KR20150131043A - Transpositional modulation systems, methods and devices - Google Patents

Transpositional modulation systems, methods and devices Download PDF

Info

Publication number
KR20150131043A
KR20150131043A KR1020157025206A KR20157025206A KR20150131043A KR 20150131043 A KR20150131043 A KR 20150131043A KR 1020157025206 A KR1020157025206 A KR 1020157025206A KR 20157025206 A KR20157025206 A KR 20157025206A KR 20150131043 A KR20150131043 A KR 20150131043A
Authority
KR
South Korea
Prior art keywords
signal
modulation
frequency
carrier
carrier signal
Prior art date
Application number
KR1020157025206A
Other languages
Korean (ko)
Inventor
리차드 씨 게르데스
Original Assignee
메두사 사이언티픽 엘엘씨
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Priority to US61/798,120 priority Critical
Priority to US201361798120P priority
Priority to US201361794942P priority
Priority to US201361794642P priority
Priority to US201361794786P priority
Priority to US201361798437P priority
Priority to US61/798,437 priority
Priority to US13/841,889 priority patent/US9014293B2/en
Priority to US61/794,642 priority
Priority to US13/841,889 priority
Priority to US61/794,942 priority
Priority to US61/794,786 priority
Application filed by 메두사 사이언티픽 엘엘씨 filed Critical 메두사 사이언티픽 엘엘씨
Priority to PCT/US2014/030704 priority patent/WO2014145868A2/en
Publication of KR20150131043A publication Critical patent/KR20150131043A/en

Links

Images

Classifications

    • HELECTRICITY
    • H04ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04LTRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00Modulated-carrier systems
    • H04L27/0014Carrier regulation
    • HELECTRICITY
    • H04ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04LTRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00Modulated-carrier systems
    • HELECTRICITY
    • H04ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04LTRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00Modulated-carrier systems
    • H04L27/0008Modulated-carrier systems arrangements for allowing a transmitter or receiver to use more than one type of modulation
    • HELECTRICITY
    • H04ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04LTRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00Modulated-carrier systems
    • H04L27/0014Carrier regulation
    • H04L2027/0044Control loops for carrier regulation

Abstract

입력 제어 신호에 따라, 정의되는 통신 채널의 정보 대역폭을 증가시키고 입력 신호를 시간 지연 시프팅 시키기 위해, 전위 변조 신호를 송수신하고 복조하는 시스템, 방법 및 장치가 제시된다. 정의되는 통신 채널의 정보 대역폭을 증가시키기 위한 하나의 방법은 제1 반송파 신호 주파수를 가지는 제1 변조 신호를 수신하는 단계; 제2 반송파 신호 주파수를 가지는 제2 변조 신호를 수신하는 단계 -단, 제2 변조 신호는 제1 반송파 신호를 변조하는 정보에 독립적인 정보와 함께 변조되고, 제2 반송파 신호 주파수는 제1 반송파 신호 주파수에 대해 고조파이거나 저조파임-; 및 제1 및 제2 신호를 결합하는 단계를 포함한다.A system, method and apparatus are provided for transmitting and receiving a potential modulated signal and for demodulating the input signal in order to increase the information bandwidth of the defined communication channel and time-delay the input signal in accordance with the input control signal. One method for increasing the information bandwidth of a defined communication channel includes receiving a first modulated signal having a first carrier signal frequency; Receiving a second modulated signal having a second carrier signal frequency wherein the second modulated signal is modulated with information independent of the information modulating the first carrier signal and the second carrier signal frequency is modulated with the first carrier signal Harmonics or undersampled frequencies; And combining the first and second signals.

Description

전위 변조 시스템, 방법 및 장치{TRANSPOSITIONAL MODULATION SYSTEMS, METHODS AND DEVICES}[0001] TRANSPOSITIONAL MODULATION SYSTEMS, METHODS AND DEVICES [0002]

본 출원은 2013년 3월 15일 제출되어 펜딩 중인 미국 특허 제13/841,889호의 연속 출원이다. 본 출원은 또한 2013년 3월 15일에 제출된 미국 특허 제61/798,437호; 2013년 3월 15일에 제출된 미국 특허 제61/794,786호; 2013년 3월 15일에 제출된 미국 특허 제61/798,120호; 2013년 3월 15일에 제출된 미국 특허 제61/794,942호 및 2013년 3월 15일에 제출된 미국 특허 제61/794,642호로부터 우선권을 주장하며 그 전체 내용을 본서에 참조로 통합한다.This application is a continuation of U.S. Patent No. 13 / 841,889, filed Mar. 15, 2013, pending. This application is also related to U.S. Patent Nos. 61 / 798,437, filed March 15, 2013; U.S. Patent No. 61 / 794,786, filed March 15, 2013; U.S. Patent No. 61 / 798,120, filed March 15, 2013; U.S. Patent No. 61 / 794,942, filed on March 15, 2013, and U.S. Patent No. 61 / 794,642, filed on March 15, 2013, the entire contents of which are incorporated herein by reference.

본 발명은 일반적으로 신호 프로세싱에 연관되고, 더 상세하게는 전위 변조 신호의 전송 및 수신 및 복조, 정의되는 통신 채널의 정보 대역폭의 증가, 및 입력 제어 신호에 따른 입력 신호의 시간 지연 시프팅을 위한 시스템, 방법 및 장치에 연관된다.BACKGROUND OF THE INVENTION Field of the Invention This invention relates generally to signal processing and, more particularly, to a method and apparatus for transmitting and receiving and demodulating a potential modulated signal, increasing the information bandwidth of a defined communication channel, and time delaying the input signal in accordance with the input control signal Systems, methods, and apparatus.

음성, 비디오 또는 데이터를 전달하든 그렇지 않든 현존하는 전송 시스템은 주파수 스펙트럼의 이용을 제어하는 국내 및 국제 조정 기구에 의해 부과되는 대역폭 제한을 가진다. 반송파 변조 방법은 초기의 진폭 변조로부터, 다양한 조합의 진폭, 주파수 또는 위상 변조를 가지는 적어도 두 개의 반송파를 조합하는 현재의 방법까지 발전해왔다. 고급의 반송파 변조 방법은 할당된 채널 대역폭을 통해 에너지를 최대화하도록 발전되었고, 이에 따라 할당된 통신 채널에 최대로 가능한 정보 대역폭을 제공한다.Existing transmission systems, whether or not carrying voice, video or data, have bandwidth limitations imposed by national and international coordination mechanisms that control the use of frequency spectrum. The carrier modulation method has evolved from the initial amplitude modulation to the current method of combining at least two carriers having various combinations of amplitude, frequency or phase modulation. Advanced carrier modulation methods have been developed to maximize energy through the allocated channel bandwidth and thus provide the maximum possible information bandwidth for the assigned communication channel.

새로운 기본 반송파 변조가 개발되어 처음으로 특허등록(그 전체가 본서에 참조로 통합되는 Vokac 등의 미국 특허 제4,613,974호 참조)되어 동일한 반송파 신호에 존재하는 진폭, 주파수 및/또는 위상 변조를 교란하지 않는 새로운 타입의 반송파 모듈이 적용된다.A new basic carrier modulation has been developed and patented for the first time (see U.S. Patent No. 4,613,974 to Vokac et al., Which is incorporated by reference in its entirety herein) to produce a carrier signal that does not disturb the amplitude, frequency and / or phase modulation present in the same carrier signal A new type of carrier module is applied.

전위 변조(Transpositional Modulation; TM)의 개념은 정보를 진폭, 주파수 또는 위상에 영향을 주지 않고 반송파 신호에 추가하는 법(그 전체가 본서에 참조로 통합되는 Vokac 등의 미국 특허 제4,613,974호 참조)의 초기 개념에 기반한다. 아래 도시된 바와 같이 변곡(inflection)을 만듦으로써, 정보는 반송파 신호에 의해 운반될 수 있다. 이런 방법은 진폭, 주파수 또는 위상 변조의 종래의 복조기(de-modulator)에 의해 탐지되지 않는다.The concept of Transpositional Modulation (TM) is that of adding information to a carrier signal without affecting amplitude, frequency or phase (see U.S. Patent No. 4,613,974 to Vokac, which is incorporated by reference in its entirety) It is based on the early concept. By making an inflection as shown below, the information can be carried by the carrier signal. This method is not detected by a conventional demodulator of amplitude, frequency or phase modulation.

이전에 특허 등록된 생성 방법을 이용하며, 후술되는 시간 도메인 파형은 명확성을 위해 과장된 변곡과 함께 생성된다. 실제 세계의 어플리케이션에서, 변곡은 눈에 보이지 않는다.Utilizing a previously patented generation method, the time domain waveforms described below are generated with exaggerated distortion for clarity. In real world applications, inflection is invisible.

이런 타입의 파형을 생성하는 단계의 초기 방법의 결함은 조절 회로에 의한 제거가 요구되는 작은 진폭의 변화이다. 예를 들어, 도 1은 미국 특허 제4,613,974호에서 제시하는 종래 기술의 테크닉에 따라 생성되는 TM 변조 신호(100)를 도시한다. 도시된 바와 같이, 진폭의 변화 에러는 네거티브 피크(101 및 102) 사이에서 존재한다.The drawback of the earlier method of generating this type of waveform is the small amplitude variation required to be removed by the regulating circuit. For example, Figure 1 shows a TM modulated signal 100 that is generated according to the prior art techniques presented in U.S. Patent No. 4,613,974. As shown, a change in amplitude error exists between the negative peaks 101 and 102.

따라서, 전술한 결함 및 미비한 점을 언급하기 위해 이전에 언급되지 않은 수요가 산업에 존재한다.Thus, there is a demand in the industry that has not been mentioned previously to address the aforementioned deficiencies and deficiencies.

본 발명의 실시예들은 전위 변조 신호의 전송 및 수신 및 복조, 정의되는 통신 채널의 정보 대역폭의 증가, 및 입력 제어 신호에 따른 입력 신호의 시간 지연 시프팅을 위한 시스템, 방법 및 장치를 제공한다. 일실시예에서, 정의되는 통신 채널의 정보 대역(bandwidth)이 증가하는 방법이 제공되어 제1 반송파 신호 주파수를 가지는 제1 변조 신호(modulated signal)를 수신하는 단계; 제2 반송파 신호 주파수를 가지는 제2 변조 신호를 수신하는 단계, -단, 상기 제2 변조 신호는 상기 제1 변조 신호를 변조하는 정보에 독립적인 정보와 함께 변조되고, 상기 제2 반송파 신호 주파수는 상기 제1 반송파 신호 주파수와 연관되는 고조파(harmonically) 또는 저조파(sub-harmonically)임-; 및 상기 제1 및 제2 신호를 결합하는 단계를 포함한다.Embodiments of the present invention provide a system, method and apparatus for transmitting and receiving and modulating an electric potential modulated signal, increasing an information bandwidth of a defined communication channel, and time delaying an input signal according to an input control signal. In one embodiment, a method is provided for increasing the information bandwidth of a defined communication channel to receive a first modulated signal having a first carrier signal frequency; Receiving a second modulated signal having a second carrier signal frequency, wherein the second modulated signal is modulated with information independent of the information modulating the first modulated signal, wherein the second carrier signal frequency is Harmonically or sub-harmonically associated with the first carrier signal frequency; And combining the first and second signals.

