情報が検出された場合に出力するために提供される所定の緊急出力情報）を、緊急インジケータおよび緊急情報の検出に成功した場合にのみ出力することが提案される。したがって、本実施形態によれば、全体のＥＷＳ遅延は、検出遅延（すなわち、緊急インジケータを検出するための遅延）と、符号化遅延（すなわち、緊急情報を検出および符号化するための遅延）との合計である。さらに、検出と符号化の組み合わせを緊急警報を出力する前に適用した場合、誤検出の可能性も低下する。
提案された方法は、一般的に、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）に基づく放送システム等のマルチキャリア放送システムや、単一キャリアＱＡＭまたは８レベル残留側帯波（８−ＶＳＢ）変調等の単一キャリア放送システムに適用することができる。当該マルチキャリア放送システムにおいて、シグナリングデータおよびペイロードデータはＯＦＤＭシンボルに変調され、各ＯＦＤＭシンボルは多数のサブキャリアにより伝送される。また、当該単一キャリア放送システムにおいて、シグナリングデータおよびペイロードデータは送信シンボルに変調され、各送信シンボルは単一キャリアによって伝送される。
上記段落は、概略を説明する目的で設けられており、以下の請求項の範囲を限定することを意図しない。上述の実施形態は、別の利点と合わせて、添付図面と共に以降の詳細な説明を参照して理解される。
添付図面と共に以降の詳細な説明を参照することによって、本発明の完全な理解およびその優位性の多くが容易に理解されるであろう。
図１は、本発明に係る送信装置の一般的なブロック図である。 図２は、ＡＷＧＮチャネルにおける提案された６４ｋ符号の性能を示す図である。 図３は、ＡＷＧＮチャネルにおける提案された１６ｋ符号の性能を示す図である。 図４は、送信装置のＦＥＣ部分を示すブロック図である。 図５は、均一な１０２４−ＱＡＭおよび符号レート１／２の関連する不均一コンステレーション（ＮＵＣ）に対するＢＥＲ性能のプロットの例を示す。 図６は、ＮＵＣの形状（１０２４−ＱＡＭに対するＮＵＣ）の例を示す図である。 図７は、７ｄＢのＳＮＲに対して最適化された１６−ＱＮＵＣおよび１０ｄＢのＳＮＲおよび１５ｄＢのＳＮＲに対して最適化された６４−ＱＮＵＣを示す。 図８ａは、ＥＷＳ検出シグナルを生成する手段を含む一実施形態の送信装置を示す。 図８ｂは、ＥＷＳ検出シグナルを生成する手段を含む一実施形態の送信装置を示す。 図９は、一実施形態のＥＷＳ検出信号の受信検出ブロックを示す。 図１０は、異なるＥＷＳシグナリングオプションを示す。 図１１は、ＥＷＳシグナリングデータを生成する手段を含む一実施形態の送信装置を示す。 図１２は、一実施形態のＥＷＳシグナリングデータの送信シンボルへの埋め込みを示す。 図１３は、異なるＴｉ深さに対するＤＶＢ−Ｔ２のペイロードＰＬＰ・ＢＥＲ性能を示す図である。 図１４は、異なるＥＷＳ挿入方法に対するペイロードＰＬＰ性能を示す。 図１５は、プリアンブルシンボルの時間領域特性を示す。 図１６は、プリアンブルシンボルを生成するための、送信装置側における時間領域手法の一実施形態を示す。 図１７は、プリアンブルシンボルを生成するための、送信装置側における周波数領域手法の一実施形態を示す。 図１８は、ＣＭ側における任意のチューニング位置からのＬ１ブロックの読出しを示す図である。 図１９は、一実施形態のフレーミング構造を示す。 図２０は、単一のフレームタイプからなるシステム送信例を示す。 図２１は、６ＭＨｚを超える広帯域送信を示す。 図２２は、ＳＩＳＯに対するフレーム開始パターンおよびフレーム終了パターンを示す。 図２３は、一実施形態の時間インターリーバを示す。 図２４は、一実施形態の改良された単一周波数ネットワーク処理を示す。 図２５ａは、通常のＯＦＤＭ符号化連鎖を示す。 図２５ｂは、スペクトルシェーピングおよび予歪によるＯＦＤＭ符号化連鎖を示す。 図２６は、周波数領域における線形予歪を用いた、あるいは、用いないフィルタリング後のＯＦＤＭ信号のパワースペクトル密度を示す図である。 図２７は、ＯＦＤＭ信号のスペクトルシェーピングのための０ｄＢエコー（２タップＦＩＲフィルタ）を示す。 図２８は、一実施形態のＭＩＭＯ受信装置を示す。 図２９は、オンデマンド冗長性の原理を示す図である。 図３０は、オンデマンド冗長性の原理をより詳細に示す図である。 図３１は、増分冗長性におけるオンデマンド冗長性を示す図である。 図３２は、ペイロードシンボルにおけるＥＷＳキャリアの挿入を示す図である。 図３３は、ペイロードシンボルに拡散するＥＷＳキャリアの挿入を示す図である。 図３４は、ＥＷＳシグナリングデータを生成する手段を含む送信装置の他の実施形態を示す。 図３５は、放送送信ネットワークの構成を示す概略図である。 図３６は、一実施形態に係るシグネチャーシーケンス生成部を概略的に示すブロック図である。 図３７ａは、シグナリングＯＦＤＭシンボルからシグナリングデータを検出および復元するための受信装置を概略的に示すブロック図である。 図３７ｂは、シグナリングＯＦＤＭシンボルからシグナリングデータを検出および復元するための周波数同期検出部を概略的に示すブロック図である。 図３７ｃは、シグナリングＯＦＤＭシンボルからシグナリングデータを検出および復元するためのプリアンブルガードインターバル相関部を概略的に示すブロック図である。 図３７ｄは、シグナリングＯＦＤＭシンボルからシグナリングデータを検出および復元するための粗周波数オフセット同期検出部を概略的に示すブロック図である。 図３７ｅは、シグナリングＯＦＤＭシンボルからシグナリングデータを検出および復元するための差動エンコーダを概略的に示すブロック図である。 図３８は、図３７ａに示す受信装置の一部を構成する一例のプリアンブル検出・復号化処理部を概略的に示すブロック図である。 図３９は、図８に示すプリアンブル検出・復号化処理部を構成する一例のシグネチャーシーケンス除去部を概略的に示すブロック図である。 図４０ａは、整合フィルタリング部を概略的に示すブロック図である。 図４０ｂは、シグネチャーシーケンス除去部を概略的に示すブロック図である。 図４１は、図３７ａの受信装置における粗周波数オフセットを検出するための回路を概略的に示すブロック図である。 図４２は、図８ｂに示す送信装置の動作パラメータの例を示す表である。 図４３は、図８ｂの送信装置によるプリアンブルＯＦＤＭシンボルの生成を概略的に示すブロック図および部分動作図である。 図４４は、図８ｂの送信装置により送信された受信信号のシグネチャーシーケンスを検出するためお受信装置を概略的に示すブロック図である。 図４５は、本発明の一実施形態を提供する図４４に示す受信装置のシグナリングデコーダを概略的に示すブロック図である。 図４６は、本発明の一実施形態に係る送信装置を概略的に示す図である。 図４７は、本発明の一実施形態に係る受信装置を概略的に示す図である。 図４８は、一例の符号レートに対する６４ｋのＬＤＰＣ符号の例を示す。 図４９は、一例の符号レートに対する１６ｋのＢＣＨ符号の例を示す。
本発明の実施形態は、例えば、テレビジョン受像器にテレビジョン信号を送信するための放送ネットワークを構成できるように、ビデオデータおよび音声データを含むデータを表す信号を送信するための送信ネットワークを構成するように変更することができる。いくつかの例では、テレビジョン信号の音声／ビデオを受信する受像機は、移動中にテレビジョン信号を受信するモバイル機器でもよい。他の例では、１つまたは複数のアンテナに接続され、固定された従来のテレビジョン受像器が、当該音声／ビデオデータを受信してもよい。
テレビジョン受像器は、テレビ画像のための統合ディスプレイを含んでもよいし、含まなくてもよい。また、テレビジョン受像器は、複数のチューナと復調部とを有する記録機器でもよい。上記１つまたは複数のアンテナは、テレビジョン受像器に内蔵されていてもよい。上記接続されたアンテナまたは内蔵のアンテナを、テレビジョン信号だけでなく他の信号の受信を容易にするために用いてもよい。したがって、本発明の実施形態は、異なる環境において、様々な種類の機器が、テレビ番組を表す音声／ビデオデータを受信することを容易にするように構成される。
上記の内容から分かるように、入力が固定アンテナから行われる従来のテレビジョン受像器とは無線受信状況が著しく異なるため、モバイル機器により移動中にテレビジョン信号を受信することは困難である可能性がある。
ここで、図面を参照して、テレビ放送システムの一例を図３５に示す。いくつかの図を通して、同一または対応する部分には、同様の参照符号が付されている。図３５には、放送ゲートウェイ１００２に接続された放送テレビジョン送信装置１００１が示されている。放送ゲートウェイ１００２は、放送ネットワークが提供するサービスエリア内で、テレビジョン放送送信装置１００１から信号を送信する。図３５に示すテレビジョン放送ネットワークは、いわゆる単一周波数ネットワークとして動作する。当該単一周波数ネットワークにおいて、各テレビジョン放送送信装置１００１は、音声データおよびビデオデータを同時に伝送する無線信号を送信する。当該無線信号の送信は、放送ネットワークが提供するサービスエリア内において、当該音声データおよびビデオデータがモバイル機器１００６だけでなくテレビジョン受像器１００４によって受信されるように行われる。図３５に示す例において、テレビジョン放送送信装置１００１によって送信される信号は、直交周波数分割方式（ＯＦＤＭ）により送信される。ＯＦＤＭでは、これら信号が異なるテレビジョン放送送信装置１００１から送信されたとしても、各放送局１００２からテレビジョン受像器により結合することができる同一の信号を送信するための構成を提供することができる。テレビジョン放送送信装置１００１間の間隔が、異なるテレビジョン放送送信装置１００１により送信される信号間の伝播時間が各ＯＦＤＭシンボルの送信に先行するガードインターバルより短いかまたは実質的に超えないようなものである場合、受信機器１００４および１００６は、ＯＦＤＭシンボルを受信することができ、テレビジョン放送送信装置１００１から送信される信号と組み合わせる方法により、ＯＦＤＭシンボルからデータを復元することができる。このようにしてＯＦＤＭを採用する放送ネットワークの規格の例として、ＤＶＢ−Ｔ、ＤＶＢ−Ｔ２、およびＩＳＤＢ−Ｔが挙げられる。
以下の開示では、特にＡＴＳＣ３．０の物理層のためのシステムについて説明を行う（本発明はこれに限られず、説明のための例示として用いる）。本例は、部分的にＤＶＢ−Ｔ２規格(EN 302 755 V1.3.1、第２世代デジタル地上テレビ放送システム（ＤＶＢ−Ｔ２）用のフレーム構造、チャネルコーディング、および変調方式(Frame structure channel coding and modulation for a second generation digital terrestrial television broadcasting system(DVB-T2))、２０１２年４月）に基づく。好ましくは、ＯＦＤＭ変調方式だけでなく高度なＬＤＰＣ・ＦＥＣ符号化を用いる。さらに、低遅延の緊急警報システムの導入だけでなく地上デジタル放送のスループットおよびロバスト性を改善する追加技術も開示される。これにより、複雑性およびメモリ使用量が減少し、実施が容易になった。
以下、提案するシステムの下記側面について詳細に説明する。
・より高いスループット、容量、およびロバスト性を標的とする不均一コンステレーション（ＮＵＣ）
・より高いスループット、容量、およびロバスト性を標的とするＬＤＰＣおよびＢＣＨ符号
・電力消費を抑えるために、柔軟性およびシグナリング容量を増加させ、緊急警報システム（ＥＷＳ）の検出機能を統合するプリアンブル
・ＥＷＳシグナリング―送信されたサービスに影響することなく、データストリームに埋め込まれる
・異なる帯域幅をカバーするだけでなく、いくつかのフレームタイプの混合を可能にする柔軟なフレーミング
・複雑性を制限するだけでなく容量損失を低減する新しいパイロットパターン
・ＯＦＤＭシステムの伝送効率を改善するＰＡＰＲ低減方法
・ハイブリッドＴＶ受像機の差別化を可能にする、オンデマンド冗長性
以下に記載する非限定的実施形態の例において、サポートされている物理層への入力フォーマットは、ＭＰＥＧ２トランスポートストリーム（ＴＳ）およびＩＰストリームである。これらストリームの１つまたはいくつかは、１つの物理層パイプ（ＰＬＰ）にマッピングされる。各ＰＬＰのベースバンドパケットは、スクランブリングされてＢＩＣＭ（ビットインターリーブ符号化変調）エンコーダに供給される。最初のステップにおいて、ベースバンドパケットは、ＬＤＰＣ符号化およびＢＣＨ符号化される。以下のビットインターリーバにより、ＦＥＣ符号化と以下のＱＡＭマッピングの性能との実現し得る最高の組み合わせが保証される。関連のあるＳＮＲ範囲をカバーするために、ＱＰＳＫから１０２４−ＱＡＭまでのＱＡＭコンステレーションサイズが提案されている。不均一コンステレーションにより、従来の均一なコンステレーションと比較して、さらなるシェーピングゲインがもたらされる。
ＱＡＭマッピング部の後、時間変動チャネルにおける性能を向上させ、インパルス干渉による影響を緩和するために、時間インターリーバが挿入される。提案された時間インターリーバにより、不連続なＰＬＰを途切れなく処理することだけでなく可変ビットレートを可能にしつつ、メモリサイズが減少される。
その後、選択的ＭＩＭＯ符号化ステージが挿入される。レート１ＭＩＭＯ方法としてｅＳＦＮ（高度な単一周波数ネットワーク）を適用することができる。フルレートＭＩＭＯ方法として、空間多重化も提案されている。空間多重化において、送信アンテナの数は、２個に限定される。空間多重化ＭＩＭＯ方法は、パワーの不均衡だけでなく関連のあるチャネルにおける性能の改善を手助けする追加の方法（DVB-NGH (DVB BlueBook A160, Next Generation broadcasting system to Handheld, physical layer specification (DVB-NGH)、2012年１１月)からのeSM、位相ホッピング等）により改善することができる。
異なるＰＬＰからのセルは、その後スケジューリングされ、周波数インターリーブされる。パイロット挿入後、フレーミングステージにより、プリアンブルおよび埋め込まれたＬ１シグナリングに、ペイロードシンボルを結合する。提案されたシステムにより、多様な標準帯域幅（例えばｎ＊６ＭＨｚ）として、種々の異なるチャネル帯域幅がサポートされる。ＤＶＢ−Ｔ２と同様に、選択されたフレーミングフォーマットは、様々なフレームタイプをサポートする。したがって、１つのＲＦチャネル内に、「未来拡張フレーム（Future Extension Frames）」だけでなく、固定ＴＶに対して大きなＦＦＴサイズのフレームを、携帯ＴＶに対して小さなＦＦＴサイズのフレームを任意に混合することができる。
最後に、入力シンボルはＯＦＤＭ変調され、Ａ／Ｄ変換され、送信ＲＦ周波数にアップコンバートされる。
「完全ＯＦＤＭ」の概念は、ＤＶＢ−Ｃ２(EN 302 769 V1.2.1、ケーブルシステムに対する第２世代デジタル伝送システムのためのフレーム構造、チャネルコーディング、および変調方式（Frame structure channel coding and modulation for a second generation digital transmission system for cable systems （DVB-C2）、２０１１年４月）から採用される。プリアンブルにおけるＬ１シグナリングブロックおよびポストアンブルシンボルは、０ＭＨｚの絶対周波数で始まり、５．７１ＭＨｚのステップで分割される。異なるＲＦ周波数を横切る信号は、全スペクトルに対して独自の方法で定義される。なお、ＯＦＤＭ信号のパイロットシーケンスは、すべての周波数に対して固有のものである。これは、時間領域においてＯＦＤＭ信号の不必要な高ピーク値を生じる可能性がある周波数領域における不必要な繰り返しを避けるためである。
さらに、当該システムは、１００ミリ秒未満で緊急イベント発生のシグナリングを可能にする低遅延の「緊急警報システム（ＥＷＳ）」を含む。ＥＷＳイベントの検出は、スタンバイモードの受信装置により、プリアンブルシンボルのみの非常に簡単で低電力の処理によっても行うことができる。緊急イベントの場合のＥＷＳシグナリングデータは、サービスの連続符号化を可能にする（すなわち、緊急イベントの場合におけるサービス中断がない）方法によりフレームに挿入される。
図１は、本発明に係る提案されたシステムの送信装置１を示す一般的なブロック図である。当該システムの様々な技術的側面、特に送信装置および受信装置について、当該技術的側面を実現するパラメータおよび構造要素の非限定的な例を用いて説明する。
ここで、入力フォーマットおよびＰＬＰ処理について説明する。モード適用／マルチプレクサ１０より前に、ＤＶＢ−Ｔ２と同様の機能を果たす前処理ブロック（不図示）が存在する。可能な入力ストリームは、ＭＰＥＧ２トランスポートストリーム（ＴＳ）およびＩＰストリームである。一般的に、すべての種類のストリームは、ＩＰパケットまたはＴＳパケットにカプセル化することで処理できる。トランスポートストリーム（ＴＳ）の処理は、ＤＶＢ−Ｔ２と同様に行われるが、ＩＰストリームをカプセル化するために、改良された簡潔な接着剤層について説明する。前処理により、マルチプログラム・トランスポートストリーム（ＭＰＴＳ）が、その構成要素であるシングルプログラムトランスポートストリーム（ＳＰＴＳ）に分解される。ＳＰＴＳは、別々に運ばれるＳＩメタデータを分離する。これらストリームは、その後、カプセル化され、モード適用ブロックに供給される。各入力ストリームについて、モード適用により、 ベースバンドフレーム（ＢＢＦＲＡＭＥＳ）のストリームが生成される。当該ベースバンドフレームは、その後、単一の物理層パイプ（ＰＬＰ）で運ばれる。ＳＩメタデータは、十分なカプセル化の後、共通ＰＬＰとしてモード適用を終了する。
１つのサービスに対する共通ＰＬＰとデータＰＬＰとの再結合（複合ＰＬＰ）は、特に受信装置側のＴ２実行において、ある程度の複雑性を有することが示されたので、送信装置においてより簡単な方法をサポートしてもよい。関連のあるＰＬＰに対してシグナリングされた結合がいくつかあり、関係の生成もシグナリングされる。
当該システムにより、ＰＬＰをグループ化し、例えば、必要であればＳＶＣ（スケーラブルビデオ符号化）をサポートすることが可能になる。しかしながら、関連するＰＬＰの数は限定される。共通ＰＬＰに加え、別のＰＬＰを相互に関連付けることができる。このシステムにおいて、タイプ１のＰＬＰは、好ましくは、システム複雑性を制限するだけでなく、タイムスライシングによる低電力受信を可能にするために使用される。
ここで、ＩＰ入力処理について説明する。ＩＰパケットのサイズは動的に変化するため、ＩＰパケット入力のためのメカニズムは、ＴＳパケットよりも難しい。ＧＳＥ（ETSI TS 102 606-1および-2：「デジタルビデオ放送（ＤＶＢ）；汎用ストリームカプセル化（ＧＳＥ）プロトコル」）等のプロトコルでは、複数のプロトコルの入力のための標準ヘッダおよびメカニズムを有する中間カプセル化プロトコルを提案することにより、この問題を解決しようと試みている。しかしながら、この方法には、いくつかの欠点があり、その最たるものは、すべての起こり得る組み合わせの入力を処理するのに受信装置が必要とするメモリの大きさである。さらに、多数の起こり得る入力が、ハードウェアにおける簡単な実行を不必要に困難にしてしまう。
開示されたシステムにおいて、ＧＳＥの全体的な入力性能を保持しつつ、ＩＰｖ２・ＭＴＵに対してパケットサイズが１５００バイトに制限されるという事実を考慮して、入力パケットサイズを１８００バイト未満に制限し、パケットフラグメントの数も制限する。これら制限により、最大メモリおよび処理負荷が大いに低減される。
ここで、ビットインターリーブ符号化変調（ＢＩＣＭ）について説明する。まず、前方誤り訂正（ＦＥＣ）について説明する。開示されたシステムにおいて、ＢＣＨエンコーダ１１およびＬＤＰＣエンコーダ１２は、連結されたＬＤＰＣおよびＢＣＨ符号（６４ｋおよび１６ｋコードワードサイズ）を含む改良された符号化を行う。提案された符号は、ＤＶＢ−Ｔ２で用いられるものと同様の構造を有する。当該構造において、情報部分は並列因子を有する準巡回構造を有し、パリティ部分は繰り返し蓄積構造を有し、多数の規格をサポートする装置の実行を容易にする。当該新しい符号により、ＤＶＢ−Ｔ２符号と比較して性能が向上した。図２は、ＡＷＧＮチャネルにおける提案された６４ｋ符号の性能を示し、図３は、ＡＷＧＮチャネルにおける提案された１６ｋ符号の性能を示す。一例の符号レートに対する６４ｋのＬＤＰＣ符号の例は図４８に示され、一例の符号レートに対する１６ｋのＢＣＨ符号の例は図４９に示される。当該新しい符号は、等距離ステップで非常に広範囲のＳＮＲに割り当てられ、その結果、様々なチャネル環境に適したパラメータを選択する自由が提供され、大きな効率損失を防ぐことができる。当該ＳＮＲの範囲は、以下に概要を示す上位の不均一コンステレーションを含む様々な種類のコンステレーションを組み合わせることにより、さらに拡張することができる。連結ＢＣＨ符号により、ＵＨＤＴＶまたはＳＨＶ等の高スループットサービスのための下位のエラーフロアが保証される。さらに、ＤＶＢ−ＮＧＨからの４ｋのＬＤＰＣ符号は、 プリアンブルシンボルのシグナリング保護のために使用される。
ここで、ビットインターリーバ１３について説明する。本システムにおいて、ＤＶＢ−Ｔ２のために用いられる方法と同様の方法でビットインターリーバを使用することが提案される。このビットインターリーバ１３は、好ましくは、図４のブロック図に示すように、３つの部分を含む。図４は、ＦＥＣエンコーダパリティインターリーバ１３１、カラムツイストインターリーバ１３２、およびデマルチプレクサ１３３の３つの構成要素を示す。パリティインターリーブを有する主な目的は、マルチパス環境において生じるディープフェードの影響を低減すること、およびパリティビット部分に受信装置側における並列動作のための準巡回構造を持たせることである。カラムツイストインターリーバは、ディープフェードの影響を分散させることもでき、一方、デマルチプレクサは、一連のＬＤＰＣ符号ビットと、コンステレーションおよびビットラベリングにより定義されるあるロバスト性のビットレベルとの組み合わせを最適化することができる。
ここで、ＱＡＭエンコーダ１４が使用する不均一コンステレーションについて説明する。特に、不均一コンステレーション（ＮＵＣ）としても知られる、コンステレーションシェーピングによるＱＡＭコンステレーションの最適化について説明する。
本明細書において提案するＮＵＣは、異なるＳＮＲ値に対してＡＷＧＮおよびレイリーチャネルにおいて可能な限り最高のＢＩＣＭ性能を提供するよう最適化されている。これらＮＵＣは、（ＱＰＳＫがコンステレーションシェーピングを認めないので）１６−ＱＡＭから１０２４−ＱＡＭまで、すべてのコンステレーションをカバーする。以下の表は、異なるＱＡＭサイズおよびＳＮＲ値に対するコンステレーションを一覧表示する。コンステレーション位置ベクトルｕ１…ｖにより所定のコンステレーションが定義される（ｖ＝ｓｑｒｔ（Ｍ）／２−１）。
