JP2016519472A - Transposition modulation systems, methods, and apparatus - Google Patents

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シー. ジャーデス,リチャード
シー. ジャーデス,リチャード
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メデューサ サイエンティフィック エルエルシー
メデューサ サイエンティフィック エルエルシー
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    • HELECTRICITY
    • H04ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04LTRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00Modulated-carrier systems

Abstract

本発明は、規定された通信チャネルの情報帯域幅を増やすために、転置変調信号を伝送、受信、及び復調するための、そして入力制御信号に応じて入力信号を時間遅延シフトするためのシステム、方法、及び装置に関する。 The present invention is defined in order to increase the information bandwidth of the communication channel, transposing the modulated signal transmission, reception, and for demodulating and for time delay shift the input signal in response to an input control signal system, method and apparatus. 規定された通信チャネルの情報帯域幅を増やすための方法は、第1の搬送波信号周波数を有する第1の変調された信号を受信するステップと、第2の搬送波信号周波数を有する第2の変調された信号を受信するステップであって、前記第2の変調された信号は、前記第1の搬送波信号を変調する情報とは無関係の情報で変調され、前記第2の搬送波信号周波数は、前記第1の搬送波信号周波数と高調波的又は副高調波的に関連する、前記第2の変調された信号を受信する前記ステップと、前記第1の信号と前記第2の信号とを組み合わせるステップと、を含む。 Methods for increasing the prescribed information bandwidth of the communication channel, receiving a first modulated signal having a first carrier signal frequency, is a second modulation with a second carrier signal frequency the method comprising: receiving a signal, said second modulated signal, wherein the first information modulating a carrier signal is modulated with irrelevant information, the second carrier signal frequency, wherein the 1 of related harmonically or by-harmonically with a carrier signal frequency, and combining the said step of receiving said second modulated signal, and said first signal and said second signal, including.
【選択図】図13 .The 13

Description

本出願は、係属中の、2013年3月15日に出願された特許文献1の一部継続出願である。 This application is pending, which is a continuation-in-part application filed patent Document 1 to March 15, 2013. 本出願は又、米国特許仮出願の2013年3月15日に出願された特許文献2、2013年3月15日に出願された特許文献3、2013年3月15日に出願された特許文献4、2013年3月15日に出願された特許文献5、及び2013年3月15日に出願された特許文献6の優先権を主張するものでもあり、これらの内容は参照によって本明細書に組み込まれている。 This application also U.S. Provisional Patent Application 2013 March Patent Document 2 filed on the 15th, 2013 March 15 Patent Document 3 filed, patent documents filed March 15, 2013 4, filed March 15, 2013 the Patent Document 5, and also those claims priority to Patent Document 6, filed March 15, 2013, the contents of which are herein incorporated by reference It has been incorporated.

本開示は主に信号処理に関し、より具体的には、規定された通信チャネルの情報帯域幅を増やすこと、並びに入力制御信号に従って入力信号の時間遅延シフトを行うことのために、転置変調された信号の送信及び受信及び復調を行うためのシステム、方法、及び装置に関する。 TECHNICAL FIELD The present disclosure is primarily signal processing, and more specifically, to increase the prescribed information bandwidth of the communication channel, as well as for performing the time delay shift of the input signal according to an input control signal, transposed modulated system for transmitting and receiving and demodulating the signals, methods and devices.

既存の伝送方式は、搬送対象が音声であれ映像であれデータであれ、周波数スペクトルの利用を管理する国内及び世界規模の規制機関によって課せられた帯域制限を有する。 Existing transmission method, whether the data it is video long as the object to be conveyed voice, has a bandwidth limitation imposed by national and global regulatory agencies for managing the use of the frequency spectrum. 搬送波変調方式は、最初の振幅変調から、振幅変調、周波数変調、又は位相変調の様々な組み合わせに2つ以上の搬送波を組み合わせる現行方式まで発展してきた。 Carrier modulation scheme, from the first amplitude modulation, amplitude modulation, frequency modulation, or have been developed to current practice to combine two or more carriers to the various combinations of phase modulation. 割り当てられたチャネルの帯域幅全体でのエネルギを最大化して、割り当てられた通信チャネルの利用可能な情報帯域幅を最大化するために、数々の高度な搬送波変調方式が開発された。 The energy of the entire bandwidth of the allocated channel to maximize, to maximize the information available bandwidth allocated communication channel, a number of advanced carrier modulation schemes have been developed.

ある新しい基本搬送波変調が開発され、最初に特許取得されており(たとえば、全内容が本明細書に組み込まれているVokacらの特許文献7を参照)、これは、同じ搬送波信号に同時に存在する振幅変調、周波数変調、及び/又は位相変調と干渉しない新しいタイプの搬送波変調を適用するものである。 Developed is a new basic carrier modulation, initially are patented (e.g., see Patent Document 7 Vokac et al, the entire contents of which are incorporated herein), which is simultaneously present in the same carrier signal amplitude modulation, is to apply frequency modulation, and / or carrier modulation of a new type which does not interfere with the phase modulation.

転置(TM)変調の概念は、搬送波信号の振幅、周波数、又は位相に影響を及ぼさずに搬送波信号に情報を追加する方法という初期の概念に基づいている(たとえば、全内容が本明細書に組み込まれているVokacらの特許文献7を参照)。 Transposition (TM) modulation concept is the carrier signal amplitude, frequency, or are based on without affecting the phase the initial concept of adding information to the carrier signal (e.g., the entire contents of which herein see Patent Document 7 Vokac et al., which is incorporated). 後で示されるように変曲を生成することにより、搬送波信号で情報を搬送することが可能である。 By generating inflection as shown later, it is possible to transport the information at the carrier signals. この方式は、振幅変調、周波数変調、又は位相変調の既存の復調器では検出されない。 This method, amplitude modulation, frequency modulation, or is not detected by existing demodulator phase modulation.

以前に特許取得された生成方式を用いると、以下の時間領域波形が生成される(わかりやすいように変曲が誇張されている)。 With the production method that has been patented previously (inflection is exaggerated for clarity) of the time domain waveform is produced below. 実際に適用される際には、変曲は目に見えない。 When it is actually applied, the inflection is not visible to the eye.

このタイプの波形を生成する初期の方式では、調節回路によって除去されるべき小さな振幅変化が存在するという点が不完全であった。 In the initial method of generating a type of waveform, a small amplitude variation to be removed was incomplete that exists by adjusting circuit. 例えば、図1は、特許文献7で教示される先行技術に従って生成されるTM変調された信号100を示す。 For example, Figure 1 illustrates a TM-modulated signal 100 is generated in accordance with the prior art taught in the patent literature 7. 図に見られるように、負ピーク101と負ピーク102との間に振幅変化誤差が存在する。 As can be seen, there are amplitude changes error between the negative peak 101 and the negative peak 102.

このように、業界には、前述の不完全さや不十分さに対処することの必要性が、未だ対処されぬまま存在する。 Thus, in the industry, the need for addressing the incompleteness or inadequacy of the foregoing, there still remains unexpected addressed.

米国特許出願公開第2014/0269969号明細書(米国特許出願第13/841,889号明細書) U.S. Patent Application Publication No. 2014/0269969 Pat (U.S. Patent Application No. 13 / 841,889) 米国仮特許出願第61/798,437号明細書 U.S. Provisional Patent Application No. 61 / 798,437 米国仮特許出願第61/794,786号明細書 U.S. Provisional Patent Application No. 61 / 794,786 米国仮特許出願第61/798,120号明細書 U.S. Provisional Patent Application No. 61 / 798,120 米国仮特許出願第61/794,942号明細書 U.S. Provisional Patent Application No. 61 / 794,942 米国仮特許出願第61/794,642号明細書 U.S. Provisional Patent Application No. 61 / 794,642 米国特許第4,613,974号明細書 US Pat. No. 4,613,974

本開示の実施形態は、規定された通信チャネルの情報帯域幅を増やすこと、並びに入力制御信号に従って入力信号の時間遅延シフトを行うことのために、転置変調された信号の送信及び受信及び復調を行うためのシステム、方法、及び装置を提供する。 Embodiments of the present disclosure, increasing the prescribed information bandwidth of the communication channel, as well as for performing the time delay shift of the input signal according to an input control signal, the transmission and reception and demodulation of the transposed modulated signal system for performing a method, and to provide a device. 一実施形態では、規定された通信チャネルの情報帯域幅を増やす方法が提供され、この方法は、第1の搬送波信号周波数を有する第1の変調された信号を受信するステップと、第2の搬送波信号周波数を有する第2の変調された信号を受信するステップであって、第2の変調された信号は、第1の搬送波信号を変調する情報とは無関係の情報で変調され、第2の搬送波信号周波数は、第1の搬送波信号周波数と高調波的又は副高調波的に関連する、第2の変調された信号を受信するステップと、第1の信号と第2の信号とを組み合わせるステップと、を含む。 In one embodiment, there is provided a method of increasing the prescribed information bandwidth of the communication channel, the method comprising the steps of receiving a first modulated signal having a first carrier signal frequency, a second carrier and receiving a second modulated signal having a signal frequency, a second modulated signal, the information for modulating a first carrier signal is modulated with irrelevant information, the second carrier signal frequency, and combining the steps of: receiving a first and a carrier signal frequency associated harmonically or by-harmonically, second modulated signal, a first signal and a second signal ,including.

別の実施形態では、入力制御信号に従って入力信号を時間遅延シフトする時間シフト変調器が提供される。 In another embodiment, the time shift modulator for time delay shifting the input signal according to the input control signal is provided. 時間シフト変調器は、電圧制御時間遅延によって修正されるオールパスフィルタを含む。 Time shift modulator includes an all-pass filter is modified by a voltage controlled time delay.

別の実施形態では、固定通信チャネル内の通信帯域幅を増やす方法が提供され、この方法は、第2の転置変調された信号を組み合わせ信号に加算するステップであって、組み合わせ信号は第1の転置変調された信号と第1の基本搬送波信号とを含み、第2の転置変調された信号は、周波数が第1の基本搬送波信号と同じであって位相角が第1の基本搬送波信号に対して90度である第2の基本搬送波信号を使用して、組み合わせ信号に加算される、加算するステップを含む。 In another embodiment, there is provided a method of increasing the communication bandwidth in the fixed communication channel, the method comprising the step of adding to the signal combining second transposed modulated signal, the combined signal is first wherein transposed modulated signal and a first base carrier signal, a second transposed modulated signal, the phase angle frequency is the same as the first basic carrier signal to the first base carrier signal using the second base carrier signal is 90 degrees Te, is added to the combined signal, comprising the step of adding.

別の実施形態では、超音波通信の情報帯域幅を増やす方法が提供され、この方法は、単一超音波トランスデューサの直接振幅変調により、超音波通信信号に転置変調を加えるステップを含む。 In another embodiment, a method of increasing the information bandwidth of the ultrasound communication is provided, the method, by direct amplitude modulation of a single ultrasonic transducer, comprising the step of adding the transpose modulated ultrasonic communication signals.

別の実施形態では、超音波通信の情報帯域幅を増やす方法が提供され、この方法は、第1の超音波トランスデューサを、転置変調の基本搬送波信号成分で直接振幅変調することにより、超音波通信信号に転置変調を加えるステップと、第2の超音波トランスデューサを、転置変調の第3高調波搬送波信号成分で直接振幅変調するステップと、を含む。 In another embodiment, a method of increasing the information bandwidth of the ultrasound communication is provided, the method comprising, a first ultrasonic transducer, by direct amplitude modulation at the fundamental carrier signal component of the transposed modulation, ultrasonic communication comprising the steps of adding a transposed modulation signal; a second ultrasonic transducer, directly amplitude modulated by the third harmonic carrier signal component of the transpose modulation, the.

別の実施形態では、超音波通信の情報帯域幅を増やす方法が提供され、この方法は、広帯域変調技術を用いて単一超音波トランスデューサを直接振幅変調することにより、転置変調基本搬送波信号及び第3高調波搬送波信号成分を超音波通信信号に加算するステップを含む。 In another embodiment, there is provided a method of increasing the information bandwidth of the ultrasound communication, the method by directly amplitude modulation of a single ultrasonic transducer with a wide band modulation techniques, transposed modulated base carrier signal and the 3 including the step of adding a harmonic carrier signal component to the ultrasonic communication signals.

別の実施形態では、超音波通信の情報帯域幅を増やす方法が提供され、この方法は、第1の超音波トランスデューサを、転置変調の基本搬送波信号成分で直接角度変調し、第2の超音波トランスデューサを、転置変調の第3高調波搬送波信号成分で直接角度変調することにより、超音波通信信号に転置変調を加えるステップを含む。 In another embodiment, a method of increasing the information bandwidth of the ultrasound communication is provided, the method comprising, a first ultrasonic transducer, and directly angle-modulated at the fundamental carrier signal component of the transposition modulation, the second ultrasonic a transducer, by direct angle modulation at the third harmonic carrier signal component of the transposed modulation, comprising the step of adding the transpose modulated ultrasonic communication signals.

別の実施形態では、超音波通信の情報帯域幅を増やす方法が提供され、この方法は、広帯域変調技術を用いて単一超音波トランスデューサを直接角度変調することにより、転置変調基本搬送波信号及び第3高調波搬送波信号成分を超音波通信信号に加算するステップを含む。 In another embodiment, a method of increasing the information bandwidth of the ultrasound communication is provided, the method, by directly angle modulation of a single ultrasonic transducer with a wide band modulation techniques, transposed modulated base carrier signal and the 3 including the step of adding a harmonic carrier signal component to the ultrasonic communication signals.

更に別の実施形態では、光情報通信帯域幅を増やすシステムが提供される。 In yet another embodiment, a system is provided to increase the optical information communications bandwidth. このシステムは、光ビーム及び光変調器を含む。 The system includes a light beam and an optical modulator. このシステムは、光ビームを転置変調信号で直接変調するように構成される。 The system is configured to directly modulate the light beam in transposition modulated signal.

別の実施形態では、光情報通信帯域幅を増やす方法が提供され、この方法は、第1の周波数の光ビームを転置変調基本搬送波周波数成分で直接変調するステップを含む。 In another embodiment, a method of increasing the optical information communication bandwidth is provided, the method includes the step of directly modulated by the light beam transposition modulation fundamental carrier frequency component of the first frequency.