다른 실시예에서, 입력 제어 신호에 따라 입력 신호를 시프트하는 시간 지연을 위한 시간 시프트 모듈레이터가 제공된다. 시간 시프트 모듈레이터는 전압 제어 시간 지연과 함께 수정되는 올-패스(all-pass) 필터를 포함한다.In another embodiment, a time shift modulator is provided for a time delay that shifts an input signal in accordance with an input control signal. The time shift modulator includes an all-pass filter that is modified with a voltage controlled time delay.

다른 실시예에서, 고정 통신 채널 내에서 통신 대역폭을 증가시키는 방법이 제공되어 제2 전위(transpositional) 변조 신호를 결합 신호에 추가하는 단계를 포함하고, 상기 결합 신호는 제1 전위 변조 신호 및 제1 기본 반송파 신호(carrier signal)를 포함하고, 상기 제2 전위 변조 신호는, 상기 제1 기본 반송파 신호와 동일한 주파수를 가지고, 상기 제1 기본 반송파 신호에 대하여 90도의 위상각을 가지는 제2 기본 반송파 신호를 이용하여 상기 결합 신호에 추가되는 방법을 포함한다.In another embodiment, a method for increasing communication bandwidth in a fixed communication channel is provided, comprising adding a second transpositional modulated signal to a combined signal, the combined signal comprising a first and a second < RTI ID = 0.0 > Modulated signal having a frequency that is the same as the frequency of the first fundamental carrier signal and has a phase angle of 90 degrees with respect to the first fundamental carrier signal, And adding the combined signal to the combined signal.

다른 실시예에서, 증가된 초음파 통신 정보 대역폭을 제공하는 방법이 제공되어 단일 초음파 트랜스듀서의 직접 진폭 변조(direct amplitude modulation)에 의해 전위 변조를 초음파 통신 신호에 추가하는 단계를 포함한다.In another embodiment, a method is provided for providing increased ultrasound communication information bandwidth to add potential modulation to an ultrasound communication signal by direct amplitude modulation of a single ultrasound transducer.

다른 실시예에서, 증가된 초음파 통신 정보 대역폭을 제공하는 방법이 제공되어 전위 변조의 상기 기본 반송파 신호 성분과 함께 제1 초음파 트랜스듀서를 직접 진폭 변조함으로써 전위 변조를 초음파 통신 신호에 추가하는 단계; 및 전위 변조의 상기 제3 고조 반송파 신호 성분과 함께 제2 초음파 트랜스듀서를 직접 진폭 변조하는 단계를 포함한다.In another embodiment, there is provided a method of providing increased telecommunication information bandwidth, the method comprising: adding a potential modulation to an ultrasound communication signal by directly amplitude modulating a first ultrasound transducer with the primary carrier signal component of potential modulation; And directly amplitude modulating the second ultrasonic transducer with the third higher harmonic carrier signal component of the potential modulation.

다른 실시예에서, 증가된 초음파 통신 정보 대역폭을 제공하는 방법이 제공되어 광대역폭의 변조 테크닉을 이용하여 단일 초음파 트랜스듀서를 직접 진폭 변조함으로써 전위 변조 기본 반송파 신호 및 제3 고조 반송파 신호 성분을 초음파 통신 신호에 추가하는 단계를 포함한다.In another embodiment, a method is provided for providing an increased bandwidth of ultrasound communication information to provide a direct modulation of a single ultrasound transducer using wide bandwidth modulation techniques to provide a potential modulation primary carrier signal and a third higher order carrier signal component to ultrasound communication Signal.

다른 실시예에서, 증가된 초음파 통신 정보 대역폭을 제공하는 방법이 제공되어 전위 변조의 상기 기본 반송파 신호 성분과 함께 제1 초음파 트랜스듀서를 직접 각(angle) 변조하고, 전위 변조의 상기 제3 고조 반송파 신호 성분과 함께 제2 초음파 트랜스듀서를 직접 각 변조함으로써 전위 변조를 초음파 통신 신호에 추가하는 단계를 포함한다.In another embodiment, a method of providing an increased ultrasound communication information bandwidth is provided to directly angle-modulate a first ultrasound transducer with the primary carrier signal component of potential modulation, And directly modulating the second ultrasonic transducer with the signal component to add an electric potential modulation to the ultrasonic communication signal.

다른 실시예에서, 증가된 초음파 통신 정보 대역폭을 제공하는 방법에 있어서, 광대역폭 변조 테크닉을 이용하여 단일 초음파 트랜스듀서를 직접 각 변조함으로써 전위 변조 기본 반송파 신호 및 제3 고조 반송파 신호 성분을 초음파 통신 신호에 추가하는 단계를 포함한다.In another embodiment, there is provided a method of providing an increased bandwidth of ultrasound communication information, comprising direct modulation of a single ultrasonic transducer using a wide bandwidth modulation technique to generate a potential modulated primary carrier signal and a third higher order carrier signal component into an ultrasound communication signal .

또 다른 실시예에서, 증가된 광학(optical) 정보 통신 대역폭을 제공하는 시스템이 제공된다. 시스템은 광학 빔 및 광학 모듈레이터를 포함한다. 시스템은 전위 변조 신호와 함께 상기 광학 빔을 직접 변조하도록 구성된다.In yet another embodiment, a system is provided that provides increased optical information communication bandwidth. The system includes an optical beam and an optical modulator. The system is configured to directly modulate the optical beam with an electric potential modulation signal.

다른 실시예에서, 증가된 광학 정보 통신 대역폭을 제공하는 방법이 제공되어 전위 변조 기본 반송파 주파수 성분과 함께 제1 주파수의 광학 빔을 직접 변조하는 단계를 포함한다.In another embodiment, a method is provided for providing an increased optical information communication bandwidth to directly modulate an optical beam of a first frequency with an electric potential modulation fundamental carrier frequency component.

또 다른 실시예에서, 증가된 광학 정보 통신 대역폭을 제공하는 방법이 제공되어 전위 변조 제3 고조 성분 신호와 함께 제2 주파수의 광학 빔을 직접 변조하는 단계를 포함한다.In yet another embodiment, a method is provided for providing an increased optical information communication bandwidth to directly modulate an optical beam of a second frequency with a potential-modulated third harmonics component signal.

본 발명의 다른 시스템, 방법, 특징, 및 장점들은 이어지는 도면의 설명 및 상세한 설명에 따라 당업자에게 명백해 질 것이다. 이러한 모든 추가되는 시스템, 방법, 특징, 및 장점은 본 명세서 내에 포함되고, 본 발명의 범위 내에 있고, 이어지는 청구항에 의해 보호되는 것으로 의도된다.Other systems, methods, features, and advantages of the present invention will become apparent to those skilled in the art in view of the following description and detailed description. It is intended that all such additional systems, methods, features, and advantages be included within this disclosure, be within the scope of the invention, and be protected by the following claims.

본 발명의 많은 측면은 이어지는 도면을 참조하여 더 잘 이해될 수 있다. 도면의 성분은 축척을 만족할 필요가 없고, 대신 본 발명의 원리를 명확하게 도시하는 것이 강조된다. 게다가 도면에서, 몇몇 시점을 통틀어 동일한 부호는 일치하는 파트를 지시한다.
도 1은 종래 기술의 테크닉에 따라 생성되는 TM 변조 신호를 도시한다.
도 2는 본 발명의 제1의 명시적인 실시예에 따라 반송파 신호의 변조 방법을 도시한다.
도 3은 본 발명의 일실시예에 따라 4분의 1주기(quarter-cycles)로서 발생되는 신호를 도시한다.
도 4는 본 발명의 일실시예에 따라 4분의 1주기를 가산한 후에 도 3에 도시되는 신호를 도시한다.
도 5는 도 4에 도시된 신호를 생성하기 위해, 본 발명에 의해 제시되는 실시예들에 의해 이용될 수 있는 입력 변조 신호를 도시한다.
도 6은 도 4에 도시되는 신호의 주파수 스펙트럼을 도시하는 플롯(plot)이다.
도 7은 본 발명에 의해 제시되는 일실시예에 따라 도 6에 도시되는 신호의 제2 고조 신호와 함께 제3 고조 성분을 헤테로다인하여 도출된 주파수 스펙트럼을 도시하는 플롯이다.
도 8은 본 발명에 의해 제시되는 일실시예에 적용될 수 있는 필터를 도시한다.
도 9는 본 발명에 의해 제시되는 일실시예에 따라 신호를 생성하기 위한, 소프트웨어 기반의 직접 스펙트럼 시스템을 도시하는 블록도이다.
도 9b는 본 발명에 의해 제시되는 일실시예에 따라 신호를 생성하기 위한, 하드웨어 기반의 직접 스펙트럼 시스템을 도시하는 블록도이다.
도 10은 본 발명에 의해 제시되는 일실시예에 따라 신호를 복조(demodulating)하기 위한 서브 주기 칼리브레이션(calibration) 시스템을 도시한다.
도 11은 본 발명에 의해 제시되는 일실시예에 따라 신호를 복조하기 위한 제3 고조 위상 검출 시스템을 도시하는 블록도이다.
도 12는 본 발명에 의해 제시되는 일실시예에 따라 신호를 복조하기 위한 패스트 퓨리에 변환 기반 시스템을 도시하는 블록도이다.
도 13은 본 발명에 의해 제시되는 일실시예에 따라 존재하는 신호에 추가된 TM 신호로 구성되는 신호를 생성하고 전송하기 위한 TM 트랜스미터를 도시하는 블록도이다.
도 14는 본 발명에 의해 제시되는 일실시예에 따라 TM 트랜스미터의 일부를 생성하는 반송파 신호의 명시적인 구현을 도시하는 블록도이다.
도 15는 본 발명에 의해 제시되는 일실시예에 따라 TM 트랜스미터의 일부를 프로세싱하는 TM 변조 신호의 명시적인 구현을 도시하는 블록도이다.
도 16은 본 발명에 의해 제시되는 일실시예에 따라, 존재하는 신호에 추가되는 TM 신호를 갖는 신호를 수신하는 TM 수신기를 도시하는 블록도이다.
도 17은 본 발명에 의해 제시되는 일실시예에 따라 TM 수신기의 고조 복구(recovery) 부분 및 반송파 신호의 명시적인 구현을 도시하는 블록도이다.
도 18은 본 발명에 의해 제시되는 일실시예에 따라 TM 수신기의 복조 부분 및 TM 분리의 명시적인 구현을 도시하는 블록도이다.
도 19는 본 발명에 의해 제시되는 일실시예에 따라 필터 회로에 기반하는 분리기(separator) 함수의 시간 지연의 주파수 응답을 도시하는 그래프이다.
Many aspects of the invention may be better understood with reference to the following drawings. It is emphasized that the components of the figures are not necessarily to scale and instead show clearly the principles of the invention. In addition, in the drawings, the same reference numerals throughout the several views indicate parts that match.
Figure 1 shows a TM modulated signal generated according to prior art techniques.
2 shows a method of modulating a carrier signal according to the first explicit embodiment of the present invention.
Figure 3 shows a signal generated as quarter-cycles according to one embodiment of the present invention.
Figure 4 shows the signal shown in Figure 3 after adding a quarter cycle in accordance with an embodiment of the present invention.
5 illustrates an input modulated signal that may be used by embodiments presented by the present invention to generate the signal shown in FIG.
Fig. 6 is a plot showing the frequency spectrum of the signal shown in Fig. 4. Fig.
FIG. 7 is a plot showing the frequency spectrum derived by heterodyning the third higher component with the second higher signal of the signal shown in FIG. 6 according to an embodiment presented by the present invention.
Figure 8 illustrates a filter that may be applied to an embodiment presented by the present invention.
9 is a block diagram illustrating a software-based direct spectral system for generating a signal in accordance with an embodiment presented by the present invention.
9B is a block diagram illustrating a hardware-based direct spectral system for generating a signal in accordance with an embodiment presented by the present invention.
10 illustrates a sub-period calibration system for demodulating a signal according to an embodiment presented by the present invention.
11 is a block diagram illustrating a third raised phase detection system for demodulating a signal in accordance with an embodiment presented by the present invention.
12 is a block diagram illustrating a Fast Fourier Transform based system for demodulating a signal in accordance with one embodiment presented by the present invention.
Figure 13 is a block diagram illustrating a TM transmitter for generating and transmitting a signal comprised of a TM signal added to an existing signal in accordance with an embodiment presented by the present invention.
14 is a block diagram illustrating an explicit implementation of a carrier signal that generates a portion of a TM transmitter in accordance with one embodiment presented by the present invention.
15 is a block diagram illustrating an explicit implementation of an TM modulated signal processing a portion of a TM transmitter in accordance with an embodiment presented by the present invention.
16 is a block diagram illustrating a TM receiver that receives a signal having a TM signal added to an existing signal, in accordance with an embodiment presented by the present invention.
17 is a block diagram illustrating an explicit implementation of the recovery portion and the carrier signal of the TM receiver in accordance with one embodiment presented by the present invention.
18 is a block diagram illustrating an explicit implementation of the demodulation portion and TM separation of a TM receiver in accordance with one embodiment presented by the present invention.
19 is a graph illustrating the frequency response of the time delay of a separator function based on a filter circuit in accordance with an embodiment presented by the present invention.