以下において、いくつかの値のＭに対して、上記手法を用いて得られるＮＵＣ位置ベクトルの定義が与えられる。信号対雑音比（ＳＮＲ）は、常に、ｄＢで記載され、フェージングチャネルの場合の平均ＳＮＲに対応する。
ａ１）非フェージングチャネルに対して１６−ＱＡＭまたは４−ＰＡＭ（１．オプション）
ａ２）フェージングチャネルに対して１６−ＱＡＭまたは４−ＰＡＭ（１．オプション）
ａ３）非フェージングチャネルに対して１６−ＱＡＭ／４−ＰＡＭ（２．オプション）
ａ４）フェージングチャネルに対して１６−ＱＡＭ／４−ＰＡＭ（２．オプション）
ｂ１）非フェージングチャネルに対して６４−ＱＡＭまたは８−ＰＡＭ（１．オプション）
ｂ２）フェージングチャネルに対して６４−ＱＡＭまたは８−ＰＡＭ（１．オプション）
ｂ３）非フェージングチャネルに対して６４−ＱＡＭ／８−ＰＡＭ（２．オプション）
ｂ４）フェージングチャネルに対して６４−ＱＡＭ／８−ＰＡＭ（２．オプション）
ｃ１）非フェージングチャネルに対して２５６−ＱＡＭまたは１６−ＰＡＭ（１．オプション）
ｃ２）フェージングチャネルに対して２５６−ＱＡＭまたは１６−ＰＡＭ（１．オプション）
ｃ３）非フェージングチャネルに対して２５６−ＱＡＭ／１６−ＰＡＭ（２．オプション）
ｃ４）フェージングチャネルに対して２５６−ＱＡＭ／１６−ＰＡＭ（２．オプション）
ｄ１）非フェージングチャネルに対して１０２４−ＱＡＭまたは３２−ＰＡＭ（１．オプション）
ｄ２）フェージングチャネルに対して１０２４−ＱＡＭまたは３２−ＰＡＭ（１．オプション）
ｄ３）非フェージングチャネルに対して１０２４−ＱＡＭ／３２−ＰＡＭ（２．オプション）
ｄ４）フェージングチャネルに対して１０２４−ＱＡＭ／３２−ＰＡＭ（２．オプション）
ｅ１）非フェージングチャネルに対して４０９６−ＱＡＭまたは６４−ＰＡＭ（１．オプション）
ｅ２）フェージングチャネルに対して４０９６−ＱＡＭまたは６４−ＰＡＭ（１．オプション）
ｅ３）非フェージングチャネルに対して４０９６−ＱＡＭ／６４−ＰＡＭ（２．オプション）
ｅ４）フェージングチャネルに対して４０９６−ＱＡＭ／６４−ＰＡＭ（２．オプション）
以上のように、これらＮＵＣテーブルを利用する符号化変調装置は
入力データをセルワードに符号化するエンコーダと、
上記セルワードを不均一コンステレーションのコンステレーション値に変調する変調部と
を有し、
上記変調部は、上記コンステレーションのコンステレーション点の総数Ｍ、ｄＢ換算の信号対雑音比ＳＮＲ、およびチャネル特性に基づいて、ＮＵＣテーブルに記載のとおり、コンステレーション位置ベクトルｕ１…ｖにより定義される１つまたは複数のコンステレーションを含む一群のコンステレーションから不均一コンステレーションを利用するように構成される（ｖ＝ｓｑｒｔ（Ｍ）／２−１）。
図５は、（１５…１８ｄＢで最適化された）均一コンステレーションと不均一コンステレーションとの間の、１０２４−ＱＡＭおよび符号レート１／２（ＬＤＰＣブロックサイズ：６４ｋビット）に対するＢＥＲ性能の比較を示す。本例において、ＮＵＣにより、１．５ｄＢのシェーピングゲインを得ることができる。システムシミュレーションにおいてＮＵＣにより得られた６４ｋのＬＤＰＣを用いたＡＷＧＮチャネルについての１ｋのＮＵＣのゲインを以下の表にまとめる。
図６は、１０２４−ＱＡＭに対するＮＵＣゲインの例を示す。
シャノンは、ＡＷＧＮチャネルにおける最大容量に対する信号アルファベットの分散は同様にガウス分布（図６の左側の２７ｄＢの高ＳＮＲシナリオ）でもなければならないことを示した。８ｄＢのＳＮＲ（図６の右側の低ＳＮＲシナリオ）を見ると、最適コンステレーションにより、高密度のパケットコンステレーションを有する領域が明らかになる。第一印象で、いくつかのＬＳＢはＭＳＢ性能を向上させるため「犠牲になる」ように見える。実際、このような高密度の形状により、低位のビット（特にＭＳＢ−１およびＭＳＢ−２）を区別することが容易になり、その容量が増加する。いずれにせよ、ＬＳＢは、低いＳＮＲではほとんど情報を伝送することができない。
なお、提案されたＮＵＣはすべて、通常の１Ｄ−デマッピング部によりデマッピングすることができる。これら１Ｄ−ＮＵＣの代わりに、対称な２次元不均一コンステレーション（２Ｄ−ＮＵＣ、象限対象的なコンステレーションを意味し、象限対象ＱＮＵＣと呼ばれることもある）により、いくつかのＢＩＣＭ容量ゲインをさらにもたらすこともできる。２Ｄ−ＮＵＣは、コンステレーションの単一象限に由来する。すなわち、対象であるため、残りの象限から容易に計算することができる。図７は、７ｄＢのＳＮＲ（左）に対して最適化された１６−２Ｄ−ＮＵＣおよび１０ｄＢのＳＮＲ（中央）および１５ｄＢのＳＮＲ（右）に対して最適化された６４−２Ｄ−ＮＵＣの一例を示す。最適化はすべてＡＷＧＮチャネルで行われる。
２Ｄ−ＮＵＣは、完全ＳＮＲ範囲において上位の１Ｄ−ＮＵＣよりも性能がいいが、特に、低ＳＮＲ領域および関連する下位のコンステレーションにおける性能を改善する。２５６−ＮＵＣ等の上位のコンステレーションに対して、２Ｄ−ＮＵＣの追加ゲインは減少する。しかしながら、２Ｄ−ＮＵＣの追加シェーピングゲインは、２次元ＱＡＭデマッピングを行うことにより、デマッピング部における複雑性を代償に得られる。これは、２Ｄ−ＮＵＣのすべてのビットは、同相および直角位相の構成要素を考慮してデマッピングしなければならないからである。したがって、２Ｄ−ＮＵＣは、主に下位のコンステレーションに対して提案される。
以上のように、これらＱＮＵＣ（２Ｄ−ＮＵＣ）を利用する符号化変調装置は、
入力データをセルワードに符号化するエンコーダと、
上記セルワードを不均一コンステレーションのコンステレーション値に変調する変調部と
を有し、
上記変調部は、上記コンステレーションのコンステレーション点の総数ＭおよびｄＢ換算の信号対雑音比ＳＮＲに基づいて、１つまたは複数の以下のコンステレーションを含む一群のコンステレーションから不均一コンステレーションを利用するように構成され、
コンステレーションの異なる象限のコンステレーション点は、コンステレーション位置ベクトルｗ０…ｂ−１により定義され（ｂ＝Ｍ／４）、
第１の象限の上記コンステレーション点ｘ０…ｂ−１はｘ０…ｂ−１＝ｗ０…ｂ−１として定義され、第２の象限の上記コンステレーション点ｘｂ…２ｂ−１はｘｂ…２ｂ−１＝ｃｏｎｊ（ｗ０…ｂ−１）として定義され、第３の象限の上記コンステレーション点ｘ３ｂ…４ｂ−１はｘ３ｂ…４ｂ−１＝−ｗ０…ｂ−１として定義され、第４の象限の上記コンステレーション点ｘ２ｂ…３ｂ−１はｘ２ｂ…３ｂ−１＝−ｃｏｎｊ（ｗ０…ｂ−１）として定義され、
ｃｏｎｊは複素共役であり、
当該１群のコンステレーションの異なるコンステレーションのコンステレーション位置ベクトルは、ＱＮＵＣテーブル内で定義される。
以下において、上記ＱＱＡＭコンステレーションを得るための手法を用いて得られるＮＵＣ位置ベクトルの定義は、いくつかの値のＭに対して与えられる。信号対雑音比（ＳＮＲ）は、常に、ｄＢ換算で表示される。
ａ）１６ＱＱＡＭ-ＡＷＧＮチャネル
ｂ）３２ＱＱＡＭ-ＡＷＧＮチャネル
ｃ）６４ＱＱＡＭ-ＡＷＧＮチャネル
ｄ）２５６ＱＱＡＭ-ＡＷＧＮチャネル
ここで、シグナリングについて説明する。まず、Ｌ１シグナリング部１５によって処理されたＬ１シグナリングについて説明する。提案されたシステムは、ＤＶＢ−Ｔ２と同様のレイヤ１（Ｌ１）シグナリングメカニズムを用いる。しかしながら、プリアンブル信号のシグナリング容量は、新しい構造、すなわち、重ね合わされた時間領域シーケンスだけでなくデータとパイロットキャリアとを混合することにより、著しく拡張される。ＤＶＢ−Ｔ２の場合と同様のＰ２シンボルは、当面の間、予測されない。すなわち、新しいプリアンブルの容量は十分に高いと推定されるが、大量のデータをシグナリングする必要がある稀なケースについては、選択的な専用シグナリングＰＬＰを利用可能である。帯域内シグナリング部１６により処理された帯域内シグナリングは、ＤＶＢ−Ｔ２の場合と同様である。
次に、緊急警報システム（ＥＷＳ）について説明する。このようなＥＷＳは、一般的に、以下の要件を有する。
・短いエンドツーエンド遅延：地震：できる限り早く（＜１００ｍｓ）；他の自然災害：＜１ｓ；
・ロバスト性：低ＳＮＲ環境における非常に高いロバスト性；
・ＥＷＳ受信装置の消費電力が低いこと：サービスが「常時オン」であるために、ＰＨＹ符号化のために消費電力が低い；
・位置認識：緊急警報はすべての受信装置に届くかもしれないが、位置特定機能を有しなければならない；
・多様な緊急事態：同時に発生する多様な緊急事態に対応できなければならない；
・安全性：「乗っ取り」可能であってはならない（偽のメッセージ）；
・様々な種類の警報をサポートする：静的または可変のテキストメッセージ；静的な画像；動画へのリンク（例：大統領の演説）；
・サービスの中断がないこと、すなわち、データＰＬＰの連続復号化；
・可変のシステム帯域幅：ＥＷＳシステムは起こり得るすべての伝送システム帯域幅に対応しなければならない；
・フレーム長が長いこと：ＤＶＢ−Ｔ２のようにサポートされるには、長いフレーム長がＨＤ（例えば、４ｋ、８ｋ）サービスにとって好ましい；しかしながら、長いフレームに基づくシステムは、大きな遅延をもたらす可能性がある。
提案されたシステム（例えば、送信装置および）は、緊急警報システム１７を含む。緊急警報システム１７は、以下のような利点を有する。
・極めてロバスト、すなわち、チャネル状況が悪くても、信頼できる検出および復号化
・緊急事態（例えば、地震）に対して極めて早い応答
・受信装置がスリープモードだとしても、考えられる信号の低電力モニタリング
・緊急事態検出
緊急警報システムによる緊急事態の検出は、緊急インジケータにより実現可能である。緊急インジケータは、スクランブリングシーケンスにより保護され、送信信号のプリアンブルシンボルに付加される単純な１ビットフラグであってもよい。すべてのフレームタイプに対して同一のプリアンブルが使用される。当該プリアンブルは、拡張ガードインターバル（部分長５７／１２８）を有する通常の８ｋシンボルを含む。緊急インジケータは、ＤＶＢ−Ｔ２のＰ１シンボル等の他の種類のプリアンブルに埋め込むこともできる。しかしながら、これはスタンバイモードにおける受信装置に対する復号化所要電力が高いだけでなく、シグナリング容量が低い（Ｐ１シンボルに対してわずか７ビットのシグナリング容量）というデメリットがある。
プリアンブルシンボルは、重ね合わされた時間領域パイロット信号（ＳｉｇＳｅｑ）を用いる。これは、正確なフレーム同期およびチャネルインパルス応答（ＣＩＲ）推定を可能にする良好なＡＣＦ（自動相関関数）特性を必要とする。これにより、受信装置における全帯域チャネル伝達関数推定は、ＣＩＲから算出される。ＳｉｇＳｅｑは、以下に詳細に説明する電力効率の良好なＥＷＳ検出を可能にするために、２つの考えられる一定振幅ゼロ自己相関（ＣＡＺＡＣ）シーケンスのうちの１つを含む。ＣＡＺＡＣシーケンスは、時間領域および周波数領域における優れた相関特性、ならびに帯域制限スペクトル作用のために選択されている。通常のＥＷＳ動作（例えば、緊急事態が発生していない）は、第１のＣＡＺＡＣシーケンスを送信することによりシグナリングされる。緊急事態の発生時には、第２のシーケンスが送信される。ＥＷＳ受信装置は、その後、ＥＷＳ復号化を行い、ＥＷＳイベントの詳細について調査する。緊急事態のタイプおよびその詳細に関するさらなる情報は、本明細書で提案するように、また、以下に説明するように、Ｌ１シグナリング情報またはＥＷＳシグナリングデータに含めてもよい。
ＳｉｇＳｅｑは、極めてロバストであり、緊急事態があるか否か確認するだけのために、低電力状態の受信装置がプリアンブルシンボルを低消費電力でモニタリングできるようにすることもできる。これは、緊急事態がトランスポートストリームに含まれ、受信装置は緊急事態を検出するために信号全体を復号化しなければならない他のシステムと対照的である。
本技術の実施形態によれば、シグネチャーシーケンスの選択それ自体が、レイヤー１シグナリングデータまたはペイロード内の警告メッセージの有無等の情報を表すシグナリングメッセージである構成を提供することもできる。本技術に係るシグナリングメッセージを含むプリアンブルシンボルを生成するための送信装置の例を図８に示す。
送信装置は、追加のシグナリングメッセージを伝達するために、送信されたプリアンブルを適用する手段を有する。図１６を参照して、送信装置の様々な一般要素の一般的な配置および機能について以下に説明する。本質的な違いについて主に説明し、図１６に示す送信装置と同様の部分には、同様の参照番号が付されている。
図８ａの第１実施形態に示すように、シグネチャーシーケンス生成部１０３はシグナリングシーケンス処理部８００の一部を構成する。一実施形態において、シグナリングシーケンス処理部８００は、シグネチャーシーケンス生成部１０３とともに、シグネチャーシーケンスを表すＥＷＳフラグを生成するＥＷＳフラグ生成部８０１を含む。
図８ｂに示す改良された実施形態の変更例では、シグナリングシーケンス処理部８００にシーケンス数コントローラ８０４が設けられる。シグネチャーシーケンス生成部１０３への入力部８０２は、シーケンス数コントローラ８０４からの出力を受信する。シーケンス数コントローラ入力部８０６は、送信装置がネットワーク内で受信装置に伝達したいメッセージを表す。シグネチャーシーケンス生成部１０３は、考えられるＮ＋１個のシーケンスのうちの１つを生成可能に構成される。シグネチャーシーケンス生成部１０３の入力部８０２における０≦ｉ≦Ｎを満たす所与の数字により、シグネチャーシーケンス生成部１０３は、一連のシグネチャーシーケンスの中から、カージナル数がｉであるシーケンスを出力する。シグネチャーシーケンス生成部１０３からのシグネチャーシーケンスのうちのどれか１つの出力により、所定のメッセージが当該信号を受信するネットワーク内のすべての受信装置に伝達される。一例において、当該メッセージは、初期警告信号（ＥＷＳ）を表す。本例において、Ｎは１である。例えば、初期警告信号（ＥＷＳ）をすべての受信装置に伝送する必要がある場合、シグネチャーシーケンス処理部８００へのコントローラ入力部８０６は、１を伝送する。これにより、シーケンス数コントローラ８０４は、シグネチャーシーケンス生成部１０３の入力部８０２に「１」を出力する。 その効果は、シグネチャーシーケンス生成部１０３にシグネチャーシーケンス数１を生成させ、これをゲインブロック１０５に出力することである。伝送すべきＥＷＳがないときは、シグネチャーシーケンス処理部８００の入力部８０６は、「０」を伝送する。これにより、シーケンス数コントローラ８０４は、シグネチャーシーケンス生成部１０３の入力部８０２に「０」を出力する。その効果は、シグネチャーシーケンス生成部１０３にシグネチャーシーケンス数０を生成させ、これをゲインブロック１０５に出力することである。本例において、シグネチャーシーケンス「１」を検出するネットワーク内のすべての受信装置は、これはＥＷＳシグナリングデータにおいて伝送されるものについてのさらなるＥＷＳ情報を表す、と判定する。当該受信装置は、その後、緊急情報を復号化し解釈する処理を行うことができる。一方、シグネチャーシーケンス数０を検出する受信装置は、現在差し迫った緊急事態はないと判定し、したがって、定期的な復号化とフレームのペイロードにおける視聴覚情報の表示を続ける。他の実施形態では、緊急時に連続サービス符号化を提供することができる。
他の例において、シグネチャーシーケンス生成部１０３によって生成されたシグネチャーシーケンスは、シグネチャーシーケンス生成部１０３によって生成されたシグネチャーシーケンスと同数のメッセージを表す一連の所定のシーケンスのうちの１つである。これらメッセージの通信を行うため、入力部８０６のメッセージ数は、シグネチャーシーケンス生成部１０３が一連の所定のシグネチャーシーケンスからシグネチャーシーケンスのうちの１つを選択するために使用する必要シグネチャーシーケンス数となるように構成される。したがって、シグネチャーシーケンスの選択は、対応する一連の所定のメッセージの異なる１つを代表し、これにより、情報が伝送される。当該情報は、津波警報等の特定の警告メッセージであってもよいし、異なる目的のためのメッセージであってもよい。各メッセージは、異なる情報を提供することができる。例えば、Ｎ＝４メッセージシステムにおいて、メッセージ１は、ハリケーンや津波の接近等の考えられる緊急事態の初期警告とすることができる。一方、メッセージ２は、特定の動作を必要としないメッセージ０によって表される通常状態に先立つ危険なしの指示とすることができる。一実施形態において、初期警告信号は、受信装置が例えば建物から非難するよう当該機器のユーザに指示するメッセージまたは可聴警報を表示するためのトリガーとすることができる。以上のように、受信装置はメッセージ１を検出し、ユーザへの可聴または視覚出力を生成して、警告を提供することができる。同様に、メッセージ３およびメッセージ４は、公衆への安全アナウンス、ラジオの交通アナウンス、および洪水等の類似した放送情報を提供することができる。これにより、当然のことながら、シーケンスの選択は、メッセージの１つを表し、したがって、情報が伝達される。
図８に戻り、例えば「通常動作」および「差し迫った災害」メッセージ等の１つのみのメッセージを用いるシステムを表すＮ＝１のシステムを想定する。図４２に示す表は、必要な２つのシグネチャーシーケンスを生成するためのパラメータの例を示す。各シーケンスを生成するために、シーケンス生成部１０３は、図示のＣＡＺＡＣシーケンス生成式において対応する一連のパラメータ｛ｕ、Ｎａ｝を使用する。
図４３は、シグナリングシーケンス処理部８００と組み合わせて動作するときの、ガードインターバル挿入部１０９の動作の概念的な表現を提供する。図４３に示すように、例えばスケーリング部１０６に供給される８Ｋモードに対するＯＦＤＭシンボルは、ＯＦＤＭシンボル８５０の有効部分およびガードインターバルサンプル８５２を含むサンブルから形成される。第１のシグネチャーシーケンス部８５４または第２のシグネチャーシーケンス部８５６は、シーケンス数コントローラ８０４の制御下で選択される。ＯＦＤＭシンボルの有効部分からのガードインターバルのマッピングは、メッセージシーケンスおよびシグネチャーシーケンス部８５４および８５６に対する例で示される。
本技術に従って図８および図４３に示す送信装置によって送信されたメッセージによって提供されるメッセージを検出および復号化するように適用された受信装置を図４４に示す。図４４は、周波数領域シグネチャーシーケンス除去の例に対する図１７に示す受信装置に対応する。しかしながら、上記の内容から分かるように、図３８および図３９に示すように、時間領域においてシグネチャーシーケンスを除去する受信装置に対して対応する適用を行うことができる。
図４４に示すように、受信装置はメッセージ検出部８５８を含む。メッセージ検出部８５８は、図９に詳細に示されている。図９に示すように、受信した信号は、図３７ａに示すように受信装置により周波数オフセットが除去された後、メッセージ検出部８５８に供給される。以上のように、メッセージ検出部８５８は、第１分岐および第２分岐を含み、２つの整合フィルタリング部は、８６４および８６６で表される。第１の整合フィルタリング部８６４は、図１７および図３８に示す整合フィルタリング部５０２に対応し、「通常動作」においてプリアンブルシンボルを検出するためにシグネチャーシーケンス「０」のものと整合するインパルス応答を有する。第２の整合フィルタリング部８６６は、シグネチャーシーケンス「１」に整合される。シグネチャーシーケンス１を送信することにより、例えば、初期警告メッセージを提供することができる。第１および第２の整合フィルタリング部８６４および８６６からの出力は、２つのシグネチャーシーケンスのどちらが受信信号に整合するかに関する表示を出力する比較部８６８の第１および第２の入力に供給される。当該適合度が所与の閾値を超えるか否かに応じて、ユニット８７２における緊急事態に関するさらなる情報を抽出するために、選択部８７０は入力データの処理を開始し、または８７４で終了する。プリアンブルシンボルが「通常動作」を示すシグネチャーシーケンス「０」を伝送している場合、緊急抽出目的の信号の処理は必要ない。しかしながら、ＥＷＳシーケンスが検出された場合、一般的に、処理部８７２により緊急処理が行われる。
本技術によれば、シグネチャーシーケンスはペイロードデータよりも低い信号対雑音比でフレームにおけるプリアンブルＯＦＤＭシンボルの検出により最初に検出されるよう指定されるので、上述の方法による初期警告シグナリングにより、ペイロードデータよりも広範囲で検出可能な初期警告を提供できることが理解される。さらに、ＥＷＳメッセージをペイロードデータとは独立に検出できるので、ＥＷＳメッセージを検出するように構成された受信装置の一部に少量の電力を供給するだけで、スタンバイ状態または電源が切れている状態でもＥＷＳメッセージを検出するように（上述の）受信装置を構成することができる。
２以上（Ｎ＞１）の考えられるメッセージを伝達できる例において、図４５に示すように、整合フィルタリング部８６４．１、８６４．２、８６４．３等のバンクを含むようにメッセージシーケンス整合フィルタリング部８６４を適合することができる。図２５に示す例において、整合フィルタリング部８６４．１、８６４．２、８６４．３は、メッセージ０（通常動作）、メッセージ１、メッセージ２、メッセージ３、メッセージ４、…、メッセージＮに対応する考えられるＮ＋１のシグネチャーシーケンス毎に与えられる。なお、これは機能記述であり、整合フィルタリング部が考えられる各シグネチャーシーケンス毎に異なるインパルス応答を有するように適用されるソフトウェア構成を提供できることが理解される。メッセージ処理部８７２は、比較部８６８および選択部８７０を介して各整合フィルタリング部８６４．１、８６４．２、８６４．３からの出力を受信し、どの整合フィルタリング部がその中で最も高い出力を生成したかに従って、受信した信号から適切なメッセージを抽出する。しかしながら、当該出力は閾値と比較され、当該メッセージがノイズの存在による誤った警報を避けるために伝達されたか否かが決定される。したがって、当該メッセージは、一連のシグネチャーシーケンスの考えられるシーケンスのうちの１つを特定することにより検出することができる。このようにして、考えられる一連のシーケンスからメッセージシーケンスを特定することにより、当該メッセージにより伝達される情報が特定される。１つの例において、メッセージシーケンスは、第２のシグナリングデータを表す。第２のシグナリングデータは、レイヤー１シグナリングデータを表すことができ、したがって、ペイロードデータを検出および復元するためにプリアンブル検出・デコーダ４３０に供給することができる。すべてのＮについてＮ＞１が成り立つ場合、２５６ビットの基本ＥＷＳデータのシンタックスが異なる可能性がある