更に別の実施形態では、光情報通信帯域幅を増やす方法が提供され、この方法は、第2の周波数の光ビームを転置変調第3高調波成分信号で直接変調するステップを含む。 In yet another embodiment, there is provided a method of increasing the optical information communication bandwidth, the method comprising the step of directly modulated at a second frequency of the light beam transposition modulated third harmonic component signal.

当業者であれば、以下の図面及び詳細説明を精査することにより、本開示の他のシステム、方法、特徴、及び利点が明らかになるであろう。 Those skilled in the art upon review of the following drawings and detailed description will other systems of the present disclosure, methods, features, and advantages will become apparent. そのような更なるシステム、方法、特徴、及び利点は全て、本明細書に包含され、本開示の範囲内であり、添付の特許請求の範囲によって保護されるものとする。 Such additional systems, methods, features, and advantages all are included herein, it is within the scope of the present disclosure, and be protected by the accompanying claims.

以下の図面を参照することにより、本開示の多くの態様がよりよく理解されるであろう。 By reference to the following drawings, it will in many aspects of the present disclosure may be better understood. 図面内の各要素は、縮尺が必ずしも正確ではなく、むしろ、本開示の原理を明確に図示することに重点が置かれている。 Each element in the figures, scale is not necessarily accurate, but rather emphasis upon clearly illustrating the principles of the present disclosure is located. 更に、図面では、類似の参照符号は、複数の図面を通して対応する要素を指している。 Moreover, in the drawings, like reference numerals designate corresponding elements throughout the several views.

先行技術に従って生成されるTM変調信号を示す図である。 It is a diagram showing a TM modulated signal generated in accordance with the prior art. 本開示の第1の例示的実施形態による、搬送波信号を変調する方法を示すフローチャートである。 According to a first exemplary embodiment of the present disclosure, it is a flowchart illustrating a method of modulating a carrier signal. 本開示の一実施形態による、四半周期として生成された信号を示す図である。 According to one embodiment of the present disclosure is a diagram illustrating a signal generated as a quarter period. 本開示の一実施形態による、図3に示された信号の、四半周期を合算した後を示す図である。 According to one embodiment of the present disclosure, the signal shown in FIG. 3 is a diagram showing after the sum of quarter cycle. 図4に示された信号を生成するための、本開示によって提供される実施形態において使用可能な入力変調信号を示す図である。 For generating a signal shown in FIG. 4 is a diagram illustrating an input modulation signal which can be used in the embodiments provided by the present disclosure. 図4に示された信号の周波数スペクトルを示すプロットである。 It is a plot showing the frequency spectrum of the indicated signal in FIG. 本開示によって提供される一実施形態による、図6に示された信号の第3高調波成分を第2の高調波に対してヘテロダイン処理した結果として得られる周波数スペクトルを示すプロットである。 According to one embodiment provided by the present disclosure, it is a plot showing a frequency spectrum obtained as a result of heterodyning the third harmonic component of the indicated signal to the second harmonic wave in Fig. 本開示によって提供される一実施形態に適用可能なフィルタを示す図である。 Is a diagram showing an applicable filter to an embodiment provided by the present disclosure. 本開示によって提供される一実施形態による、信号を生成する、ソフトウェアベースの直接スペクトルシステムを示すブロック図である。 According to one embodiment provided by the present disclosure, and generates a signal, which is a block diagram illustrating a software-based direct spectrum system. 本開示によって提供される一実施形態による、信号を復調する副周期較正システムを示すブロック図である。 According to one embodiment provided by the present disclosure, it is a block diagram showing a sub-cycle calibration system for demodulating a signal. 本開示によって提供される一実施形態による、信号を復調する第3高調波位相検出システムを示すブロック図である。 According to one embodiment provided by the present disclosure, it is a block diagram showing a third harmonic phase detection system that demodulates signals. 本開示によって提供される一実施形態による、信号を復調する高速フーリエ変換ベースのシステムを示すブロック図である。 According to one embodiment provided by the present disclosure, it is a block diagram showing the fast Fourier transform-based system to demodulate a signal. 本開示によって提供される一実施形態による、既存信号に加算されたTM信号からなる信号を生成及び送信するTM送信機を示すブロック図である。 According to one embodiment provided by the present disclosure, it is a block diagram showing a TM transmitter for generating and transmitting a signal comprising a TM signal added to the existing signal. 本開示によって提供される一実施形態による、TM送信機の搬送波信号生成部分の例示的実装を示すブロック図である。 According to one embodiment provided by the present disclosure, it is a block diagram illustrating an exemplary implementation of the carrier signal generating portion of the TM transmitter. 本開示によって提供される一実施形態による、TM送信機のTM変調信号処理部分の一例示的実装を示すブロック図である。 According to one embodiment provided by the present disclosure, it is a block diagram illustrating an exemplary implementation of the TM modulation signal processing portion of the TM transmitter. 本開示によって提供される一実施形態による、既存信号に加算されたTM信号を有する信号を受信し、TM信号を抽出及び復調するTM受信機を示すブロック図である。 According to one embodiment provided by the present disclosure, it receives a signal having a TM signal added to an existing signal, a block diagram showing a TM receiver to extract and demodulate the TM signal. 本開示によって提供される一実施形態による、TM受信機の搬送波信号及び高調波の復元部分の一例示的実装を示すブロック図である。 According to one embodiment provided by the present disclosure, it is a block diagram illustrating an exemplary implementation of the carrier signal and recover part of the harmonics of the TM receiver. 本開示によって提供される一実施形態による、TM受信機のTMの分離及び復調部分の一例示的実装を示すブロック図である。 According to one embodiment provided by the present disclosure, it is a block diagram illustrating an exemplary implementation of the separation and demodulation part of TM of TM receiver. 本開示によって提供される一実施形態による、分離機能の時間遅延ベースのフィルタ回路の周波数応答挙動を示すグラフである。 According to one embodiment provided by the present disclosure is a graph showing the frequency response behavior of the time delay-based filter circuit separation function.

本開示の多くの実施形態が、プログラマブルなコンピュータ又はマイクロプロセッサで実行されるアルゴリズムを含む、コンピュータで実行可能な命令の形態をとってよい。 Many embodiments of the present disclosure includes an algorithm executed by a programmable computer or microprocessor, it may take the form of computer executable instructions. しかしながら、本開示は、他のコンピュータシステム構成によって同様に実施されてもよい。 However, the present disclosure may be implemented similarly by other computer system configurations. 本開示の幾つかの態様は、後述の方法又はアルゴリズムのうちの1つ以上を実施することに限定してプログラム、構成、又は構築がなされた専用のコンピュータ又はデータプロセッサにおいて実施されてよい。 Some embodiments of the present disclosure, a program is limited to performing one or more of the methods or algorithms described below, structure, or may be implemented in a dedicated computer or data processor that made construction.

本開示の後述の諸態様は、磁気式又は光学式の読み取りが可能なリムーバブルコンピュータディスク、固定磁気ディスク、フロッピー(登録商標)ディスクドライブ、光ディスクドライブ、光磁気ディスクドライブ、磁気テープ、ハードディスクドライブ(HDD)、ソリッドステートドライブ(SSD)、コンパクトフラッシュ(登録商標)又は不揮発性メモリを含むコンピュータ可読媒体上で記憶されたり配布されたりしてよく、並びに、クラウドを含むネットワークを介して電子的に配布されてよい。 Aspects of the later of the disclosure, a magnetic or optical read capable removable computer disk, a rigid magnetic disk, a floppy disk drive, optical disk drive, magneto-optical disk drive, a magnetic tape, a hard disk drive (HDD ), solid state drive (SSD), a compact flash (registered trademark) or may be or is distributed or stored on a computer readable medium including a nonvolatile memory, as well as electronically distributed via a network including the cloud it may be. 本開示の諸態様に固有のデータ構造及びデータ伝送も、本開示の範囲に包含される。 Specific data structure and data transmission to aspects of the present disclosure are also included within the scope of the present disclosure.

図2は、本開示の第1の例示的実施形態による、搬送波信号を変調する方法を示すフローチャート200である。 2, according to a first exemplary embodiment of the present disclosure, a flow chart 200 illustrating a method for modulating a carrier signal. 注意すべきこととして、フローチャート内のどのプロセス説明やブロックも、プロセスの特定の論理機能を実施するための1つ以上の命令を含むモジュール、セグメント、コード部分、又はステップを表すものとして理解されるべきであり、諸機能が、必要とされる機能性に応じて、逆の順序でほぼ同時に実施されることも含めて、図示又は説明された順序とは異なる順序で実施されてよい代替の実施態様も本発明の範囲に包含され、これらは本発明の当業者であれば理解されるであろう。 It should be noted, any process descriptions or blocks in flow charts are understanding module comprising one or more instructions for implementing specific logical functions in the process, the segments, as representing a code portion, or steps should, various functions, depending on the functionality required, including that substantially carried out simultaneously in the reverse order, alternative implementations that may be performed in a different order than illustrated or described embodiments are encompassed by the scope of the present invention, it will be understood by those skilled in the art of the present invention. 本方法は、(例えば、上述の図1に示されたような)先行技術における振幅変化の問題を解決するものであり、ハードウェア又はソフトウェア、或いは、これらの任意の組み合わせで実施されてよい。 The method (e.g., FIG as shown in 1 above) is intended to solve the problem of amplitude variation in the prior art, hardware or software, or may be implemented in any combination thereof. 図2に示された方法は、「四半周期集め」(QC)方式と呼ばれることがあり、演算の連続的実施を必要とせずに結果を取得する手早い方法としてルックアップテーブル(LUT)210を含んでよい(LUT210によらない場合、結果は演算機能を利用して生成されることが可能である)。 Method shown in Figure 2, sometimes called "quarter cycle collected" (QC) system, a look-up table (LUT) 210 as a quick way to get the results without the need for continuous implementation of the operational contains may (if not due to LUT 210, results can be generated using the calculation function). QC方式は時間領域に基づく。 QC method is based on the time domain.

図3を参照すると、図2に示された方法からの変調された出力信号300は、各全信号周期において4つの別々の四半周期セグメントを含む。 Referring to FIG 3, the modulated output signal 300 from the method shown in FIG. 2 includes four separate quadrants cycle segments in each full signal period. 図3は、3つの全周期(例えば、周期a、b、及びc)を示しており、これらは図2に示された四半周期方式によって出力されてよい。 3, all three periods (e.g., periods a, b, and c) shows a, which may be output by quarter cycle scheme shown in FIG. 各周期は4つの四半周期セグメント(例えば、301、302、303、及び304)からなる。 Each cycle consists of four quadrants period segments (e.g., 301, 302, 303, and 304). 四半周期セグメント間にはギャップが示されているが、これは例示を目的としたものに過ぎない。 Although between quarter cycle segments are shown the gap, this is merely for illustrative purposes. 更に、変曲の振幅位置(a1、a2、b1、b2、c1、c2)は、例示を目的として誇張されている。 Furthermore, the amplitude position of the inflection (a1, a2, b1, b2, c1, c2) is exaggerated for illustrative purposes. これらの変曲は、図示されているように、隣接する四半周期セグメント同士の間に形成される。 These inflection, as shown, is formed between the adjacent quarter period segment.

図3に示されるように、各周期の「第1」の四半周期(301a、301b、及び301c)は、印加される変調値に応じて振幅が異なってよい。 As shown in FIG. 3, quarter period of the "first" of each cycle (301a, 301b, and 301c) may differ in amplitude depending on the modulation value to be applied. 同じことが、図示されている各周期における他の各四半周期にも当てはまる。 The same applies to each of the other quarter period in each cycle as shown. 即ち、各周期の第2の四半周期(302a、302b、302c)、第3の四半周期(303a、303b、303c)、及び第4の四半周期(304a、304b、304c)は、印加される変調値に応じて振幅が異なってよい。 That is, the second quarter cycle of each cycle (302a, 302b, 302c), the third quarter cycle (303a, 303b, 303c), and fourth quarter cycles (304a, 304b, 304c), the modulation of the applied it may be different amplitudes depending on the value. ある周期における「第1」の四半周期(例えば、301a、301b、301c)の振幅が低い場合、その同じ周期における「第2」の四半周期(例えば、302a、302b、302c)は振幅が相補的に高くなっており、これは、全周期における負ピーク値(Pk )とその周期における正ピーク値(Pk )との間に一定振幅が常に存在するようにするためである。 Quarter period of the "first" in a certain period (e.g., 301a, 301b, 301c) when the amplitude is low, quarter period (e.g., 302a, 302b, 302c) of the "second" in that same period complementary amplitude and higher, this is negative peak value in the entire cycle - is so that constant amplitude between the positive peak value in the period (Pk +) is always present (Pk). 同じことが、各周期における「第3」及び「第4」の四半周期にも当てはまる。 The same applies to the quarter cycle of the "third" and "fourth" in each cycle. これにより、各周期における正ピーク値(Pk )は常に同じになる。 Thus, the positive peak value in each cycle (Pk +) is always the same. 負ピーク値(Pk )も同じになることで、印加される変調値に起因する振幅変化が排除される。 Negative peak value (Pk -) also be the same, the amplitude changes due to modulation values to be applied are eliminated.

図3に更に示されるように、それぞれの周期における「第1」の四半周期(301a、301b、301c)と「第3」の四半周期(303a、303b、303c)は、振幅が同じである。 As further shown in FIG. 3, quarter period of the "first" in each cycle (301a, 301b, 301c) and quarter period of the "third" (303a, 303b, 303c), the amplitude is the same. 同様に、それぞれの周期における「第2」の四半周期(302a、302b、302c)と「第4」の四半周期(304a、304b、304c)も、振幅が同じである。 Similarly, quarter period of "second" in each period (302a, 302b, 302c) and quarter period of the "fourth" (304a, 304b, 304c) also amplitude are the same. このようにするのは、印加される変調値にかかわらず、各周期の曲線の下の面積を同じにするためである。 Thus to, regardless of the modulation values ​​to be applied, because the area under the curve of each cycle the same. これにより、各周期の平均値がゼロになって、搬送波信号において、印加された変調値に起因する「DC」値シフトが全く発生しなくなることが確実になる。 Thus, the average value of each period is zero, the carrier signal due to the applied modulation value "DC" value shift is ensured that at all does not occur.