본 발명의 많은 실시예들은 컴퓨터로 실행 가능한 명령어 형식을 취할 수 있고, 프로그램 가능한 컴퓨터 또는 마이크로 프로세서에 의해 실행되는 알고리즘을 포함할 수 있다. 그러나 본 발명은 다른 컴퓨터 구성과도 또한 수행될 수 있다. 본 발명의 특정 측면은 적어도 하나의 후술되는 알고리즘 또는 방법을 수행하기 위해 특별하게 구축되거나 구성되거나 프로그램되는 데이터 프로세서 또는 특수 목적의 컴퓨터에 내장될 수 있다.Many embodiments of the present invention may take the form of computer-executable instructions and may include algorithms that are executed by a programmable computer or microprocessor. However, the invention may also be practiced with other computer configurations. Certain aspects of the invention may be embedded in a data processor or special purpose computer that is specially constructed, configured or programmed to perform at least one of the algorithms or methods described below.

후술되는 본 발명의 일측은 컴퓨터로 판독 가능한 매체에 저장 또는 분산될 수 있고, 클라우드를 포함하는 네트워크 상에 전기적으로 분산될 뿐만 아니라, 자성 및 광학적으로 판독 및 삭제가 가능한 컴퓨터 디스크, 고정 자성(fixed magnetic) 디스크, 플로피 디스크 드라이브, 광학 디스크 드라이브, 자기 광학 디스크 드라이브, 자성 테이프, HDD(hard-disk drive), SSD(solid state drive), 컴퓨터 플래쉬 또는 비휘발성의 메모리를 포함할 수 있다. 본 발명 특유의 측면에 따른 데이터 구조 및 데이터의 전송은 또한 본 발명의 범위에 포함된다.One aspect of the invention as described below may be stored on or distributed on a computer readable medium and may be stored on a computer disk that is magnetically and optically readable and erasable as well as electrically dispersed on a network containing the cloud, magnetic disk, floppy disk drive, optical disk drive, magnetic optical disk drive, magnetic tape, hard disk drive (HDD), solid state drive (SSD), computer flash or nonvolatile memory. The transmission of data structures and data according to particular aspects of the present invention is also within the scope of the present invention.

도 2는 본 발명의 명시적인 제1 실시예에 따라 반송파 신호를 변조하는 방법을 도시하는 흐름도(200)이다. 흐름도의 임의의 프로세스 설명 또는 블록은 프로세스의 명시적인 논리적 기능 구현을 위한 적어도 하나의 명령을 포함하는 모듈, 세그먼트, 코드의 일부, 또는 단계를 대표하는 것으로써 이해되어야 하고, 대안이 되는 구현은 본 발명의 범위 내에 포함되어 그 기능은 도시되거나 명시된 것으로부터 벗어나 실질적으로 반대 순서로도 관련된 기능성에 의존하여 실행될 수 있고, 당업자에 의해 이해될 수 있다는 것을 유념해야 한다. 방법은 (도 1에 전술된) 종래 기술의 진폭 변화 문제를 해결하고, 하드웨어 또는 소프트웨어 또는 이들의 임의의 조합에서 구현될 수 있다. "4 분의 1주기 조립"(quarter-cycle assembly; QC)으로 참조되는 도 2에 도시된 방법은 결과를 획득하는 빠른 방법으로서 검색 테이블(Look-Up-Table; LUT)을 포함할 수 있고, 다른 방법으로는 계속적으로 계산을 수행할 필요 없이 수학적 기능을 이용하여 생성될 수 있다.2 is a flow chart 200 illustrating a method of modulating a carrier signal in accordance with an explicit first embodiment of the present invention. Any process description or block of the flowcharts should be understood as representative of modules, segments, portions of code, or steps that include at least one instruction for implementing an explicit logical function of the process, It is to be understood that within the scope of the invention the function may be performed in dependence on the functionality involved, even in a substantially opposite order, as shown or described, and may be understood by those skilled in the art. The method solves the amplitude variation problem of the prior art (described above in FIG. 1) and can be implemented in hardware or software, or any combination thereof. 2, referred to as a quarter-cycle assembly (QC), may include a look-up-table (LUT) as a quick way to obtain results, Alternatively, it can be created using mathematical functions without having to perform calculations continuously.

도 3을 참조하면, 도 2에 도시된 변조 출력 신호(300)는 각각의 전체 신호 주기를 위한 네 개의 구별되는 4분의 1주기 세그먼트를 포함한다. 도 3은 도 2에 도시된 4분의 1주기 방법에 의한 출력일 수 있는 세 개의 전체 주기(예를 들어, 주기 a, b 및 c)를 도시한다. 각각의 주기는 네 개의 4분의 1주기 세그먼트(예를 들어, 301, 302, 303 및 304)로 구성된다. 갭은 4분의 1주기 주기 사이에서 오직 명시적인 목적을 위해서만 도시된다. 추가로, 변곡(a1, a2, b1, b2, c1, c2)의 진폭 위치는 명시적인 목적을 위해 과장된다. 변곡은 도시된 바와 같이, 인접한 4분의 1주기 세그먼트 사이에서 형성된다.Referring to FIG. 3, the modulated output signal 300 shown in FIG. 2 includes four distinct quarter-cycle segments for each full signal period. FIG. 3 shows three overall cycles (e.g., cycles a, b, and c) that may be output by the quadrant method shown in FIG. Each cycle consists of four quarter cycle segments (e.g., 301, 302, 303, and 304). The gaps are shown only for explicit purposes, between quarter cycle periods. In addition, the amplitude positions of the distortions a1, a2, b1, b2, c1, c2 are exaggerated for explicit purposes. The curvature is formed between the adjacent quarter-cycle segments, as shown.

도 3에 도시된 바와 같이, 각각의 주기(301a, 301b 및 301c)의 "제1" 쿼터(quarter)는 적용되는 변조 값에 따라 다른 진폭을 가질 수 있다. 동일한 값이 도시된 각각의 주기의 각각의 다른 쿼터에 적용된다. 즉, 각 주기의 제2(302a, 302b, 302c), 제3(303a, 303b, 303c) 및 제4(304a, 304b, 304c) 쿼터들은 적용되는 변조 값에 따라 다른 진폭을 가질 수 있다. 주기의 "제1" 쿼터(예를 들어, 301a, 301b, 301c)가 낮은 진폭을 가지는 경우, 동일 주기의 "제2" 쿼터(예를 들어, 302a, 302b, 302c)는 보완하는 더 높은 진폭을 가져서 전체 주기의 네거티브 피크 값(Pk-)과 포지티브 피크 값(Pk+) 사이에서 항상 동일한 진폭이 존재한다. 각 주기의 "제3" 및 "제4" 쿼터도 마찬가지이다. 각 주기의 포지티브 피크 값(Pk+)에 대한 원인은 항상 동일하다. 네거티브 피크 값(Pk-) 또한 적용되는 변조 값에 의한 진폭 값을 제거하기 위해 동일하게 이뤄진다.As shown in FIG. 3, the "first" quarter of each period 301a, 301b, and 301c may have different amplitudes depending on the applied modulation value. The same value applies to each different quota of each cycle shown. That is, the second (302a, 302b, 302c), the third (303a, 303b, 303c) and the fourth (304a, 304b, 304c) quota of each period may have different amplitudes depending on the applied modulation value. Quot; second "quarters of the same period (e.g., 302a, 302b, and 302c) compensate for the higher amplitude (e.g., So that there is always the same amplitude between the negative peak value Pk- and the positive peak value Pk + of the whole period. The same is true of the "third" and "fourth" quotas of each cycle. The cause for the positive peak value (Pk + ) in each period is always the same. The negative peak value (Pk-) is also made equal to eliminate the amplitude value by the applied modulation value.