一実施形態によれば、シグナリングデータを用いて、ＯＦＤＭシンボルをシグナリングする際にレイヤー１シグナリングを伝達するために用いられるコンステレーションのタイプを特定することができる。したがって、メッセージシーケンスによって伝達される第２のシグナリングデータは、ＢＰＳＫ、ＱＰＳＫ、１６ＱＡＭ、または６４ＱＡＭ等の変調方法を表すことができる。これら変調方法は、当該メッセージシーケンスの考えられる異なるシーケンスにより表すことができる。したがって、当該変調方法は、データをシグナリングＯＦＤＭシンボルに変調する方法を表す。このようにして、受信信号内における同期シーケンスを検出してシグナリングフレームを特定するので、メッセージ処理部８７２は当該メッセージシーケンスを検出するのに用いられる。例えば、４つの考えられるシーケンスから検出されたメッセージシーケンスは、それぞれ、異なる変調方法を表し、これにより、データがシグナリングＯＦＤＭシンボルに変調される変調方法が提供される。したがって、メッセージ処理部８７２は、出力信号をプリアンブル検出・デコーダ４３０に供給する。プリアンブル検出・デコーダ４３０は、シグナリングＯＦＤＭシンボルのサブキャリアからのデータを変調し、これにより、プリアンブルＯＦＤＭシンボルのレイヤー１データを表す可能性があるシグナリングデータを復元するように構成される。
メッセージシーケンスを使用して公衆安全放送のための初期警告メッセージ等のユーザレベル情報を提供する例において、電源が切れた状態またはスタンバイ状態でもプリアンブル検出・デコーダ４３０に電力を供給するように受信装置を構成することができる。 その結果、実質的に連続的にシグナリングメッセージをモニタリングするようにプリアンブル検出・デコーダ４３０を構成することができる。いくつかの例において、受信装置が商用電源に接続されていない場合、バッテリを用いて電力を供給してもよい。いくつかの例において、必要な場合、受信装置が電源オン状態でないときに、メッセージシーケンスを検出できるように、整合フィルタリング部５０２に電力を供給してもよい。なお、他の例において、メッセージシーケンスを検出するのに必要なすべての機能を提供するようプリアンブル検出・デコーダ４３０を構成してもよく、したがって、整合フィルタリング部５０２は、実質的に連続的に電力を供給されるだけでよい。
次に、提案された緊急警報システムシグナリングについて詳細に説明する。以下において、ＥＷＳシグナリングデータを送信信号に埋め込むための異なる実施形態を説明する。異なるＥＷＳシグナリングオプションの分類は、図１０にまとめられている。
まず、ペイロードレベルに対するＥＷＳシグナリングのための様々な実施形態について説明する。第１の実施形態において、ＯＦＤＭサブキャリアまたはペイロードＰＬＰのＱＡＭシンボルの特定ビットの置換によるシグナリング挿入を利用する。この最初の手法では、ＥＷＳシグナリングは、送信側で、緊急時に、ＯＦＤＭシンボルの既知の場所で予め定義されたペイロードサブキャリアを置換する。同様に、ＯＦＤＭに基づく送信システムのＯＦＤＭサブキャリアを置換する代わりに、単一キャリアシステムの送信シンボルを置換することができる。
受信装置は、一般的に、影響するキャリアの数を把握しており（または、例えば送信装置からのシグナリングにより、知らされており）、（例えば、ＬＤＰＣ符号化に先立つ関連するＬＬＲ値を０に設定することにより）それらを無視する。したがって、受信装置は、エラーのない符号化のために必要なＳＮＲにおいて少ないペナルティで、ペイロードＰＬＰを復号化することができる。これは、送信フレーム（Ｔ２−フレーム）の最初にＬ１前およびＬ１後の２つのシグナリングステージおよびＦＥＣペイロードＰＬＰ変調部９０２、ＱＡＭマッピング部９０４、プリアンブル生成部９０６、フレーミング部９０８、ＯＦＤＭ部９１０で処理される１つのペイロードＰＬＰを有するＤＶＢ−Ｔ２規格に従ったシステムからの要素を用いたシステムについて、（例えば、ステージをインターリーブしない、送信装置９００の簡易図である）図１１において例示的に示されている。このようなフレームは、図１２に例示的に示されている。図１２は、特に、周波数および時間インターリーブ前のペイロードＰＬＰのサブキャリアを置換するＥＷＳシグナリングブロックを示す（本例において、Ｌ１シグナリング後の最初のＰＬＰは、ＥＷＳシグナリングブロックにより部分的に置換される）。
ＥＷＳシグナリングデータを生成し、フレームに埋め込むために、ＥＷＳシグナリング受信部９１２、ＦＥＣ・ＥＷＳシグナリング変調部９１４、ＱＡＭマッピング部９１６、およびＥＷＳ埋め込み部９１８が設けられる。スイッチ９２０および９２２を利用することにより、ＥＷＳシグナリングデータがフレームに埋め込まれるように処理連鎖を変更することができる。
ＥＷＳシグナリングブロックは、ペイロードＰＬＰの最初のＯＦＤＭサブキャリアをパンクチャする。一例として、本例は周波数および時間インターリーブ前のＯＦＤＭサブキャリアのスケジューリングを示す。すなわち、周波数および時間インターリーブ後、ＥＷＳシグナリングブロックは、周波数および時間の多様性を最大にするために、完全なインターリービング深さに拡散する。
勿論、パンクチャしたサブキャリアは、フレームの他の場所にあってもよい。プリアンブルにおいて緊急事態を検出したスリープモードの機器は、フル稼働モードになるまで時間を要するので、プリアンブル後のＥＷＳシグナリングを復号化できないかもしれない。したがって、ＥＷＳシグナリングブロックは、必要なすべての「目覚め」ステップ（電源を入れる、同期、チャネル推定、バッファリング等）を可能にするため、フレーム内の後ろの位置にスケジューリングされるかもしれない。
ペイロードのパンクチャの影響は、時間インターリーバサイズが大きければ無視できる。これは、時間インターリーバフレームの小さなフラクションのみがパンクチャに影響されるからである。パンクチャのペナルティは、以下のようなスケジューリングの最適化により低減することができる。
・サブスライシング（ＤＶＢ−Ｔ２／ＮＧＨ向けのいわゆるタイプ１ＰＬＰ）なしのスケジューリングの場合、ＥＷＳによる置換のために、まずＰＬＰを最大時間インターリーバフレームでスケジューリングする
・短いサブスライスによるサブスライシング（ＤＶＢ−Ｔ２／ＮＧＨ向けのいわゆるタイプ２ＰＬＰ）により、パンクチャのペナルティを多数のＰＬＰに分布させる
・ＥＷＳシグナリングブロックの変調次数および符号レートが高いと、パンクチャのペナルティが低減される（すなわち、ＥＷＳ範囲とペイロードパンクチャのペナルティとのトレードオフである）。しかしながら、信頼できるＥＷＳ符号化に対して、画質のコストの面で最も高い優先度を設定する必要がある。
パンクチャのペナルティは、ＥＷＳシグナリングブロックのみがペイロードＰＬＰの小さなフラクションに影響する場合、低減することができる。ＥＷＳを多数の送信フレームに分散させるのも１つのオプションであるが、ＥＷＳシステムの符号化遅延を大幅に増加させてしまう。一方、ＥＷＳを分散させる代わりに、ペイロードＰＬＰの時間インターリービングサイズを増加させるか、またはＥＷＳシグナリングブロックのサイズを減少させることで、パンクチャしたペイロードの影響を低減することもできる。図１３は、異なる時間インターリーバ深さおよび異なるパンクチャしたサブキャリアの数に対するＥＷＳシグナリングブロックによるペイロード符号化性能の依存性を示す。特に、図１３は、異なるＴＩ深さ（多様な６４ｋＦＥＣフレームとして示される）および異なるＥＷＳシグナリングブロック長（セル＝ＯＦＤＭサブキャリア）に対するＤＶＢ−Ｔ２のペイロードＰＬＰ・ＢＥＲ性能を示す。
当該パンクチャまたは完全ＱＡＭシンボルの置換についてこれまで検討してきた。その主な利点は、周波数インターリーバ前の送信装置による処理連鎖のかなり後ろのステージにおける簡単な挿入である。
代替案として、より洗練されたパンクチャ手法を用いて、ペイロードＰＬＰに対するパンクチャのペナルティを低減することができる。１つの可能性は、完全ＱＡＭシンボルをパンクチャ／置換する代わりに、ＱＡＭシンボルのＬＳＢのみをパンクチャ／置換することである。これにより、最下位ロバストビットがパンクチャされるので、ペイロードＰＬＰのパンクチャのペナルティが低減される。その欠点は、これにより、同じ量のＥＷＳシグナリングデータを伝達するのに必要なＱＡＭシンボルが増えるので、ＥＷＳ遅延が増加する可能性があることである。
また、ＥＷＳシグナリングデータの挿入は、既に変調されたＱＡＭセルを変更する必要があるので、より困難である。ＥＷＳシグナリングブロックのロバスト性は、ペイロードＰＬＰの変調次数に直接関連する。当該変調次数は、ＥＷＳシグナリングブロックのロバスト性の柔軟性を低減させる。最後に、多数のＰＬＰの場合、ＥＷＳシグナリングブロックはＰＬＰにおいて異なる変調次数で伝達される可能性があるので、デスケジューリングだけでなくスケジューリングにも大きな影響がある。ＥＷＳデータに対して異なるＱＡＭセルビットを選択することの影響は、以下のとおりである。ＬＳＢを選択した場合、ＥＷＳ性能はペイロードと比較して低下してしまう。ＭＳＢを選択した場合、その逆となる。
他の方法は、ペイロードのランダムビットおよびパリティビットの代わりに、システマティックＦＥＣの各ＦＥＣフレームの最後のパリティビットのみにＥＷＳ挿入を適用することである。この方法では、ペイロードに対するゲインを無視できることが期待される。また、対応するパリティビットを伝送するインターリーブされたサブキャリアと見つけるための（デ）スケジューリングに大きな影響がある。また、当該方法は、同じ量のＥＷＳシグナリングデータを伝送するのに必要なサブキャリアが増えるので、ＥＷＳ遅延の増加を暗示している。
他の実施形態において、高優先度ストリームにおけるＥＷＳシグナリングデータの階層変調が提案される。この手法を説明するために、ペイロードに最初から１６−ＱＡＭを使用させる一例が与えられる。符号化ＥＷＳシグナリングブロックを埋め込むために、これらＱＡＭシンボルに対するコンステレーションサイズを６４−ＱＡＭに増加させ、ＥＷＳシグナリングデータは２ＭＳＢ上で挿入される。挿入されるのは、必要な分の階層変調シンボルだけである。欠点として、１つのＦＥＣフレームは、多くの通常ＱＡＭシンボルとともにいくつかの階層変調シンボルも含んでしまう。
ＥＷＳ範囲またはロバスト性を調整する他の方法は、階層変調のビット優先度、すなわちＭＳＢまたはＬＳＢを選択することである。これには、受信装置がペイロード復号化の際の変調次数の変化をサポートする必要があるため、ペイロード受信装置の複雑性がわずかに増加する。しかしながら、関連するＥＷＳ機器の複雑性（２つのＭＳＢを得るための６４−ＱＡＭのＱＰＳＫデマッピング）の増加はない。他の欠点は、ペイロードが既に考えられる最大変調次数を使用している場合、階層変調は困難であるという事実である。さらに、ペイロードビットインターリーバは、次に高いＱＡＭサイズに対して最適化されない。これにより、典型的には、ペナルティを無視することができる。しかしながら、階層変調によるペイロードＰＬＰのペナルティは、同じ程度に小さい。
上述のペイロードに関連したオプションの性能比較を図１４に示す。図１４は、異なるＥＷＳ挿入方法に対するペイロードＰＬＰ性能を示す。
ここで、検出およびシグナリングのための保存トーンの使用について説明する。保存トーンは、ＰＡＰＲ（ピーク対平均電力比）を減少させるためにＤＶＢ−Ｔ２等のＯＦＤＭに基づく送信システムにおいて用いられる。時間領域ＯＦＤＭ信号に良い影響を与えるアルゴリズムにより、約１％のＯＦＤＭサブキャリアの複素数値が調整される。すなわち、時間領域信号におけるピークが低減される。基本的に、ＥＷＳシグナリングに対して、保存トーンの容量を用いることができる。勿論、これは、緊急事態が発生した場合に限る。その他の場合、保存トーンは、ＰＡＰＲ低減のために用いることができる。したがって、システムは、ＥＷＳイベントの際にＰＡＰＲが（わずかに、例えば２ｄＢ）低くなるものの、毎回動作可能である。保存トーンの容量が単一のＯＦＤＭシンボルに対して十分に高くない場合、ＥＷＳシグナリングデータは、いくつかのＯＦＤＭシンボルに分散させることができる（関連するシグナリングをＬ１データに埋め込むことができる）。
他の側面は、保存トーンに基づくメカニズムにより、例えば、適切な相関パターンを保存トーンキャリアに変調する場合、フレーム内でさえ緊急シグナリングが可能になるかもしれないことである。これには、ＥＷＳ検出のために受信装置は次のプリアンブルを待つ必要がないという利点がある。すなわち、ＥＷＳ処理遅延を低減することができる。
他の実施形態において、ＥＷＳシグナリングデータがさほど重要でないＰＬＰと置換されることが提案されている。このシナリオでは、緊急時に、ＥＷＳシグナリングが完全に１つ（または複数）の選択されたＰＬＰを置換することが予想される。当然、元のＰＬＰは、ＥＷＳイベントの間は消える。しかしながら、オペレータは、滅多に起こらない緊急事態の際に置換されるさほど重要でないサービスを選択することができる。これは、音声、ビデオテキスト、ショッピングチャネル、ユーザ数が少ないサービス、または他の関連サービスのみを伝達するＰＬＰとすることができる。したがって、多くの顧客はそのサービスを購入しないので、ユーザが嫌な体験をすることは予想されない。置換されるＰＬＰの定義は、Ｌ１シグナリングに埋め込むことができる。あらゆるサービスＰＬＰの容量がＥＷＳシグナリングデータに対して必要とされるデータレートをはるかに超えることが予想される。ＥＷＳシグナリングのロバスト性を向上させ、最終的なデータレートを調整するために、よりロバストなＭｏｄＣｏｄｓおよびデータの繰り返しを適用することができる。
さらに別の実施形態において、ＥＷＳシグナリングデータは、シグナリングデータの一部である。上述の実施形態はすべてペイロードシンボルまたはペイロードＰＬＰの一部を変化させることを提案するものであったが、以下のオプションは、シグナリング部分自体へのＥＷＳシグナリングを含む。これは、機能的側面から好ましいが、一方、さらなるオーバーヘッドまたは受信装置に対する復号化の複雑性が伴う。
さらに、一実施形態において、追加のＥＷＳシグナリングブロックが提供される。このオプションにおいて、ＥＷＳ情報は、符号化され、独立型の専用ＥＷＳシグナリングブロックに変調される。変調および符号化は、Ｌ１シグナリングに対して行われるのと同様の方法で行われる。すなわち、固定長と固定符号レートを有するパンクチャされたＬＤＰＣが使用される。この方法の利点は、（短いコードワードで高いロバスト性を実現するのは難しいものの、ロバスト性は、一般的に、コードワードサイズを減少させることにより低減するので）ＥＷＳシグナリングに対してよりロバストなＭｏｄＣｏｄを使用できることである。
勿論、ＥＷＳシグナリングブロックは、緊急時にのみ存在する。すなわち、通常は、オーバーヘッドを伴わない。一実施形態において、緊急時におけるＥＷＳシグナリングブロックの存在は、Ｌ１動的シグナリングに（例えば、１ビットフラグとして）シグナリングされる。ＥＷＳシグナリングブロックの変調は、Ｌ１設定部分においてシグナリングされる。これにより、異なるロバスト性レベルおよびペイロードに関する独立したＥＷＳ範囲計画が可能になる。
複雑性は増加しないがオーバーヘッドが固定された簡単な実施形態では、必要となるＥＷＳシグナリングデータ容量がＬ１シグナリング（例えば２５６ビット）において割り当てられる。この利点は、動的処理を必要としないことであり、これにより受信装置の実行が著しく容易になる。
上述の独立型ＥＷＳシグナリングブロックの代わりに、緊急時のみに、必要とされる量のＥＷＳシグナリングデータによりＬ１動的シグナリングも拡張することができる。また、緊急でない通常の動作において、オーバーヘッドがない。しかしながら、Ｌ１動的ブロック長が可変となるので、この動的処理には、いくつかの欠点もある。主な影響は、スケジューリングに対するものである。これは、さらなる容量を動的に短期間で統合する必要があり、Ｌ１動的ブロック長をすべてのフレームに対してシグナリングしなければならないのでＬ１前が可変となることによる。
さらに別の実施形態において、ＥＷＳシグナリングデータを送信するために、ＯＦＤＭキャリア拡張が用いられる。このオプションは、基本的に、（シグナリングシンボルまたはプリアンブルシンボル上ではなく、好ましくは、ペイロードシンボル上で独占的に）制限された数の追加ＯＦＤＭサブキャリアにＥＷＳシグナリングを挿入することを提案するものである（すなわち、ＥＷＳ情報はフレーム毎にわずかなペイロードシンボル上でのみ挿入される。あるいは、ＥＷＳシグナリングはフレーム毎にすべてのペイロードシンボル上でそれらを有するように繰り返される）。ペイロードシンボル毎のサブキャリアの数が非常に限られているため、スペクトル特性およびマスクは、事実上、影響を受けないか、受けたとしてもわずかである。
最も簡単な場合、ペイロードシンボルの正常スペクトルのエッジ上にキャリアが追加される。図３２にその原理を示す。この方法の主な利点は、以前と全く同じ方法で、ペイロードデータを伝達するペイロードシンボルのサブキャリアを復号化できることである。すなわち、パイロットおよびペイロードキャリア割り当てに変化がない。さらに、送信装置ＩＦＦＴにより、容易に、わずかな追加サブキャリアを埋め込むことができる。それでもなお、わずかな変更を受信装置に加える必要がある。すなわち、元の符号化連鎖はほとんど変更されず、複雑でないＥＷＳデコーダをさらに必要とする。
考えられる構成を以下の例に示す。
例１：６ＭＨｚ毎に３２ｋのＦＦＴを用いる。すなわち、キャリア間隔は、約２０９Ｈｚであり、これにより、シンボル期間は約４．８ミリ秒となる（＝１／（キャリア間隔））。本例において、２５６ビットの基本ＥＷＳシグナリングデータは、ＱＰＳＫ符号レート１／２で変調される。すなわち、この基本ＥＷＳシグナリング情報を伝達するのに２５６個のサブキャリアが必要となる。これら必要となる２５６個のサブキャリアは、８シンボルにわたって分散されてもよく、各スペクトルエッジ上で１６個のサブキャリアとなる。したがって、その結果得られるＥＷＳシグナリング期間は、３８．２ミリ秒である。帯域幅の拡張はごくわずかであり、６．７ｋＨｚ、すなわち、現在のチャネル帯域幅の約０．１２％にすぎない。
例２：例１と同様に６ＭＨｚのチャネル毎に３２ｋのＴｘＦＦＴサイズであるが、ここでは、２５６個すべてのＥＷＳ基本ビットが単一のペイロードシンボルに追加される。必要となる追加帯域幅は５３．５ｋＨｚ、すなわち、チャネル帯域幅の約１％まで増加する。本例において、シグナリング期間は、４．８ミリ秒まで減少する。
例３：６ＭＨｚのチャネル毎に３２ｋＦＦＴではなく８ｋのＴｘＦＦＴサイズとする。８ｋのシンボルは、３２ｋのシンボルと比較して１／４のシンボル期間しかないので、同様の帯域幅拡張および同様の待ち時間を実現するために、ＥＷＳ情報を分散させるためのペイロードシンボルの数を増加させることができる。
スペクトルエッジにおけるＥＷＳキャリアのためのチャネル推定により、特に、ＥＷＳシグナリングデータが確実に変調され符号化されるので（例えば、ＱＰＳＫのＣＲ１／２）、実行が容易になる。したがって、チャネル推定は正常ペイロードシンボルの従来のパイロットに基づくことができる。スペクトルエッジにおけるＥＷＳキャリアのためのチャネルは、正常ペイロードシンボルおよびそのパイロットからの外挿により推定される。あるいは、ＥＷＳシグナリングデータは、異なるＱＰＳＫ（ＤＱＰＳＫ）により変調される。エッジパイロットに基づいて、以前のキャリアから以下のすべてのＥＷＳキャリアを推定することができる。専用のチャネル推定は必要ない。
上記方法の欠点は、ＥＷＳキャリアの周波数多様性が不足していることである。すなわち、それらは、ＥＷＳキャリアがフェージングチャネル内の低ＳＮＲ領域に入らない場合、復号化できないかもしれない。
したがって、他の実施形態において、図３３に示すように、他のサブキャリアにＥＷＳキャリアを分散させることが提案される。上述の実施形態と比較して、ＯＦＤＭシンボル毎のサブキャリアの総数は一定のままである。当該パイロット構造および位置は、すべてのサブキャリアに対する適切なチャネル推定を確保するために適用される必要があるかもしれない。しかしながら、当該拡張が多数のパイロット間隔で実行される場合、これは容易である。
ＥＷＳキャリアを周波数領域に分散的に挿入する１つの簡単な可能性は、緊急時に新たに拡張された数のサブキャリアにわたって作用する拡張周波数インターリーバを用いることである。一方、正常周波数インターリーバは、通常動作時に用いられる。図３４は、拡張周波数インターリーバを用いてＥＷＳシグナリングデータを挿入する手段を含む送信装置９５０の概略図である。図１１に示す送信装置９００の実施形態の構成要素に加えて、送信装置９５０は、「通常の」処理連鎖における時間インターリーバ９５２および周波数インターリーバ９５４、ならびにＥＷＳシグナリングデータを追加周波数サブキャリアに埋め込むためのＥＷＳキャリア挿入部９５６および拡張周波数インターリーバ９５８を含む。
一実施形態において、「基本ＥＷＳシグナリングデータ」の内容は以下のとおりである。
・緊急番号―１６までの緊急事態を扱うことができる：４ビット
・タイプ―２５６までの異なる緊急事件のタイプ：８ビット（地震だけではない）
・予め定義されたメッセージ（６４個まで）：６ビット
・位置（経度および緯度）：３２ビット
・参照ＩＳＤＢ−Ｔ・ＥＷＳ：２３ビット
・放送位置（多数の領域が常に影響を受ける）：６４ビット
（基本的には、郡情報（ＩＳＤＢ−Ｔ・ＥＷＳ：５６ビット）。米国の状況：州毎の郡の平均の数は１２である；最も郡の数が大きい州はテキサスである（２５４）；最も少ないのはデラウェアである（３））
・災害（または情報）の時刻：１６ビット（参照：ＩＳＤＢ−Ｔ・ＥＷＳに対して１０ビット）
・詳細情報を含む他のＰＬＰへのリンク：３２ビット（緊急事態１件につき４リンク？）
・各リンクに対して、情報のタイプ（２ビット）、ＰＬＰのＩＤ（４ビット）：８ビット
・チェック（パリティチェック符号化／ＣＲＣ等）：３２ビット
・合計：最大２５６ビット（緊急事態の各数字によって順番に繰り返す）
以下に詳細に説明する提案されたＡＴＳＣ３．０フレーム構造において、異なる物理層フレーム内のＯＦＤＭシンボルは、異なるサブキャリア間隔を有してもよい。したがって、（プリアンブル検出における）周波数領域フレーム同期は、直ちに行うことはできない。したがって、(Ｌ１シグナリング部１５によって生成される)プリアンブルシンボルを時間領域において検出しなければならない。これは、プリアンブルが復号化され、そのシグナリングペイロードがフレームの周波数領域処理を開始することができると解釈した後でのみ行われる。新しいプリアンブルは、以下のすべての特定要件を満たす。
・同期性能；
・オフセット補正性能；
・シグナリングのロバスト性；
・干渉に対する保護
全てのフレームタイプに対して同一のプリアンブルが用いられる。（プリアンブルシンボルの時間領域特性を示す）図１４に示すように、プリアンブルは拡張ガードインターバルＧＩ（部分長５７／１２８）を有する通常の８ｋシンボルを含む。このＧＩは、３２ｋのＦＦＴサイズ（すなわち５７／５１２）に対して考えられる最長のガードインターバルにマッピングするために選択される。したがって、すべてのフレームタイプに対するＩＳＩ回避が保証される。
標準帯域幅（すなわち６ＭＨｚ）に対して、プリアンブルシンボルは、６９１２個のサブキャリアを割り当て、ペイロードシンボルの連続パイロットと同じ位置に４５個の周波数オフセット推定パイロットを含む。他のいかなるパイロットも予測されない。６８６７個のペイロードキャリアは、Ｌ１シグナリングに対してＢＰＳＫ変調を用いる。
プリアンブルシンボルは、重ね合わされた時間領域パイロット信号（ＳｉｇＳｅｑ）を用いる。これは、正確なフレーム同期およびチャネルインパルス応答（ＣＩＲ）推定を可能にする良好なＡＣＦ（自動相関関数）特性を必要とする。これにより、受信装置における全帯域チャネル伝達関数推定は、ＣＩＲから算出される。