しかしながら、用途によっては、DCシフトが許容される場合があり、従って、曲線の下の面積が同じでなくてよい場合、即ち、周期間での対称性がなくてよい場合があることに注意されたい。 However, some applications, may DC shift is allowed, therefore, if the area under the curve may not be the same, i.e., it is noted that there may be no symmetry in the circumferential period Thailand. そのような場合は、情報又は「シンボル」が周期当たり2シンボルのレートで搬送されてよい。 In such a case, the information or "symbol" may be conveyed at a rate of 2 symbols per cycle. 即ち、周期ごとに、異なる2つの変曲点が存在してよい(例えば、一方が負ピークと正ピークとの間の立ち上がりの半周期の途中に位置し、他方が正ピークと負ピークとの間の立ち下がりの半周期の途中に位置する)。 That is, in every cycle, two different inflection point may be present (e.g., located in the middle of the half cycle of the rising between one negative peak and a positive peak, the other is a positive peak and a negative peak Situated in the middle of the half cycle of falling between).

各四半周期は一定のクロック又は時間ステップによって生成されてよく、従って、印加された変調値の結果として1つの周期から次の周期にかけて周波数が変化することはない。 Each quarter cycle may be generated by a constant clock or time step, therefore, a frequency of one cycle as a result of the applied modulation value over the next cycle does not change. 各変曲(a1、a2、b1、b2、c1、c2)は、ちょうど1つの半周期から次の半周期にかけての180度分離に相当する角度で発生する。 Each inflection (a1, a2, b1, b2, c1, c2) is generated from exactly one half cycle at an angle corresponding to 180 degrees separation over the next half cycle. これにより、印加された変調値に起因する位相変化がないことが確実になる。 Thus, it is ensured there is no phase changes due to the applied modulation values.

これらの四半周期(例えば、図3に示されたもの)を合算すると、図4に示されるように、平滑で連続的な波形300が得られる。 These quarter period (e.g., those shown in FIG. 3) summing the, as shown in FIG. 4, a continuous waveform 300 is obtained by smoothing.

図5は、TM変調信号500を示しており、これは、図4に示された変調された信号300の生成に使用される。 Figure 5 shows the TM modulation signal 500, which is used to generate a modulated signal 300 shown in FIG. 図4及び図5に示されたように、1搬送波周期につき1つのTM変調値500が存在する。 As shown in FIGS. 4 and 5, one TM modulation values ​​500 per carrier cycle is present. しかしながら、上述のように、曲線の下の面積が周期ごとに異なってよい場合、即ち、各周期において2つのシンボルを搬送できるように、周期間での対称性がなくてよい場合には、1搬送波周期につき2つのTM変調値が存在してよい。 However, as described above, if the area under the curve may be different for each cycle, i.e., to allow transporting the two symbols in each period, if it without symmetry in the circumferential period, 1 two TM modulation value may be present per carrier cycle. そのような場合には、1搬送波周期につき2つのTM変調値が存在することによって、1搬送波周期において異なる2つのシンボル(即ち情報)を表現することが可能である。 In such a case, by the two TM modulation values ​​per carrier cycle exists, it is possible to represent the two symbols differ in one carrier cycle (i.e., information). この手法は光ファイバでの伝送に好適となる可能性があり、これは、例えば、伝送帯域幅を占有する他の信号は存在しないものの、DCシフトは典型的には他の媒体での伝送に不適であるためである。 This approach may be suitable for transmission over an optical fiber, which, for example, although no other signal occupying a transmission bandwidth, the transmission of the other medium to DC shift typically This is because it is not suitable.

TM変調期間t TMMと呼ばれている変数が、TM変調値が保持される時間であり、これは搬送波周期の整数倍である。 Variables are referred to as TM modulation period t TMM is the time TM modulation value is retained, which is an integer multiple of the carrier wave period. これは、そのような場合には、最大TM変調周波数f TMMが搬送波周波数f の半分であることを意味することになる。 This, in such a case, the maximum TM modulation frequency f TMM is to mean that it is half the carrier frequency f C. 即ち、変調帯域幅はf の1/2に制限されており、これは、ナイキストレート、即ち、エイリアスが発生しない信号サンプリングのサンプリングレートの下限が、帯域制限された信号の帯域幅の2倍であることで知られているとおりである。 That is, the modulation bandwidth is limited to 1/2 of the f C, which is the Nyquist rate, i.e., the lower limit of the sampling rate of the signal sampling aliasing does not occur, twice the bandwidth of the band-limited signal it is as known in that is. しかしながら、1搬送波周期につき2つのTM変調値が存在する場合には、最大TM変調周波数f TMMは搬送波周波数f に等しい。 However, if the two TM modulation values per carrier cycle is present, the maximum TM modulation frequency f TMM is equal to the carrier frequency f C. DC応答を含む、f TMMの最小値は存在しない。 Including DC response, the minimum value of f TMM does not exist.

図2を再度参照すると、LUT210は、TM変調の各値に固有の四半周期を記憶する。 Referring again to FIG. 2, LUT 210 stores specific quarter period for each value of TM modulation. 各搬送波周期には4つの四半周期がある(例えば、図3に示されたとおりである)。 Each carrier wave period has four quadrants period (for example, as shown in FIG. 3). 各TM変調期間に対して1デジタルビット(N=1)が割り当てられる場合、2つの固有なTM変調レベル、即ち、1セットが2つの四半周期からなる2つの固有なセットだけがLUT210に記憶されることが必要となり、第1のレベルが論理「0」を表し、第2のレベルが論理「1」を表す。 1 if the digital bit (N = 1) is assigned to each TM modulation period, two unique TM modulation level, i.e., only two unique sets of one set of two quarter cycle stored in LUT210 Rukoto is required, the first level represents a logical "0", the second level represents a logical "1". 各t TMMに対して2デジタルビット(N=2)が割り当てられる場合は、4つのポテンシャルTM変調レベルが存在することになる。 If two digital bits (N = 2) is assigned to each t TMM would have four potential TM modulation level exists. 同様に、各t TMMに対して3ビット(N=3)が割り当てられる場合は、8つのTM変調レベルが存在することになる(以降も同様)。 Similarly, if the 3 bits (N = 3) is assigned to each t TMM, there will be eight TM modulation levels (same hereinafter).

LUT210は、2 個の異なる四半周期波形を収容し、各全波形が4つの四半周期波形で構成されることから、合計では4×2 個の波形を収容する。 LUT210 houses the the 2 N different quarter cycle waveform, since each full waveform is composed of four quarter cycle waveform accommodates the 4 × 2 N pieces of waveform in total. 1四半周期当たりの時間ステップ又はクロック期間(例えば、LUT210の読み取りを行うためのプロセッサクロック又はCPUクロック)の数は、本方法を実施する電子装置が許容しうる許容波形ゆらぎに依存することになる。 Time step or clock periods per quarter period (e.g., processor clock or CPU clock for reading the LUT 210) the number of will depend on the allowable waveform fluctuation electronic device implementing the method is acceptable . これは、搬送波周波数が300MHz域にある場合には、ナノ秒以下の時間ステップを必要とする可能性がある。 This is because when the carrier frequency is 300MHz range, which may require a time step nanosecond. より低い搬送波周波数は、両TM方式(例えば、本明細書に記載のLUTブランチ及び「演算ブランチ」)により好適となる可能性があり、搬送波周波数までヘテロダインされることが可能である。 Lower carrier frequency, both TM mode (e.g., LUT branch and "computing branch" described herein) may be preferred by, it can be heterodyned to the carrier frequency.

ブロック202では、TM変調信号がLUT210に入力される。 At block 202, TM modulation signal is input to the LUT 210. TM変調信号は、任意の数のデジタルビットを含む信号か、或いはこれによって表現される信号(例えば、Nビット幅の信号)であってよい。 TM modulation signal may be a or the signal comprises a digital bit of any number, or whereby signal expressed (e.g., signal N bits wide). LUT210は、各四半周期に対応する値又は表現を収容する。 LUT210 accommodates values ​​or expressions corresponding to each quarter cycle. これは、LUT210に収容されない場合には演算ブランチ220によって生成されてよい。 This, if not accommodated in LUT210 may be generated by computing the branch 220. 例えば、行210a(例えば、1から2 )で表現されうる各TM変調値に対して、四半周期が、TM変調値と関連付けられ、列210bにおいて(例えば、初期時刻から1/4周期まで)時間が経過する期間にわたる座標データ(例えば、x,y)として表現されて格納されてよい。 For example, row 210a (e.g., from 1 2 N) for each TM modulation values that can be represented by, quarter period, associated with the TM modulation values, in column 210 b (e.g., up to 1/4 period from the initial time) coordinate data (e.g., x, y) over a period of time time elapses may be stored is represented as a. ブロック204では、搬送波周波数f を有する搬送波信号が入力される。 In block 204, the carrier signal having a carrier frequency f C is input. 搬送波信号は、RF信号であってよく、クロック信号として動作してよい。 Carrier signal may be a RF signal may operate as a clock signal. ブロック206では、変調の実施にLUT210を使用するか演算ブランチ220を使用するかを決定する。 At block 206, to determine whether to use or operation branch 220 uses a LUT210 the implementation of modulation. 変調出力信号を生成するためには、LUT210又は演算ブランチ220のいずれかが利用されてよい。 To generate a modulated output signal, either LUT210 or computing branch 220 may be utilized. LUT210が利用される場合は、受信されたTM変調値に関連付けられた四半周期が、LUT210からアナログゲート208に出力される。 If LUT210 is utilized, quarter period associated with the received TM modulation value is output from the LUT210 the analog gate 208.

演算ブランチ220が利用される場合、例えば、ブロック206において演算ブランチ210が選択された場合には、TM変調信号は演算ブロック220に入力される。 If calculating the branch 220 is utilized, for example, when the arithmetic and the branch 210 is selected at block 206, TM modulated signal is input to the operation block 220. 演算ブロック220は、同じTM変調値が受信された場合にLUTブロック210によって出力されるであろう波形とほぼ同じ四半周期波形を出力する。 Calculation block 220 outputs approximately the same quarter cycle waveform and the waveform that would be output by LUT block 210 if the same TM modulation value is received. ただし、演算ブロック220は、各TM変調値に関連付けられた四半周期値を格納しているのではなく、受信された各TM変調値に対応する四半周期を生成する。 However, operation block 220, the TM modulation value instead of storing the quarter cycle value associated to generate a quarter period corresponding to the TM modulation value received. 演算ブロック220は、変調された四半周期を生成する。 Calculation block 220 generates a modulated quarter period. これは、最初に180°の長さのコサインセグメントを、搬送波周波数の2倍の周波数(2f )で、0°〜90°、90°〜180°、180°〜270°、及び270°〜360°の各等価搬送波周波数四半分において生成することにより行われる。 This length cosine segments of first 180 °, at twice the frequency of the carrier frequency (2f C), 0 ° ~90 °, 90 ° ~180 °, 180 ° ~270 °, and 270 ° ~ It is performed by generating at each of the equivalent carrier frequency quadrant of 360 °. 従って、これらの生成されたコサインセグメントが、搬送波周波数での四半周期セグメントを構成する。 Therefore, these cosine segments generated constitutes a quarter cycle segments in the carrier frequency. 振幅の設定は、0°〜90°四半分及び180°〜270°四半分(即ち、「第1」及び「第3」の四半周期)に対応する受信されたTM変調値、並びに90°〜180°四半分及び270°〜360°四半分に対応する相補変調値によって行われる。 Setting amplitude, 0 ° to 90 ° quadrants and 180 ° to 270 ° quadrant (i.e., "first" and quarter period of the "third") received TM modulation values ​​corresponding to, and 90 ° ~ performed by 180 ° quadrants and 270 ° to 360 ° corresponding complementary modulation values ​​in quarters. 当業者であれば容易に理解されるように、既知の数学的関係を用いて任意の正弦波信号が生成されてよく、この生成は回路及び/又はソフトウェアにおいて実施されてよい。 As will be readily understood by those skilled in the art, may be generated by any sinusoidal signal using known mathematical relationships, the product may be implemented in circuitry and / or software. 従って、受信されたTM変調値によって設定された振幅を有する、演算ブランチ220のコサインセグメントは、そのように生成されてよい。 Accordingly, with an amplitude set by the received TM modulation values, the cosine segments of computing branch 220 may be generated as such.

演算ブランチ220は、搬送波周波数のより多倍のクロックを有するプロセッサを使用して四半周期セグメントを生成する数値演算を実施する。 Computing branch 220 performs a mathematical operation to generate a quarter cycle segments using a processor more with a clock multi-precision carrier frequency. これは、ソフトウェアコードを実行するため、又はハードウェアベースの波形生成器を駆動するためであり、波形生成器は任意の既知の波形生成器であってよい。 This is in order to execute software code, or in order to drive the hardware-based waveform generator, the waveform generator may be any known waveform generator. 演算ブランチ220は、LUTブランチ210より高いクロック周波数が必要になる可能性が高い。 Computing branch 220 is likely to require a higher clock frequency than the LUT branch 210. LUT210又は演算ブランチ220からの出力は、アナログゲート208に向けられており、アナログゲート208は、四半周期を集めて1つの連続信号にし、これを次のヘテロダインブロック212に渡す。 The output from LUT210 or computing branch 220 is directed to the analog gate 208, analog gate 208 into one continuous signals attracting quarter period, and passes it to the next heterodyne block 212.

伝送及びヘテロダインの目的に関し、本開示の諸態様を周波数領域から考察する。 For the purposes of transmission and heterodyne, consider the aspects of the present disclosure from the frequency domain. 図6は、図4に示されたTM変調信号300の周波数スペクトルのプロットであり、ここでは、f が搬送波信号周波数であり、2f 、3f などは搬送波周波数の第2高調波、第3高調波などである。 Figure 6 is a plot of the frequency spectrum of the TM modulation signal 300 shown in FIG. 4, where, f C is the carrier signal frequency, 2f C, the second harmonic of the carrier frequency, such as 3f C, the third harmonic, and the like. 信号300は、原点において図6に示されたスペクトルを有し、場合によっては可視の変曲がある。 Signal 300 has a spectrum shown in FIG. 6 at the origin, there are inflection visible in some cases.