도 3에 추가로 도시된 바와 같이, 각각의 주기의 "제1"(301a, 301b, 301c) 및 "제3"(303a, 303b, 303c) 쿼터는 동일한 진폭을 가진다. 유사하게, 각각의 주기의 "제2"(302a, 302b, 302c) 및 "제4"(304a, 304b, 304c) 쿼터 또한 동일한 진폭을 가진다. 이는 적용되는 변조 값에 상관없이, 각각 주기 곡선 아래의 면적이 동일하도록 하게 하기 위함이다. 이는 각 주기의 평균 값이 영(zero)이 되고 이에 따라, 적용되는 변조 값으로 인한 반송파 신호의 임의의 "DC" 값의 시프트를 피하게 하도록 한다.As further shown in FIG. 3, the "first" 301a, 301b, 301c and "third" 303a, 303b, 303c quota of each period have the same amplitude. Similarly, the "second" 302a, 302b, 302c and "fourth" 304a, 304b, 304c quota of each period also have the same amplitude. This is to ensure that the area under each periodic curve is the same regardless of the applied modulation value. This allows the mean value of each period to be zero, thereby avoiding the shift of any "DC" value of the carrier signal due to the applied modulation value.

그러나 일부 어플리케이션에서 DC 시프트가 허용될 수 있고, 이에 따라 곡선 아래에 일정하지 않은 면적이 있을 수 있는데, 즉 주기 사이가 대칭적일 필요는 없다. 이런 경우에 정보 또는 "심볼"은 주기 당 두 개의 심볼 속도로 전달될 수 있고, 두 개의 다른 변곡점이 (예를 들어, 하나는 네거티브 피크와 포지티브 피크 사이에서 올라가는 반 주기를 따라 위치하고, 다른 하나는 네거티브 피크와 포지티브 피크 사이에서 떨어지는 반 주기를 따라 위치하는 것처럼) 각각의 주기에 존재할 수 있다.However, in some applications, DC shifts may be allowed, and thus there may be uneven areas beneath the curve, i.e., the periods need not be symmetrical. In this case, the information or "symbol" may be conveyed at two symbol rates per cycle, and two different inflection points (e.g., one located along a half cycle that rises between the negative and positive peaks, Lt; / RTI > may be present in each period (e. G., Along semi-period falling between negative and positive peaks).

각각의 쿼터 주기는 일정한 클록 또는 시간 단계를 따라 생성될 수 있어서, 적용되는 변조 값의 결과로서 하나의 주기로부터 다음 주기까지의 주파수 변화는 없다. 각각의 변곡(a1, a2, b1, b2, c1, c2)은 하나의 반 주기로부터 다음의 반 주기까지 정확하게 180도의 차이가 있는 등가의 각에서 생성된다. 이는 적용되는 변조 값으로 인한 위상 변화가 생기지 않게 한다.Each quarter period can be generated along a constant clock or time step so that there is no frequency change from one cycle to the next as a result of the applied modulation value. Each of the inflections (a1, a2, b1, b2, c1, c2) is generated at an equivalent angle with a difference of exactly 180 degrees from one half cycle to the next half cycle. This prevents phase changes due to applied modulation values from occurring.

(예를 들어 도 3에 도시된 것과 같은) 4분의 1주기 주기를 합산함으로써, 부드럽고 연속적인 파형(300)이 도 4에 도시된 바와 같이 생성된다.By summing the quarter cycle periods (e.g., as shown in FIG. 3), a smooth, continuous waveform 300 is generated as shown in FIG.

도 5는 TM 변조 신호(500)를 도시하고, 이는 도 4에 도시된 변조 신호(300)를 생성하기 위해 이용된다. 도 4 및 5에 도시된 바와 같이, 반송파 주기 당 하나의 TM 변조 값(500)이 있다. 그러나 전술된 바와 같이, 주기가 곡선 아래에 다른 면적을 가질 수 있는 경우에, 반송파 주기 당 두 개의 TM 변조 값이 있을 수 있는데, 즉 각각의 주기 당 두 개의 심볼을 전달할 수 있게 주기 사이가 대칭적일 필요는 없다. 이 테크닉은 예를 들어 전송 대역폭을 점유하는 다른 신호가 없을 수 있는 이유로 광섬유(optical fiber) 상에서의 전송에 적합할 수 있지만, DC 시프트는 다른 매체 상에서의 전송에는 일반적으로 적합하지 않다.FIG. 5 shows an TM modulation signal 500, which is used to generate the modulation signal 300 shown in FIG. As shown in Figures 4 and 5, there is one TM modulation value 500 per carrier period. However, as described above, there may be two TM modulation values per carrier period, if the period can have a different area below the curve, i.e., symmetric between the cycles so that two symbols can be conveyed per cycle There is no need. While this technique may be suitable for transmission over optical fibers, for example because there may be no other signal occupying the transmission bandwidth, the DC shift is generally not suitable for transmission over other mediums.

TM 변조 기간으로 지정되는 변수인 tTMM은 TM 변조값에 유지되고, 반송파 기간의 정수배인 시간이다. 이는 TM 변조 주파수의 최대값인 fTMM이 반송파 주파수 fC 의 절반인 경우를 포함하는 것을 내포한다. 즉, 나이키스트 속도(Nyquist rate) 또는 에일리어스가 없는(alias-free) 신호 샘플링의 샘플 속도의 하한 경계(lower bound)는 대역제한(bandlimited) 신호의 두 배의 대역폭으로 알려진 바와 같이, 변조 대역폭은 fC의 절반으로 제한되어 있다. 그러나 반송파 주기당 두 개의 변조값이 존재하는 경우, 최대 TM 변조 주파수인 fTMM은 반송파 주파수 fC와 동일하다. DC 응답을 포함하는 fTMM은 최소값이 없다.TM TMM , a variable designated as the TM modulation period, is maintained at the TM modulation value and is an integral multiple of the carrier period. This implies that the maximum value of the TM modulation frequency, f TMM, is one half of the carrier frequency f C. That is, the lower bound of the sample rate of the Nyquist rate or alias-free signal sampling is known as the bandwidth of twice the bandwidth of the bandlimited signal, Is limited to half of f C. However, if there are two modulation values per carrier period, the maximum TM modulation frequency f TMM is equal to the carrier frequency f C. The f TMM containing the DC response has no minimum value.

도 2를 다시 참조하면, LUT(210)는 TM 변조의 각각의 값에 고유한 4분의 1주기를 저장한다. 각각의 반송파 주기에는 네 개의 4분의 1주기가 존재한다. 각각의 TM 변조 기간에 해당하는 하나의 디지털 비트(N=1) 할당이 존재하는 경우, LUT(210)에 저장되는 두 개의 특이 TM 변조 레벨 또는 두 개의 4분의 1주기로 이루어진 두 개의 특이 세트 -하나의 레벨은 "0"의 논리를 나타내고, 다른 하나의 레벨은 "1"의 논리를 나타냄-가 존재할 필요가 있다. 각각의 tTMM 에 해당하는 두 개의 디지털 비트(N=2)가 존재하는 경우, 네 개 레벨의 포텐셜 TM 변조가 필요할 수 있다. 유사하게, 각각의 tTMM 에 해당하는 세 개의 디지털 비트(N=3)가 존재하는 경우, 여덟 개 레벨의 TM 변조가 필요할 수 있다.Referring back to FIG. 2, the LUT 210 stores a quarter-period unique to each value of the TM modulation. There are four quarter cycles in each carrier period. When there is one digital bit (N = 1) allocation corresponding to each TM modulation period, two singular sets of two singular TM modulation levels or two quarter periods stored in the LUT 210 - One level represents the logic of "0 ", and the other level represents logic of" 1 ". If there are two digital bits (N = 2) corresponding to each t TMM , four levels of potential TM modulation may be required. Similarly, if there are three digital bits (N = 3) corresponding to each t TMM , eight levels of TM modulation may be required.

각각의 완전한 파형이 네 개의 4분의 1주기 파형으로 구성되어 있기 때문에, LUT(210)은 2N 개의 다른 4분의 1주기 파형 또는 4*2N 의 전체 파형이 포함된다. 4분의 1주기 당 (LUT(210)를 판독하는 CPU 클락 또는 프로세서 등의) 시간단계(time-step) 또는 클락 기간은 본 방법을 구현하는 전기기기가 허용할 수 있는 허용 가능한 파형의 교란에 의존한다. 300 MHz 구역의 반송파 주파수에서, 이는 나노초 이하의 시간단계를 요구할 수 있다. 낮은 반송파 주파수가 두 개의 TM 방법을 모두 따라야 할 수 있고 반송파 주파수에 이를 때까지 헤테로다인될 수 있다.Since each complete waveform is composed of four quadrant periodic waveforms, the LUT 210 includes 2 N other quadrant periodic waveforms or a total of 4 * 2 N waveforms. The time-step or clock period (such as the CPU clock or processor reading the LUT 210) per quarter cycle is dependent on the disturbance of acceptable waveforms acceptable to the electrical apparatus embodying the present method It depends. At the carrier frequency of the 300 MHz zone, this may require a time step of nanoseconds or less. The low carrier frequency may have to follow both TM methods and be heterodyne until it reaches the carrier frequency.

블록(202)에서, TM 변조 신호는 LUT(210)으로 입력된다. TM 변조 신호는 임의 개수의 디지털 비트(예를 들어, N 비트 폭의 신호)에 의해 표현되거나 포함할 수 있다. LUT(210)는 매쓰 브랜치(220)에서 다른 방식으로 생성될 수 있는 4분의 1주기에 대한 표현 또는 값을 포함한다. 예를 들어, (시작 시간부터 주기의 4분의 1까지) 시간이 증가하는 구간 상에서 (x, y 같은) 좌표 데이터처럼, (1부터 2N까지의) 행(210a)에 의해 표현되는 각각의 TM 변조 값을 위해, 4분의 1주기는 TM 변조 값과 연관되고 저장될 수 있고, 열(210b)에 표시될 수 있다. 블록(204)에서, 반송파 신호는 반송파 주파수 fC를 갖는 입력이다. 반송파 신호는 RF 신호일 수 있고 클락 신호로서 수행할 수 있다. 블록(206)에서, 변조가 LUT(210)를 이용하여 수행될 지, 또는 매쓰 브랜치(220)를 이용하여 수행될 지 여부에 관한 결정이 이뤄진다. LUT(210) 또는 매쓰 브랜치(220)는 변조된 출력 신호를 생성하기 위해 이용될 수 있다. LUT(210)가 이용되는 경우, 수신된 TM 변조값과 연관되는 4분의 1주기가 LUT(210)로부터 아날로그 게이트(208)까지 출력된다.At block 202, the TM modulation signal is input to the LUT 210. The TM modulation signal may be represented or included by an arbitrary number of digital bits (e.g., an N-bit wide signal). The LUT 210 includes a representation or value for a quarter cycle that can be generated in another manner in the Math branch 220. For example, each of the (1 to 2 N ) rows 210a (represented by 1 to 2 N ), such as coordinate data (such as x, y) For the TM modulation value, a quarter cycle can be associated with and stored in the TM modulation value and can be displayed in column 210b. At block 204, the carrier signal is an input having a carrier frequency f C. The carrier signal can be an RF signal and can be performed as a clock signal. At block 206, a determination is made as to whether modulation is to be performed using the LUT 210 or using the Math branch 220. The LUT 210 or the Math branch 220 may be used to generate a modulated output signal. When the LUT 210 is used, a quarter of the period associated with the received TM modulation value is output from the LUT 210 to the analog gate 208.