ＳｉｇＳｅｑは、電力効率の良好なＥＷＳを可能にするために、２つの考えられる一定振幅ゼロ自己相関（ＣＡＺＡＣ）シーケンスのうちの１つを含む。ＣＡＺＡＣシーケンスは、時間領域および周波数領域における優れた相関特性、ならびに帯域制限スペクトル作用のために選択されている。ガードインターバルのサイズが固定されているため、プリアンブルの検索をＮｇサンプル（すなわち、ガードインターバルのサンプルの数）に限定することができる。
図１６は、送信側におけるプリアンブルの生成を示す。スクランブリング部１０１におけるシグナリングビットのスクランブリングにより、同様に変調された多くのＯＦＤＭサブキャリアでプリアンブルシンボルのＰＡＰＲが過剰にならないことが確保される。スクランブリングされたシグナリングビットは、その後、ＦＥＣ・ＢＰＳＫ部１０２において、下位のコンステレーション（（Ｄ）ＢＰＳＫまたは（Ｄ）ＱＰＳＫ）へのマッピングに先立ち、４ＫのＬＤＰＣ符号により低符号レート（１／４または１／５）でＦＥＣ符号化される。その後、ＳｉｇＳｅｑ生成部１０３で生成されたＳｉｇＳｅｑシーケンスは、結合部（例えば、加算部）１０４に追加される。異なる振幅比を適用することができる。結合プリアンブルシンボルの電力が変化しないように、各サンプルは第１のスケーリング部１０５において項Ｇによりスケーリングされ、対応する入力サンプルは第２のスケーリング部１０６において（１−Ｇ）によりスケーリングされる。考えられる最高の値として、Ｐ＝（１−Ｇ）／Ｇ＝８ｄＢが提案される。
ＩＦＦＴ部１０７は、パイロット挿入部１０８におけるパイロット挿入に続く。このステージにおいて挿入されたパイロットは、チャネル推定のためのものではない。これに続いて、ガードインターバル挿入部１０９により、プリアンブルＯＦＤＭシンボルのサイクリックプレフィックスであるガードインターバルが挿入される。ガードインターバル挿入後、Ｎｓ＝Ｎｕ＋Ｎｇの複合サンプルからなるＴｓ＝Ｔｕ＋Ｔｇの通常のＯＦＤＭ時間領域シンボルが形成される。なお、ＴｕはＮｕサンプルの有効なシンボル期間であり、ＴｇはＮｇサンプルのガードインターバル期間である。
図１６に示すシグネチャーシーケンス生成部１０３の一例を、図３６に詳細に示す。図３６は、図１６に示す結合部１０４によりシグナリングＯＦＤＭシンボルの複合サンプルに追加された複合シグネチャーシーケンスを生成するための配置を示す。
図３６において、それぞれの場合において、２つの線形フィードバックシフトレジスタを用いて、同相成分３００．１および３００．２ならびに直角位相成分３０２．１および３０２．２に対して１組の偽ランダムビットシーケンスを生成する。それぞれの場合において、当該１組の偽ランダムビットシーケンスは、排他的ＯＲ回路３１０および３１２を用いて結合され、そのシグネチャーシーケンスの同相成分３００．１および３００．２ならびに直角位相成分３０２．１および３０２．２に対するゴールドシーケンスが生成される。バイナリ・バイポーラマッピング部（Ｂｉｎ２Ｂｉｐ）３１４および３１６は、その後、シグネチャーシーケンスの同相成分３１８および直角位相（仮想）成分３２０に対するサンプルをそれぞれ形成する。実際、図３６に示す構成において、２つのｍ−シーケンスに対してＸＯＲ演算することにより、ゴールド符号が形成される。当該ｍ−シーケンスは、線形フィードバックシフトレジスタ３００および３０２により形成される。以下の表は、図３６に示す例に係る線形フィードバックシフトレジスタに対する生成多項式を示す。
図１６に示すように、スケーリング部１５はシグネチャーシーケンスに因数Ｇを乗算し、スケーリング部１０６はシグナリングＯＦＤＭに因数１−Ｇを乗算する。シグネチャーシーケンスシグナルがｆ（ｎ）である一方、時間領域シグナリングＯＦＤＭシンボル信号がｃ（ｎ）で場合、複合送信プリアンブルシンボルｓ（ｎ）はｓ（ｎ）＝（１−Ｇ）ｃ（ｎ）＋Ｇｆ（ｎ）で与えられる（式中、シグネチャーシーケンスに適用されるＧはスケーリングである）。シグネチャー信号により歪みがシグナリングＯＦＤＭシンボルに効果的に追加され、これにより、受信装置におけるシグナリングＯＦＤＭシンボルのビットエラーレートが増加する。さらに、正規化電力１により、実際、複合シンボルはシグネチャー信号とシグナリングＯＦＤＭシンボル信号との間に電力を分配する。Ｇに対する値が高いほど、シグネチャー信号は電力が大きいため、受信装置におけるフレーム同期（プリアンブルの検出）は低い信号対雑音比で実現されるべきである。しかしながら、（シグネチャー信号の電力を増加させるために）シグナリングＯＦＤＭシンボルの電力を減少させることは、シグナリングＯＦＤＭシンボルの信号対雑音比が減少するにつれて受信装置におけるシグナリング情報自体のエラーのない符号化がより困難になることも意味する。したがって、Ｇに対する最適値は、これら相反する目的の間で妥協する必要がある。さらに、当該最適値は、シグナリングＯＦＤＭシンボルとシグネチャー信号との間の電力比に比例するＰ＝（１−Ｇ）／Ｇと定義することができる。Ｇに対する適切な値は、この電力比Ｐを用いて試してみることにより設定できる。
最初の検出において、シグナリングまたはプリアンブルＯＦＤＭシンボルは、チューナ５２により導入されるチューニング周波数オフセットの存在下で復号化される必要があるかもしれない。これは、周波数オフセットの効果を低減する方法でシグナリングデータがプリアンブルＯＦＤＭシンボルに変調されるか、あるいはリソースをプリアンブルシンボルに挿入して周波数オフセットの推定を可能にし、その後、プリアンブル復号化に先立ち当該周波数オフセットの除去を可能にすることを意味する。一例では、送信フレームは、フレーム毎に１つのプリアンブルＯＦＤＭシンボルを含む可能性があるので、第１のオプションを実現するのが困難である。第２のオプションにおいて、追加リソースは、周波数オフセットおよび共通位相誤差を推定するために使用されるように、ＯＦＤＭに挿入される周波数領域パイロットサブキャリアの形式とすることができる。その後、周波数オフセットは、当該シンボルが均一にされて復号化される前に除去される。パイロットのデータペイロード伝送ＯＦＤＭシンボルへの挿入と同様に、本技術の実施形態は、マルチパスによりプリアンブルＯＦＤＭシンボル全体においてパイロットが通常のヌルになるときは、プリアンブルサブキャリアよりも大きい周波数オフセットの推定を可能にする（シグナリングプリアンブル）ＯＦＤＭシンボルパイロットサブキャリア内に挿入するように変更することができる。これにより、１８０のパイロットサブキャリアを先験的に定義された位置で８Ｋシンボルにわたって提供することができる。サブＦＥＴビン周波数オフセットは、プリアンブルＯＦＤＭシンボル自体の検出を介して推定される。これにより、本技術の実施形態は、パイロットシンボルを伝送するサブキャリアの数が、プリアンブルＯＦＤＭを送信するチャネルインパルス応答を推定するのに必要な数より少ないが、送信ＯＦＤＭシンボルの粗周波数オフセット推定するのには十分なプリアンブルＯＦＤＭシンボルを提供することができる。
上述のように、プリアンブルは、シグナリングデータを伝達するＯＦＤＭシンボルとシグネチャーシーケンスとを組み合わせることにより形成される。当該シグナリングデータを復号化するため、受信装置は、プリアンブルＯＦＤＭシンボルを最初に検出し、キャプチャする必要がある。一例において、既知のシグネチャーシーケンスの複合サンプルの複合体に整合されたインパルス応答を有する整合フィルタリング部を用いてシグネチャーシーケンスを検出してもよい。しかしながら、受信信号における周波数オフセットは、整合フィルタリング部の出力を変調し、整合フィルタリング部を用いたシグネチャーシーケンスの正確な検出を妨げる効果を有する。プリアンブルを検出し、周波数オフセットの存在下で当該プリアンブルにより提供されるシグナリング情報を復元するための一例の受信装置を図３７ａに示す。図３７ａにおいて、アンテナから受信した信号は、従来の構成によりベースバンド信号に変換され、入力部４２０から複素数乗算部４２２および周波数同期部４２４にそれぞれ供給される。周波数同期部４２４は、受信信号ｒ（ｘ）における周波数オフセットを検出し、多くのサブキャリアに関するオフセットの量をオシレータ４２６に供給する役目を果たす。オシレータ４２６は、乗算部４２２の第２の入力に供給される複素周波数信号を生成する。乗算部４２２は、オフセットの反転値を受信信号ｒ（ｘ）に導入する役目を果たす。このようにして、乗算部４２２は、オシレータ４２６からの出力に受信信号ｒ（ｘ）を乗算し、これにより、プリアンブル検出・デコーダ４３０がプリアンブルＯＦＤＭシンボルを検出し、出力チャネル４３２で出力されるプリアンブルにより伝達されるシグナリングデータを復元できるように、受信信号における周波数オフセットが補償され、あるいは実質的に反転される。
図３７ｂは、図３７ａに示す受信装置の一部を構成する周波数同期部４２４の実行例を提供する。図３７ｂにおいて、受信信号は入力部４２０からプリアンブルガードインターバル相関部４３２に供給される。プリアンブルガードインターバル相関部４３２は、第１の出力部４３４で、ＯＦＤＭシンボルサンプルＮｕの有効部分の開始を示す信号を生成する。第２の出力部４３６は、ＯＦＤＭシンボルのサンプルをフーリエ変換処理部４３８に供給するが、有効部分Ｎｕにおけるサンプルの数により遅延される。プリアンブルガードインターバル相関部４３２からの第１の出力部４３４は、ガードインターバルの位置を検出し、チャネル４４２を通して閾値検出部４４０からＦＦＴ４３８にトリガー信号を提供する役目を果たす。当該トリガー信号は、ＦＦＴ４３８がＯＦＤＭシンボルＮｕの有効部分の時間領域サンプルを周波数領域に変換するトリガーとなる。フーリエ変換処理部４３８の出力は、受信したＯＦＤＭシンボルにおけるパイロット信号を受信装置におけるレプリカに関連付ける連続パイロット（ＣＰ）整合フィルタリング部４４４に供給される。当該レプリカは、周波数領域におけるＣＰ整合フィルタリング部のインパルス応答を設定するために用いられる。したがって、整合フィルタリング部４４４は、再生されたパイロットと受信したＯＦＤＭシンボルとを相関させ、相関結果を検出閾値部４４６への入力に供給する。検出閾値部４４６は、チャネル４４８におけるＦＦＴビンの数に関して受信信号におけるオフセット検出する。チャネル４４８は、受信信号におけるオフセットを補正するためにオシレータ４２６に供給される周波数オフセットを効果的に提供する。
図３７ｃは、プリアンブルガードインターバル相関部４３２の実行例を提供し、ガードインターバルを検出するための従来の構成に相当する。検出は、連続したＮｇサンプル期間にわたって蓄積された交差相関出力によるＮｕサンプルの遅延の後、受信したＯＦＤＭシンボルのサンプル同士を交差相関させることにより行われる。このようにして、受信信号は、入力部４２０から乗算部４５０および遅延部４５２に供給される。遅延部４５２は、乗算部４５０により受信信号と乗算させるために、複素共役部４５４への出力を供給する。遅延部４５６は、ガードインターバルにおけるサンプル数Ｎｇによりサンプルを遅延させ、単一遅延部４５８は、加算部４６０の出力を遅延させる。加算部４６０は、受信信号と、有効サンプルＮｕに相当し、加算部４６０に供給される遅延されたサンプルの複合体との乗算結果を乗算部４５０から受信する。加算部４６０とともに、遅延ブロック４５６および４５８は、次数Ｎｇの移動平均フィルタリング部を実行する。その効果は、Ｎｇサンプルにわたって交差相関部の連続出力を蓄積することである。このようにして、第１の出力部４３４において、ガードインターバル期間を検出することにより、ＯＦＤＭの有効部分の検出の表示が提供される。出力部４３６は、第１の出力部４３４によりガードインターバルが検出された後で、フーリエ変換を行うために、ＦＦＴに供給される遅延された受信信号サンプルを提供する。
図３７ｄは、周波数同期部４２４の他の実行例を提供し、シグネチャーシーケンス整合フィルタリング部４６２によるプリアンブルシンボルの第１の検出に対応する。しかしながら、最初に、差動エンコーダブロック４６１を用いて、受信信号に存在する周波数オフセットにより出力された整合フィルタリング部の変調を低減するように受信信号を変更する。差動エンコーダ４６１は、受信信号と時間領域シグネチャーシーケンスの両方に適用される。時間領域シグネチャーシーケンスは、周波数領域シグネチャーシーケンス生成部５０４の出力の逆フーリエ変換部５０６により生成される。図４０ａを参照して後述するシグネチャーシーケンス整合フィルタリング部４６２は、タップが時間領域シグネチャーシーケンスの係数に設定される有限インパルス応答フィルタリング部である。
したがって、図３７ｄに示す回路は、周波数同期部４２４の一例を構成する。本例において、シグネチャーシーケンス生成部５０４はシグネチャーシーケンスを再生し、逆フーリエ変換部５０６は当該シグネチャーシーケンスを時間領域に変換し、差動エンコーダ４６１は無線信号における周波数オフセットの変調効果を低減するために受信信号の連続サンプルを差動的に比較し、それに応じて、当該シグネチャーシーケンスの時間領域の連続サンプルを差動的に比較する。既に説明したように、整合フィルタリング部４６２は、差動的に符号化されたシグネチャーシーケンスに対応するインパルス応答を有し、差動エンコーダ４６１から受信信号を受信し、差動的に符号化された受信信号をフィルタリング部リングして粗周波数オフセットの推定を出力において生成する。
図３７ｂに示す出力チャネル４３４に対応して、図３７ｄに示す出力チャネル４６３は、閾値ブロック４４０に供給される信号を生成して、ＦＦＴ４３８へのトリガーを形成する。図３７ｂに示す出力チャネル４３６は、図３７ｄに示す出力チャネル４６４に対応する。このチャネルは、チャネル４４２を通して閾値ブロック４４０によりいいタイミングで動作されるＦＦＴブロック４３８にプリアンブルＯＦＤＭシンボルサンプルを伝達する。 図３７ｅは、差動エンコーダブロック４６１の一例を提供する。受信したサンプルｒ（ｎ）は、ユニット遅延素子４６５および共役ブロック４６６に入る。遅延素子４６５は、各サンプルを１サンプル期間だけ遅延させる。一方、共役素子４６６は、その出力において、各入力サンプルをその複合体に変化させる。その効果は、入力［ｒｉ（ｎ）＋ｊｒｑ（ｎ）］を出力［ｒｉ（ｎ）−ｊｒｑ（ｎ）］に変換することである。この複合体サンプルは、その後、加算部４６７により、遅延素子４６５の出力から減算される。入力信号［ｒｉ（ｎ）＋ｊｒｑ（ｎ）］および出力［ｙｉ（ｎ）＋ｊｙｑ（ｎ）］ｎ＝０，１，２…に対して、差動エンコーダ４６１は以下の式を実行するように作用する。
これにより、プリアンブル検出および復号化がプリアンブル検出・デコーダ４３０により行われる前に、図３７ａ、図３７ｂ、図３７ｃ、図３７ｄ、および図３７ｅに示す構成により、受信シグナルにおける周波数オフセットが推定され補正される。
既に説明したように、図３７ａに示す受信装置の例について、プリアンブル検出・デコーダ４３０はプリアンブルシンボルを検出し、当該プリアンブルシンボルからシグナリングデータを復元するように構成される。この目的を達成するために、プリアンブル検出・デコーダ４３０は、シグネチャーシーケンスを検出することによりプリアンブルを検出し、その後、プリアンブルからシグナリングデータを復元する前に当該シグネチャーシーケンスを除去する。図１７、図３８、および図３９に、プリアンブル検出・デコーダ４３０の実施例を示す。
本技術の実施形態は、シグネチャーシーケンスを検出し、周波数領域または時間領域において当該シグネチャーシーケンスを除去する受信装置を提供することができる。図１７は、周波数領域においてシグネチャーシーケンスを除去する第１の例を提供する。図１７に示す受信装置の例を参照して、受信したベースバンド信号は、受信チャネル４２８から整合フィルタリング部５０２および復調部５５０に供給される。整合フィルタリング部５０２は、シグネチャーシーケンス生成部５０４がシグネチャーシーケンスのコピーを再生した後、時間領域においてシグネチャーシーケンスを受信する。シグネチャーシーケンス生成部５０４は、送信装置において、シグネチャーシーケンス生成部１０３と同一のものである。整合フィルタリング部５０２は、時間領域シグネチャーシーケンスに整合されたインパルス応答を有するように構成される。このようにして、整合フィルタリング部５０２は時間領域シグネチャーシーケンスを受信チャネル４２８から供給された受信信号と相関させ、その相関出力結果は、相関処理の出力が所定の閾値を超えたときに、プリアンブルＯＦＤＭシンボルの存在を検出するために用いることができる。さらに、プリアンブルＯＦＤＭシンボルにおいてシグネチャーシーケンスが存在する結果、チャネルインパルス応答推定部５０８により、受信信号が通過したチャネルのインパルス応答を整合フィルタリング部の相関出力から推定することもできる。したがって、受信装置は、従来のスキャッタードパイロットへのリソースなしにシグネチャーシーケンスを用いてチャネルインパルス応答を推定するための構成を有することができる。
シグネチャーシーケンスの存在を検出し、チャネルインパルス応答を推定して、チャネルインパルス応答の影響を復調部５５０内の受信信号から排除することができる。これにより、第１のフーリエ変換部５１８は、チャネルインパルス応答推定を周波数領域チャネル伝達関数に変換し、当該チャネル伝達関数を復調部５５０内のイコライザ５１６に供給する。
図１７に示す受信装置において、復調部５５０は、エラー補正モードで符号化されたベースバンド形式でシグナリングデータを復元するように構成される。したがって、復調部５５０は、シグナリング（プリアンブル）ＯＦＤＭシンボルからシグナリングデータを復元する。当該シグナリングデータは、その後、前方誤り訂正デコーダ５２０により復号化され、デスクランブリング部５２２によりデスクランブリングされる。デスクランブリング部５２２は、図１６に示すスクランブリング部１０１に相当するが、逆スクランブリングを行う。
復調部５５０は、シグナリングＯＦＤＭシンボルからガードインターバルを除去するガードインターバル除去部５１２と、時間領域サンプルを周波数領域に変換するＦＦＴ部５１４とを有する。イコライザ５１６は、既に説明したように、ＦＦＴ部５１８によりチャネル伝達関数を生成するために周波数領域に変換されたチャネルインパルス応答の影響を取り除く。周波数領域において、イコライザ５１６は、変調シンボルから送信チャネルの影響をできる限り取り除くために、ＯＦＤＭサブキャリアを伝達する各シグナリングデータを対応するチャネル伝達係数で分割する。
シグネチャーシーケンス除去部は、シグネチャーシーケンス生成部５０４により生成された周波数領域におけるシグネチャーシーケンスを、上述のように、スケーリング部５２１によりスケーリング因数Ｇでスケーリングした後で受信する加算部５１０により構成される。このようにして、シグネチャーシーケンス除去部５１９は、第１の出力において、均等化されたプリアンブルＯＦＤＭシンボルを、第２の出力において、周波数領域においてスケーリングされたシグネチャーシーケンスをそれぞれ受信し、一方を他方から減算して、プリアンブルＯＦＤＭシンボルのデータ伝送サブキャリアにより伝達された変調シンボルの推定を出力において生成する。
エラー補正符号化プリアンブルシグナリングデータを表す変調シンボルは、その後、復調・ＦＥＣデコーダ５２０により復調およびエラー補正復号化され、出力において、Ｌ１シグナリングデータのスクランブリングされたビットを形成する。当該ビットは、その後、デスクランブリング部５２２によりデスクランブリングされ、出力部５２４として、Ｌ１シグナリングデータビットを形成する。
時間領域で動作し、シグネチャーシーケンスを除去するプリアンブル検出・デコーダ４３０の他の例を図３８および図３９に示す。図３８は、プリアンブル検出・デコーダ４３０の一例を提供する。これは図１７に示す例に対応するので、図３８に示す例の動作に関する相違点のみ説明する。図３８において、図１７に示す例と同様に、ベースバンド受信信号がシグネチャーシーケンス整合フィルタリング部５０２および復調部５５０に供給される。図１７に示す例と同様に、シグネチャーシーケンス整合フィルタリング部は、受信信号をシグネチャーシーケンスに整合されたインパルス応答と交差相関させる。シグネチャーシーケンスは、シグネチャーシーケンス生成部５０４により周波数領域においてシグネチャーシーケンスを再生し、逆フーリエ変換処理部５０６により当該シグネチャーシーケンスを時間領域変換することにより、時間領域形式で受信される。図１７に示す例と同様に、チャネルインパルス応答推定部５０８は、シグネチャーシーケンス整合フィルタリング部５０２の出力からチャネルインパルス応答を検出し、ＦＦＴ部５１８によりこれを周波数領域チャネル伝達関数に形成して、当該周波数領域チャネル推定を復調部５５０内のイコライザ５１６に供給する。
図３８に示す例の動作は、今までのところ、図１７に示すものに対応する。図３８に示すように、復調部５５０は、ガードインターバル除去部の前方にシグネチャーシーケンス除去部５５９を有する。逆フーリエ変換部５６０から供給される時間領域シグネチャーシーケンスは、スケーリング部５２１により所定の因数Ｇでスケーリングされる。スケーリングされた時間領域シグネチャーシーケンスは、その後、シグネチャーシーケンス除去部５５９に供給される。シグネチャーシーケンス除去部５５９は、時間領域において受信ベースバンド信号からシグネチャーシーケンスを除去する。その後、ガードインターバル除去部５１２、ＦＦＴ部５１４、およびイコライザ５１６は図１７に示す各構成要素に対応する方法で動作する。
図３８に示すシグネチャーシーケンス除去部５５９は、図３９に詳細に示されている。図３９において、シグネチャーシーケンス除去部５５９は、ガードインターバル挿入部５６１と、結合部５６０と、ＦＩＲフィルタリング部５６２とを含む。時間領域ベースバンド受信信号は、入力チャネル４２８において結合部５６０の入力で受信される。第２の入力部５６４は、スケーリングされた時間領域シグネチャーシーケンスを受信する。当該シグネチャーシーケンスは、ガードインターバル挿入部５６１に供給される。ガードインターバル挿入部５６１は、送信装置においてほぼ同じ方法で当該シグネチャーシーケンスの先頭にサイクリックプレフィックスを追加する。ガードインターバル挿入部の出力は、チャネルインパルス応答抽出ブロック５０８で生成されたチャネルインパルス応答の推定を第２の入力部５６６で受信するＦＩＲフィルタリング部５６２に供給される。したがって、ＦＩＲフィルタリング部５６２は、チャネルインパルス応答推定を時間領域におけるシグネチャーシーケンスで畳み込む。当該推定は、その後、結合部５６０により受信ベースバンド信号から減算され、受信信号からシグネチャーシーケンスの影響が取り除かれる。図４０ｂは、このシグネチャーシーケンスの除去のより詳細な実行例、およびどのようにＦＩＲフィルタリング部５６２を構成するかを示す。
上述の内容から理解されるように、復調・ＦＥＣデコーダ５２０およびスクランブリング部５２２の動作は、図１７を参照して説明したものと同じ機能を果たす。
このようにして、受信装置側において、第１のステップでフレーム同期（プリアンブルシンボル検出）が行われる。整合フィルタリング部は、時間領域ＣＡＺＡＣシグネチャーシーケンス（Ｔ−ＳｉｇＳｅｑ）検出用に構成され、整合フィルタリング部出力からＣＩＲの導出を可能にする。プリアンブルからＳｉｇＳｅｑを除去するために、以下の２つの方法がある。