基本搬送波周波数成分610に加えて、信号300の第3高調波成分620が存在し、これは位相変調を含む。 In addition to the basic carrier frequency component 610, the third harmonic component 620 of the signal 300 is present, which includes a phase modulation. TM変調成分は第3高調波にのみ存在する。 TM modulation component is present only in the third harmonic. 即ち、TM変調成分は第3高調波成分620である。 That, TM modulation component is a third harmonic component 620. 第2高調波信号は存在しない。 The second harmonic signal absent. ブロック214において第2高調波信号を局部発振器として生成し、ミキサ回路を使用して第3高調波成分をヘテロダインすることにより、2つの出力周波数(3f −2f )及び(3f +2f )が生成される。 The second harmonic signal was generated as a local oscillator in block 214, by heterodyning the third harmonic component using a mixer circuit, two output frequencies (3f C -2f C) and (3f C + 2f C) There is generated. これを図7に示す。 This is shown in Figure 7. TM変調成分、即ち、第3高調波成分620は、基本搬送波周波数(信号710)までシフトダウンされる。 TM modulated component, i.e., the third harmonic component 620 is shifted down to the fundamental carrier frequency (signal 710). ヘテロダイン処理の加算成分、即ち、第5高調波成分730は、ブロック214において(例えば、図8に示されるフィルタ810により)除去されることが可能であり、指定された通信チャネルの送信用出力に合致するようにフィルタリングされることが可能である。 Adding components of the heterodyned, i.e., the fifth harmonic component 730, at block 214 (e.g., by the filter 810 shown in FIG. 8) and can be removed, to the transmission output of the designated communication channel it can be filtered Consistently.

既知の変調技術と異なり、本開示によって与えられるように、第3高調波は位相シフトされるが、この位相シフトは、第3高調波ではなく基本搬送波に対する位相シフトである。 Unlike known modulation techniques, as provided by the present disclosure, the third harmonic is phase shifted, the phase shift is a phase shift with respect to the fundamental carrier rather than the third harmonic. 通常のFMやPMの伝送の場合、位相シフトされるのは搬送波自体である。 When the transmission of normal FM or PM, is the carrier itself being phase shifted. TMでは、基本波は変化せず、第3高調波の位相は基本波にのみ関連付けられる。 In TM, the fundamental wave does not change, the third harmonic of the phase is associated only to the fundamental wave.

この違いは、幾つかの理由で重要である。 This difference is important for several reasons. 基本搬送波の各半周期(即ち、各TM変調シンボル)に対して、変調されない第3高調波の1.5周期分が存在する。 Each half of the base carrier (i.e., the TM modulation symbol) with respect, there is 1.5 cycle of the third harmonic unmodulated. 第3高調波が変化するのは、データが変化するとき(即ち、TM変調信号500が変化するとき)だけである。 The third harmonic is changed, when the data is changed (i.e., when the TM modulation signal 500 is changed) only. 従って、電力及びスペクトルに対する影響はほとんどなく、本願発明が従来の変調との間に透明性を有する別の理由は、ほとんどの実際の用途において、ラジオのAM放送及びFM放送と同様に、通信チャネルだけでも、TMシンボル1個につき100以上の搬送波周期が存在する可能性があり、その間において第3高調波が変化しない(即ち、変調の変化がない)ことである。 Therefore, almost no effect on power and spectrum, another reason that the present invention has a transparency between the conventional modulation, in most practical applications, like the AM broadcast and FM broadcast radio, communication channel alone, there may be 100 or more carrier wave period per one TM symbol, it is that the third harmonic is not changed in the meantime (i.e., no change of the modulation). 第3高調波は、基本波に対して位相(時間)がシフトされるだけである。 The third harmonic is only phase (time) is shifted with respect to the fundamental wave.

QC方式を実装するには、アナログ帯域幅を搬送波周波数の3倍以上広くする必要があり、これは、第3高調波(例えば、3f )が利用されるためである。 To implement QC method, it is necessary to widen the analog bandwidth than three times the carrier frequency, which is the third harmonic (e.g., 3f C) because the is utilized. 更にQC方式は、クロック周波数が搬送波信号周波数の16倍であることが必要であり、これは単に、四半周期あたり4つの時間ステップがあるためである。 Furthermore QC method, it is necessary that the clock frequency is 16 times of the carrier signal frequency, which is simply because there are four time steps per quarter period. QCは、より低い搬送波信号において生成されてから所望の搬送波周波数まで上方にヘテロダインされてよい。 QC may be heterodyned upwardly from being generated in the lower carrier signal to the desired carrier frequency. この、より低い搬送波周波数は、TM変調値の上限周波数を規定するものである。 The lower carrier frequency, defines an upper limit frequency of the TM modulation values.

図9a及び図9bは、本開示の更なる実施形態における、直接スペクトル(DS)の生成システム及び方式を示すブロック図である。 9a and 9b, in a further embodiment of the present disclosure is a block diagram illustrating the generation system and method of the direct spectrum (DS). DS生成方式は、TM変調の実装をより単純化したものと言える。 DS generation system, it can be said that a more simplified implementation of the TM modulation. DS方式では、側波帯スペクトルを直接生成し、そのエネルギを通信チャネルの帯域幅内に存在する他の全てのものに加える。 The DS system generates a sideband spectrum directly added to all others present the energy into the bandwidth of the communication channel. DS方式は周波数領域に基づく。 DS system is based on the frequency domain.

図6を参照すると、既存の送信機は何らかの複雑な変調形式を有する。 Referring to FIG. 6, the existing transmitter has some complex modulation formats. 利用されている複雑な変調の代表的なタイプとして、QAM、QPSK、OFDM等がある。 Representative types of complex modulation being utilized, QAM, QPSK, there are OFDM like. 既存の変調における側波帯エネルギは、図6の成分610で表される。 Sideband energy in existing modulation is represented by the component 610 in FIG. 6. TM変調を加えると第3高調波が生成され、TM側波帯エネルギは成分620で表される。 Third harmonic Adding TM modulation is generated, TM sideband energy is represented by the component 620. なお、第2高調波成分も存在しうるが、これは変調を含まない。 Note that the second harmonic component can also be present, but this does not include the modulation.

第2高調波信号は、TM側波帯エネルギ620を基本搬送波周波数610へ下方シフトするために使用できる点で有用である。 The second harmonic signal is useful in that it can be used to lower shift TM sideband energy 620 to the basic carrier frequency 610. これは、2つの正弦波入力信号を掛け合わせて減算周波数出力及び加算周波数出力を生成するミキサ機能を使用するヘテロダイン処理によって行われる。 This is done by heterodyning the use of a mixer function to generate a multiplied allowed by subtracting frequency output and the addition frequency output two sine wave input signal. 図7を参照すると、ハッチングは、第3高調波720から基本波710及び第5高調波730に変換されたエネルギを表す。 Referring to FIG. 7, the hatching represents the converted energy from the third harmonic 720 to the fundamental wave 710 and the fifth harmonic wave 730.

第2高調波の使用は任意選択である。 Use of the second harmonic is optional. 当該技術分野では知られているフェーズロックループによって、安定した第2高調波を得ることができる。 The phase-locked loop is known in the art, it is possible to obtain the second harmonic stable. 又、非線形性が存在する可能性があり、存在する場合は、側波帯エネルギのうちのいくらかが実際にダウンコンバートされる可能性があるが、これは、ダウンコンバージョンの方式としては安定性も信頼性もない可能性がある。 Also, there is a possibility that non-linearity is present, if present, it is possible that some of the sidebands energy is actually downconverted, this stability is a method of down-conversion there is no reliable possibility.

通信規制が求めるところによれば、あらゆる送信機が、指定された通信チャネルの外に放射されるエネルギがないことを保証するために出力フィルタを使用しなければならない。 According to where the communication regulation is determined, any transmitter must use the output filter to ensure that no energy is radiated to the outside of the designated communication channel. 図8に示されるように、指定された通信チャネルでの送信のために、高調波を排除する出力フィルタ810が利用されてよい。 As shown in FIG. 8, for transmission on the designated communication channels, output filter 810 to eliminate harmonics may be utilized. このフィルタは、通過帯域812を含んでよい。 The filter may include a passband 812.

図9a及び図9bは、上述の概念を利用した、直接スペクトル生成のための2つのシステム及び方式を示す。 9a and 9b, using the above concept, shows two systems and methods for direct spectrum generation. 図9aは、直接スペクトル生成のための、ソフトウェアベースのシステム及び方式を示しており、図9bは、直接スペクトル生成のための、ハードウェアベースのシステム及び方式を示している。 Figure 9a, for direct spectral generation shows a software-based system and method, Figure 9b, for direct spectral generation shows a system and method for hardware-based. 図9aでは、クロック信号910及びデジタル変調信号920がマイクロプロセッサ901に入力される。 In Figure 9a, the clock signal 910 and the digital modulation signal 920 is input to the microprocessor 901. 図9bでは、搬送波信号915及びアナログ変調信号925が非線形アナログ回路902に入力される。 In Figure 9b, the carrier signal 915 and the analog modulation signal 925 is input to the nonlinear analog circuit 902. 第3高調波側波帯(例えば、TM変調成分620)は、入力信号に基づいて、マイクロプロセッサ901及び/又は回路902によって直接生成される。 Third harmonic sidebands (e.g., TM modulation component 620) based on the input signal, is generated directly by the microprocessor 901 and / or circuit 902. マイクロプロセッサ901及び/又は回路902は更に、第3高調波側波帯620を入力クロック910(図9a)又は搬送波915(図9b)で直接ヘテロダインして、側波帯エネルギ(例えば、710)を基本周波数において直接生成することが可能である。 Microprocessor 901 and / or circuitry 902 further includes third and heterodyne directly input harmonic sidebands 620 clock 910 (FIG. 9a) or carrier 915 (Fig. 9b), the sideband energy (e.g., 710) It can be produced directly at the fundamental frequency. DS方式は、演算式全体のソフトウェア生成、又は演算式を実行する非線形アナログ回路を頼りにする。 DS system calculates equation entire software product, or a non-linear analog circuits for executing arithmetic expression dependable. 即ち、マイクロプロセッサ901(図9a)及び/又は回路902(図9b)は、入力信号に基づき、既知の数学的関係を利用して、第3高調波側波帯620を直接計算して生成する。 That is, the microprocessor 901 (FIG. 9a) and / or circuit 902 (FIG. 9b), based on the input signal, using known mathematical relationships, to generate by calculating the third harmonic sidebands 620 directly . そして、第3高調波側波帯620は、マイクロプロセッサ901及び/又は非線形アナログ回路902によってヘテロダインされて、第3高調波側波帯620を基本周波数へシフトする。 The third harmonic sidebands 620 are heterodyned by the microprocessor 901 and / or non-linear analog circuit 902 shifts the third harmonic sidebands 620 to the basic frequency.

以下では、転置変調の受信及び復調を行うシステム及び方法を開示する。 Hereinafter, discloses a system and method for receiving and demodulation of the transposed modulation. 図10は、TM変調信号を復調するシステム及び方法を示すブロック図であり、この方法は「副周期較正」(SCC)と呼ばれることがある。 Figure 10 is a block diagram illustrating a system and method for demodulating a TM modulated signal, the method may be referred to as "sub-cycle calibration" (SCC). TM変調のSCC復調方式は、例えば、QC方式のセクションで示されたような波形(例えば、図4の信号300)の再構築により、時間領域で動作する。 SCC demodulation method of TM modulation, for example, a waveform as shown in the section QC system (e.g., signal 300 of FIG. 4) by rebuilding, operates in the time domain.

SCC方式では、広帯域環境において受信信号1001に第3高調波を加算する。 The SCC system, adds the third harmonic to the received signal 1001 in a broadband environment. フェーズロックループ1010が、厳密な、未変調の第3高調波信号を生成し、この信号が、要素1020において受信信号1001に加算されるか乗算される。 Phase-locked loop 1010, strict, and generates a third harmonic signal of the unmodulated, this signal is multiplied or is added to the received signal 1001 in the elements 1020. その後、各正ピーク及び負ピークの電圧レベルは、正ピーク検出器1030及び/又は負ピーク検出器1040によって検出され、(基準ランプ生成器1050による)一致する負ピーク値及び正ピーク値を有する基準ランプの生成に使用される。 Thereafter, the voltage level of the positive peak and the negative peak is detected by the positive peak detector 1030 and / or negative peak detector 1040 (by reference ramp generator 1050) basis with a negative peak value and the positive peak value matches It is used to generate the lamp. 従って、受信信号1001の1/2周期ごとに、新しい基準ランプが生成されると、システム(即ち、各ピークの発生)が較正される。 Therefore, for each half cycle of the received signal 1001, a new reference ramp is generated, the system (i.e., the occurrence of each peak) is calibrated. ランプは、搬送波信号1001の半周期ごとに再生成される。 Lamp is regenerated every half cycle of the carrier signal 1001. ピークのタイミングは、基準ランプのタイミングを設定するためにピークタイミング要素1060によって使用される。 The timing of the peak is used by the peak timing element 1060 for setting the timing of the reference ramp. 検出器1030及び1040によって変曲が検出され、変曲のタイミングは、基準ランプ生成器1050から出力される基準ランプのサンプリング、及びサンプリングされたランプ値のホールドに使用される。 Inflection is detected by detector 1030 and 1040, the timing of the inflection is used to hold reference ramp sampling reference ramp output from generator 1050, and the sampled ramp value. その電圧は、TM変調のアナログ値であり、サンプルホールド要素1070から出力され、直接使用されてよく、デジタルに変換されてもよい。 Its voltage is an analog value of TM-modulated is output from the sample hold element 1070 may be converted may be used directly, to digital. 基準ランプは、搬送波の負の半周期から正の半周期にかけての正の勾配を有する。 Reference ramp has a positive slope of over the positive half cycle from the negative half cycle of the carrier wave. 搬送波の次の半周期では(即ち、正の半周期から負の半周期にかけては)、基準ランプは負の勾配を有する。 In the next half cycle of the carrier wave (i.e., the negative is over the half cycle from the positive half-cycle), the reference lamp has a negative slope.