예를 들어, 매쓰 브랜치(210)가 블록(206)으로부터 선택되는 것처럼 매쓰 브랜치(220)가 이용되는 경우, TM 변조 신호가 매쓰 블록(220)으로 입력된다. 매쓰 블록(220)은 동일하게 수신되는 TM 변조 값에 대해 LUT 블록(210)에 의해 출력되는 것과 같이, 실질적으로 동일한 4분의 1주기 파형을 출력한다. 그러나 매쓰 블록(220)은 각각의 TM 변조 값에 대해 연관된 4분의 1주기 값을 저장하기 보다 각각 수신되는 TM 변조 값에 대한 4분의 1주기를 생성한다. 매쓰 블록(220)은 먼저 반송파 주파수의 두 배(2fc)로 0˚ - 90˚, 90˚ - 180˚, 180˚ - 270˚, 및 270˚ - 360˚의 등가의 반송파 주파수 사분면에서 180˚ 길이의 코사인 세그먼트를 생성함으로써 변조되는 4분의 1주기를 생성한다. 이렇게 생성되는 코사인 세그먼트는 반송파 주파수에서 4분의 1주기를 생성한다. 진폭은 0˚ - 90˚ 및 180˚ - 270˚의 사분면 (즉, "제1" 및 "제3" 4분의 1주기)에 대해 수신된 TM 변조 값 및, 90˚- 180˚ 및 270˚- 360˚ 사분면의 컴플리멘트(compliment) 변조 값에 의해 설정된다. 이는 공지된 수학적 연관성을 이용하여 생성되는 임의의 사인 곡선의 신호와 관련된 기술에 대한 통상의 기술을 가지는 자에 의해 쉽게 이해될 수 있고, 이는 회로 및/또는 소프트웨어에서 구현될 수 있다. 따라서, 수신되는 TM 변조 값에 의해 설정되는 진폭을 갖는, 매쓰 브랜치(220)의 코사인 세그먼트가 생성될 수 있다.For example, when the Math branch 220 is used as the Math branch 210 is selected from the block 206, the TM modulation signal is input to the Math block 220. The mass block 220 outputs substantially identical quadrature periodic waveforms as output by the LUT block 210 for the same received TM modulation value. However, the mass block 220 generates a quarter cycle for each received TM modulation value rather than storing the associated quarter-cycle value for each TM modulation value. The mass block 220 is first 180 degrees at an equivalent carrier frequency quadrant of 0 ° - 90 °, 90 ° - 180 °, 180 ° - 270 °, and 270 ° - 360 ° with twice the carrier frequency (2f c ) Lt; RTI ID = 0.0 > a < / RTI > long cosine segment. The resulting cosine segment produces a quarter cycle at the carrier frequency. The amplitudes are the received TM modulation values for the quadrants of 0 ° - 90 ° and 180 ° - 270 ° (ie, "first" and "third" quarters) and 90 ° - 180 ° and 270 ° - It is set by the compliment modulation value of the 360˚ quadrant. This can be readily understood by those with ordinary skill in the art relating to the signal of any sinusoid generated using known mathematical associations, which may be implemented in circuitry and / or software. Thus, a cosine segment of the Math branch 220 having an amplitude set by the received TM modulation value can be generated.

매쓰 브랜치(220)는 반송파 주파수의 배수(higher multiple)의 클락을 갖는 프로세서-소프트웨서 코드를 실행하거나 하드웨어 베이스의 파형 생성기를 구동하고, 임의의 알려진 파형 생성기일 수 있는- 를 이용하는 4분의 1주기 세그멘트를 생성하기 수학적 계산을 수행한다. 매쓰 브랜치(220)는 LUT 브랜치(210)보다 더 높은 클락 주파수가 필요할 수 있다. LUT(210) 또는 매쓰 브랜치(220)로부터의 출력은 4분의 1주기를 하나의 연속적인 신호로 조립하여 헤테로 다인 블록(212)으로 전달하는 아날로그 게이트(208)로 보내진다.Math branch 220 may be implemented as a processor-to-software code having a clock multiple of the carrier frequency, or a hardware-based waveform generator, which may be any known waveform generator, Performs mathematical calculations to generate periodic segments. Math branch 220 may require a higher clock frequency than LUT branch 210. The output from the LUT 210 or the Math branch 220 is sent to an analog gate 208 which assembles the quarter cycle into a single continuous signal and transfers it to the heterodyne block 212.

전송 및 헤테로다인을 위해, 주파수 도메인은 이런 개시에 대한 이해를 제공한다. 도 6은 도 4에서 도시되는 TM 변조 신호(300)의 주파수 스펙트럼의 플롯이고, fC는 반송파 신호 주파수이고, 2fC, 3fC는 각각 반송파 주파수의 제2, 제3 고조파이다. 일부 케이스에서 신호(300)는 도 6에 도시된 바와 같이 볼 수 있는 변곡을 가진 원점에서의 스펙트럼을 가진다.For transmission and heterodyne, the frequency domain provides an understanding of this disclosure. FIG. 6 is a plot of the frequency spectrum of the TM modulation signal 300 shown in FIG. 4, f C is the carrier signal frequency, and 2f C and 3f C are the second and third harmonics of the carrier frequency, respectively. In some cases, the signal 300 has a spectrum at the origin with a viewable distortion as shown in Fig.

기본 주파수 성분(610)에 추가하여, 위상 변조를 포함하는 신호(300)의 제3 고조파 성분(620)이 존재한다. TM 변조 성분은 오직 제3 고조파에만 있는데, 즉 TM 변조 성분은 제3 고조파 성분(620)이다. 제2 고조파 신호는 포함하지 않는다. 제2 고조파 신호를 생성함으로써, 블록(214)에서 제2 고조파 신호를 로컬 오실레이터로서 생성하여 제3 고조파 성분을 헤테로다인하기 위해 믹서 회로를 이용함으로써, 두 개의 출력 주파수 (3fC -2fC) 및 (3fC+2fC)가 존재할 수 있다. 이는 도 7에 도시되어 있다. TM 변조 성분, 즉 제3 고조파 성분(620)은 기본 반송파 주파수(신호(710))로 이동될 수 있다. 헤테로다인의 부가 성분, 즉 제5 고조파 성분(730)은 (예를 들어, 도 8에 도시되는 필터(810)에 의해) 필터되어 제거될 수 있고, 전송을 위해 지정되는 통신 채널의 출력과 매치되도록 필터될 수 있다.In addition to the fundamental frequency component 610, there is a third harmonic component 620 of the signal 300 that includes phase modulation. The TM modulation component is only at the third harmonic, i. E., The TM modulation component is the third harmonic component 620. But does not include the second harmonic signal. By generating a second harmonic signal, at block 214, the mixer circuit is used to generate the second harmonic signal as a local oscillator and to heterodyne the third harmonic component, thereby generating two output frequencies (3f C -2f C ) and (3f C + 2f C ) may be present. This is shown in FIG. The TM modulation component, i.e., the third harmonic component 620, can be moved to the fundamental carrier frequency (signal 710). The fifth harmonic component 730 of the heterodyne can be filtered out (e.g., by the filter 810 shown in FIG. 8) and matched with the output of the communication channel designated for transmission .

알려진 변조 테크닉와 대비되어, 본 발명에 의해 제시된 바와 같이 제3 고조파가 이동되었지만, 위상의 변화는 제3 고조파가 아닌 기본 반송파와 관계되어 있다. 보통의 FM 및 PM 전송에서, 위상을 이동시키는 것은 반송파 그 자체이다. TM은 기본파를 변화시키지 않고 제3 고조파는 오직 기본파와 관련된다.As opposed to the known modulation technique, the third harmonic has been moved as suggested by the present invention, but the phase change is related to the base carrier rather than the third harmonic. In normal FM and PM transmission, shifting the phase is the carrier itself. The TM does not change the fundamental wave and the third harmonic only relates to the fundamental wave.

판별(distinction)은 몇 가지 이유로 인해 중요하다. 기본 반송파(즉, 각각의 TM 변조된 심볼)의 각각의 반주기(half-cycle)에 변조되지 않은 제3 고조파의 1.5 주기가 있다. 데이터가 변하는 경우(즉, TM 변조 신호(500)가 변하는 경우)에만 제3 고조파의 변화가 있다. 따라서, 파워 및 스펙트럼, 및 실용적인 어플리케이션 이후의 종래 변조에 대한 명백성에 대한 영향은 거의 없고, 제3 고조파의 변화가 없는 동안 (즉, 변조의 변화가 없는 동안) AM 및 FM 브로드캐스트 라디오처럼 - 통신 채널에 제한적인 - TM 심볼당 적어도 100개의 반송파 주기가 있을 수 있다. 이는 기본파에 대해 단순히 (시간의) 위상만 변한다.Distinction is important for several reasons. There are 1.5 periods of the third harmonic that are not modulated in each half-cycle of the fundamental carrier (i. E., Each TM modulated symbol). There is a change in the third harmonic only when the data changes (i.e., when the TM modulation signal 500 changes). Thus, there is little impact on power and spectrum, and clarity of conventional modulation after practical applications, and as with AM and FM broadcast radios while there is no change in the third harmonic (i.e., no change in modulation) There may be at least 100 carrier cycles per TM symbol, which is limited to the communication channel. This simply changes the phase (in time) of the fundamental wave.

QC 방법의 구현은 제3 고조파(예를 들어, 3fC)가 이용되는 것처럼 반송파 주파수의 세 배 이상의 아날로그 대역폭을 요구한다. 추가로, QC 방법은 4분의 1주기당 네 번의 단계를 위해 반송파 신호 주파수의 16 배의 클락 주파수를 요구한다. QC는 낮은 반송파 신호에서 생성될 수 있고 요구되는 반송파 주파수를 향해 헤테로다인될 수 있다. 낮은 반송파 주파수는 TM 변조값의 주파수 상한에 영향을 줄 수 있다.The implementation of the QC method requires an analog bandwidth that is at least three times the carrier frequency as a third harmonic (e.g., 3f C ) is utilized. In addition, the QC method requires a clock frequency of 16 times the carrier signal frequency for four steps per quarter cycle. The QC can be generated from a low carrier signal and can be heterodyned towards the desired carrier frequency. The low carrier frequency may affect the upper frequency limit of the TM modulation value.