時間領域除去：ＣＩＲを用いて、時間領域において除去用チャネルを通過するＴ−ＳｉｇＳｅｑの効果を合成する；
周波数領域除去：周波数領域において均等化した後、Ｆ−ＳｉｇＳｅｑを除去する。
上述のように、整合フィルタリング部５０２は、受信信号とシグネチャーシーケンスとの相関を表す出力信号を生成する。図４０ａは、シグネチャーシーケンス整合フィルタリング部５０２の例を示すブロック図である。当該ブロック図は、スケーリング部６０２に接続されたＮｓ遅延要素６００のシーケンスを表す。スケーリング部６０２は、シグネチャーシーケンスＰ（ｎ）の対応する成分により遅延記憶部６００に記憶された共役データの各サンプルをスケーリングする。各スケーリング部６０２からの出力は、その後、加算部６０４に供給される。加算部６０４は、出力部６０６における受信信号サンプルｒ（ｎ）とシグネチャーシーケンスとの相関を表す出力信号を生成する。整合フィルタリング部は、以下の数２で表される式を実行する。
フィルタリング部タップＰ（ｉ）が（±１±ｊ１）の形式のものである場合、同相成分および直角位相成分のそれぞれに対する加算回路および乗算回路により、各タップにおいて、乗算を簡単に行うことができる。シグネチャーシーケンスがＣＡＺＡＣシーケンスである場合、Ｐ（ｉ）の直角位相成分は、バイポーラではない。その代りに、スケーリング部６０２は、形式（±１±ｊ１）を有するように、各直角位相成分の符号を用いることができる。
周波数領域におけるプリアンブルを均等化するために、ＳｉｇＳｅｑ整合フィルタリング部から取り込まれたＣＩＲをＦＦＴ処理によりチャネル伝送応答（ＣＴＦ）に変換する。上述のように、図１７は、受信装置による処理、特に、プリアンブルシンボルの生成（周波数領域手法）の実行例を示す。Ｌ１ブロックは、ペイロードデータを復号化するために、すべてのレイヤー１シグナリングを含む。これらＬ１ブロックは、５．７１ＭＨｚ毎に周期的に繰り返される。このようにして、ＣＭのチューナ位置がＬ１ブロック構造に適合しない場合でも、ＣＭは２つのブロックのデータをソートすることによりデータを得ることができる。図１８は、その原理、すなわち、任意のチューニング位置からの、ＣＭ側のＬ１ブロックの取り込みを示す。
結果として、チューナ帯域幅が５．７１ＭＨｚ以上である限り、任意のチューニング位置で、Ｌ１ブロック内での完全シグナリングを利用することができる。プリアンブルシンボルは、周期的に繰り返されるＬ１ブロックによる悪影響を避けるために、周波数方向においてさらにスクランブリングされる。Ｌ１ブロックのスクランブリングの結果、全ＨＦＣ周波数範囲にわたって、独特なプリアンブル到達範囲となる。これは、「完全ＯＦＤＭ」と呼ばれ、任意のＡＴＳＣ３．０信号の周波数特異的認識を可能にする。プリアンブル信号は事実上すべての周波数に対して定義されるものの、プリアンブルとＬ１ブロックは、一般的に、実際のＡＴＳＣ３．０信号も送信される場合に送信される。
重畳されたＳｉｇＳｅｑシーケンスは、Ｌ１ブロックに対してアラインされる。すなわち、サブキャリアに変調されたＣＡＺＡＣシーケンスは、５．７１ＭＨｚ毎に繰り返される。この特徴により、５．７１ＭＨｚの最小帯域幅を超えるあらゆる帯域幅をサポートすることが可能になる（図１７も参照）。
チャネルインパルス応答の推定を形成し、受信信号におけるシグネチャーシーケンスにより提供されるものに対応する受信信号の成分は、受信信号ｒ（ｉ）にシグネチャーシーケンス除去部５５９を通過させることにより、生成することができる。シグネチャーシーケンス除去部５５９は、遅延およびチャネルインパルス応答の振幅プロファイルを反映させるフィルタリング部タップｈｎにより構成される。これは、適切なスケーリング、シフト、およびプリアンブルシンボルの長さＮｓ＝Ｎｕ＋Ｎｇのシグネチャーシーケンスの追加により実現される。当該フィルタリング部の例を図４０ｂに示す。
図４０ｂに示すように、シグネチャーシーケンス除去部５５９は、遅延線からなる有限インパルス応答（ＦＩＲ）フィルタリング部５６２を含む。当該遅延線は、Ｎｓ−１個の遅延要素６５２．１、６５２．２、…、６５２．Ｎｓ−１からなる。これら遅延要素の出力は、対応するゲイン項６５１．１、６５１．２…、６５１．Ｎｓ−１に接続される。各ゲイン項のゲイン段は、その出力を加算部６５３に供給する。フィルタリング部の入力部６５４は、遅延要素６５２．１の入力およびゲイン項６５１．０の入力の両方に接続される。ＦＩＲフィルタリング部６５０の出力部６５６は、加算部５６０の入力に接続される。加算部５６０の他の入力部６５７は、受信プリアンブル信号サンプルｒ（ｉ）を受信する。動作中において、ＦＩＲフィルタリング部のゲイン段は、チャネルインパルス応答推定部５０６によって導出されたチャネルインパルス応答のサンプルの負の値に設定される。ＦＩＲ６５０は、出力部６５６において、チャネルインパルス応答推定によるシグネチャーシーケンスの畳み込みを表す信号を生成する。当該信号は、シグナリングＯＦＤＭシンボルに与えられたシグネチャーシーケンスにおけるチャネルの効果の推定を効果的に提供する。加算部５６０は、その後、受信信号からシグネチャーシーケンスの影響を取り除くために、入力部６５７からの受信信号からＦＩＲ６５６の出力信号を減算して、出力部６６０を形成する。したがって、シグネチャーシーケンス除去部５１０により、（整合フィルタリング部の出力の）有意なインパルスが最初に発生した点に整合された遅延を伴って、受信信号から（チャネルインパルス応答によって表現されるチャネルを通過するシグネチャーシーケンスの）結果が減算される。この処理は、当該減算、チャネルインパルス応答推定部５０８により再推定されたチャネルインパルス応答、およびシグネチャーシーケンス除去部５５９により再度抽出されるシグネチャーシーケンスにおけるその影響の結果により整合フィルタリング部５０２を再実行することができるため、反復して行うことができる。その結果、受信信号におけるシグネチャーシーケンスの影響をより正確に推定し、受信信号から減算することができる。すべての繰り返しからのチャネルインパルス応答は、その後、合計を計算し、標準化して、プリアンブルシンボル均等化に対してチャネル伝達関数（ＣＴＦ）を導出するチャネルインパルス応答の推定を改善することができる。
図４１は、受信したシグナリングＯＦＤＭシンボルにおける粗周波数オフセットを検出するために使用されるプリアンブルパイロット整合フィルタリング部４４４のより詳細な概略図である。プリアンブルパイロット整合フィルタリング部４４４は、図３７ａに示す周波数同期部４２４の一部を構成してもよい。上述のように、シグナリングＯＦＤＭシンボルに導入されたパイロットの数は、チャネルを推定するために必要とされる数よりも少ない。したがって、パイロットシンボルの数は、粗周波数オフセットを推定するために設定される。図４１に示すブロック図は、粗周波数除去部５１３を表す一例を提供し、３パターンの受信プリアンブル信号７０１で示されている。
図４１に示すように、一連の遅延要素７００を用いて、信号の個々のサンプルを供給する。各サンプルは、その後、乗算部７０２により既知のパイロット信号値Ｐ（ｎ）で乗算され、加算部７０４によって合計され、相関出力部７０６を形成する。パルス検出部またはピーク検出部７０８は、図３７ｂに４４６で示すものと同じであり、チャネル７１０において、受信信号の相関オフセットと受信装置におけるパイロット信号の集団との間に一致が生じたときにピークを示す出力信号を生成する。各受信信号７０１において、斜線で示す円は、プリアンブルパイロットを表すサブキャリアセルを示す。一方、斜線のないセルは、非パイロットサブキャリアセルを示す。すべてのサブキャリアセルは、トランスバーサルフィルタリング部に向かって右から左にシフトされる。パラメータＭａｘＯｆｆは、設計者が期待する可能性のあるサブキャリア間隔Ωを単位とする周波数オフセットの最大値を表す設計パラメータである。パルス検出部の出力は、シフト（０．５（Ｎａ＋Ｎｕ）−ＭａｘＯｆｆ）と（０．５（Ｎａ＋Ｎｕ）＋ＭａｘＯｆｆ）との間でのみ有効である。なお、Ｎａは、（総数Ｎｕのサブキャリアのうち）プリアンブルＯＦＤＭシンボルにおいて使用されるサブキャリアの数である。シフトが-ＭａｘＯｆｆから＋ＭａｘＯｆｆに達した場合、パルス検出部の出力は、観測された周波数オフセットに対応するシフトに対して高くなる。
一度Ωが検出されると、この粗周波数は、サブキャリアを−Ω、すなわち周波数オフセットと逆方向にシフトすることにより除去される。また、この粗周波数は、図３７ａに示すオシレータ４２６により生成された適切な位相シヌソイドによる変調によりプリアンブル検出整合フィルタリング部またはガードインターバル相関部４３２から推定された優れた周波数オフセットと同様にＦＦＴに先立って除去される。この２つの周波数オフセットを用いて、フレーム内の残りのＯＦＤＭシンボルに対するキャリア補正ループを開始することができる。
シグネチャーシーケンスを受信サンプルから除去し、粗周波数オフセットを調整した後、受信したシーケンスのＦＦＴによりＯＦＤＭ均等化を開始することができる。ＦＦＴウィンドウは、チャネルインパルス応答推定における最初のインパルスの関連遅延に対応するＦＦＴ部５１４においてトリガー位置から開始する。チャネルインパルス応答推定期間がプリアンブルＧＩＤより長い場合、Ｎｇ（Ｎｇは、プリアンブルシンボルのガードインターバルにおける時間領域サンプルの数である）長ウィンドウの最初で開始することを確保するためにトリガー位置を変更する。Ｎｇ長ウィンドウ下では、チャネルインパルス応答推定のエネルギーの最大値が低下する。Ｎｕ点ＦＦＴにより、チャネルを重畳させる効果を有する、周波数領域におけるプリアンブルＯＦＤＭシンボルが生成される。均等化および復号化の前に、図３７ａ、図３７ｂ，および図３７ｃを参照して上述したように、あらゆる周波数オフセットを計算し、周波数オフセット除去部により除去しておく必要がある。この推定には、周波数においてシンボル全体がどれだけ左右にシフトされているかを決定するために、既知のプリアンブルパイロットとの相関が利用される。プリアンブルＯＦＤＭシンボルの均等化には、チャネル伝達関数（ＣＴＦ）が必要である。これは、ＦＦＴ部５１８により、チャネルインパルス応答推定においてＮｕ点ＦＦＴを実行することにより導出される。これにより、サブキャリアワンタップ均等化によりサブキャリアを発生させるプリアンブルＯＦＤＭシンボルにおけるすべてのサブキャリアに対してチャネル伝達関数が提供される。最後に、均等化されたデータサブキャリアを抽出し(廃棄されたパイロットサブキャリア)、デマッピングし、前方誤り訂正（ＦＥＣ）復号化してシグナリングを提供する。
ここで、フレーミング部１８によって使用される、提案されたフレーミングの概念について説明する。当該提案されたフレーミングの概念により、異なるフレームタイプを時分割の方法で混合することが可能になる。これにより、モバイルＴＶに対するフレームだけでなく固定ＴＶフレームを単一のＲＦチャネル内に埋め込むことができる。さらに、コンテナは、ＤＶＢ−Ｔ２と同様にＦＥＦ（未来拡張フレーム）と呼ばれる未来のフレームタイプを統合することも予想される。その基本原理を図１９に示す。図１９は、異なるフレームタイプの混合を可能にするフレーミングの概念を示す。
固定受信フレームのために必要とされる１つの原理は、スペクトル効率である。当該スペクトル効率は、以下の特徴により確保することができる。
・例えば２５６ＱＡＭの高次数変調；
・関連する安全なチャネル状況による高符号レート（＞１／２）；
・３２Ｋ等の高ＦＦＴサイズ―これにより、ガードインターバル部分による容量損失が低減する；
・低密度スキャッタードパイロットパターン。
例えば、高ＦＦＴサイズにより、ドップラー効果による移動通信に適さないフレームが形成される。一方、移動通信のためのフレームの主な必要条件は、高レートのサービス利用性を確保するためにロバスト性とすることができる。これは、以下のような特徴を採用することにより確保される。
・ＱＰＳＫ等の低次数変調；
・低符号レート（＜＝１／２）；
・低ＦＦＴサイズ（＜＝８Ｋ）；
・高密度スキャッタードパイロットパターン
低ＦＦＴサイズは、より広いサブキャリア間隔およびドップラー効果に対するより高い耐性を意味する。高密度スキャッタードパイロットパターンにより、早いチャネル多様性の存在下でチャネル推定が容易になる。
フレームはすべて、プリアンブルシンボルと、以下の多数のペイロードシンボルとを含む。スペクトル効率を増加させるために、短いフレームは避けるべきである。したがって、フレームの最大長は、時間方向におけるスキャッタードパイロット繰り返し率の４倍（すなわち、４＊Ｄｙ）を下回るべきではない。一方、フレームサイズは、適度に低いザッピング時間および速いＥＷＳ検出を得るのに長過ぎるべきではない。例えば、単一のフレームに対して１００ミリ秒を合理的な上限とすることができる。もちろん、単一のフレームタイプ（例えば、固定型または携帯型）を用いることができる。この場合、同じ種類のフレームは、連結される。その例を図２０に示す。図２０は、単一のフレームタイプを含むシステム送信例を示す。
提案されたシステムは、さらに、基本となる多様な標準帯域幅（例えば６ＭＨｚ）として異なるチャネル帯域幅をサポートする。図２１は、６ＭＨｚを超える広帯域送信を示す。今までのところ、単一ＲＦチャネルに適合しないであろう４ｋ２ｋサービス（または、８ｋ２ｋサービスでも)のような今後の高度なサービスに必要とされるデータレートを実現することができる。さらに、特にサービス毎のビットレートを増加することによる、より広いチャネル帯域幅における統計的多重化の改善も期待されている。（上述のように）各フレームの先頭に配置されたプリアンブルの特別な特徴により、柔軟なチャネル帯域幅が可能になる。
各フレームにおいて、プリアンブルシンボルの後には、多くのペイロードシンボルが続く。ペイロードシンボルはすべて、以下に説明するような位置に（拡散し、連続した）複数のペイロードセルとパイロットとを含む。唯一の例外は、以下に説明するフレーム開始シンボルとフレーム終了シンボルである。
プリアンブルシンボルから独立した適切なチャネル推定を可能にするために、フレームにおける最初のシンボルと最後のシンボル（フレーム開始シンボルおよびフレーム終了シンボル）は、密度Ｄｘの追加パイロットを含む。図２２は、ＳＩＳＯ（単入力単出力）に対する異なる値のＤｘにおけるパイロット割り当てを示す。
ここで、パイロット挿入部１９によって挿入されるパイロットパターンについて説明する。まず、スキャッタードパイロットパターンについて説明する。スキャッタードパイロットは、時間方向および周波数方向において、等間隔で、信号に挿入される。以下の表に、ＳＩＳＯに対する提案されたパイロットパターンをまとめる。Ｄｘは、スキャッタードパイロット−伝送キャリア間隔を示し、Ｄｙは、時間方向におけるパターン繰り返しレート（すなわち、ＯＦＤＭシンボルの数）を示す。さらに、スキャッタードパイロットオーバーヘッド容量損失数も提供される。
ＤＶＢ−Ｔ２と比較して、必要となるパイロットパターンの数は、８から４に減少する。このパターンは、６ＭＨｚの帯域幅のデフォルトケースを最適化するように設計される。しかしながら、他の帯域幅への拡張も適用できる。小さい値のＤｙは、メモリサイズの減少および携帯性の向上のために選択される。さらに、この選択により、待ち時間が減少する。異なるガードインターバル長およびＦＦＴサイズに対して異なるスキャッタードパイロットをマッピングするオプションは、以下の表に提示される。この表は、ＳＩＳＯモードにおけるＦＦＴサイズとガードインターバルとの可能な組み合わせに対して使用されるスキャッタードパイロットパターンを示す。
次に、連続パイロットパターンについて説明する。このシステムのために、新しい連続パイロットパターンが提案されている。以下の重要な条件が考慮されている。
・チャネル容量損失を最小にしつつ、十分に利用できること
・全帯域を良好かつ均一にカバーしつつ、合理的にランダム化を行うこと
・すべてのＦＦＴサイズにわたって一貫した性能および利用性
・受信装置のオーバーヘッド（必要メモリ）をできる限り低減すること
・ＣＰパイロットパターンは、１組の数字を記憶することだけに必要な方法で設計される。
以下の表に、連続パイロットパターンをまとめる。
以下の表に、（６ＭＨｚ毎に）８ｋ、１６ｋ、および３２ｋのＦＦＴサイズに対する通常モードおよび拡張モードのＣＰの位置をまとめる。
次に、パイロットブースト値について説明する。パイロットは、完全なチャネル情報に対するチャネル推定によりペイロードの電力損失の低減と効率性能の損失の低減との良好なバランスを確保するためにブーストされる。さらに、キャリア内漏洩の低減も考慮する。以下の表に、提案された連続スキャッタードパイロットのブースト値をまとめる。
次に、インターリーバについて説明する。８ｋ、１６ｋ、および３２ｋのＦＦＴサイズに対する周波数インターリーバ２０を、ＤＶＢ−Ｔ２またはＤＶＢ−ＮＧＨから再利用する。提案された時間インターリーバ２１は、ＰＬＰレベルで動作する。時間インターリーブのパラメータは、システム内の様々なＰＬＰに対して異なっていてもよい。
各ＰＬＰに対するＦＥＣブロックは、インターリーブフレームのグループに分けられる。各インターリーブフレームは、ＦＥＣブロックの動的可変整数＋以下に説明するパディングを含む。最初は、インターリーブフレーム長が未知であってもよい。インターリーブフレームが終了することが決定したとき、この事実は以下に説明するＬ１シグナリングによりシグナリングされる。ＰＬＰのビットレートおよびＭＯＤＣＯＤが長時間にわたって一定である場合、非常に長いインターリーブフレームを用いる。ＰＬＰのビットレートが頻繁に変化する場合、動的可変の短いインターリーブフレームを用いる。しかしながら、これら２つの場合において、基本的な違いはない。違いは、単にインターリーブフレーム長である。
各インターリーブフレームは、開始される能力により畳み込みインターリーバを通過して、個々のインターリーブフレームをインターリーブできるように停止する。図２３は、畳み込みインターリーバを示す。各セルがインターリーバに入力されると、選択部が１つの行を下方に前進させ、最終行の後は、最初の行に巻き戻る。図中の各正方形は、１つのセルを記憶できるメモリ位置を示す。
インターリーブフレームの初めと終わりに、インターリーバのいくつかの行はセルを含むが他の行はセルを含まないという事実を打開する方法が必要となる。この場合、選択部は、有効なセルを含まない行をスキップする。選択部が有効なセルを含まない行をスキップする必要がある場合、インターリーバは計算を行う。インターリーブフレームの最初にインターリーバがスキップするポイントがスタートアップパンクチャとして参照される。最後にインターリーバがスキップするポイントがシャットダウンパンクチャとして参照される。
図２３に示す構成では、行にはＮ行＝０、１、２…Ｎ行−１の番号が付与されている。なお、Ｎ行は、行の数であり、選択部の繰り返しには、０から番号が付与されている。Ｎ繰り返し＝０、１、２…∞である。インターリーブフレームに残るセルの数をＮフレームとする。スタートアップ処理が始まった時間に関するインターリーバから各出力の序数を計算することができる。Ｎ序数＝（Ｎ繰り返し−Ｎ行＋１）Ｎ行＋（Ｎ行＋１）Ｎ行である。
序数は、インターリーブされていないインターリーブフレームにおけるセルの位置である。この序数が０より小さい場合、スタートアップパンクチャが検出され、選択部は次の列Ｎ通常＜０に移動されるべきである。この序数がＮフレーム（Ｎフレームはインターリーブフレームにおけるセルの数である）以上の場合、シャットダウンパンクチャが検出され、再度、選択部が次の行Ｎ通常≧Ｎフレームに移動されるべきである。このようにして、各位置におけるセルが有効である無効であるかを示す各位置に対するフラグを記憶する必要なく、スタートアップパンクチャおよびシャットダウンパンクチャを検出することができる。
インターリーバが動作している間、インターリーバから出力されるセルの総数を維持することができる。一度この総数がＮフレームに等しくなると、インターリーブフレーム内のセルはすべてインターリーバから出力される。インターリーバがシャットダウンされる時間が知られる前に開始される場合、スタートアップパンクチャを検出するためにインターリーブフレームＮフレーム長を知る必要がないため、スタートアップパンクチャを検出するために上述の方法を依然として用いることができる。しかしながら、インターリーブフレームＮフレーム長が未知の場合、この状態で検出されるシャットダウンパンクチャを有効にするために、上述の方法を適用する必要がある。この状態で、シャットダウン処理が開始される前に、任意の時間を定義し、その時点で、選択部は、行０（Ｎ行＝０）である。このとき、Ｎ繰り返しを０に定義し、Ｎフレームをインターリーブフレームに残っているセルの数に定義する。その後、上述の方法を用いて、シャットダウンパンクチャを検出することができる。
インターリーバ（および受信装置における対応するデインターリーバ）において、選択部を同期する必要がある。受信装置のスイッチがオンになる前にインターリーバが開始された場合、当該受信装置は、選択部の正確な位置を知る必要がある。これは、各フレームの開始時において動的Ｌ１シグナリングにより選択部の位置をシグナリングする送信装置により行われる。その後、取得プロセスの間、受信装置は、選択部を正確な位置に設定するために当該シグナリングを復号化することができる。一度デインターリーバがインターリーバに同期されると、このシグナリングを復号化する必要はない。
また、受信装置は、デインターリーバの出力で、ＦＥＣブロックの開始の位置を決定できる必要がある。これは、ＦＥＣブロックの開始がデインターリーバから出力される前に、当該フレームの間にデインターリーバが出力するセルの数をシグナリングする送信装置により行われる。
このシステムにおいて待ち時間は一定であるのが望ましい。インターリーバ選択部が行をスキップした場合、このシステムにおける待ち時間が変化する。例えば、シャットダウンパンクチャが決定された場合、現在の行はスキップされるので、現在のセルは現在の行に入力されない。しかしながら、それでもなお現在の行から出力される必要のあるデータがある。したがって、当該入力データは、何とかしてバッファに記憶する必要がある。同様に、デインターリーバにおいて、シャットダウンパンクチャが決定された場合、現在のシンボルは現在の行に入力されないので、この入力データも何とかしてバッファに記憶する必要がある。
インターリーバ（および対応するデインターリーバ）の設計には、インターリーバおよびデインターリーバのメモリをバッファとして再利用し、必要メモリ量を最小にしつつ待ち時間を一定にする方法が含まれる。これは、送信装置の数より受信装置の数が多いので、特にデインターリーバにおいて重要である。これら方法の結果、インターリーブフレーム長は、行数Ｎ行の倍数の整数でなければならない。すなわち、ＮフレームｍｏｄＮ行＝０である。これを実現するために、パディングデータをインターリーブフレームの終わりに追加する。さらに、提案されたインターリーバ法を可能にするために、フレーム毎にＬ１シグナリングにおける少しのシグナリング領域が必要となる。
ここで、ＯＦＤＭ生成部２２によるＯＦＤＭ生成について説明する。