SCC復調システム及び方式の一利点は、ロバストな復調手法を提供することである。 One advantage of the SCC demodulation system and method is to provide a robust demodulation techniques. これは、SCC復調が、負ピーク及び正ピークの発生、並びに、これらのピークの間の変曲の存在だけに関係するためである。 This, SCC demodulation, the occurrence of negative peak and a positive peak, as well, in order to relate only to the presence of inflection between these peaks. 従って、SCC復調は、他の復調技術よりも、ノイズによって引き起こされる誤差の影響を格段に受けにくい。 Therefore, SCC demodulation, than other demodulation technique, considerably less susceptible to errors caused by noise.

図11は、本開示の更なる実施形態による復調システム及び方法を示すブロック図であり、この方法は「第3高調波位相検出」(3PD)と呼ばれることがある。 Figure 11 is a block diagram showing a demodulation system and method according to a further embodiment of the present disclosure, the method may be referred to as "the third harmonic phase detector" (3PD). TM変調の第3高調波位相検出(3PD)復調方式は、第3高調波成分を再生成し、その成分に存在する位相変調を復調することにより動作する。 Third harmonic phase detection TM modulation (3PD) demodulation method is to regenerate the third harmonic component, operate by demodulating the phase modulation present in that component.

図11に示されるように、受信されたTM変調信号1101は、フェーズロックループ1110によって使用されて、安定した、未変調の基本搬送波信号が生成され、この信号は、減算要素1120によって受信信号1101から減算される。 As shown in FIG. 11, TM-modulated signal 1101 received is used by the phase-locked loop 1110, a stable, basic carrier signal unmodulated is generated, this signal is the received signal by the subtraction element 1120 1101 It is subtracted from. 減算要素1120からの出力は、基本波ノッチフィルタ1130によってフィルタリングされて、基本搬送波周波数におけるあらゆるスプリアス放射が除去されることが可能である。 The output from the subtraction element 1120 is filtered by the fundamental notch filter 1130, it is possible that any spurious emission at the fundamental carrier frequency is removed. 従って、残りの信号は、第3高調波位相検出器1140を駆動する側波帯エネルギ(例えば、TM変調成分)である。 Therefore, the remaining signal is a sideband energy to drive the third harmonic phase detector 1140 (e.g., TM modulation component). 第3高調波位相検出器1140は、任意の既知又は従来型の位相検出器であってよい。 The third harmonic phase detector 1140 can be any known or conventional phase detector. 結果の出力1150は、TM変調アナログ値である。 The resulting output 1150 is a TM modulated analog value.

図12は、本開示の別の実施形態による、更なる復調システム及び方法を示すブロック図である。 12, according to another embodiment of the present disclosure is a block diagram illustrating a further demodulating system and method. 図12に示された復調システム及び方法は、TM変調の高速フーリエ変換(TMFFT)復調方式であり、側波帯スペクトルの分析により動作する。 Demodulation system and method shown in FIG. 12 is a fast Fourier transform (TMFFT) demodulation method of TM modulation, operating by analysis of the sideband spectrum.

TMFFT方式は、最もシンプルなハードウェア実装を提供すると言えるが、信号処理に関しては最も複雑であるとも言える。 TMFFT method is said to provide the most simple hardware implementation, with respect to the signal processing can be said that the most complex. TM変調された受信信号1201は、アナログデジタル変換器によって量子化されてから、FFT関数1210によって分析される。 Received signal 1201 TM modulated from being quantized by an analog-to-digital converter is analyzed by FFT function 1210. 受信機が信号を、デジタルビットへの変換に適するレベルまで増幅した後、この信号は要素1210に出力される。 After the receiver signals, amplified to a level suitable for conversion to a digital bit, the signal is output to the element 1210. 要素1210は、コンピュータCPUのようなプロセッサ、或いは、フーリエ変換の計算に特化して設計されたフィールドプログラマブルゲートアレイ又は何らかのカスタム集積回路のような、より専用化されたプロセッサであってよい。 Element 1210, a processor such as a computer CPU, or such as a field programmable gate array or any custom integrated circuits designed specifically for the calculation of the Fourier transform may be a processor that is more specialized. FFT要素1210の出力は、複数の離散周波数における受信TM信号1201の信号強度を表す幾つかのデータ値である。 The output of the FFT element 1210 are some of the data values ​​representing the signal strength of the received TM signal 1201 at a plurality of discrete frequencies. TMスペクトルは、TM動作モード、即ち、シンボル当たりのビット数(即ち、TM変調周期当たりの割り当てられたビットの数)及びシンボルレートに関連するため、TMスペクトルは既知である。 TM spectra, TM mode of operation, i.e., the number of bits per symbol (i.e., the number of bits assigned per TM modulation period) and for relating to the symbol rate, TM spectrum is known.

シンボルレートは、搬送波周波数をシンボル当たりの搬送波周期の数で割ったものに等しい。 Symbol rate is equal to the divided carrier frequency by the number of carrier cycles per symbol. 数学的に述べると、わかりやすい一例では、搬送波周波数の1MHzをシンボル当たりの搬送波周期数の10で割ると、毎秒100,000シンボルとなる。 Mathematically speaking, the meaningful example, Dividing 1MHz carrier frequency at 10 carrier cycles per symbol, a per 100,000 symbol.

シンボルの周波数は、毎秒100,000シンボルを2で割って毎秒50,000シンボル周期である。 Frequency of symbols per second 50,000 symbol period by dividing the per 100,000 symbol 2.

従って、この例での注目周波数は50kHzであり、即ち、シンボル周期周波数は搬送波周波数の50kHz上方及び50kHz下方である。 Therefore, attention frequency in this example is 50kHz, i.e., a symbol period frequency is 50kHz upper and 50kHz lower carrier frequency. シンボル当たり6ビットや64変調レベルなど、変調レベルが多数存在する場合は、FFT復調処理をより正確なものにするために、ベッセル関連の側波帯を追加で含めるべく、100kHzや150kHzも視野に入ってくるであろう。 Etc. per 6 bits or 64 modulation level symbol, when the modulation level there are a large number, the FFT demodulation processing to the more accurate, to include an additional vessel related sidebands, 100kHz or 150kHz in the field of view It will come in. 又、シンボル当たりの搬送波周期の数がわずかである場合は、側波帯周波数の数を増やすと復調エラーレートが低減される。 Further, if the number of carrier wave period per symbol is small, the demodulation error rate to increase the number of sideband frequencies are reduced. 受信機によっては、搬送波周波数は、増幅のために中間周波数(IF)までヘテロダインされたり、ベースバンドにヘテロダインされてゼロになったりする。 By the receiver, the carrier frequency, or is heterodyned to an intermediate frequency (IF) for amplification, or becomes zero is heterodyned to baseband.

50kHzのFFT出力値は、TM変調に追従する値を有することになる。 FFT output value of 50kHz will have a value that follows the TM modulation. TM変調がシンボル当たり4ビットを有する場合は、FFT出力の数値が一括りにされて16レベルにされ、4バイナリビットに変換されて、TM変調値が生成される。 If the TM modulation has 4 bits per symbol, numerical value of the FFT output are 16 levels are lumped together, 4 is converted into binary bits, TM modulation value is generated.

図13は、既存の信号(例えば、変調されたRF信号)に加算されたTM信号からなる信号を生成及び送信するTM送信機1300を示すブロック図である。 Figure 13 is a block diagram illustrating an existing signal (e.g., RF signals modulated) TM transmitter 1300 to generate and transmit a signal comprising a summed TM signals. TM送信機1300は、搬送波信号生成部分1310及びTM変調信号処理部分1320を含む。 TM transmitter 1300 includes a carrier signal generating part 1310 and the TM-modulated signal processing portion 1320. 搬送波信号生成部分1310の一例示的実装を、図14のブロック図に示し、TM変調信号処理部分1320の一例示的実装を、図15のブロック図に示す。 An exemplary implementation of the carrier signal generating portion 1310, shown in the block diagram of FIG. 14, an exemplary implementation of the TM modulation signal processing portion 1320, shown in the block diagram of FIG. 15.

搬送波信号生成部分1310は、(変調されていてもされていなくてもよい)既存の信号1301の低レベルサンプルを(例えば、方向性結合器1312により)取得し、既存の従来型変調(例えば、AM、FM、又は他の任意の従来型変調形式)があればこれを除去して、単一基本周波数搬送波信号(FC、即ち基本搬送波)を取得するように動作する。 Carrier signal generation portion 1310, a low-level samples (modulation may not be be) the existing signal 1301 (for example, by the directional coupler 1312) acquired existing regular modulation (e.g., AM, FM, or which was remove any other any conventional type modulation format) operates to obtain the single fundamental frequency carrier signal (FC, i.e. the basic carrier). 既存の従来型変調は、バンドパスフィルタ段1314によって既存の信号1301のサンプルから除去されてよく、バンドパスフィルタ段1314は、周波数搬送波信号から従来型変調を除去するために選択された狭いバンドパス領域を有してよい。 Existing conventional type modulation may be removed from a sample of the existing signal 1301 by the band-pass filter stage 1314, the band-pass filter stage 1314, a narrow bandpass chosen to remove the conventional modulation from the frequency carrier signal it may have regions. 第2高調波生成器1316が第2高調波信号(H2、即ち第2高調波)を、例えば、FC信号に自身を乗ずることにより、生成する。 The second harmonic generator 1316 second harmonic signal (H2, i.e. the second harmonic), for example, by multiplying itself to FC signal, and generates. 同様に、第3高調波生成器1318が第3高調波信号(H3)を、例えば、FC信号にH2を乗ずることにより、生成する。 Similarly, the third harmonic generator 1318 of the third harmonic signal (H3), for example, by multiplying of H2 to the FC signal, and generates. 当然のことながら、第1及び第2高調波生成器1316、1318は、高調波を生成する(例えば、フェーズロックループを含む)任意の既知の方式又は回路であってよく、或いは、その方式又は回路を含んでよい。 It should be appreciated that the first and second harmonic generators 1316 and 1318 generates a harmonic (e.g., including a phase-locked loop) may be any known method or circuit, or the method or it may comprise circuitry.

図14に示されるように、バンドパスフィルタ段1314は、帯域幅が非常に狭い第1のSAWフィルタ1313と、利得段1315と、増幅を安定化させる比較器1317と、帯域幅が狭い第2のSAWフィルタ1310と、を含んでよい。 As shown in FIG. 14, the band-pass filter stage 1314, and the bandwidth is very narrow first SAW filter 1313, a gain stage 1315, a comparator 1317 to stabilize the amplification, the second bandwidth is narrow and the SAW filter 1310 may comprise. TM出力基本搬送波を既存の基本波信号(即ち、FT)と位相マッチングさせてロックするために、位相調節段1311が搬送波信号生成部分1310に含まれてよい。 The TM output fundamental carrier existing fundamental signal (i.e., FT) and for locking by phase matching the phase modulating step 1311 may be included in the carrier signal generating portion 1310. 第2及び第3高調波生成器は、信号乗算器1316、1318として実装されてよい。 The second and third harmonic generators may be implemented as a signal multiplier 1316, 1318.

図14及び図15に示されるように、TM基本搬送波及び既存信号基本搬送波は、(例えば、位相調節段1311によって)位相ロックされるように記されている。 As shown in FIGS. 14 and 15, TM basic carrier and existing signal base carrier are noted as (e.g., by phase adjustment stage 1311) is phase locked. これは、コンバイナ1338においてTM出力の基本搬送波信号と既存信号の基本搬送波との位相マッチングを行うために、大きなフェーズロックループの内側にTM変調回路を配置するフィードバックループによって達成されてよい。 This is in order to perform phase matching between the fundamental carrier wave of the fundamental carrier wave signal and the existing signal TM output at combiner 1338 may be accomplished by a feedback loop to place the TM modulation circuit inside the large phase-locked loop.

図14に示された回路は、厳密な既存信号周波数に全面的に依存する周波数で信号を生成する点で重要である。 Circuit shown in FIG. 14 is important in generating a signal at a frequency which depends fully on the strict existing signal frequency. オフ周波数信号はTMに操作上、影響しない。 Off frequency signal on the operation in TM, it does not affect.

TM変調信号は、TM変調信号処理部分1320を通って処理される。 TM modulated signal is processed through the TM modulation signal processing portion 1320. TM変調は、第3高調波に対して行われ、周波数が基本波(FC)に変換されて、既存信号1301と組み合わされる。 TM modulation is performed for the third harmonic, the frequency is converted into fundamental wave (FC), it is combined with the existing signal 1301.

TM送信機1300のTM変調信号処理部分1320に対するTM変調信号入力1302は、性質はアナログであり、(例えば、ローパス変調ナイキスト制限フィルタ1322によって)帯域制限されており、これによって、通信チャネル帯域幅と整合性のある側波帯エネルギが生成される。 TM modulated signal input 1302 for the TM modulation signal processing section 1320 of the TM transmitter 1300, properties are analog, (e.g., a low-pass modulation Nyquist limited by filters 1322) are band-limited, whereby a communication channel bandwidth sideband energy in a consistent is generated. その後、TM変調信号は、反転最適化器1324及びTM変調器(又は時間シフト変調器)1326によって処理される。 Thereafter, TM modulated signal is processed by inverting optimiser 1324 and TM modulator (or time-shift modulator) 1326. 図15に示されるように、利得段1321が含まれてよく、反転最適化器1324は最適化機能に加えてサンプルホールド機能を含んでよい。 As shown in FIG. 15 may include gain stage 1321, inversion optimizer 1324 may include a sample and hold function in addition to optimization. ローパスフィルタ1322、利得段1321、及び反転最適化器1324は、TM変調の帯域幅を通信チャネルの帯域幅に制限するように動作する。 Low pass filter 1322, gain stage 1321 and the inverting optimizer 1324, operates to limit the bandwidth of the TM modulation bandwidth of the communication channel. 最適化は、反転最適化器1324への入力信号の有無に応じてオンオフされてよい。 Optimization may be turned on and off according to the presence or absence of an input signal to the inverting optimizer 1324.