도 9a 및 9b는 본 발명의 추가 실시예에서, 직접 스펙트럼(Direct Spectrum; DS) 생성 시스템 및 방법을 도시하는 블록도이다. DS 생성 방법은 TM 변조의 단순한 구현일 수 있다. DS 방법은 사이드밴드(sideband) 스펙트럼을 직접적으로 생성하고 통신채널의 대역폭에 존재하는 다른 것에 에너지를 추가한다. DS 방법은 주파수 영역에 기반한다.9A and 9B are block diagrams illustrating a Direct Spectrum (DS) generation system and method in a further embodiment of the present invention. The DS generation method may be a simple implementation of TM modulation. The DS method directly generates the sideband spectrum and adds energy to others present in the bandwidth of the communication channel. The DS method is based on the frequency domain.

도 6을 참조하면, 현존하는 송신기는 일부 컴플렉스(complex) 변조의 형태를 가진다. 사용중인 전형적인 타입의 컴플렉스 변조는 QAM, QPSK, OFDM 등을 포함한다. 현존하는 변조의 사이드밴드 에너지는 도 6의 성분(610)에 의해 표현된다. TM 변조를 추가하는 단계는 제3 고조파를 생산하고 TM 사이드 밴드 에너지는 성분(620)에 의해 표현된다. 제2 고조파 성분이 제시될 수 있지만 변조를 포함하지는 않는다는 것을 유념해야 한다.Referring to FIG. 6, an existing transmitter has some form of complex modulation. A typical type of complex modulation in use includes QAM, QPSK, OFDM, and the like. The side band energy of the existing modulation is represented by the component 610 in Fig. The step of adding TM modulation produces a third harmonic and the TM sideband energy is represented by component 620. It should be noted that the second harmonic component may be present but does not include modulation.

제2 고조파 신호는 TM 사이드 밴드 에너지(620)를 기본 반송파 주파수(610)쪽으로 이동시키기 위해 이용될 수 있기 때문에 가치 있다. 이는 두 개의 사인 입력을 곱하고 주파수의 합과 차를 출력하는 믹서 함수를 이용하는 헤테로다이닝에 의해 수행된다. 도 7을 참조하면, 음영은 제3 고조파(720)로부터 기본파(710) 및 제5 고조파(730)로 변환되는 에너지를 표현한다.The second harmonic signal is valuable because it can be used to move the TM sideband energy 620 toward the fundamental carrier frequency 610. [ This is done by heterodyning using a mixer function that multiplies the two sine inputs and outputs the sum and difference of the frequencies. Referring to FIG. 7, the shade represents the energy converted from the third harmonic 720 to the fundamental wave 710 and the fifth harmonic 730.

제2 고조파의 이용은 선택적이다. 종래 기술의 PLL(phase-locked-loop)은 안정적인 제2 고조파를 제공할 수 있다. 또한 존재할 수 있는 비선형성은 일부 사이드 밴드 에너지를 하향 변환할 수 있지만 하향 변환 방법에 안정적이지 않거나 적합하지 않을 수 있다.The use of the second harmonic is optional. A phase-locked-loop (PLL) of the prior art can provide a stable second harmonic. Also non-linearity that may be present may be down-conversion of some sideband energy, but may not be stable or inadequate for the down-conversion method.

통신 규약은 모든 송신기가 출력 필터를 이용하여 지정된 통신 채널 이외로 발산되지 않도록 보증한다. 도 8에 도시된 바와 같이, 출력 필터(810)가 이용되어 지정된 통신 채널에서 전송 중인 고조파들을 제거할 수 있다. 필터는 패스밴드(812)를 포함할 수 있다.The communication protocol ensures that all transmitters are not diverted beyond the designated communication channel using an output filter. As shown in FIG. 8, an output filter 810 may be utilized to remove harmonics in transit on a designated communication channel. The filter may include a passband 812.

전술된 바와 같이 도 9a 및 9b는 직접 스펙트럼 생성을 위한 두 개의 시스템 및 방법을 도시한다. 도 9a는 직접 스펙트럼 생성을 위한 소프트웨어 기반의 시스템 및 방법을 도시하고, 도 9b는 직접 스펙트럼 생성을 위한 하드웨어 기반의 시스템 및 방법을 도시한다. 도 9a에서 클락 신호(910) 및 디지털 변조 신호(920)는 마이크로프로세서(901)로 입력된다. 도 9b에서 반송파 신호(915) 및 아날로그 변조 신호(925)는 비선형 아날로그 회로(902)로 입력된다. 제3 고조파 사이드밴드(예를 들어, TM 변조 성분(620))는 마이크로프로세서(901) 및/또는 회로(902)에 의해 직접적으로 생성되고, 입력 신호에 기반된다. 제3 고조파 사이드밴드(예를 들어, TM 변조 성분(620))은 입력 신호에 기반하여 마이크로프로세서(901) 및/또는 회로(902)에 의해 직접적으로 생성된다. 마이크로프로세서(901) 및/도는 회로(902)는 기본 주파수에서 사이드밴드 에너지(예를 들어, 사이드밴드 에너지(710))를 직접적으로 생성하기 위해 도 9a의 입력 클락(910) 또는 도 9b의 반송파(915)와 함께 제3 고조파 사이드밴드(620)를 직접적으로 추가로 헤테로다인할 수 있다. DS 방법은 전체 수학식의 소프트웨어 생성 또는 상기 수학식을 실행하는 비선형 아날로그 회로에 의존한다. 즉, 도 9a의 마이크로프로세서(901) 및/또는 도 9b의 회로(902)는 공지된 수학적 관계를 이용하여 입력 신호에 의존하여 제3 고조파 사이드밴드(620)를 생성하고 계산한다. 그 후, 제3 고조파 사이드밴드(620)는 제3 고조파 사이드 밴드(620)를 기본 주파수로 이동시키는 마이크로프로세서(901) 및/또는 비선형 아날로그 회로(902)에 의해 헤테로다인된다.9A and 9B illustrate two systems and methods for direct spectral generation as described above. FIG. 9A illustrates a software based system and method for direct spectrum generation, and FIG. 9B illustrates a hardware based system and method for direct spectrum generation. 9A, the clock signal 910 and the digital modulated signal 920 are input to the microprocessor 901. [ 9B, the carrier signal 915 and the analog modulated signal 925 are input to the nonlinear analog circuit 902. [ The third harmonic sideband (e.g., TM modulation component 620) is directly generated by the microprocessor 901 and / or circuit 902 and is based on the input signal. A third harmonic sideband (e.g., TM modulation component 620) is generated directly by microprocessor 901 and / or circuit 902 based on the input signal. The microprocessor 901 and / or the circuitry 902 may be configured to generate the sideband energy (e. G., Sideband energy 710) at the fundamental frequency using the input clock 910 of Figure 9a or the carrier 910 of Figure 9b The third harmonic sideband 620 with the second harmonic sideband 915 can be further heterodyne directly. The DS method relies on the software generation of the whole mathematical expression or on the nonlinear analog circuit executing the above equation. That is, the microprocessor 901 of FIG. 9A and / or the circuit 902 of FIG. 9B use known mathematical relationships to generate and calculate the third harmonic sideband 620 in dependence on the input signal. The third harmonic sideband 620 is then heterodyned by the microprocessor 901 and / or the non-linear analog circuit 902 which moves the third harmonic sideband 620 to a fundamental frequency.

전위 변조의 복조와 수신을 위한 방법 및 시스템이 설명된다. 도 10은 TM 변조 신호를 복조하는 방법 및 시스템을 도시하는 블록도이고, 이는 SCC(Sub-Cycle Calibration)로서 참조될 수 있다. TM 변조의 SCC 복조 방법은 예를 들어 (도 4의 신호(300)등의) QC 방법 섹션에서 도시된 바와 같이 파형의 재현에 의해 시간 영역에서 동작한다.A method and system for demodulation and reception of potential modulation is described. Figure 10 is a block diagram illustrating a method and system for demodulating TM modulated signals, which may be referred to as SCC (Sub-Cycle Calibration). The SCC demodulation method of TM modulation operates in the time domain, for example by reproduction of the waveform as shown in the QC method section (such as signal 300 of FIG. 4).

SCC 방법은 광대역 환경에서 수신되는 신호(1001)에 제3 고조파를 추가한다. PLL(1010)은 정확하고 변조되지 않은 제3 고조파 신호를 생성하고, 이는 요소(1020)의 수신되는 신호(100)에 추가되거나 합쳐진다. 다음으로, 포지티브 및 네거티브 각각의 전압 레벨은 포지티브 피크 디텍터(1030) 및/또는 네거티브 피크 디텍터(1040)에 의해 검출되고 매칭되는 네거티브 및 포지티브 피크 값과 함께 (레퍼런스 램프 생성기(1050)에 의해) 레퍼런스 램프를 생성하기 위해 이용된다. 따라서, 수신되는 신호(1001)의 매 2분의 1 주기(즉, 각각의 피크의 발생)마다, 시스템은 캘리브레이트(calibrate)되고, 새로운 레퍼런스 램프가 생성된다. 램프는 반송파 신호(1001)의 각각의 반주기에서 재생성된다. 피크의 타이밍은 레퍼런스 램프의 타이밍을 설정하는 피크 타이밍 요소(1060)에 의해 이용된다. 변곡은 검출기들(1030 및 1040)에 의해 검출되고 변곡의 타이밍은 레퍼런스 램프를 샘플링하고 레퍼런스 생성기(1050)에 의해 출력되고, 및 샘플링된 램프 값을 유지하기 위해 이용된다. 상기 전압은 TM 변조 아날로그 값이고 샘플 및 홀드 요스(1070)에 의해 출력되고, 직접적으로 이용될 수 있거나 디지털로 변환될 수 있다. 레퍼런스 램프는 네거티브에서 포지티브로 가는 포지티브 기울기의 반송파 반주기를 가진다. 다음의 반송파 반주기(즉, 포지티브에서 네거티브로의 반주기)에서, 레퍼런스 램프는 네거티브 기울기를 가진다.The SCC method adds a third harmonic to the received signal 1001 in a wideband environment. The PLL 1010 generates an accurate, unmodulated third harmonic signal that is added to or merged into the received signal 100 of the element 1020. Next, the respective positive and negative voltage levels are determined (by the reference ramp generator 1050) along with the positive and positive peak values detected and matched by the positive peak detector 1030 and / or the negative peak detector 1040, It is used to generate lamps. Thus, every half cycle (i. E., The occurrence of each peak) of the received signal 1001, the system is calibrated and a new reference ramp is generated. The ramp is regenerated in each half-cycle of the carrier signal 1001. The timing of the peaks is used by the peak timing element 1060 to set the timing of the reference ramp. The distortion is detected by detectors 1030 and 1040 and the timing of the distortion is sampled by a reference ramp, output by reference generator 1050, and used to maintain the sampled ramp value. The voltage is an TM modulated analog value and is output by the sample and hold yos 1070 and can be directly used or converted to digital. The reference ramp has a carrier half period of positive slope going from negative to positive. In the next carrier half cycle (i.e., positive to negative half cycle), the reference ramp has a negative slope.