例えばＡＴＳＣ３．０等の提案されたシステムにたいして３つのＦＦＴ（ＮＦＦＴ）サイズを提案する。以下に示すすべての数字は、８ｋのＦＦＴ、１６ｋのＦＦＴ、および３２ｋのＦＦＴについての６ＭＨｚのデフォルト帯域幅に関する。６ＭＨｚに対する基本的な期間は、Ｔ＝７／４８マイクロ秒として定義される。以下の表に、主なＯＦＤＭパラメータをまとめる。値は、通常キャリアモードおよび拡張キャリアモードに対して与えられる（以下参照）。
６ＭＨｚのデフォルト帯域幅の倍数の整数として、より広いチャネル帯域幅を実現することができる。これは、キャリアアグリゲーション、すなわち、キャリア間隔を一定に保ちつつサブキャリア数を増加させることにより行われる。以下の表は、より高いチャネル帯域幅（通常モード）に対するサブキャリア数の一覧である。
以下の表に、ガードインターバル長に対するＦＦＴサイズ特異的なオプションをまとめる。
スペクトルの矩形部分は、ＦＦＴサイズが大きいほど早くロールオフするので、提案されたＦＦＴモードに対して、ＯＦＤＭ信号のスペクトルの外端を拡張することができる。すなわち、データ送信のために、シンボル毎により多くのサブキャリアを用いることができる。得られる容量ゲインは、１．４％（８Ｋ）から２．１％（３２Ｋ）である。
スペクトルノッチは、本システムにおいて、地上伝送のために考えられる最大ペイロードを維持しつつ他の送信システムと共存するためにサポートされる。ノッチにより、ＯＦＤＭ信号から選択されたキャリアを除去することで、地上伝送のためのスペクトル効率が低減する。Ｌ１シグナリング（プリアンブル内）において利用可能なノッチパラメータは、開始位置およびスペクトルノッチの幅を正確に定義することにより、このスペクトル効率の減少を最小に保つことができることを意味する。狭帯域および広帯域の２種類のノッチが提案される。以下の表に、考えられる構成をまとめる。
ある状況では、いくつかの（少なくとも２つの）送信装置から送信された信号は破壊的に干渉し、完全な信号は（ほぼすべてのサブキャリアにわたって）無効にされる。この作用は、横方向にディープフェードのままのスポットが存在していた様々な実地試験において測定された。様々な送信装置がわずかにことなる周波数を有している場合、これらスポットは時間の経過とともに移動し、様々な場所において、受信環境を悪化させてしまう。
このような問題を避けるために、送信信号を送信装置特異的にし、ほぼランダムに予歪することが提案される。受信装置はこれら重畳信号を通常のＳＦＮ信号として処理する。これら予歪信号により、完全信号喪失の可能性は最小となる。受信装置が送信チャネルの一部として解釈する予歪によりチャネルインパルス応答の延長を招かないように特別に配慮する。
したがって、簡略化されたＴｘ図である図２４に示すようないわゆるｅＳＦＮ（拡張ＳＦＮ）処理は、ＳＦＮ構成において多様な送信装置から送信される信号間の相関を失わせるために適用される。送信装置２００は、変調部２０２、フレーミング・パイロット挿入部２０４、ｎ個の並列直線予歪部２０６および２０８、ｎ個のＩＦＦＴ部２１０および２１２、ならびにｎ個のアンテナ２１４および２１６を含むｅＳＦＮを含む。
キャリアｋに対するｅＳＦＮ予歪項は、以下の数３により算出される。
二乗余弦関数自体は、以下の数４で定義される。
位相項は、再帰的に各二乗余弦関数の位相を定義し、以下の数５により得られる。
ＯＦＤＭには多くの利点がある一方、特に地上伝送の場合、チャネルのエッジにおいてスペクトルショルダが高くなるというデメリットがある。すなわち、チャネルエッジにおけるスペクトル勾配は、すべての場合において隣接信号に対して十分にチャネルを分離するために十分なほど急勾配ではない。スペクトル勾配の傾きを増加させるために、最大遅延拡散の限界損失を有し、システム性能に影響がない短いＦＩＲフィルタリング部を導入する。
図２５は、フレーミング部２５２およびＯＦＤＭ処理部２５４を含む通常のＯＦＤＭエンコーダ２５０（図２５Ａ）および変更したＯＦＤＭエンコーダ２６０（図２５Ｂ）を示すブロック図である。変更したＯＦＤＭ符号化の場合、通常のＯＦＤＭエンコーダ２５０の構成要素に加えて、生成されたＯＦＤＭ信号のショルダ（帯域外発射）を低減するために、ＩＦＦＴの前に予歪部２６２が適用され、ＩＦＦＴ（ＯＦＤＭ処理部２５４）の後にフィルタリング部２６４が適用される。フィルタリング部２６４は必ずしも通過帯域内に平坦特性を有する必要はなく、フィルタリング部の必要とされるインパルス応答のフィルタリング部係数につながるだけである。その例を図２６に示す。曲線Ｃ１は、フィルタリング部リングしていない元のＯＦＤＭ信号である。Ｃ２は、フィルタリング部リングされた信号である。この曲線は、もはや信号帯域幅内に平坦特性を有しない。これは、フィルタリング部のフィルタリング部係数が低いことによる。しかしながら、当該曲線は、良好な帯域外発射の減衰を示す。
信号帯域幅における平坦特性を得るために、直線予歪を用いる。予歪により、フィルタリング部の選択性が補償される。これは、（周波数領域における）各個別のＯＦＤＭサブキャリアと、特定のサブキャリアでのフィルタリング部の伝達関数の逆数との乗算により達成される。図２６における曲線Ｃ３は、曲線Ｃ２に適用したものと同じであるが、上記の予歪を受けたフィルタリング部のパワースペクトル密度を示す。当該曲線は、理想的には、フィルタリング部リングされていない曲線Ｃ１と信号帯域幅内で重なるが、スペクトルの他の部分においては、未だ高い減衰を示す。シミュレーションにおいては、ＢＥＲ性能およびＰＡＰＲ特性に対する負の効果は示されなかった。
最も極端な例では、単一０ｄＢエコーによるフィルタリング部リング（ここでは、２タップＦＩＲフィルタリング部を例とする）を実現することができる。図２７は、２サンプル遅延のみを有する単一ｄＢエコーのプロットの例を示す。曲線Ｃ４は、フィルタリング部リングされていない元のＯＦＤＭ信号を示す。曲線Ｃ５は、帯域外発射がさらに減衰されているが、その結果、Ｔｘ信号におけるリップルを有するフィルタリング部リングされた信号を示す。曲線Ｃ６は、予歪を示す。最後に、曲線Ｃ７は、予歪を伴うフィルタリング部リングされた信号を示す。
次に、ＰＡＰＲ低減について説明する。ＤＶＢ−Ｔ２トーン保存（ＴＲ）アルゴリズムが採用される。保存キャリア数は、（表（２１）に示すように）ＤＶＢ−Ｔ２と同じままである。ＡＴＳＣ３．０物理層に対して、新たなスキャッタード連続パイロットパターンが提案されている。このパターンでは、３つのＦＦＴサイズおよび考えられるすべてのスキャッタード連続パイロットパターンに対する最適参照カーネルを確保する新しい１組の保存キャリア指数を推奨している。以下の表に、このトーン保存法に対する保存キャリアの数と位置を示す。
ＭＩＭＯは、特に、１５ｄＢを超える高いＳＮＲ値に対して、スループットレートを増加させる重要な技術であると考えられる。ＤＶＢ−ＮＧＨは、地上放送のためのレート２ＭＩＭＯスキームを提供する最初のシステムである。一般的に、単純な２ｘＮ空間多重化ＭＩＭＯに由来する同様のＭＩＭＯ符号を再利用することが提案され、これにより、相関処理、多様性、および処理電力の不均衡の改善についてのいくつかの特徴が追加される。
ＭＩＭＯの１つの欠点は、導入するのに苦労することである。特に、固定された屋根に対して、家庭側にかかる設置労力や設置コストは最小限に減らす必要がある。いずれにせよ、今のところ１つの偏波アンテナを交換する必要がある。他に障害となるのが、同じ周波数で両方のＭＩＭＯ信号成分を受信装置のチューナに伝送するのを防ぐ典型的な家庭への１つのケーブルの導入である。しかしながら、両方のＭＩＭＯＲｘ経路（例えば信号分極）が異なる周波数にマッピングされる場合、従来のケーブルを再利用してそれらを伝送することができる。例えば、１つのＭＩＭＯ信号成分がケーブルに直接供給される一方、他の分極信号は、未使用の周波数にシフトされる。
図２８に、両方のＭＩＭＯＲｘ経路信号（例えば、分極）が単一ケーブルを通過する原理を示す。第１の信号はそのまま使用され、第２の信号はフィルタリング部リングされて未使用の周波数にシフトされる。ＭＩＭＯ符号化ＲＦ信号は、（単一ケーブルの後ろにある）受信装置が第２のＭＩＭＯ成分のＲＦ周波数を決定／検出することを可能にするシグナリングを含む必要がある。例えば、当該シグナリングは、利用できる（すなわち、現在の地理的位置に割り当てられていない）周波数の一覧を含む。他の例では、シグナリングには、受信装置が同調しなければならないオペレータによって選択される第２のＭＩＭＯ成分に対する特異的周波数が含まれる。当該シグナリングに基づいて、受信装置は、（ＤｉＳＥｑＣ等の）適切な制御プロトコルを用いて、対応する混合周波数をＭＩＭＯＲｘ混合部に送信する。
以上のように、提案されたＭＩＭＯ受信装置は、
入力信号経路上で、ＭＩＭＯ前処理装置から、ＭＩＭＯ送信信号の１つまたは複数のＭＩＭＯ送信チャネルを含む多重信号を受信する入力インターフェースと、
上記多重信号に多重化された２つのＭＩＭＯ受信信号成分を含む１つまたは複数のサービスを伝送するＭＩＭＯ送信チャネルのうち、少なくとも、上記ＭＩＭＯ受信装置によって使用されるべき所望のサービスを伝送するＭＩＭＯ送信チャネルの上記２つのＭＩＭＯ受信信号成分の各周波数チャネルへの割り当てを示すチャネル割り当て情報を、上記ＭＩＭＯ送信チャネルの上記２つのＭＩＭＯ受信信号成分が異なる周波数チャネルに割り当てられるように、上記ＭＩＭＯ前処理装置にシグナリングするシグナリング部と、
サービスデータストリームを取得するための、上記チャネル割り当て情報に基づく上記各ＭＩＭＯ受信信号成分の上記周波数チャネルへのチューニングを含み、上記所望のサービスを伝送する上記ＭＩＭＯ送信チャネルの上記２つのＭＩＭＯ受信信号成分を処理する処理部と、
上記サービスデータストリームを出力する出力インターフェースと
を含む。
さらに、提案された対応するＭＩＭＯ前処理装置は、
異なる入力信号経路を介して受信された少なくとも２つのＭＩＭＯ送信信号ストリームと、同じ周波数チャネルをカバーし、異なる送信信号ストリームに含まれる２つのＭＩＭＯ受信信号成分を含み、１つまたは複数のサービスを伝送する１つまたは複数のＭＩＭＯ送信チャネルとを含むＭＩＭＯ送信信号を受信する入力インターフェースと、
上記ＭＩＭＯ送信信号に由来し、またはＭＩＭＯ受信装置から受信したチャネル割り当て情報に基づいて異なる周波数チャネルに割り当てられた上記１つまたは複数のＭＩＭＯ送信チャネルの上記２つのＭＩＭＯ受信信号成分を多重信号に多重化するＭＩＭＯマルチプレクサと、
上記多重信号を出力信号経路に出力する出力インターフェースと
を含む。
さらに、提案された対応するＭＩＭＯ送信装置は、
送信される入力データを受信する入力処理部と、
上記受信された入力データと、ＭＩＭＯ受信装置によって使用されるべき所望のサービスを少なくとも伝送するＭＩＭＯ送信チャネルの２つのＭＩＭＯ受信信号成分の各周波数チャネルへの割り当てを示すチャネル割り当て情報を含むシグナリング情報とを、上記ＭＩＭＯ送信チャネルの上記２つのＭＩＭＯ受信信号成分が異なる周波数チャネルに割り当てられるように、符号化および変調するビットインターリーブ符号化変調部と、
上記ビットインターリーブ符号化変調部の出力信号をＭＩＭＯ符号化して２つのＭＩＭＯ符号化信号ストリームを取得するＭＩＭＯエンコーダと、
同じ周波数チャネルをカバーし、異なるＭＩＭＯ符号化ストリームに含まれる２つのＭＩＭＯ受信信号成分を含み、１つまたは複数のサービスを伝送する１つまたは複数のＭＩＭＯ送信チャネルを含むＭＩＭＯ送信信号として、上記ＭＩＭＯ符号化信号ストリームを送信する２つのＭＩＭＯ送信アンテナと、
を含む。
放送ネットワークのサービスエリアのエッジに位置する端末は、受信レベルの低さに悩まされる。受信レベルの低いと、エラーのない復号化が阻害される。これは、屋内における受信、または大きな物体が送信信号を減衰させる場合にも当てはまる。この問題を解決するために提案されるのは、図２９に示すように、エラーのない受信を可能と冗長性を伝達するための有線または無線の広帯域ネットワークをさらに利用することである。図２９は、提案された「オンデマンド冗長性」の原理を利用する放送システムを示す。多くの場合、放送データを正確に復号化するための受信信号レベルが数Ｄｂ不足し、その結果、数百ｋｂｉｔ／ｓの追加冗長性データストリームとなる。
提案されたスキームにおいて、地上ネットワークにおける信号送信は全く変化しないが、受信が不十分である場合、端末装置は広帯域ネットワークを介して追加データをフェッチすることができる。これにより、エラー補正性能が改善される。端末装置は、地上ネットワークから受信したデータを評価し、信号の質にしたがって、擬似エラーフリー（ＱＥＦ）の受信を確保するために一定量の追加データを必要とする。より厳しい条件下では、さらに追加データが必要となる。このようにして、純粋な地上放送と広帯域ネットワークを介した完全な配信との間のスムーズな移行を実現することができる。これにより、放送ネットワーク管理に対する新たな自由度が与えられ、全配信コストおよびエネルギー消費の低減に役立つ。
両方のネットワークが受信したデータは、端末内における復号化のために結合される。広帯域ネットワークを介してどの種類の追加データが送信されるかは、地上放送ネットワークが使用する技術に依存する。図３０は、提案されたシステムに対する提案されたオンデマンド冗長性（ＲｏＤ）の概念を示す。ＲｏＤ可能端末（図３０の端末２）は、エラーのない復号化が可能でない受信状態の場合、ＲｏＤサーバにリクエストを送信するＲｏＤクライアントを備える。ＲｏＤサーバは、最初に送信したデータストリームから生成される必要量の冗長性をクライアントに送信する。ＲｏＤデータを生成するための収束レベルは異なっていてもよい。すなわち、送信された冗長性は、マルチプレクサ（ＭＵＸ）の出力から生成されてもよいし、チャネルエンコーダまたは変調ブロックの出力から生成されてもよい。受信を改善するための広帯域接続を行うことができない端末（例えば、図３０の端末１）は変化しないので、ＲｏＤは後方互換性がある。
ＲｏＤシステムの不可欠な仕事は、端末内においてＦＥＣ復号化を成功させるためのＲｏＤデータの必要量を正確に決めることである。ＲｏＤサーバから端末に送信されるＲｏＤデータが少なすぎると、符号化処理は失敗し、第２のステップで追加ＲｏＤデータをリクエストする必要がある。これにより、複数のＲｏＤリクエストにより符号化が成功するまでに、ネットワークオーバーヘッドが生じ、システム遅延が増加する。一方、端末に送信されるＲｏＤデータが多すぎると、広帯域接続を介して送信されるデータが無駄になるので、システム効率が低減する。
提案されたシステムは、個々の受信装置におけるＲｏＤの必要量を推定するための計量として、相互情報量（ＭＩ）を使用する。一般的に、相互情報量は、チャネル特性およびＱＡＭコンステレーションの変調次数と無関係なので、特に、ＲｏＤデータの必要量の決定に適しているが、ＦＥＣ符号にのみ依存する。ＦＥＣの符号レートが例えば０．５の場合、相互情報量が０．５の値を超えれば、復号化は成功する。
勿論、実際のＦＥＣ符号を用いて、最大チャネル容量(シャノン容量)で動作することは可能ではない。例えば、符号レート1/2のＤＶＢ−Ｔ２の６４ＫのＬＤＰＣ符号は、復号化を成功させるために０．５５の相互情報量を必要とする。したがって、符号特異的なマージンをわずかに追加する必要がある。幸運なことに、このマージンは、変調次数およびチャネル特性にほぼ依存しない。利用されるＦＥＣ符号のために必要とされる相互情報量は、ＲｏＤを介して送信する必要がある必要とされる相互情報量を端末またはＲｏＤサーバ内で計算できるように、ＲｏＤサーバまたは端末内のテーブルに記憶することができる。
相互情報量は、ＱＡＭデマッピング部の出力において対数尤度比（ＬＬＲ）に基づいて決定され、以下のＦＥＣがＦＥＣコードワードを復号化できる場合、良好な基準となる。ＬＬＲ値に基づく単一ビットの相互情報量は、以下の数６および数７のように定義される。
相互情報量は、典型的には、復号化を成功させることができるか否かを決定するために、１つのＦＲＣブロックにおいて平均化される。しかしながら、計算のためには、受信装置では利用できない送信ビットを知る必要がある。相互情報量の計算のために必要な参照データの必要性を避けるために、１または０を送信する線形確率により、式の重み付けが行われる。１を送信する線形確率は、そのＬＬＲ値から以下の数８により計算される
確立ｐおよび１−ｐで最初のＭＩ式の重み付けを行った後、以下の数９および数１０が得られる。
参照なしに推定された相互情報量は、以下の数１１に示すように、それらの合計から得られる。
相互情報量の推定は、異なるチャネルモデルおよび変調サイズに対して、その理想値と比較して非常に正確であることが証明されている。推定された相互情報量は、理想的な相互情報量に正確に対応することが認められる。
ＲｏＤデータのフォーマットは、異なる可能性がある。１つの可能性は、双方向性システムから知られるＡＲＱに類似した完全なパケットの再送信である。起こり得る収束レベルは、例えば、ＩＰパケット、ＦＥＣフレーム、またはＤＶＢシステムのための一般的ストリームカプセル化（ＧＳＥ）パケットである。この可能性は最も単純であるが、最もビット効率的であるわけではない。この手法は、独自のパケット特定部を必要とする。
他の可能性は、ビット値に基づく。例えば、ＦＥＣコードワードにわたって拡散したランダムビットや、ＱＡＭコンステレーションの最下位ビット（ＬＳＢ）を、冗長性データとして利用することができる。受信装置は、ＱＡＭコンステレーションを復調するが、地上放送ネットワークからのＬＳＢの代わりに広帯域ネットワークからのＬＳＢを利用する。これは、ＬＳＢが、典型的には、ＱＡＭシンボル内に最小量の情報を伝達するためである。
さらに別の可能性は、増分冗長性（ＩＲ）である。ＩＲは、従来のＦＥＣ生成マトリックスを、そのマトリックスの元の部分を変更せずに拡張させる。これにより、追加パリティブロックを用いて、当該コードワードの残りの部分を変更せずに、元のＦＥＣコードワードを拡張することが可能になる。ＩＲに基づくＲｏＤ送信システムのブロック図を図３１に示す。図３１では、ＬＤＰＣ符号がＦＥＣ符号として用いられている。ＬＤＰＣエンコーダ出力の基本ＦＥＣ経路は、通常通り、デジタル地上放送ネットワークにより送信される。一方、地上受信をサポートするパリティを有するＩＲ部分は、広帯域においてオンデマンド送信される。送信パリティビットの量の柔軟な調整を可能にするために、ＩＲ部分のパンクチャを行う。
まとめると、本発明の一側面において、図４６に概略的に示すように、単一キャリア放送システムまたはマルチキャリア放送システムにおけるデータシンボルを用いてペイロードデータおよび緊急情報を送信するための送信装置２０００が提供される。送信装置２０００は、受信装置においてペイロードデータを検出および復元するのに使用されるシグナリングデータにより１つまたは複数の送信シンボルを変調し、当該１または複数の送信シンボルをペイロードデータで変調するように構成された変調部２０１０を有する。緊急情報受信部２０２０は、実際の緊急事態の情報を有する緊急情報を受信する。緊急情報埋め込み部２０３０は、緊急情報を１つまたは複数のシンボルに埋め込む。当該緊急情報は、受信後所定期間内に、送信すべき緊急情報がない場合においてシグナリングデータおよび／またはペイロードデータを伝送するために用いられるリソースを用いて埋め込まれる。送信部２０４０は、送信シンボルを送信する。
本発明の他の側面において、送信装置２０００は、マルチキャリア放送システムにおいて、データシンボルを用いてペイロードデータおよび緊急情報を送信するように構成され、受信装置においてペイロードデータを検出および復元するために使用されるシグナリングデータにより１つまたは複数の送信シンボルを変調する変調部２０１０を有し、当該ペイロードデータにより１つまたは複数の送信シンボルを変調するように構成される。緊急情報受信部２０２０は、実際の緊急事態の情報を伝送する緊急情報を受信するように構成される。緊急情報埋め込み部２０３０は、ペイロードデータにより変調された１つまたは複数の送信シンボルに当該緊急情報を埋め込むように構成される。当該緊急情報は、受信後所定期間内に、当該緊急情報を伝送する多くの追加サブキャリアを提供することにより、埋め込まれる。当該サブキャリアは、ペイロードデータを伝送するサブキャリアにおける送信および／または拡散のために用いられるスペクトルのエッジにおいて提供される。送信部２０４０は、最終的に、当該送信シンボルを送信する。
本発明のさらに別の側面において、図４７に概略的に示すように、単一キャリア放送システムまたはマルチキャリア放送システムにおいてデータシンボルを用いて送信された受信信号からペイロードデータおよび緊急情報を検出および復元するための受信装置３０００が提供される。受信装置３０００は、ペイロードデータおよび当該ペイロードデータを検出および復元するために用いられるシグナリングデータを含む受信信号を検出する検出部３０１０を有する。上記シグナリングデータは、１つまたは複数の送信シンボルにより伝送され、ペイロードデータは、１つまたは複数の送信シンボルにより伝送される。実際の緊急事態の情報を有する緊急情報は、１つまたは複数の送信シンボルに埋め込まれる。緊急情報検出部３０２０は、当該１つまたは複数の送信シンボルから緊急情報を検出および復元する。復調部３０３０は、１つまたは複数の送信シンボルからペイロードデータを復元するために、当該１つまたは複数の送信シンボルからシグナリングデータを復元する。緊急情報出力部３０４０は、緊急情報および／または緊急情報を検出した場合に出力するために提供される所定の緊急出力情報を出力する。
好ましい実施形態によれば、本発明は、直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）を基にした放送システムまたは他のマルチキャリア放送システムに適用される。しかしながら、変更例において、本発明は単一キャリア送信システムおよび／またはフレーミング構造を利用しない送信システムに適用される。
さらに、一実施形態では、緊急事態の非常に速いシグナリングを可能にする提案されたＥＷＳシグナリングの概念を用いることができ、また、より詳細な緊急情報を少しの待ち時間で提供する従来の基本的なＥＷＳシグナリングシステムへのリンクを含めることができる。例えば、素早く送信され、復号化され、出力されたＥＷＳシグナリングデータは、（例えば、既に存在するＥＷＳシグナリングの概念により）受信装置がそのような詳細緊急情報を発見できる時間と場所の位置情報を含んでもよい。
以上のように、先の議論により、本発明の例にすぎない実施形態が開示される。当業者に理解されるように、本発明は、その精神または基本的な特徴から逸脱することなく、他の特異的な形態において実施することができる。これにより、本発明の開示は、例として提示したものであり、発明の範囲や特許請求の範囲を限定することは意図していない。本発明の開示は、本明細において容易に認められる教示の変形を含み、発明の主題が公衆のものとされないように、特許請求の範囲の用語を部分的に定義する。
特許請求の範囲において、「含む（comprising）」という用語は、他の構成要素またはステップを排除せず、不定冠詞「a」または「an」は、複数であることを排除しない。単一の構成要素または他のユニットは、特許請求の範囲に列挙されたいくつかのアイテムの機能を発揮することができる。特定の手段が相互に異なる従属請求項に列挙されているという単なる事実は、これらの手段の組み合わせが有利に使用されることができないことを示さない.