第3高調波信号(H3)は、第3高調波を時間シフトすることにより、TM変調器(又は時間シフト変調器)1326を駆動する。 Third harmonic signal (H3), by shifting the third harmonic time, to drive the TM modulator (or time-shift modulator) 1326. これにより、ベッセル関数側波帯のセットが生成される。 Thus, a set of Bessel functions sideband is generated. 上側波帯及び下側波帯のうちの一方のセットだけがTM復調に必要である。 Only one set of the upper sideband and the lower sideband is needed to TM demodulation. これらの側波帯は、第3高調波に対して帯域幅が制限されており、この制限は、TM変調処理の前にTM変調信号をフィルタリングして通信チャネルの帯域幅と一致させることにより行われる。 These sidebands, third and bandwidth is restricted for harmonic, this limitation, row by matching the bandwidth of the communication channel by filtering the TM modulated signal prior to the TM modulation processing divide.

本願発明者は、位相シフト変調と異なり、本明細書に開示の時間シフト変調では側波帯のペアが1組だけ生成されることをシミュレーションにおいて確認している。 The present inventors, unlike the phase shift modulation, the time shift modulation disclosed herein are confirmed in a simulation that pair sidebands are generated only one set. このことは、実験室においてオシロスコープやスペクトラムアナライザなどの計測器で確認される。 This is confirmed by the measuring instrument such as an oscilloscope or a spectrum analyzer in the laboratory. 位相変調では、予想されるとおりにベッセル級数の側波帯が生成される。 In phase modulation sidebands of the Bessel series as expected it is produced. 一方、時間シフト変調では、上側波帯及び下側波帯が1組だけ生成される。 On the other hand, in the time shift modulation, the upper sideband and the lower sideband is generated only one set.

TM変調器(又は時間シフト変調器)1326は、電圧制御時間遅延によって修正されるオールパスフィルタにより時間シフト変調を実施することが可能である。 TM modulator (or time-shift modulator) 1326, it is possible to implement a time shift modulated by the all-pass filter is modified by a voltage controlled time delay. 制御電圧は、(最適化の有無にかかわらず)条件付きTM変調信号によって与えられる。 Control voltage is given by TM modulated signal with (or without optimization) conditions. 時間シフトは、第3高調波(H3)信号に対して行われる。 Time shift is performed on the third harmonic (H3) signal. TM変調器1326は、本明細書では主に時間シフト変調に関して記載されているが、当業者であれば理解されるように、TM変調器1326は位相シフト変調器であっても同様によい。 TM modulator 1326 is herein described primarily in terms of the time shift modulation, as will be appreciated by those skilled in the art, TM modulator 1326 may similarly be a phase shift modulator.

以下では、TM変調器(又は時間シフト変調器)1326において利用可能な時間遅延シフトの回路、原理、及び機能性について更に詳細に説明する。 Hereinafter, the circuit of the available time delay shift in TM modulator (or time-shift modulator) 1326, principles, and functionality will be described in more detail. 正弦波などの単一周波数の入力信号の場合、時間遅延は位相シフトと類似している。 If the input signal of a single frequency, such as a sine wave, the time delay is similar to the phase shift.

オールパスフィルタは演算増幅器を含んでよく、演算増幅器は、帰還抵抗器が演算増幅器の出力と演算増幅器の負(反転)入力との間に接続されており、同じ値の第2の抵抗器が演算増幅器の負(反転)入力と信号入力との間に接続されており、正(非反転)入力は、コンデンサと抵抗器の直列ネットワークの中間接続点に接続されており、このネットワークは一端が信号入力に接続され、他端が接地されている。 All-pass filter may include an operational amplifier, the operational amplifier, feedback resistor is connected between the negative (inverting) input of the output operational amplifier of the operational amplifier, a second resistor of the same value calculation is connected between the negative (inverting) input and the signal input of the amplifier, the positive (non-inverting) input is connected to the intermediate connection points of the series network of a capacitor and a resistor, this network has one end signals It is connected to the input, and the other end is grounded.

直列のコンデンサ又は抵抗器の値は、4象限乗算器を使用することにより、制御信号によって修正可能であり、4象限乗算器の出力は直列R−Cネットワークの接地接続を置き換え、4象限乗算器の1つの入力が、直列ネットワークの中間接続点と、制御信号入力としての第2の入力(即ち、TM変調信号)と、に接続される。 The value of the series capacitor or resistor, by using a four-quadrant multiplier, it can be modified by a control signal, the output of the 4-quadrant multiplier replaces the ground connection of the series R-C network, four-quadrant multiplier one input of an intermediate connection point of the series network, the second input as a control signal input (i.e., TM modulated signal) and is connected to.

入力制御信号に従う、入力信号の時間遅延シフトにより、位相のシフトが時間のシフトとして生成されてよい。 According to the input control signal, the time delay shift of the input signal, the shift of the phase may be generated as a shift in time.

TMオン/オフセレクタ1328が含まれてよく、これは、未変調の第3高調波(H3)信号(例えば、第3高調波生成器1318の出力)又はTM変調された第3高調波信号(例えば、時間シフト変調器1326の出力)のいずれかを選択する。 May contain TM on / off selector 1328, which is the third harmonic of unmodulated (H3) signal (e.g., the output of the third harmonic generator 1318) or TM modulated third harmonic signal ( for example, to select one of the time the output of the shift modulator 1326). この機能は、TMが使用されているかどうかにかかわらず、送信アンテナ1340に供給される全電力を保持する。 This feature, regardless of whether the TM is being used to hold the total power supplied to the transmission antenna 1340.

TM変調されたH3信号は、ダウンコンバータ1330(又は図15に示される「ヘテロダイン周波数変換」ブロック1330)において、TM変調されたH3信号と第2高調波(H2)信号とを掛け合わせることによりダウンコンバートされる。 TM modulated H3 signal, the ( "heterodyne frequency converter" block 1330 shown in or Fig. 15) down-converter 1330, down by multiplying the H3 signals TM modulation and second harmonic (H2) signal It is converted. これにより、TM変調されたH3信号の側波帯エネルギがFC周波数にシフトされ、その後、FCにおいて、バンドパスフィルタ1332によって変調バンドパスフィルタリングされる。 Thereby, the sideband energy TM modulated H3 signals is shifted to the FC frequency, then the FC, is modulated bandpass filtered by bandpass filter 1332.

結果としてのFCベースのTM信号は、その後、従来型の増幅を実施して使用可能な電力レベルを確立する増幅器1334を通り抜ける。 FC-based TM signal resulting is then passed through an amplifier 1334 to establish the available power level to implement the amplification conventional. 増幅器1334は、例えば、RF電力増幅器であってよい。 Amplifier 1334 may be, for example, a RF power amplifier. FCベースのTM信号は、最終帯域制限バンドパスフィルタ1338及びコンバイナ1338を通って進み、TM出力信号は既存信号1301に加算される。 FC-based TM signal travels through the final band limit the band-pass filter 1338 and combiner 1338, TM output signal is added to an existing signal 1301. 結果としての組み合わせ信号は、送信のために送信アンテナ1340に接続される。 Resulting combined signal of is coupled to transmit antenna 1340 for transmission. 位相は、TM出力信号と既存信号1301との間でロックされている。 Phase is locked between the TM output signal and the existing signal 1301.

図16は、(例えば、TM信号が既存信号に加算された)組み合わせ信号1641を受信し、TM信号を抽出して復調するTM受信機1600を示すブロック図である。 Figure 16 is a block diagram showing a (e.g., TM signal is added to an existing signal) receives a combined signal 1641, TM receiver 1600 that demodulates to extract the TM signal.

TM受信機1600は、可能な限りアンテナ1640の近くで、又は、第1の生成されたIF(中間周波数)(例えば、既存の受信機の出力であり、中間周波数出力は通信設備によっては一般的である)の可能な限り近くで、受信された組み合わせ信号を取得する。 TM receiver 1600 is a close as the antenna 1640 as possible, or the first of the generated IF (intermediate frequency) (e.g., the output of an existing receiver, generally by intermediate frequency output communication facilities as close as possible in a) to obtain the received combined signal.

TM受信機1600は、搬送波信号及び高調波の復元部分1610と、TMの分離及び復調部分1620と、を含む。 TM receiver 1600 includes a restoration section 1610 of the carrier signal and harmonics, and separation and demodulation section 1620 of the TM, the. 搬送波信号及び高調波の復元部分1610の一例示的実装を図17のブロック図に示し、TMの分離及び復調部分1620の一例示的実装を図18のブロック図に示す。 An exemplary implementation of the carrier signal and harmonics of restoring portion 1610 shown in the block diagram of FIG. 17, shown in the block diagram of FIG. 18 an exemplary implementation of the TM separation and demodulation section 1620.

TM受信機1600の搬送波信号及び高調波の復元部分1610は、(a)既存の基本搬送波信号(FC)を未変調信号として復元すること、(b)復元された基本波信号の第2高調波信号を生成すること、並びに(c)復元された基本波信号の第3高調波信号を生成することを実施する回路を含む。 Restoring portion 1610 of the carrier signal and harmonics of TM receiver 1600, (a) to restore existing base carrier signal (FC) as unmodulated signal, the second harmonic of the (b) recovered fundamental signal comprising generating a signal, and a circuit implementing generating a third harmonic signal (c) reconstructed fundamental signal. これらは全て、受信信号から正確に導出されていることを除き、局部発振器信号として動作する。 Except that it is accurately derived from all the received signals, operates as a local oscillator signal. これを行う回路は、送信機1300で使用されているものと類似している。 Circuit to do this is similar to that used in the transmitter 1300.

搬送波信号及び高調波の復元部分1610では、受信アンテナ1640からの、又は、(通信設備によっては一般的である)既存の受信機のIF(中間周波数)出力からの受信信号1641(例えば、既存信号にTM信号が加算された組み合わせRF信号)が、非常に狭いバンドパスフィルタ段1614によってフィルタリングされて、既存の変調が全て除去されて、純粋な基本搬送波信号(FC、即ち基本搬送波)が得られる。 Restoring portion 1610 of the carrier signal and harmonics, from the receiving antenna 1640, or (by the communication equipment is common) the received signal from the IF existing receiver (intermediate frequency) output 1641 (e.g., an existing signal combinations RF signal TM signal is added) it is, is filtered by the very narrow bandpass filter stage 1614 and removed all existing modulation pure basic carrier signal (FC, i.e. the basic carrier) is obtained . FCが第2高調波生成器1616において自乗されて、第2高調波信号(H2)が生成される。 FC is squared in the second harmonic generator 1616, the second harmonic signal (H2) is generated. FC及び第2高調波信号(H2)が第3高調波生成器1618において掛け合わされて、第3高調波信号(H3)が生成される。 FC and the second harmonic signal (H2) is multiplied in a third harmonic generator 1618, the third harmonic signal (H3) is generated.

図17に示されるように、受信機1600のフロントエンドは、AGC(自動利得制御)制御された利得を有してよく、SAWフィルタ1613及び利得段1615を含んでよい。 As shown in FIG. 17, the receiver front end 1600, AGC may have a (automatic gain control) controlled gain may comprise a SAW filter 1613 and a gain stage 1615. 送信機1300の搬送波信号生成部分1310と同様に、受信機1600の搬送波信号及び高調波の復元部分1610は、比較器1617及び第2のSAWフィルタ1619を含んでよい。 Similar to the carrier signal generation portion 1310 of the transmitter 1300, restoring portion 1610 of the carrier signal and harmonics of the receiver 1600 may include a comparator 1617 and a second SAW filter 1619. 搬送波信号及び高調波の復元部分1610には、SAWフィルタの位相シフトに対する補償を行う位相調節段1611が含まれてよい。 Restoring portion 1610 of the carrier signal and harmonics may include phase adjustment stage 1611 to compensate for the phase shift of the SAW filter. 第2及び第3高調波発生器は、信号乗算器1616、1618として実装されてよい。 The second and third harmonic generators, may be implemented as a signal multiplier 1616, 1618.

TMの分離及び復調部分1620では、(受信機フロントエンドによってAGC制御利得で処理された後の)受信信号1641は、バンドパスフィルタ1636によって、通信チャネルの帯域幅に等しい帯域幅でバンドパスフィルタリングされる。 In TM separation and demodulation section 1620, (after being processed by the AGC control gain by the receiver front-end) the received signal 1641, by the band-pass filter 1636, the band-pass filtered by bandwidth equal to the bandwidth of the communication channel that.

その後、広帯域の受信信号に対して、分離及び抽出の処理が行われる。 Thereafter, the wideband received signal, processing of the separation and extraction are performed. 第1の機能は、(時間遅延増幅器1634によって実施される)受信信号とその信号を遅延させたものとの間の差分処理である。 The first function is the difference processing between the ones obtained by delaying the signal and the received signal (which is performed by the time delay amplifier 1634). 遅延は、第3高調波の周期の1/4に等しい。 Delay is equal to 1/4 the period of the third harmonic. 時間遅延増幅器1634は、受信TMエネルギを分離する時間遅延ベースのフィルタ回路(例えば、遅延段1633及び差分増幅段1635)を使用する。 Time delay amplifier 1634 uses a time delay based filter circuit for separating the received TM energy (e.g., delay stage 1633 and the differential amplifier stages 1635).