SCC 복조 시스템 및 방법의 장점은 확실한 복조 테크닉을 제공한다는 점이다. 이는 SCC 복조가 네거티브 및 포지티브 피크 및 이 피크들 사이의 변곡의 존재가 확실할 때만 고려되기 때문이다. 이러한 점에서, SCC 복조는 다른 복조 테크닉에 생길 수 있는 노이즈에 의한 에러에 덜 민감하다.An advantage of the SCC demodulation system and method is that it provides reliable demodulation techniques. This is because the SCC demodulation is only considered when there is a positive and positive peak and the presence of an inflection between these peaks. In this regard, SCC demodulation is less sensitive to errors due to noise that may occur in other demodulation techniques.

도 11은 복조 시스템 및 방법을 도시하는 블록도이고, 이는 본 발명의 추가 실시예에서 3PD(Third-Harmonic Phase Detection)라고 불린다. TM 변조의 3PD 복조 방법은 제3 고조파 구성 성분을 재생성하고 이러한 성분에 존재하는 위상 변조를 복조함으로써 구동된다.FIG. 11 is a block diagram illustrating a demodulation system and method, which is referred to as 3-PD (Third-Harmonic Phase Detection) in a further embodiment of the present invention. The 3PD demodulation method of TM modulation is driven by regenerating the third harmonic component and demodulating the phase modulation present in that component.

도 11에 도시된 바와 같이 수신되는 TM 복조 신호(1101)는 수신되는 신호(1101)로부터 차감 요소(1120)에 의해 차감되는 변조되지 않고 안정된 기본 반송파 신호를 생성하기 위해 PLL(1110)에 의해 이용된다. 차감 요소(1120)로부터의 출력은 기본 반송파 주파수에서 임의의 스퓨리어스 방사(spurious emission)를 필터 아웃하는 기본 노치(notch) 필터(1130)에 의해 필터될 수 있다. 남은 신호가 곧 제3 고조파 위상 검출기(1140)를 구동하는 (예를 들어, TM 변조 구성 성분 등의) 사이드밴드 에너지이다. 제3 고조파 위상 검출기(1140)는 종래의 위상 검출기일 수 있다. 결과 출력(1150)은 TM 변조 아날로그 값이다.The received TM demodulated signal 1101 is used by the PLL 1110 to generate an unmodulated and stable base carrier signal subtracted by the subtracting element 1120 from the received signal 1101, do. The output from the reduction element 1120 can be filtered by a basic notch filter 1130 that filters out any spurious emissions at the fundamental carrier frequency. The remaining signal is the sideband energy (e.g., TM modulation component) that drives the third harmonic phase detector 1140. The third harmonic phase detector 1140 may be a conventional phase detector. The resulting output 1150 is an TM modulation analog value.

도 12는 본 발명의 다른 실시예에 따라 추가의 복조 시스템 및 방법을 도시하는 블록도이다. 도 12에 도시되는 복조 시스템 및 방법은 TM 변조의 패스트 퓨리에 변환 복조 방법이고 사이드밴드 스펙트럼의 분석에 의해 구동한다.12 is a block diagram illustrating a further demodulation system and method in accordance with another embodiment of the present invention. The demodulation system and method shown in FIG. 12 is a fast Fourier transform demodulation method of TM modulation and is driven by analysis of the sideband spectrum.

TMFFT 방법은 가장 단순한 하드웨어 구현을 제공할 수 있지만; 신호 프로세싱 측면에서는 가장 복잡해질 수도 있다. TM 변조되어 수신되는 신호(1201)는 아날로그 디지털 컨버터에 의해 양자화된 후, FFT 기능(1210)에 의해 분석된다. 수신기가 신호를 변환에 적합하게 디지털 비트 레벨로 증폭한 후, 신호는 구성 요소(1210)으로 출력되고, 이는 컴퓨터 CPU 같은 프로세서일 수 있고, 퓨리에 변환을 계산하도록 특별하게 디자인된 임의의 맞춤 집적 회로 도는 FPGA(Field Programmable Gate Array) 같은 전용의 프로세서일 수 있다. FFT 요소(1210)의 출력은 불연속적인(discrete) 주파수에서 수신되는 TM 신호(1201)의 신호 강도를 나타내는 많은 데이터 값이다. TM 스펙트럼은 동작의 TM 모드 -심볼당 비트의 수(즉, TM 변조 기간 당 할당되는 비트의 수) 및 심볼의 속도- 와 관련된 후 알려진다.The TMFFT method can provide the simplest hardware implementation; It may be the most complex in terms of signal processing. The TM modulated received signal 1201 is quantized by the analog to digital converter and then analyzed by the FFT function 1210. After the receiver has amplified the signal to a digital bit level suitable for conversion, the signal is output to component 1210, which may be a processor such as a computer CPU, and any custom integrated circuit Or a dedicated processor such as a field programmable gate array (FPGA). The output of the FFT element 1210 is a number of data values that represent the signal strength of the TM signal 1201 received at a discrete frequency. The TM spectrum is known after the TM mode of operation - the number of bits per symbol (i.e., the number of bits allocated per TM modulation period) and the speed of the symbol.

심볼의 속도는 심볼당 반송파 주기의 수에 의해 나눠지는 반송파 주파수와 같다. 수학적으로 설명하면 다음과 같다.The speed of the symbol is equal to the carrier frequency divided by the number of carrier cycles per symbol. Mathematically, it is as follows.

1 MHz 반송파 주파수/ 심볼당 10 반송파 주기 = 초당 100,000 개의 심볼1 MHz Carrier frequency / 10 Carrier cycles per symbol = 100,000 symbols per second

심볼의 주파수는 초당 100,000 심볼 / 2 = 초당 50,000 심볼 주기이다.The frequency of the symbol is 100,000 symbols per second / 2 = 50,000 symbol periods per second.

따라서 관련된 주파수, 즉 심볼의 주기 주파수는 50 kHz이고, 이는 반송파 주파수보다 50 kHz 높고 낮은 것이다. 더 정확한 FFT 복조 프로세스는 심볼당 6 비트 또는 64 변조 레벨과 같은 많은 변조 레벨이 존재하는 경우에 추가적인 베셀(Bessel) 관련 사이드밴드를 포함하기 위해 100 kHz 및 150 kHz를 바라본다. 또한 심볼당 반송파 주기가 조금 있는 경우, 더 많은 사이드밴드 주파수가 복조 에러율을 제거한다. 일부 수신기에서 반송파 주파수는 반송파 주파수를 영으로 두는 베이스밴드 또는 증폭을 위한 중간 주파수(intermediate frequency; IF)로 헤테로다인된다.The associated frequency, i.e., the periodic frequency of the symbol, is 50 kHz, which is 50 kHz higher and lower than the carrier frequency. A more accurate FFT demodulation process looks at 100 kHz and 150 kHz to include additional Bessel related side bands when there are many modulation levels, such as 6 bits per symbol or 64 modulation levels. Also, in the presence of a few carrier cycles per symbol, more sideband frequencies eliminate the demodulation error rate. In some receivers, the carrier frequency is heterodyned to the baseband, which puts the carrier frequency at zero, or to the intermediate frequency (IF) for amplification.

50 kHz FFT 출력값은 TM 변조를 따르는 값을 가질 수 있다. TM 변조가 심볼당 4비트를 가지는 경우, FFT 출력의 수치변환으로부터의 변환이 16 레벨 안으로 넣어지고, 4개의 이진 비트로 변환되어 TM 변조 값을 생성한다.The 50 kHz FFT output value may have a value following TM modulation. If the TM modulation has 4 bits per symbol, the transform from the numerical conversion of the FFT output is put into 16 levels and converted into 4 binary bits to produce the TM modulation value.

도 13은 TM 신호가 (예를 들어, 변조된 RF 신호 등과 같은) 존재하는 신호에 합산되어 구성되는 신호를 생성하고 전송하는 TM 송신기(1300)를 설명하는 블록도이다. TM 송신기(1300)는 반송파 신호 생성부(1310) 및 TM 변조 신호 처리부(1320)를 포함한다. 반송파 신호 생성부(1310)의 명시적인 구현이 도 14의 블록도에 도시되고, TM 변조 신호 처리부(1320)의 명시적인 구현이 도 15의 블록도에 도시된다.FIG. 13 is a block diagram illustrating a TM transmitter 1300 that generates and transmits a TM signal that is configured to be added to an existing signal (e.g., a modulated RF signal, etc.). The TM transmitter 1300 includes a carrier signal generator 1310 and a TM modulation signal processor 1320. An explicit implementation of the carrier signal generator 1310 is shown in the block diagram of FIG. 14, and an explicit implementation of the TM modulation signal processor 1320 is shown in the block diagram of FIG.

반송파 신호 생성부(1310)는 (변조되었거나 그렇지 않은) 존재하는 신호(1301)의 (지시 커플러(directional coupler)(1312) 등에 의한) 로우 레벨 샘플 및 (AM, FM 또는 임의의 다른 종래의 변조 형식) 임의의 존재하는 종래 변조의 스트리핑(stripping)을 획득하기 위해 동작되고, 단일의 기본 주파수 반송파 신호(FC - Fundamental Carrier)를 획득하기 위해 동작한다. 존재하는 종래의 변조는 밴드 패스 필터 스테이지(1314)에 의해 존재하는 신호(1301)의 샘플로부터 스트립될 수 있고, 이는 주파수 반송파 신호로부터 종래의 변조를 제거하기 위해 선택되는 좁은 대역통과의 영역을 가질 수 있다. 제2 고조파 생성기(1316)는 제2 고조파 신호(H2 - 제2 고조파)를 예를 들어, FC 신호에 자신을 곱함으로써 생성한다. 유사하게, 제3 고조파 생성기(1318)는 제3 고조파 신호(H3)를 예를 들어 H2에 의해 FC를 곱함으로써 생성한다. 제1 및 제2 고조파 생성기(1316, 1318)는 예를 들어 PLL을 포함하는 고조파를 생성하는 임의의 공지된 방법 또는 회로이거나 이를 포함할 수 있다.Carrier signal generator 1310 may generate low level samples (e.g., by way of directional coupler 1312, etc.) of existing signals 1301 (modulated or otherwise) and (AM, FM or any other conventional modulation format ) Is operated to obtain a stripping of any existing conventional modulation and operates to obtain a single fundamental frequency carrier (FC - Fundamental Carrier). The existing conventional modulation can be stripped from the sample of signal 1301 present by bandpass filter stage 1314, which has a narrow bandpass region that is selected to remove conventional modulation from the frequency carrier signal . The second harmonic generator 1316 generates the second harmonic signal (H2 - second harmonic), for example, by multiplying the FC signal by itself. Similarly, the third harmonic generator 1318 generates the third harmonic signal H3 by multiplying FC by H2, for example. The first and second harmonic generators 1316 and 1318 may be or include any known method or circuit for generating harmonics including, for example, a PLL.