本発明の実施形態は、ソフトウェア制御型データ処理装置によって、少なくとも部分的に実施されるものとして記載する限りにおいて、そのようなソフトウェアを有する光ディスク、磁気ディスク、半導体メモリ等の非一時的な機械可読媒体も本発明の一実施形態を表すと考えられることが理解される。さらに、このようなソフトウェアを、他の形態で配信することができる。例えば、インターネットを介して、または他の優先もしくは無線の電気通信システム等により、このようなソフトウェアを配信することができる。
開示された機器、装置、およびシステムの構成要素は、対応するハードウェアおよび／または適切な回路等のソフトウェア要素により実施することができる。回路は電子部品の構造的な組み合わせであり、従来の回路要素、特定用途向け集積回路等の集積回路、標準の集積回路、特定用途用標準品、およびフィールドプログラマブルゲートアレイを含む。さらに、回路は、中央処理装置、グラフィックスプロセッシングユニット、およびプログラム化されたマイクロプロセッサまたはソフトウェア符号に従って構成されたマイクロプロセッサを含む。回路は、上述のハードウェア実行ソフトウェアを含むが、純粋なソフトウェアを含まない。
以下の番号付けされた項により、本発明の第１の例の側面および特徴が提供される。
１．直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）シンボルを用いてペイロードデータを送信するための送信装置であって、
送信されるペイロードデータを受信し、受信装置において上記ペイロードデータを検出および復元するために使用される第１のシグナリングデータを受信し、上記ペイロードデータと上記第１のシグナリングデータとを送信用フレームに形成するように構成されたフレームビルダーと、
上記第１のシグナリングデータにより第１のＯＦＤＭシンボルを変調し、上記ペイロードデータにより１つまたは複数の第２のＯＦＤＭシンボルを変調するように構成された変調部と、
シグネチャーシーケンスを生成するためのシグネチャーシーケンス処理部と、
上記生成されたシグネチャーシーケンスを上記第１のＯＦＤＭシンボルに結合するための結合部と、
上記第１のＯＦＤＭシンボルと上記１つまたは複数の第２のＯＦＤＭシンボルとを送信するための送信部と
を備え、
上記シグネチャーシーケンス処理部により提供される上記シグネチャーシーケンスは、１組のシグネチャーシーケンスから選択され、上記受信装置が上記第１のシグナリングデータを上記第１のＯＦＤＭシンボルから検出および復元し、上記１組のシグネチャーシーケンスが上記受信装置にメッセージ情報を提供できるように、上記結合部により上記第１のＯＦＤＭシンボルと結合される
送信装置。
２．上記１に記載の送信装置であって、
上記シグネチャーシーケンス処理部は、上記１組のシグネチャーシーケンスから上記選択されたシグネチャーシーケンスを生成するためのシグネチャーシーケンス生成部と、生成される上記シグネチャーシーケンスを選択するためのシーケンス制御部とを含み、
上記１組のシグネチャーシーケンスのうちの第１のシグネチャーシーケンスは、上記第１のＯＦＤＭシンボルを検出し、上記第１のシグナリングデータを上記１つまたは複数の第２のＯＦＤＭシンボルの前に復元できるように選択され、上記１組のシグネチャーシーケンスのうちの１つまたは複数の他のシグネチャーシーケンスは、異なるメッセージを表すために選択される
送信装置。
３．上記１または２に記載の送信装置であって、
上記第１のＯＦＤＭシンボルは、第１のタイプのＯＦＤＭシンボルであり、上記１つまたは複数の第２のＯＦＤＭシンボルは、第２のタイプのＯＦＤＭシンボルであり、上記第１のタイプのＯＦＤＭシンボルが有するサブキャリアの数は、上記第２のタイプのＯＦＤＭシンボルが有するサブキャリアの数と異なる
送信装置。
４．上記２または３に記載の送信装置であって、
上記シグネチャーシーケンス処理部は、受信装置が上記１つまたは複数の第２のＯＦＤＭシンボルの前に上記第１のＯＦＤＭシンボルを検出するために使用される第１の同期シーケンスを提供し、あるいは、上記第１のＯＦＤＭシンボルを検出し、上記受信装置にメッセージを示すために、それぞれ異なるメッセージを表す複数のシグネチャーシーケンスのうちの１つのシグネチャーシーケンスとして、上記１組のシグネチャーシーケンスから、上記１つまたは複数の他のシグネチャーシーケンスのうちの１つのシグネチャーシーケンスを提供するように構成される
送信装置。
５．上記４に記載の送信装置であって、
上記第１の同期シーケンスおよび上記１つまたは複数の他のシグネチャーシーケンスは、それぞれ１組の複素係数を含み、時間領域における上記第１のＯＦＤＭシンボルの対応サンプルに上記１組の複素係数をそれぞれ追加することにより、上記第１のＯＦＤＭシンボルと結合される
送信装置。
６．上記１−５のいずれか１つに記載の送信装置であって、
上記１組の複素係数は、少なくとも上記複素係数の実成分を生成するように構成された第１の擬似ランダムバイナリシーケンス生成部と、少なくとも上記複素係数の虚数成分を生成するように構成された第２の擬似ランダムバイナリシーケンス生成部とを用いて生成されたシーケンスに基づく
送信装置。
７．上記６に記載の送信装置であって、
各擬似ランダムバイナリシーケンス生成部は、Ｍ−シーケンス生成部またはゴールド符号シーケンス生成部から形成される。
送信装置。
８．上記５に記載の送信装置であって、
上記第１の同期シーケンスおよび上記１つまたは複数のシグネチャーシーケンスの上記１組の複素係数は、一定振幅ゼロ自己相関シーケンス生成部を用いて生成される。
送信装置。
９．上記１−８のいずれか１つに記載の送信装置であって、
上記メッセージ情報は、公衆に放送された初期警告等のユーザレベル情報を含む
送信装置。
１０．直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）シンボルを用いてペイロードデータを送信する方法であって、
送信されるペイロードデータを受信し、
受信装置において上記ペイロードデータを検出および復元するために使用される第１のシグナリングデータを受信し、
上記ペイロードデータと上記第１のシグナリングデータとを送信用フレームに形成し、
上記第１のシグナリングデータにより第１のＯＦＤＭシンボルを変調し、
上記ペイロードデータにより１つまたは複数の第２のＯＦＤＭシンボルを変調し、
シグネチャーシーケンスを提供し、
上記シグネチャーシーケンスを上記第１のＯＦＤＭシンボルに結合し、
上記第１のＯＦＤＭシンボルと上記１つまたは複数の第２のＯＦＤＭシンボルとを送信し、
上記シグネチャーシーケンスの提供は、１組のシグネチャーシーケンスから上記シグネチャーシーケンスを選択することを含み、上記選択されたシグネチャーシーケンスは、上記受信装置が上記第１のシグナリングデータを上記第１のＯＦＤＭシンボルから検出および復元し、上記１組のシグネチャーシーケンスから選択された上記シグネチャーシーケンスが上記受信装置にメッセージ情報を提供できるように、上記第１のＯＦＤＭシンボルと結合される
送信方法。
１１．上記１０に記載の送信方法であって、
上記シグネチャーシーケンスの提供は、
生成される上記１組のシグネチャーシーケンスから上記シグネチャーシーケンスを選択することと、
上記１組のシグネチャーシーケンスから上記選択されたシグネチャーシーケンスを生成することと
を含み、
第１のシグネチャーシーケンスは、上記第１のＯＦＤＭシンボルを検出し、上記第１のシグナリングデータを上記１つまたは複数の第２のＯＦＤＭシンボルの前に復元できるように選択され、
異なるメッセージ情報を表すために、上記１組のシグネチャーシーケンスのうちの１つまたは複数の他のシグネチャーシーケンスが選択される
送信方法。
１２．上記１０または１１に記載の送信方法であって、
上記第１のＯＦＤＭシンボルは、上記第１のＯＦＤＭシンボルは、第１のタイプのＯＦＤＭシンボルであり、上記１つまたは複数の第２のＯＦＤＭシンボルは、第２のタイプのＯＦＤＭシンボルであり、上記第１のタイプのＯＦＤＭシンボルが有するサブキャリアの数は、上記第２のタイプのＯＦＤＭシンボルが有するサブキャリアの数と異なる
送信方法。
１３．上記１１または１２に記載の送信方法であって、
上記シグネチャーシーケンスの提供は、
受信装置が上記１つまたは複数の第２のＯＦＤＭシンボルの前に上記第１のＯＦＤＭシンボルを検出するために使用される第１の同期シーケンスを提供すること、または、
上記第１のＯＦＤＭシンボルを検出し、上記受信装置にメッセージを示すために、それぞれ異なるメッセージを表す複数のシグネチャーシーケンスのうちの１つのシグネチャーシーケンスとして、上記１組のシグネチャーシーケンスから、上記１つまたは複数の他のシグネチャーシーケンスのうちの１つのシグネチャーシーケンスを提供すること
を含む
送信方法。
１４．上記１０−１３のいずれか１つに記載の送信方法であって、
上記第１の同期シーケンスおよび上記１つまたは複数の他のシグネチャーシーケンスは、それぞれ、１組の複素係数を含み、
上記シグネチャーシーケンスは、時間領域における上記第１のＯＦＤＭシンボルの対応サンプルに上記１組の複素係数をそれぞれ追加することにより、上記第１のＯＦＤＭシンボルと結合される
送信方法。
１５．上記１０−１４のいずれか１つに記載の送信方法であって、
上記１組の複素係数は、少なくとも上記複素係数の実成分を生成するように構成された第１の擬似ランダムバイナリシーケンス生成部と、少なくとも上記複素係数の虚数成分を生成するように構成された第２の擬似ランダムバイナリシーケンス生成部とを用いて生成されたシーケンスに基づく
送信方法。
１６．上記１６に記載の送信方法であって、
各擬似ランダムバイナリシーケンス生成部は、Ｍ−シーケンス生成部またはゴールド符号シーケンス生成部から形成される。
送信方法。
１７．上記１５に記載の送信方法であって、
上記第１の同期シーケンスおよび上記１つまたは複数のシグネチャーシーケンスの上記１組の複素係数は、一定振幅ゼロ自己相関シーケンス生成部を用いて生成される。
送信方法。
１８．上記１０−１７のいずれか１つに記載の送信方法であって、
上記メッセージ情報は、公衆に放送された初期警告等のユーザレベル情報を含む
送信方法。
１９．受信信号からペイロードデータを検出および復元するための受信装置であって、
上記ペイロードデータを検出および復元するために使用され、シグネチャーシーケンスと結合された第１の直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）シンボルにより伝送される第１のシグナリングデータと、１つまたは複数の第２のＯＦＤＭシンボルにより搬送される上記ペイロードデータとを含む上記受信信号を検出するための検出部と、
上記シグネチャーシーケンスに整合されたインパルス応答を有する整合フィルタリング部を含み、上記整合フィルタリング部の出力により、上記シグネチャーシーケンスと上記受信信号との相関を示す信号が生成される効果をもたらす同期検出部と、
上記１つまたは複数の第２のＯＦＤＭシンボルから上記ペイロードデータを復元するため、および上記第１のＯＦＤＭシンボルから上記第１のシグナリングデータを復元するための復調部とを備え、
上記シグネチャーシーケンスは、第１の同期シーケンスを含む１組の所定の同期シーケンスのうちの１つの同期シーケンスと、１つまたは複数の第２のメッセージシーケンスとを含み、選択されて上記第１のＯＦＤＭシンボルと結合され、上記第１の同期シーケンスは、上記受信装置が上記第１のＯＦＤＭシンボルから上記第１のシグナリングデータを検出および復元するために提供され、上記１つまたは複数の第２のメッセージシーケンスは、上記受信機へのメッセージ情報を示し、
上記受信装置は、さらに、上記１つまたは複数の第２のメッセージシーケンスから１つの第２のメッセージシーケンスを特定することにより上記メッセージ情報を検出および復元するためのメッセージ検出部を備える
受信装置。
２０．上記１９に記載の受信装置であって、
上記メッセージ検出部は、上記特定され差動的に符号化されたメッセージシーケンスに整合されたインパルス応答を有する第２の整合フィルタリング部を含み、上記第２の整合フィルタリング部の出力の処理から上記第２のメッセージシーケンスの存在を検出し、これにより上記メッセージ情報を復号化するように構成される
受信装置。
２１．上記１９または２０に記載の受信装置であって、
上記第１のＯＦＤＭシンボルは、第１のタイプのＯＦＤＭシンボルであり、上記１つまたは複数の第２のＯＦＤＭシンボルは、第２のタイプのＯＦＤＭシンボルであり、上記第１のタイプのＯＦＤＭシンボルが有するサブキャリアの数は、上記第２のタイプのＯＦＤＭシンボルが有するサブキャリアの数と異なる
受信装置。
２２．上記１９−２１のいずれか１つに記載の受信装置であって、
上記第１の同期シーケンスおよび上記１つまたは複数の第２のメッセージシーケンスは、それぞれ１組の複素係数を含み、時間領域における上記第１のＯＦＤＭシンボルの対応サンプルに上記１組の複素係数をそれぞれ追加することにより、上記第１のＯＦＤＭシンボルと結合される
受信装置。
２３．上記１９−２２のいずれか１つに記載の受信装置であって、
上記１組の複素係数は、少なくとも上記複素係数の実成分を生成するように構成された第１の擬似ランダムバイナリシーケンス生成部と、少なくとも上記複素係数の虚数成分を生成するように構成された第２の擬似ランダムバイナリシーケンス生成部とを用いて生成されたシーケンスに基づく
受信装置。
２４．上記２３に記載の受信装置であって、
各擬似ランダムバイナリシーケンス生成部は、Ｍ−シーケンス生成部またはゴールド符号シーケンス生成部から形成される。
受信装置。
２５．上記２３に記載の受信装置であって、
上記第１の同期シーケンスおよび上記１つまたは複数の第２のメッセージシーケンスの上記１組の複素係数は、一定振幅ゼロ自己相関シーケンス生成部を用いて生成される。
受信装置。
２６．上記１９−２５に記載の受信装置であって、
電源と制御部とをさらに備え、
上記制御部は、上記受信装置が上記受信装置の他の部分のいくつかまたはすべてに電力が供給されない電源オフの状態またはスタンバイ状態であるときに、上記電源と共同してシグナリングデコーダに電力を供給するように構成される
受信装置。
２７．受信信号からペイロードデータを検出および復元する方法であって、
上記ペイロードデータを検出および復元するために使用され、第１の直交周波数分割多重（ＯＦＤＭ）シンボルにより伝送される第１のシグナリングデータと、１つまたは複数の第２のＯＦＤＭシンボルにより搬送され、上記受信装置が上記第１のＯＦＤＭシンボルから上記第１のシグナリングデータを検出および復元するために提供される第１の同期シーケンスを含む１組の所定の同期シーケンスのうちの１つの同期シーケンスおよび上記受信機へのメッセージ情報を示す１つまたは複数の第２のメッセージシーケンスを含み、選択されて上記第１のＯＦＤＭシンボルと結合されるシグネチャーシーケンスと結合される上記ペイロードデータとを含む時分割されたフレーム含む上記受信信号を検出し、
上記シグネチャーシーケンスに整合されたインパルス応答を有する整合フィルタリング部により上記受信信号をフィルタリングし、上記整合フィルタリング部の出力により、上記シグネチャーシーケンスと上記受信信号との相関を示す信号を生成し、
上記整合フィルタリング部の上記出力信号から上記第１のＯＦＤＭシンボルを検出し、
上記第１のＯＦＤＭシンボルから上記第１のシグナリングデータを復元するため、および上記第２のＯＤＭシンボルから上記ペイロードを復元するために上記第１のＯＦＤＭシンボルを変調し、
上記１つまたは複数の第２のメッセージシーケンスから１つの第２のメッセージシーケンスを特定することにより上記メッセージ情報を検出および復元する
検出・復元方法。
２８．上記２８に記載の検出・復元方法であって、
上差動的に処理された上記１組の第２のメッセージシーケンスに整合されたインパルス応答を有する追加の整合フィルタリング部を用いて上記メッセージ情報を検出し、これにより上記１組の第２のメッセージシーケンスのそれぞれを上記受信した第１のＯＦＤＭシンボルに相関させ、
上記１組の所定の同期シーケンスうちのシーケンスに対応して、上記整合フィルタリング部からの出力のうち最も相関が高いものから、上記メッセージ情報を検出する
検出・復元方法。
２９．上記２７または２８に記載の検出・復元方法であって、
上記第１のＯＦＤＭシンボルは、第１のタイプのＯＦＤＭシンボルであり、上記１つまたは複数の第２のＯＦＤＭシンボルは、第２のタイプのＯＦＤＭシンボルであり、上記第１のタイプのＯＦＤＭシンボルが有するサブキャリアの数は、上記第２のタイプのＯＦＤＭシンボルが有するサブキャリアの数と異なる
検出・復元方法。
３０．上記２７−２９のいずれか１つに記載の検出・復元方法であって、
上記第１の同期シーケンスおよび上記１つまたは複数の第２のメッセージシーケンスは、それぞれ１組の複素係数を含み、時間領域における上記第１のＯＦＤＭシンボルの対応サンプルに上記１組の複素係数をそれぞれ追加することにより、上記第１のＯＦＤＭシンボルと結合される
検出・復元方法。
３１．上記２７−３０のいずれか１つに記載の検出・復元方法であって、
上記第１の同期シーケンスおよび上記１つまたは複数の第２のメッセージシーケンスは、それぞれ１組の複素係数を含み、周波数領域における上記第１のＯＦＤＭシンボルの対応サンプルに上記１組の複素係数をそれぞれ追加することにより、上記第１のＯＦＤＭシンボルと結合される
検出・復元方法。
３２．上記３０または３１に記載の検出・復元方法であって、
上記第１の同期シーケンスは、少なくとも上記複素係数の実成分を生成するように構成された第１の擬似ランダムバイナリシーケンス生成部と、少なくとも上記複素係数の虚数成分を生成するように構成された第２の擬似ランダムバイナリシーケンス生成部とを用いて生成された上記シグネチャーシーケンスシーケンスの上記１組の複素係数を含む
検出・復元方法。
３３．上記３２に記載の検出・復元方法であって、
各擬似ランダムバイナリシーケンス生成部は、Ｍ−シーケンス生成部またはゴールド符号シーケンス生成部から形成される。
検出・復元方法。
３４．上記３２に記載の検出・復元方法であって、
上記シグネチャーシーケンスまたは上記１つまたは複数の第２のメッセージシーケンスの上記１組の複素係数は、一定振幅ゼロ自己相関シーケンス生成部を用いて生成される
検出・復元方法。
３５．上記２７−３４のいずれか１つに記載の検出・復元方法であって、
上記受信装置が上記受信装置の他の部分のいくつかまたはすべてに電力が供給されない電源オフの状態またはスタンバイ状態であるときに、シグナリングデコーダに電力を供給する
検出・復元方法。
以下に、本発明の別の実施形態の一覧を示す。
１．単一キャリア放送システムまたはマルチキャリア放送システムにおいて、データシンボルを用いてペイロードデータと緊急情報とを送信するための送信装置であって、
受信装置において上記ペイロードデータを検出および復元するために用いられるシグナリングデータにより、１つまたは複数の送信シンボルを変調し、上記ペイロードデータにより上記１つまたは複数の送信シンボルを変調するように構成された変調部と、
実際の緊急事態の情報を伝送する緊急情報を受信するように構成された緊急情報受信部と、
上記緊急情報の受信後所定期間内に、送信すべき緊急情報がない場合において上記シグナリングデータおよび／または上記ペイロードデータを伝送するために用いられるリソースにより、上記緊急情報を上記１つまたは複数の送信シンボルに埋め込むように構成された緊急情報埋め込み部と、
上記１つまたは複数の送信シンボルを送信するように構成された送信部と
を具備する送信装置。
２．上記１に記載の送信装置であって、
上記緊急情報埋め込み部は、上記緊急情報の受信後、１秒未満、具体的には５００ミリ秒未満、さらに具体的には１００ミリ秒未満の上記所定期間内に、上記緊急情報を上記１つまたは複数の送信シンボルに埋め込むように構成される
送信装置。
３．上記１または２に記載の送信装置であって、
上記緊急情報埋め込み部は、シグナリングデータまたはペイロードデータを伝送する１つまたは複数の送信シンボルの１つまたは複数のサブキャリアを、緊急情報を伝送する１つまたは複数のサブキャリアで置換するように構成される
送信装置。
４．上記１−３のいずれか１つに記載の送信装置であって、
上記緊急情報埋め込み部は、上記シグナリングデータまたは上記ペイロードデータを伝送する変調シンボル、特にＱＡＭシンボルの１つまたは複数の変調ビット、特に１つまたは複数の最下位ビットまたは最上位ビットを、上記緊急情報を伝送する変調ビットで置換するように構成される
送信装置。
５．上記１−４のいずれか１つに記載の送信装置であって、
上記緊急情報埋め込み部は、上記シグナリングデータおよび上記ペイロードデータから分離された上記緊急情報を、特に、上記緊急情報を変調符号化するための高い変調次数を用いて変調符号化し、あるいは、上記シグナリングデータまたは上記ペイロードデータを伝送する変調シンボル、特にＱＡＭシンボルの変調次数を増加させるように構成された変調エンコーダを有し、上記変調次数を増加させることによって取得した変調シンボルの追加ビットに上記緊急情報を挿入する
送信装置。
６．上記１−５のいずれか１つに記載の送信装置であって、
上記緊急情報埋め込み部は、所定の目的のために保存された１つまたは複数の保存サブキャリア、特に、上記緊急情報を伝送するためのピーク対平均電力比およびＰＡＰＲを低減させるために保存されたサブキャリアを使用するように構成される
送信装置。
７．上記１−６のいずれか１つに記載の送信装置であって、