分離された信号(例えば、基本周波数の差分信号)は、アップコンバータ1630において、(H2)信号を乗せられることによりアップコンバートされる。 The separated signals (e.g., the difference signal of the fundamental frequency), the up-converter 1630, is up-converted by being put (H2) signal. 即ち、分離された信号は、受信された基本波信号(FC)の第3高調波の周波数までヘテロダインされる。 That is, the separated signal is heterodyned to the third frequency harmonics of the received fundamental signal (FC). この結果は、(バンドパスフィルタ1632によりフィルタリングされて基本波の積項が除去された後の)第3高調波周波数の信号にTM変調が施されたものである。 This result is TM modulation is applied to (after the product terms are filtered by the bandpass filter 1632 fundamental wave is removed) signal of the third harmonic frequency. この時点では、既存の搬送波変調及び伝送媒体の影響に起因する振幅の変動が起こる可能性がある。 At this point, there is a possibility that variations in amplitude due to the influence of the existing carrier modulation and transmission medium occurs. 従って、この信号は、信号共通基準とともにアナログ比較器1650に与えられ、比較器1650は、振幅変動がない信号を生成する。 Therefore, this signal is supplied to an analog comparator 1650 together with the signal common reference, comparator 1650 generates no amplitude variation signal. バンドパスフィルタ1631でフィルタリングすることにより、TM変調が施された第3高調波搬送波周波数が選択され、他の高調波が除去される。 By filtering by bandpass filter 1631, a third harmonic carrier frequency TM modulation has been performed is selected, the other harmonics are removed.

バンドパスフィルタ1632からの出力信号は、上述のようにアナログ比較器1650に向けられるだけでなく、TM信号検出器1628への入力としても使用され、TM信号検出器1628は、相関関数(即ち、バンドパスフィルタ1632からの出力として受信された信号と、第3高調波生成器1618からの出力として受信された第3高調波信号(H3)との間の比較又は相間)に基づいてTMの存在を検知する。 The output signal from the bandpass filter 1632 is not only directed to the analog comparator 1650, as described above, are also used as input to the TM signal detector 1628, TM signal detector 1628, the correlation function (i.e., the presence of TM on the basis of a comparison or a phase) between the signal received as output from the band pass filter 1632, the third harmonic signal received as output from the third harmonic generator 1618 (H3) to detect. TM信号検出器1628は、TMが使用されているかどうか、即ち、受信信号1641内にTM信号が存在するかどうかを示す信号を出力する。 TM signal detector 1628, whether TM is being used, i.e., outputs a signal indicating whether the TM signal is present in the received signal 1641.

抽出処理では、受信信号1641からのTM信号の分離及び抽出が完了する。 In the extraction process, the separation and extraction of the TM signal from the receiving signal 1641 is completed. 抽出された信号(例えば、バンドパスフィルタ1631からの出力)は、TM情報の復調に必要な、復元された基準第3高調波信号(例えば、基準として使用される、受信された既存の搬送波信号から導出された(H3))との比較で時間シフトされたTM変調を含む。 The extracted signal (e.g., the output from the band pass filter 1631) is required for demodulation of the TM information, reconstructed reference third harmonic signal (e.g., used as a reference, the received existing carrier signal includes a comparison in a time shifted TM modulated with derived (H3)) from.

TM復調器1626は、(第3高調波生成器1618からの基準入力として受信された)第3高調波信号(H3)と、(バンドパスフィルタ1631からの入力として受信され)TM変調が施された第3高調波信号との間の時間シフトを検知することにより、TM信号を復調する。 TM demodulator 1626 (third received as a reference input from the harmonic generator 1618) third harmonic signal (H3), (received as input from band-pass filter 1631) TM modulation is performed third by detecting the time shift between the harmonic signals, demodulates the TM signal. TM復調器1626は、2つの信号を掛け合わせて相関関数とすることにより、入力信号間の時間シフトを検知することが可能である。 TM demodulator 1626 by a correlation function by multiplying two signals, it is possible to detect a time shift between the input signals. 或いは、TM復調器1626は、排他的論理和機能を使用して、(H3)基準と、分離及び抽出処理からのTM変調信号との間のタイミング差を検出する。 Alternatively, TM demodulator 1626 uses an exclusive OR function, to detect the timing difference between the (H3) standards and, TM modulated signals from the separation and extraction process.

TMの分離及び復調部分1620は、任意選択で、上述の反転最適化器1324を有する送信機から送信された信号を復元する反転最適化器1624を含んでよい。 TM separation and demodulation section 1620 may optionally include a reversal optimizer 1624 to restore a signal transmitted from a transmitter having an inverting optimizer 1324 described above.

復調された信号は変調ローパスフィルタ1622を通り抜けて、搬送波及び他のノイズ源が全て除去されて、TM変調出力信号1602が得られる。 The demodulated signal is passed through a modulator low pass filter 1622, a carrier wave, and other noise sources are all been removed, TM modulated output signal 1602 is obtained.

図18は、組み合わせ信号から受信TM信号を取り出すための基本的な機能セットを示す。 Figure 18 shows the basic feature set for extracting received TM signal from the combined signal. 時間遅延微分器又はフィルタ(即ち、遅延段1633)は、最適設定された遅延時間(.25)/(3×f fC )を有してよい。 Time delay differentiator or filter (i.e., delay stage 1633) may have an optimum set delay time (.25) / (3 × f fC). この値からずれると、分離されたTM信号のレベルが減少するだけであるが、実際には、特定の値によって、分離されたTM信号のレベルが打ち消される。 Deviates from this value, the level of the separated TM signal is only reduced, in fact, by a particular value, the level of the separated TM signal is canceled. 抽出機能は、分離された信号の振幅変動を除去するだけである。 Extraction function is only removes amplitude variations of the separated signals.

図18の、分離機能の時間遅延ベースのフィルタ回路は、図19に示される固有周波数応答挙動を有する。 In Figure 18, the time delay based filter circuit separating function has a natural frequency response behavior shown in Figure 19. DC、第6高調波などの周波数において打ち消される周期信号が存在する。 DC, periodic signal is canceled at a frequency such as the sixth harmonic is present.

既存の信号受信機は、TM信号の側波帯エネルギに対しては応答しない。 Existing signal receiver does not respond to the sideband energy TM signal. 既存の信号にTMを加算することは、受信される既存信号の信号対ノイズ比(SNR)を低減する効果がある。 Adding the TM to an existing signal, the effect of reducing the signal to noise ratio of the existing signal received the (SNR). 同様に、既存信号から受信TM信号へのノイズの寄与もある。 There Similarly, the contribution of noise to the received TM signal from the existing signal.

TM受信機1600は、受信される基本波信号に関連する第2及び第3高調波信号を頼りにする。 TM receiver 1600, count on the second and third harmonic signal associated with the fundamental wave signal received. ドップラー効果又は信号経路長の変動(動いている受信機又は送信機)に起因する周波数シフトは、TM信号の復調には影響しない。 Frequency shift due to variations in the Doppler effect or the signal path length (a moving receiver or transmitter) does not affect the demodulation of the TM signal. これは、プロセス全体が既存信号の周波数を基準にしているためである。 This is because the entire process is based on the frequency of the existing signal.

図13〜図19に関して上述されたように、TM変調は搬送波信号に対して与えられてよく、任意の既存の送信機信号から導出可能である。 As described above with respect to FIGS. 13 to 19, TM modulation may be given to the carrier signal, it can be derived from any existing transmitter signal. そして、変調されたTM信号は(変調されているかどうかにかかわらず)既存の送信機信号と組み合わされてよく、これによって、あらかじめ規定されている通信チャネルの情報帯域幅が増える。 Then, modulated TM signal may be combined with (regardless of whether it is modulated) existing transmitter signal, whereby the information bandwidth of the communication channel increases as defined previously. 図13〜図19は特にTM信号に関して説明されてきたが、これは限定を意図されたものではなく、同じ機能や原理がいかなる変調信号にも適用可能である。 13 to 19 has been described with respect to particular TM signals, but this is not intended to be limiting, the same functions and principles can be applied to any modulation signal. 情報は、周波数が異なる2つの信号の間の時間差又は位相角度差として搬送されてよい。 Information may be conveyed as a time difference or a phase angle difference between two signals of different frequencies.

そこで、第1の搬送波信号周波数と高調波的に関連する周波数であって、第1の搬送波信号を変調する情報と無関係な情報で変調される周波数を有する第2の搬送波信号を加算することによって、任意の規定された通信チャネルの情報帯域幅を増やす方法が提供される。 Accordingly, a first carrier signal frequency and harmonically related frequencies, by adding the second carrier signal having a frequency which is modulated with information unrelated information to modulate the first carrier signal the method of increasing the any defined information bandwidth of the communication channel is provided. この第2の信号及び変調側波帯は、第1の搬送波信号の周波数までヘテロダインされてよく、変調側波帯は、通信チャネルの帯域幅以下であってよい。 The second signal and the modulation sidebands may be heterodyned to the frequency of the first carrier signal, the modulation sidebands, may be at the bandwidth of the communication channel following.

第1の搬送波信号及び第2の変調された搬送波信号は、なんら変調されずに送信されてよい。 First carrier signal and a second modulated carrier signal may be transmitted any without being modulated.

第1の搬送波信号は(任意の変調方式で)変調されてもされなくてもよく、第2の搬送波信号は時間シフト変調又は角度変調されてよい。 First carrier signal may or may not be modulated (in any modulation scheme), the second carrier signal may be time-shifted modulation or angle modulation. 第2の搬送波信号は、第1の搬送波信号の周波数と既知の関係にある周波数を有してよい。 Second carrier signal may have a frequency in the frequency and the known relationship between the first carrier signal. 同様に、第2の搬送波信号は、第1の搬送波信号との間に位相角関係又はタイミング関係があってよい。 Similarly, the second carrier signal, there may be a phase angle relationship or timing relationship between the first carrier signal. 搬送される情報は、第2の搬送波信号の時間シフト又は角度変調を引き起こしてよく、第2の搬送波信号の変調の手段は、第1の搬送波信号との時間関係又は位相角関係を変動させてよい。 Information carried may cause time shifting or angle modulation of the second carrier signal, it means modulation of the second carrier signal by varying the time relationship or phase angle relationship between the first carrier signal good.

第2の搬送波信号の時間シフト変調又は角度変調により、第1の搬送波信号が変調されているとすればその変調と同じ周波数範囲を占有するように周波数シフトされた側波帯エネルギ、或いは、通信に使用されるであろう通信チャネル帯域幅内に配置された側波帯エネルギが生成される。 The time shift modulation or angle modulation of the second carrier signal, a first frequency shifted sideband energy as the carrier signal to occupy the same frequency range as the modulated if being modulated, or communication in will try sideband energy disposed within the communication channel bandwidth used for are generated. 第1の搬送波信号に第2の搬送波信号の側波帯を組み合わせたものは、通信チャネルの周波数限界内でまとめて送信されてよく、受信装置によって受信されてよい。 Is a combination of sidebands of the second carrier signal into a first carrier signal may be transmitted together in the frequency limits of the communication channel may be received by the receiving device. 更に、これら2つの搬送波信号の組み合わせは、帯域制限せずに送信され、受信装置によって受信されてよい。 Furthermore, the combination of these two carrier signals are transmitted without band limitation, it may be received by the receiving device.

受信装置は、第1の搬送波信号を復調用基準信号として使用して、第2の搬送波信号の変調情報を復調してよい。 Receiver, the first carrier signal using a demodulation reference signal may demodulate the modulated information of the second carrier signal.

本明細書では又、直角位相転置変調方法、即ち、第2の転置変調された(TM)信号を既存の転置変調された信号に加算することにより、固定された通信チャネル内の情報帯域幅を、以前に説明された転置変調によって与えられる情報帯域幅より増やす方法を提供する。 Also herein, quadrature transposition modulation method, i.e., by adding is second transposed modulate (TM) signal to an existing transpose the modulated signal, a fixed information bandwidth in the communication channel provides a method to increase from the information bandwidth provided by permutation modulation described previously.

一実施形態では、既存の転置変調信号と周波数が同じであって位相が90度又は直角位相だけ異なる基本搬送波信号周波数を使用することにより、第2の転置変調信号が既存の転置変調信号に加算されてよい。 In one embodiment, by using only different fundamental carrier signal frequency phase a conventional transpose modulation signal and frequency are the same 90-degree or quadrature, the second transposed modulation signal added to the existing transposition modulated signal it may be. これにより、転置変調と従来の振幅変調、周波数変調、及び位相変調との相互の無影響性が維持される。 Thus, transposed modulation and conventional amplitude modulation, frequency modulation, and no effect of the mutual phase modulation is maintained. 直角位相転置変調信号を加算することは又、2つの転置変調された搬送波の間での相互の無影響性を有し、これらの搬送波は両方とも、既存の従来型変調信号との無影響性を有する。 It is also adding the quadrature transposition modulated signal, having a mutual unaffected of between two transposed modulated carrier, both of these carriers, no effect of the existing traditional modulation signal having.

転置変調は、例えば光通信用を始めとする様々な様式で利用されてよい。 Transposition modulation may be utilized in a variety of ways, for example, started for optical communication. 本明細書では、通信のデータ帯域幅を増やすために広帯域転置変調信号を光周波数ビーム上に直接配置する方法を提供する。 Provided herein are a method of placing directly wideband transposed modulated signal on the optical frequency beams in order to increase the data bandwidth of the communication.

光ビームは、その広帯域特性ゆえに使用される。 Light beam is used for its broadband characteristics due. それらは様々な手段により変調される。 They are modulated by various means. 転置変調は、様々な様式の情報伝達のために光ビーム上に配置されてよく、そのような様式はすべて本開示によって考慮されており、本開示の範囲内にある。 Transposition modulation may be arranged on the light beam for information transmission of a variety of ways, such a manner is considered by all the present disclosure, it is within the scope of this disclosure.

1つのそのような例は、以下のように説明できる。 One such example can be explained as follows. 情報を搬送するいかなる変調方式にも搬送波信号が必要である。 It is required carrier signal to any modulation scheme carrying information. 転置変調では、既存の変調された搬送波信号を転置変調搬送波として使用してよい。 The transposition modulation may use existing modulated carrier signal as a transposition modulated carrier. 転置変調は又、搬送波信号が存在しない場合には搬送波信号を供給してもよい。 Transposition modulation In the case where the carrier signal is not present may be supplied a carrier signal. 転置変調された搬送波信号は、既存の信号が使用されるかどうかにかかわらず、光変調器の駆動に使用される。 Transposed modulated carrier signal, regardless of whether the existing signals are used, it is used to drive the optical modulator.

光変調器は、発光ダイオードドライバ、レーザダイオードドライバから、光ビームの不透明度や位相を変化させる光ビーム変調器まで、様々である。 Optical modulator, the light emitting diode driver, the laser diode driver, to the light beam modulator to vary the light beam of opacity or phase is varied. 本開示が提供するところによれば、転置変調された搬送波信号を単一の変調装置に印加することが可能になる。 According to where the present disclosure is provided, it is possible to apply a transposed modulated carrier signals into a single modulator. これにより、従来の振幅変調、周波数変調、又は位相変調を用いる既存の情報帯域幅を増やすことが可能になる。 Thus, conventional amplitude modulation, it is possible to increase the existing information bandwidth using frequency modulation, or phase modulation.

他の変調が全く存在しない場合、転置変調の第3高調波成分を含むことになる、帯域制限のない転置変調信号が送信される。 If other modulation does not exist at all, would include a third harmonic component of the transposed modulation, no transposition modulated signal bandlimited is transmitted. これにより、基本周波数成分は、典型的には減衰が少ない、より低い周波数に配置される。 Thus, the fundamental frequency component is typically less attenuation, are arranged to a lower frequency. 転置復調は、この成分を基準として頼りにする。 Transposition demodulation to the component count on as a reference. 第3高調波成分の周波数が高いほど、最大限の情報変調帯域幅を可能にする帯域幅が広くなる。 The higher the frequency of the third harmonic component, bandwidth increases to enable maximum information modulation bandwidth.

別の実施形態では、2つの別々の光ビームが利用されてよく、その場合、周波数が低いほうのビームが、従来方式(例えば、振幅変調や位相変調)で変調され、且つ、転置変調のための基準搬送波として使用される。 In another embodiment, two commonly been utilized separate light beams, in which case, more of the beam frequency is low, the conventional method (e.g., amplitude modulation or phase modulation) modulated by, and, for the transposition modulation It is used as the reference carrier. 周波数が高いほうの光ビームが、転置変調の第3高調波成分に使用される。 Light beam higher frequency is used in the third harmonic component of the transposed modulation.

転置変調が使用できる別の様式として超音波通信があり、例えば、水中無線通信に使用できる。 Another mode of transposition modulation can be used has an ultrasonic communication, for example, it can be used in water wireless communication. 例えば、一実施形態では、超音波トランスデューサに転置変調信号を印加して音響信号を発生させることが可能であり、この音響信号を受信及び復調して元の変調情報を復元することが行われてよい。 For example, in one embodiment, it is possible to generate an acoustic signal by applying the transpose modulation signal to the ultrasonic transducer, it is practiced to recover the original modulated information by receiving and demodulating the sound signal good. この変調処理は、近ゼロインピーダンス駆動をトランスデューサに課して、トランスデューサの自然共振周波数より高いところでの動作を強制する。 The modulation process imposes a near zero impedance drive to the transducer, to force the operation of at higher than the natural resonant frequency of the transducer.

受信機は、変調の広帯域に加えて、音響エネルギを共振ピーク応答なしで電気エネルギに変換する技術に基づく自然広帯域トランスデューサを使用してよい。 The receiver, in addition to the broadband modulation, may be used natural broadband transducer based on a technique for converting acoustic energy into electrical energy without the resonance peak response. そのような受信トランスデューサは、広帯域応答を高感度で提供するMEMS(微小電子機械システム)技術を使用して製造される。 Such receiving transducers are manufactured using a MEMS (Micro Electro Mechanical Systems) technology for providing broadband response with high sensitivity.

1つの転置変調搬送波周波数が使用されてよい。 One transpose modulated carrier frequency may be used. 基本搬送波信号成分及び第3高調波成分信号を別々に搬送するために、2つの別々の超音波周波数が使用されてよい。 To convey the basic carrier signal component and a third harmonic component signal separately, two separate ultrasound frequencies may be used.

本開示の上述の実施形態、特に、どの「好ましい」実施形態も、可能性のある実施例に過ぎず、本開示の原理が明確に理解されるように説明されたものに過ぎないことを強調しておきたい。 The above-described embodiments of the present disclosure, particularly, any "preferred" embodiments also merely an embodiment could, emphasized that the principles of the present disclosure is merely described as clearly understood I want to keep. 本開示の趣旨及び原理から実質的に逸脱しない限り、本開示の上述の実施形態に対して様々な変形や修正が行われてよい。 Unless departing substantially from the spirit and principles of the present disclosure, it may be made and various variations and modifications to the above-described embodiments of the present disclosure. 全てのそのような修正及び変形は、本明細書において本開示の範囲に含まれ、以下の特許請求の範囲によって保護されるものとする。 All such modifications and variations are within the scope of the present disclosure herein, and be protected by the following claims.

Claims (17)

  1. 規定された通信チャネルの情報帯域幅を増やす方法であって、 A method of increasing the prescribed information bandwidth of the communication channel,
    第1の搬送波信号周波数を有する第1の変調された信号を受信するステップと、 Receiving a first modulated signal having a first carrier signal frequency,
    第2の搬送波信号周波数を有する第2の変調された信号を受信するステップであって、前記第2の変調された信号は、前記第1の搬送波信号を変調する情報とは無関係の情報で変調され、前記第2の搬送波信号周波数は、前記第1の搬送波信号周波数と高調波的又は副高調波的に関連する、前記第2の変調された信号を受信する前記ステップと、 And receiving a second modulated signal having a second carrier signal frequency, said second modulated signal is modulated by the first information unrelated to the information to modulate a carrier signal is, the second carrier signal frequency, and the step of the first harmonically or by-harmonically related to the carrier signal frequency, to receive the second modulated signal,
    前記第1の信号と前記第2の信号とを組み合わせるステップと、 And combining the first signal and the second signal,
    を含む方法。 The method comprising.
  2. 前記第2の信号は前記第1の搬送波信号の周波数までヘテロダインされる、請求項1に記載の方法。 Said second signal is heterodyned to the frequency of said first carrier signal, The method of claim 1.
  3. 前記組み合わせ信号を送信装置により送信するステップと、 And transmitting by the transmitting device the combined signal,
    前記組み合わせ信号を受信装置により受信するステップと、 Receiving by the receiving apparatus the combined signal,
    前記第1の搬送波信号を基準として使用して前記組み合わせ信号から前記第2の変調された信号を復調するステップと、 A step of demodulating said second modulated signal from the combined signal using the first carrier signal as a reference,
    を更に含む、請求項1又は2に記載の方法。 Further comprising the method of claim 1 or 2.
  4. 入力制御信号に従って入力信号を時間遅延シフトする時間シフト変調器であって、電圧制御時間遅延によって修正されるオールパスフィルタを備える時間シフト変調器。 A time shift modulator for time delay shifting the input signal according to the input control signal, time shift modulator comprising an all-pass filter is modified by a voltage controlled time delay.
  5. 前記オールパスフィルタは、 The all-pass filter,
    演算増幅器であって、前記演算増幅器の出力と前記演算増幅器の反転入力との間に帰還抵抗器が接続されている前記演算増幅器と、 A operational amplifier, said operational amplifier feedback resistor is connected between the inverting input of the output of the operational amplifier of said operational amplifier,
    前記帰還抵抗器の抵抗値とほぼ等しい抵抗値を有する第2の抵抗器であって、前記演算増幅器の前記反転入力と信号入力との間に接続されている前記第2の抵抗器と、 A second resistor having a substantially equal resistance value and the resistance value of the feedback resistor, said second resistor connected between the inverting input and the signal input of the operational amplifier,
    コンデンサと抵抗器の直列ネットワークであって、第1の端部が前記信号入力に接続されており、第2の端部が接地されており、中間接続点が前記演算増幅器の非反転入力に接続されている前記コンデンサと抵抗器の直列ネットワークと、を備える、 A series network of a capacitor and a resistor, the first end is connected to the signal input, the second end is grounded, connect the intermediate connection point to the non-inverting input of the operational amplifier and a series network of the capacitor and resistor being,
    請求項4に記載の時間シフト変調器。 Time shift modulator according to claim 4.
  6. 前記直列コンデンサ又は前記直列抵抗器の値は、4象限乗算器を使用することにより、制御信号によって修正され、前記乗算器の出力は前記コンデンサと抵抗器の直列ネットワークの接地接続を置き換え、前記4象限乗算器の1つの入力が、前記コンデンサと抵抗器の直列ネットワークの前記中間接続点に接続され、前記4象限乗算器の第2の入力が前記制御信号入力に接続される、請求項5に記載の時間シフト変調器。 The value of the series capacitor and the series resistor, by using a four-quadrant multiplier is modified by the control signal, the output of the multiplier replaces the ground connection of the series network of a resistor and the capacitor, the 4 one input quadrant multiplier is connected to the intermediate connection points of the series network of a resistor and said capacitor, a second input of the four-quadrant multiplier is connected to the control signal input, to claim 5 time shift modulator according.
  7. 固定通信チャネル内の通信帯域幅を増やす方法であって、 A method for increasing the communication bandwidth fixed within the communication channel,
    第2の転置変調された信号を組み合わせ信号に加算するステップであって、前記組み合わせ信号は第1の転置変調された信号と第1の基本搬送波信号とを含み、前記第2の転置変調された信号は、周波数が前記第1の基本搬送波信号と同じであって位相角が前記第1の基本搬送波信号に対して90度である第2の基本搬送波信号を使用して、前記組み合わせ信号に加算される、前記加算するステップ、 A step of adding to the signal combining second transposed modulated signal, said combined signal comprising a first transposed modulated signal and the first base carrier signal, which is the second transposed modulation signals using the second basic carrier signal phase angle frequency is the same as the first basic carrier signal is 90 degrees relative to the first base carrier signal, adding to said combined signal is the step of the adding,
    を含む方法。 The method comprising.
  8. (a)前記通信チャネル帯域幅を増やすことなく前記情報帯域幅を2倍にする機能、及び (b)前記転置変調のスペクトル効率を向上させる機能 のうちの一方又は両方によって特徴づけられる、請求項7に記載の通信帯域幅を増やす方法。 (A) ability to double the information bandwidth without increasing the communication channel bandwidth, and (b) are characterized by one or both of the function of improving the spectral efficiency of the transposition modulation claims method of increasing the communication bandwidth according to 7.
  9. 超音波通信の情報帯域幅を増やす方法であって、 A method of increasing the information bandwidth of the ultrasound communication,
    単一超音波トランスデューサの直接振幅変調により、超音波通信信号に転置変調を加えるステップ、 By direct amplitude modulation of a single ultrasonic transducer, applying a permutation modulation ultrasonic communication signals,
    を含む方法。 The method comprising.
  10. 超音波通信の情報帯域幅を増やす方法であって、 A method of increasing the information bandwidth of the ultrasound communication,
    第1の超音波トランスデューサを、転置変調の基本搬送波信号成分で直接振幅変調することにより、超音波通信信号に転置変調を加えるステップと、 A first ultrasonic transducer, by direct amplitude modulation at the fundamental carrier signal component of the transposition modulation, and applying a permutation modulation ultrasonic communication signals,
    第2の超音波トランスデューサを、転置変調の第3高調波搬送波信号成分で直接振幅変調するステップと、 A step of the second ultrasonic transducer, directly amplitude modulated by the third harmonic carrier signal component of the transposed modulation,
    を含む方法。 The method comprising.
  11. 超音波通信の情報帯域幅を増やす方法であって、 A method of increasing the information bandwidth of the ultrasound communication,
    広帯域変調技術を用いて単一超音波トランスデューサを直接振幅変調することにより、転置変調基本搬送波信号及び第3高調波搬送波信号成分を超音波通信信号に加算するステップ、 Step of adding by direct amplitude modulation of a single ultrasonic transducer, the transposition modulated base carrier signal and the third harmonic carrier signal component to the ultrasonic communication signals using wide band modulation techniques,
    を含む方法。 The method comprising.
  12. 超音波通信の情報帯域幅を増やす方法であって、 A method of increasing the information bandwidth of the ultrasound communication,
    第1の超音波トランスデューサを、転置変調の基本搬送波信号成分で直接角度変調し、第2の超音波トランスデューサを、転置変調の第3高調波搬送波信号成分で直接角度変調することにより、超音波通信信号に転置変調を加えるステップ、 A first ultrasonic transducer, and directly angle-modulated at the fundamental carrier signal component of the transpose modulation, the second ultrasonic transducer, by direct angle modulation at the third harmonic carrier signal component of the transposed modulation, ultrasonic communication applying a permutation modulation signal,
    を含む方法。 The method comprising.
  13. 超音波通信の情報帯域幅を増やす方法であって、 A method of increasing the information bandwidth of the ultrasound communication,
    広帯域変調技術を用いて単一超音波トランスデューサを直接角度変調することにより、転置変調基本搬送波信号及び第3高調波搬送波信号成分を超音波通信信号に加算するステップ、 Step of adding by direct angle modulation of a single ultrasonic transducer, the transposition modulated base carrier signal and the third harmonic carrier signal component to the ultrasonic communication signals using wide band modulation techniques,
    を含む方法。 The method comprising.
  14. 光情報通信帯域幅を増やすシステムであって、 A system for increasing the optical information communication bandwidth,
    光ビームと、 And the light beam,
    光変調器と、を備え、 Comprising a light modulator, a,
    前記光ビームを転置変調信号で直接変調するように構成されたシステム。 A system configured to modulate directly the light beam transposition modulated signal.
  15. 前記光ビームを転置変調信号で振幅変調するように構成されているか、前記光ビームを前記転置変調信号で位相変調するように構成されている、請求項14に記載のシステム。 It said light beam in a transposed modulated signal or is configured to amplitude-modulated, the light beam in the transposed modulated signal is configured to phase modulation system of claim 14.
  16. 光情報通信帯域幅を増やす方法であって、 A method of increasing the optical information communication bandwidth,
    第1の周波数の光ビームを転置変調基本搬送波周波数成分で直接変調するステップ、 A first step of directly modulated transposition modulation fundamental carrier frequency component with a light beam of a frequency,
    を含む方法。 The method comprising.
  17. 光情報通信帯域幅を増やす方法であって、 A method of increasing the optical information communication bandwidth,
    第2の周波数の光ビームを転置変調第3高調波成分信号で直接変調するステップ、 Step directly modulated at a second frequency of the light beam transposition modulated third harmonic component signal,
    を含む方法。 The method comprising.
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