上記緊急情報埋め込み部は、所定のサービスまたは選択されたサービス、特にビデオテキスト、音声チャネル、ショッピングチャネル、またはユーザ数が少ないチャネル等のさほど重要でないサービスのペイロードデータを上記緊急情報で置換するように構成される
送信装置。
８．上記１−７のいずれか１つに記載の送信装置であって、
上記緊急情報埋め込み部は、上記シグナリングデータの割り当て容量を動的に拡張し、上記割り当て容量を動的に拡張されたシグナリングデータに上記緊急情報を挿入するように構成される
送信装置。
９．上記１−８のいずれか１つに記載の送信装置であって、さらに
送信される上記ペイロードデータと上記シグナリングデータとを受信し、上記ペイロードデータと上記シグナリングデータとを送信用フレームに形成し、上記緊急情報を１つまたは複数のフレームに埋め込む方法および／または上記緊急情報が埋め込まれた位置を示す埋め込み情報を、特に、上記埋め込まれた緊急情報を伝送する１つまたは複数のフレームに含まれる上記シグナリングデータの一部として追加するように構成されたフレームビルダーを具備する
送信装置。
１０．上記１−９のいずれか１つに記載の送信装置であって、
上記緊急情報を１つまたは複数の送信シンボルに埋め込む方法および／または上記緊急情報が埋め込まれた位置は、予め決定され、
上記緊急情報埋め込み部は、上記緊急情報を埋め込むための上記予め決定された方法および／または位置を示す埋め込み情報を使用するように構成される
送信装置。
１１．上記１−１０のいずれか１つに記載の送信装置であって、さらに
上記緊急情報が上記１つまたは複数の送信シンボルに埋め込まれることを示す緊急インジケータを提供し、上記緊急インジケータを上記シグナリングデータに埋め込むように構成された緊急シグナリング処理部を具備する
１２．上記１１に記載の送信装置であって、
上記緊急シグナリング処理部は、
上記緊急インジケータを示すシグネチャーシーケンスを提供するように構成されたシグネチャーシーケンス処理部と、
上記シグネチャーシーケンスに、上記シグナリングデータを伝送する送信シンボルを結合させるように構成された結合部と
を有し、
上記シグネチャーシーケンス処理部により提供された上記シグネチャーシーケンスは、１組のシグネチャーシーケンスから選択され、受信装置が上記送信シンボルから上記シグナリングデータを検出および復元し、上記１組のシグネチャーシーケンスが上記緊急インジケータを上記受信装置に提供できるように、上記シグネチャーシーケンスは、上記結合部により上記送信シンボル、特に上記シグナリングデータを有する送信シンボルと結合される
送信装置。
１３．マルチキャリア放送システムにおいて、データシンボルを用いてペイロードデータと緊急情報とを送信するための送信装置であって、
受信装置においてペイロードデータを検出および復元するために用いられるシグナリングデータにより、１つまたは複数の送信シンボルを変調し、上記ペイロードデータにより上記１つまたは複数の送信シンボルを変調するように構成された変調部と、
実際の緊急事態の情報を伝送する緊急情報を受信するように構成された緊急情報受信部と、
上記緊急情報の受信後所定期間内に、上記ペイロードデータを伝送するサブキャリアにおける送信および／または拡散に利用されるスペクトルのエッジにおいて提供され、上記緊急情報を伝送する多くの追加サブキャリアを提供することにより、上記緊急情報を上記ペイロードデータにより変調された上記１つまたは複数の送信シンボルに埋め込むように構成された緊急情報埋め込み部と、
上記送信シンボルを送信するように構成された送信部と
を具備する送信装置。
１４．単一キャリア放送システムまたはマルチキャリア放送システムにおいて、データシンボルを用いてペイロードデータと緊急情報とを送信するための送信方法であって、
受信装置において上記ペイロードデータを検出および復元するために用いられるシグナリングデータにより、１つまたは複数の送信シンボルを変調し、
上記ペイロードデータにより上記１つまたは複数の送信シンボルを変調し、
実際の緊急事態の情報を伝送する緊急情報を受信し、
上記緊急情報の受信後所定期間内に、送信すべき緊急情報がない場合において上記シグナリングデータおよび／または上記ペイロードデータを伝送するために用いられるリソースにより、上記緊急情報を上記１つまたは複数の送信シンボルに埋め込み、
上記１つまたは複数の送信シンボルを送信する
送信方法。
１５．単一キャリア放送システムまたはマルチキャリア放送システムにおいて、データシンボルを用いて送信された受信信号からペイロードデータと緊急情報とを検出および復元するための受信装置であって、
実際の緊急事態の情報を伝送する緊急情報が埋め込まれた１つまたは複数の送信シンボルにより伝送される上記ペイロードデータと、上記ペイロードデータを検出および復元するために用いられ、上記１つまたは複数の送信シンボルにより伝送されるシグナリングデータとを含む上記受信信号を検出するように構成された検出部と、
上記１つまたは複数の送信シンボルから上記緊急情報を検出および復元するように構成された緊急情報検出部と、
上記１つまたは複数の送信シンボルから上記ペイロードデータを復元するために、上記１つまたは複数の送信シンボルから上記シグナリングデータを復元するように構成された復調部と、
上記緊急情報および／または上記緊急情報を検出した場合に出力するために提供される所定の緊急出力情報を出力するように構成された緊急情報出力部と
を具備する受信装置。
１６．上記１５に記載の受信装置であって、さらに
上記実際の緊急事態が上記受信装置のユーザに関連するものである場合に、上記検出された緊急情報を評価するように構成された緊急情報評価部を具備し、
上記緊急情報出力部は、上記実際の緊急事態が上記ユーザに関連することが分かった場合にのみ、上記緊急情報および／または上記所定の緊急出力情報を出力するように構成される
受信装置。
１７．上記１５または１６に記載の受信装置であって、さらに
上記シグナリングデータから、少なくとも同じフレームおよび／または１つまたは複数の後続のフレームが有する１つまたは複数の送信シンボルに上記緊急情報が埋め込まれることを示す緊急インジケータを検出するように構成された緊急シグナリング検出部を具備し、
上記緊急情報出力部は、上記緊急インジケータおよび上記緊急情報が検出された場合のみ、上記緊急情報および／または上記所定の緊急出力情報を出力するように構成される
受信装置。
１８．上記１７に記載の受信装置であって、
上記緊急シグナリング検出部は、
上記受信装置が上記１つまたは複数の送信シンボルから上記シグナリングデータを検出および復元し、１組のシグネチャーシーケンスが上記緊急インジケータを上記受信装置に提供できるように、上記１組のシグネチャーシーケンスのうちの１つのシグネチャーシーケンスを含み、上記緊急インジケータを伝送する上記送信シンボルと結合され、上記緊急インジケータを示す差動的に符号化された上記シグネチャーシーケンスに整合されたインパルス応答を有する整合フィルタリング部を含む同期検出部と
上記１組のシグネチャーシーケンスから上記シグネチャーシーケンスを特定することにより、上記緊急情報を検出および復元するように構成された情報検出部と
を有し、
上記整合フィルタリング部の出力により、上記差動的に符号化されたシグネチャーシーケンスと差動的に符号化された受信信号との相関を示す信号が生成されるようになる
受信装置。
１９．単一キャリア放送システムまたはマルチキャリア放送システムにおいて、データシンボルを用いて送信された受信信号からペイロードデータと緊急情報とを検出および復元するための受信方法であって、
実際の緊急事態の情報を伝送する緊急情報が埋め込まれた１つまたは複数の送信シンボルにより伝送される上記ペイロードデータと、１つまたは複数の送信シンボルにより伝送され、上記ペイロードデータを検出および復元するために用いられるシグナリングデータとを含む上記受信信号を検出し、
上記緊急情報を上記１つまたは複数の送信シンボルから検出および復元し、
上記１つまたは複数の送信シンボルから上記ペイロードデータを復元するために、上記１つまたは複数の送信シンボルから上記シグナリングデータを復元し、
上記緊急情報および／または上記緊急情報が検出された場合に出力するために提供される所定の緊急出力情報を出力する
受信方法。
２０．マルチキャリア放送システムにおいて、データシンボルを用いてペイロードデータおよび緊急情報を送信するための送信装置であって、
受信装置において上記ペイロードデータを検出および復元するために使用されるシグナリングデータにより１つまたは複数の送信シンボルを変調し、上記ペイロードデータにより上記１つまたは複数の送信シンボルを変調するように構成された変調部と、
実際の緊急事態の緊急情報伝送情報を受信するように構成された緊急情報受信部と、
上記緊急情報の受信後所定期間内に、上記緊急情報を伝送する多くの追加サブキャリアを提供することにより、上記ペイロードデータにより変調された上記１つまたは複数の送信シンボルに上記緊急情報を埋め込むように構成された緊急情報埋め込み部と、
上記１つまたは複数の送信シンボルを送信するように構成された送信部と
を備え、
上記サブキャリアは、上記ペイロードデータを搬送する上記サブキャリアへの送信および／または拡散のために使用されるスペクトルのエッジにおいて提供される
送信装置。
２１．プロセッサにより実行されたときに、上記１４、１９、または２０に記載の方法を実行させるコンピュータプログラムを記憶した非一時的コンピュータ可読記録媒体。
２２．コンピュータ上で実行されたときに、上記コンピュータに上記１４，１９、または２０に記載の方法を実行させるプログラム符号手段を備えるコンピュータプログラム。

Claims (20)

  1. 単一キャリア放送システムまたはマルチキャリア放送システムにおいて、データシンボルを用いてペイロードデータと緊急情報とを送信するための送信装置であって、
    受信装置において前記ペイロードデータを検出および復元するために用いられるシグナリングデータにより、１つまたは複数の送信シンボルを変調し、前記ペイロードデータにより前記１つまたは複数の送信シンボルを変調するように構成された変調部と、
    実際の緊急事態の情報を伝送する緊急情報を受信するように構成された緊急情報受信部と、
    前記緊急情報の受信後所定期間内に、送信すべき緊急情報がない場合において前記シグナリングデータおよび／または前記ペイロードデータを伝送するために用いられるリソースにより、前記緊急情報を前記１つまたは複数の送信シンボルに埋め込むように構成された緊急情報埋め込み部と、
    前記１つまたは複数の送信シンボルを送信するように構成された送信部と
    を具備する送信装置。
  2. 請求項１に記載の送信装置であって、
    前記緊急情報埋め込み部は、前記緊急情報の受信後、１秒未満、具体的には５００ミリ秒未満、さらに具体的には１００ミリ秒未満の前記所定期間内に、前記緊急情報を前記１つまたは複数の送信シンボルに埋め込むように構成される
    送信装置。
  3. 請求項１に記載の送信装置であって、
    前記緊急情報埋め込み部は、シグナリングデータまたはペイロードデータを伝送する１つまたは複数の送信シンボルの１つまたは複数のサブキャリアを、緊急情報を伝送する１つまたは複数のサブキャリアで置換するように構成される
    送信装置。
  4. 請求項１に記載の送信装置であって、
    前記緊急情報埋め込み部は、前記シグナリングデータまたは前記ペイロードデータを伝送する変調シンボル、特にＱＡＭシンボルの１つまたは複数の変調ビット、特に１つまたは複数の最下位ビットまたは最上位ビットを、前記緊急情報を伝送する変調ビットで置換するように構成される
    送信装置。
  5. 請求項１に記載の送信装置であって、
    前記緊急情報埋め込み部は、前記シグナリングデータおよび前記ペイロードデータから分離された前記緊急情報を、特に、前記緊急情報を変調符号化するための高い変調次数を用いて変調符号化し、あるいは、前記シグナリングデータまたは前記ペイロードデータを伝送する変調シンボル、特にＱＡＭシンボルの変調次数を増加させるように構成された変調エンコーダを有し、前記変調次数を増加させることによって取得した変調シンボルの追加ビットに前記緊急情報を挿入する
    送信装置。
  6. 請求項１に記載の送信装置であって、
    前記緊急情報埋め込み部は、所定の目的のため、特に、前記緊急情報を伝送するためのピーク対平均電力比およびＰＡＰＲを低減させるために保存されたサブキャリアを使用するように構成される
    送信装置。
  7. 請求項１に記載の送信装置であって、
    前記緊急情報埋め込み部は、所定のサービスまたは選択されたサービス、特にビデオテキスト、音声チャネル、ショッピングチャネル、またはユーザ数が少ないチャネル等のさほど重要でないサービスのペイロードデータを前記緊急情報で置換するように構成される
    送信装置。
  8. 請求項１に記載の送信装置であって、
    前記緊急情報埋め込み部は、前記シグナリングデータの割り当て容量を動的に拡張し、前記割り当て容量を動的に拡張されたシグナリングデータに前記緊急情報を挿入するように構成される
    送信装置。
  9. 請求項１に記載の送信装置であって、さらに
    送信される前記ペイロードデータと前記シグナリングデータとを受信し、前記ペイロードデータと前記シグナリングデータとを送信用フレームに形成し、前記緊急情報を１つまたは複数のフレームに埋め込む方法および／または前記緊急情報が埋め込まれた位置を示す埋め込み情報を、特に、前記埋め込まれた緊急情報を伝送する１つまたは複数のフレームに含まれる前記シグナリングデータの一部として追加するように構成されたフレームビルダーを具備する
    送信装置。
  10. 請求項１に記載の送信装置であって、
    前記緊急情報を１つまたは複数の送信シンボルに埋め込む方法および／または前記緊急情報が埋め込まれた位置は、予め決定され、
    前記緊急情報埋め込み部は、前記緊急情報を埋め込むための前記予め決定された方法および／または位置を示す埋め込み情報を使用するように構成される
    送信装置。
  11. 請求項１に記載の送信装置であって、さらに
    前記緊急情報が前記１つまたは複数の送信シンボルに埋め込まれることを示す緊急インジケータを提供し、前記緊急インジケータを前記シグナリングデータに埋め込むように構成された緊急シグナリング処理部を具備する
    送信装置。
  12. 請求項１１に記載の送信装置であって、
    前記緊急シグナリング処理部は、
    前記緊急インジケータを示すシグネチャーシーケンスを提供するように構成されたシグネチャーシーケンス処理部と、
    前記シグネチャーシーケンスに、前記シグナリングデータを伝送する送信シンボルを結合させるように構成された結合部と
    を有し、
    前記シグネチャーシーケンス処理部により提供された前記シグネチャーシーケンスは、１組のシグネチャーシーケンスから選択され、受信装置が前記送信シンボルから前記シグナリングデータを検出および復元し前記１組のシグネチャーシーケンスが前記緊急インジケータを前記受信装置に提供できるように、前記結合部により前記送信シンボル、特に前記シグナリングデータを有する送信シンボルと結合される
    送信装置。
  13. マルチキャリア放送システムにおいて、データシンボルを用いてペイロードデータと緊急情報とを送信するための送信装置であって、
    受信装置においてペイロードデータを検出および復元するために用いられるシグナリングデータにより、１つまたは複数の送信シンボルを変調し、前記ペイロードデータにより前記１つまたは複数の送信シンボルを変調するように構成された変調部と、
    実際の緊急事態の情報を伝送する緊急情報を受信するように構成された緊急情報受信部と、
    前記緊急情報の受信後所定期間内に、前記ペイロードデータを伝送するサブキャリアにおける送信および／または拡散に利用されるスペクトルのエッジにおいて提供され、前記緊急情報を伝送する多くの追加サブキャリアを提供することにより、前記緊急情報を前記ペイロードデータにより変調された前記１つまたは複数の送信シンボルに埋め込むように構成された緊急情報埋め込み部と、
    前記送信シンボルを送信するように構成された送信部と
    を具備する送信装置。
  14. 単一キャリア放送システムまたはマルチキャリア放送システムにおいて、データシンボルを用いてペイロードデータと緊急情報とを送信するための送信方法であって、
    受信装置において前記ペイロードデータを検出および復元するために用いられるシグナリングデータにより、１つまたは複数の送信シンボルを変調し、
    前記ペイロードデータにより前記１つまたは複数の送信シンボルを変調し、
    実際の緊急事態の情報を伝送する緊急情報を受信し、
    前記緊急情報の受信後所定期間内に、送信すべき緊急情報がない場合において前記シグナリングデータおよび／または前記ペイロードデータを伝送するために用いられるリソースにより、前記緊急情報を前記１つまたは複数の送信シンボルに埋め込み、
    前記１つまたは複数の送信シンボルを送信する
    送信方法。
  15. 単一キャリア放送システムまたはマルチキャリア放送システムにおいて、データシンボルを用いて送信された受信信号からペイロードデータと緊急情報とを検出および復元するための受信装置であって、
    実際の緊急事態の情報を伝送する緊急情報が埋め込まれた１つまたは複数の送信シンボルにより伝送される前記ペイロードデータと、前記ペイロードデータを検出および復元するために用いられ、前記１つまたは複数の送信シンボルにより伝送されるシグナリングデータとを含む前記受信信号を検出するように構成された検出部と、
    前記１つまたは複数の送信シンボルから前記緊急情報を検出および復元するように構成された緊急情報検出部と、
    前記１つまたは複数の送信シンボルから前記ペイロードデータを復元するために、前記１つまたは複数の送信シンボルから前記シグナリングデータを復元するように構成された復調部と、
    前記緊急情報および／または前記緊急情報を検出した場合に出力するために提供される所定の緊急出力情報を出力するように構成された緊急情報出力部と
    を具備する受信装置。
  16. 請求項１５に記載の受信装置であって、さらに
    前記実際の緊急事態が前記受信装置のユーザに関連するものである場合に、前記検出された緊急情報を評価するように構成された緊急情報評価部を具備し、
    前記緊急情報出力部は、前記実際の緊急事態が前記ユーザに関連することが分かった場合にのみ、前記緊急情報および／または前記所定の緊急出力情報を出力するように構成される
    受信装置。
  17. 請求項１５に記載の受信装置であって、さらに
    前記シグナリングデータから、少なくとも同じフレームおよび／または１つまたは複数の後続のフレームが有する１つまたは複数の送信シンボルに前記緊急情報が埋め込まれることを示す緊急インジケータを検出するように構成された緊急シグナリング検出部を具備し、
    前記緊急情報出力部は、前記緊急インジケータおよび前記緊急情報が検出された場合のみ、前記緊急情報および／または前記所定の緊急出力情報を出力するように構成される
    受信装置。
  18. 請求項１７に記載の受信装置であって、
    前記緊急シグナリング検出部は、
    前記緊急インジケータを示す差動符号化されたシグネチャーシーケンスに整合されたインパルス応答を有する整合フィルタを含む同期検出部と、
    前記１組のシグネチャーシーケンスから前記シグネチャーシーケンスを特定することにより、前記緊急情報を検出および復元するように構成された情報検出部と
    を有し、
    前記差動符号化されたシグネチャーシーケンスは、前記１組のシグネチャーシーケンスのうちの１つのシグネチャーシーケンスを含み、当該受信装置が前記１つまたは複数の送信シンボルから前記シグナリングデータを検出および復元し、前記１組のシグネチャーシーケンスが当該受信装置に前記緊急インジケータを提供できるように、前記緊急インジケータを伝送する前記送信シンボルと結合され、前記整合フィルタの出力により、前記差動符号化されたシグネチャーシーケンスと差動符号化された受信信号との相関を示す信号が生成される
    受信装置。
  19. 単一キャリア放送システムまたはマルチキャリア放送システムにおいて、データシンボルを用いて送信された受信信号からペイロードデータと緊急情報とを検出および復元するための受信方法であって、
    実際の緊急事態の情報を伝送する緊急情報が埋め込まれた１つまたは複数の送信シンボルにより伝送される前記ペイロードデータと、１つまたは複数の送信シンボルにより伝送され、前記ペイロードデータを検出および復元するために用いられるシグナリングデータとを含む前記受信信号を検出し、
    前記緊急情報を前記１つまたは複数の送信シンボルから検出および復元し、
    前記１つまたは複数の送信シンボルから前記ペイロードデータを復元するために、前記１つまたは複数の送信シンボルから前記シグナリングデータを復元し、
    前記緊急情報および／または前記緊急情報が検出された場合に出力するために提供される所定の緊急出力情報を出力する
    受信方法。
  20. コンピュータのプロセッサにより実行されたときに、当該プロセッサに請求項１４または請求項１９に記載の方法を実行させるコンピュータプログラムを記憶した非一時的コンピュータ可読記録媒体。
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