도 14에 도시된 바와 같이, 밴드 패스 필터 스테이지(1314)는 매우 좁은 대역폭을 갖는 제1 SAW 필터(1313), 게인 스테이지(1315), 진폭의 안정을 위한 비교기(comparator)(1317) 및 좁은 진폭을 갖는 제2 SAW 필터(1310)를 포함할 수 있다. 위상 조정 스테이지(1311)는 위상을 조정하고 TM 출력 기본 반송파를 존재하는 기본 신호(즉, FC)에 고정하기 위한 반송파 신호 생성부(1310)에 포함될 수 있다. 제2 및 제3 고조파 생성기는 신호 곱셈기(multiplier)(1316, 1318)로서 수행될 수 있다.14, the bandpass filter stage 1314 includes a first SAW filter 1313 having a very narrow bandwidth, a gain stage 1315, a comparator 1317 for stability of amplitude, and a narrow amplitude And a second SAW filter 1310 having a second SAW filter 1310. [ The phase adjustment stage 1311 may be included in the carrier signal generator 1310 for adjusting the phase and fixing the TM output base carrier to the existing base signal (i.e., FC). The second and third harmonic generators may be implemented as signal multipliers 1316 and 1318.

도 14 및 15에 도시된 바와 같이, TM 기본 반송파 및 현재 신호의 기본 반송파는 (예를 들어 위상 조정 스테이지(1311)에 의해) 위상이 고정되어 기록된다. 이는, TM 출력의 기본 반송파 신호를 컴바이너(combiner)(1338)에서 현재 신호의 기본 반송파로 위상 조정하기 위해 TM 변조 회로를 큰 위상을 고정하는 루프 내에 위치시키는 피드백 루프에 의해 수행될 수 있다.As shown in FIGS. 14 and 15, the fundamental carrier of the TM base carrier and the current signal is recorded with the phase fixed (for example, by the phase adjustment stage 1311). This can be done by a feedback loop that places the TM modulation circuit in a loop that locks the large phase to phase adjust the TM carrier's primary carrier signal from the combiner 1338 to the primary carrier of the current signal .

도 14에 도시되는 회로는 정확한 현재 신호 주파수에 완전히 의존적인 주파수에서 생성되기 때문에 중요하다. 오프 주파수 신호는 TM에 운용상에 영향을 미치지 않는다.The circuit shown in FIG. 14 is important because it is generated at a frequency that is entirely dependent on the exact current signal frequency. Off frequency signal does not affect the operation in the TM.

TM 변조 신호는 TM 변조 신호 처리부(1320)를 통해 처리된다. TM 변조는 기본 주파수(FC)로 번역되는 제3 고조파 주파수에 위치되고 현재 신호(1301)와 결합된다.The TM modulation signal is processed through the TM modulation signal processing unit 1320. TM modulation is located at the third harmonic frequency translated into the fundamental frequency FC and is combined with the current signal 1301.

TM 송신기(1300)의 TM 변조 신호 처리부(1320)로의 TM 변조 신호 입력(1302)은 통신 채널 대역폭과 일치되는 사이드밴드 에너지를 생성하기 위해 (예를 들어, 로우 패스 변조 나이퀴스트(Nyquist) 제한 필터(1322) 등에 의해) 대역폭이 제한적이고 아날로그 특성이 있다. 다음으로 TM 변조 신호는 인버팅 옵티마이저(1324) 및 TM 모듈레이터(1326) (또는 타임 시프트 모듈레이터)에 의해 처리된다. 도 15에 도시된 바와 같이 게인 스테이지(1321)이 포함될 수 있고, 인버팅 옵티마이저(1324)는 최적화하는 단계뿐만 아니라 샘플 및 유지 기능도 포함할 수 있다. 로우 패스 필터(1322), 게인 스테이지(1321) 및 인버팅 옵티마이저(1324)는 통신 채널 대역폭을 TM 변조 대역폭으로 제한하는 것을 수행한다. 최적화는 인버팅 옵티마이저(1324)에 대한 입력 신호의 존재 또는 부재를 통해 온 또는 오프될 수 있다.The TM modulation signal input 1302 to the TM modulation signal processing portion 1320 of the TM transmitter 1300 may be used to generate side band energy consistent with the communication channel bandwidth (e.g., a low pass modulation Nyquist limit Filter 1322, etc.) have limited bandwidth and analog characteristics. The TM modulation signal is then processed by the inverting optimizer 1324 and TM modulator 1326 (or time shift modulator). A gain stage 1321 may be included as shown in FIG. 15, and the inverting optimizer 1324 may include sample and hold functions as well as optimizing. The low pass filter 1322, gain stage 1321 and inverting optimizer 1324 perform limiting the communication channel bandwidth to the TM modulation bandwidth. The optimization may be turned on or off through the presence or absence of an input signal to the inverting optimizer 1324.

제3 고조파 신호(H3)는 제3 고조파 신호를 타임 시프트함으로써 TM 모듈레이터 (또는 타임 시프트 모듈레이터)를 구동한다. 이는 일련의 베셀(Bessel) 기능 사이드밴드를 생성한다. 오직 한 세트의 상부 및 하부 사이드밴드가 TM 복조에 필요하다. 이런 사이드밴드는 통신 채널 대역폭과 맞추기 위해 TM 변조 프로세스에 앞서 TM 변조 신호를 필터링함으로써 제3 고조파에 대해 대역폭이 제한된다.The third harmonic signal H3 drives the TM modulator (or time shift modulator) by time-shifting the third harmonic signal. This creates a series of Bessel function sidebands. Only one set of upper and lower sidebands are required for TM demodulation. This sideband is bandwidth limited for the third harmonic by filtering the TM modulation signal prior to the TM modulation process to match the communication channel bandwidth.

발명자는 시뮬레이션을 통해 본서에 기술된 타임 시프트 변조가 위상 시프트 변조와 달리 오직 단일 쌍의 사이드밴드를 생성하는 것을 확인했다. 이는 실험실에서 오실로스코프 및 스펙트럼 분석기 장비에 의해 확인된다. 위상 변조는 예상된 바와 같이 사이드밴드의 베셀 시리즈를 생성한다. 반면에 타임 시프트 변조는 오직 한 세트의 상부 및 하부 사이드밴드를 생성한다.The inventors have confirmed through simulation that the time shift modulation described herein produces only a single pair of side bands, unlike phase shift modulation. This is confirmed by the oscilloscope and spectrum analyzer equipment in the laboratory. Phase modulation creates a vessel series of sidebands as expected. While time shift modulation produces only one set of upper and lower side bands.

TM 모듈레이터(1326) (또는 타임 시프트 모듈레이터)는 전압 제어 시간 지연으로 수정되는 올 패스(All-Pass) 필터를 통해 타임 시프트 변조를 수행할 수 있다. 제어 전압은 (최적화되거나 그렇지 않은) 조건부의 TM 변조 신호에 의해 제공된다. 타임 시프팅은 제3 고조파(H3) 신호에서 일어난다. TM 변조(1326)는 타임 시프트 변조에 대해 본서에서 전술되었고, 당업자에 의해 TM 모듈레이터(1326)가 유사하게 위상 시프트 모듈레이터일 수 있다는 것이 이해될 것이다.TM modulator 1326 (or time shift modulator) may perform time shift modulation through an all-pass filter that is modified with a voltage controlled time delay. The control voltage is provided by the conditional TM modulated signal (which may or may not be optimized). Time shifting occurs at the third harmonic (H3) signal. TM modulation 1326 has been described herein in terms of time shift modulation and it will be understood by those skilled in the art that TM modulator 1326 may similarly be a phase shift modulator.

TM 모듈레이터(1326) (또는 타임 시프트 모듈레이터)에서 이용될 수 있는, 시간 지연 회로, 원리 및 기능에 대한 추가의 세부사항이 후술될 것이다. 사인파와 같은 단일 주파수 입력 신호에서 시간 지연은 위상 시프트에 대해 아날로그적이다.Additional details of the time delay circuit, principle and function that may be utilized in the TM modulator 1326 (or time shift modulator) will be described below. In a single frequency input signal such as a sine wave, the time delay is analog to the phase shift.

올 패스 필터는 연산 증폭기 출력 및 네거티브 또는 인버팅 연산 증폭기 입력으로부터 연결되는 피드백 저항, 및 네거티브 또는 인버팅 연산 증폭기 입력으로부터 신호 입력으로 연결되는 동일한 값의 제2 저항, 및 하나의 말단은 신호 입력에 연결되고 다른 하나의 말단은 접지된 일련의 커패시터 및 저항 네트워크의 중간 접합에 연결되는 포지티브 또는 비-인버팅 입력을 가지는 연산 증폭기를 포함할 수 있다.The all-pass filter includes a feedback resistor connected from the op-amp output and the negative or inverting op-amp input and a second resistor of the same value connected from the negative or inverting op-amp input to the signal input, And an operational amplifier having a series of capacitors connected at one end to the ground and a positive or non-inverting input coupled to an intermediate junction of the resistive network.

직렬의 커패시터 또는 저항의 값은 접지 연결을 직렬의 RC 네트워크로 교체하는 멀티플라이어 출력 및 상기 직렬 네트워크의 중간 접합과 연결되는 4 상한의(four-quadrant) 멀티플라이어의 제1 입력 및 제어 신호 입력(즉, TM 변조 신호)으로서의 제2 입력을 가진 4 상한의 멀티플라이어를 이용함으로써 제어 신호와 함께 수정될 수 있다.The value of the series capacitor or resistor is multiplied by a first input and a control signal input of a four-quadrant multiplier coupled to the intermediate junction of the serial network and a multiplier output that replaces the ground connection with a serial RC network That is, a TM modulated signal) by using a four-high limit multiplier with a second input as the control signal.

입력 제어 신호에 따른 입력 신호의 시간 지연 시프팅은 시간의 시프트로서 위상의 시프트를 생성할 수 있다.The time delay shifting of the input signal in accordance with the input control signal can produce a shift of the phase as a shift of time.

TM 온/오프 셀렉터(1328)이 포함되어 (예를 들어, 제3 고조파 생성기(1318)로부터의 출력 등의) 변조되지 않은 제3 고조파(H3) 신호 또는 (예를 들어, 시간 시프트 모듈레이터(1326) 등의) TM 변조된 제3 고조파 신호를 선택할 수 있다. 이런 기능은 TM이 사용 중이든 그렇지 않든 전송 안테나(1340)로 전달되는 총 파워를 보존한다.The TM on / off selector 1328 is included to provide an unmodulated third harmonic (H3) signal (e.g., an output from the third harmonic generator 1318) or a third harmonic (H3) ), Etc.) TM-modulated third harmonic signal. This function preserves the total power delivered to the transmit antenna 1340, whether the TM is in use or not.

TM 변조되는 H3 신호는 TM 변조된 H3 신호를 제2 고조파(H2) 신호와 함께 곱함으로써 다운 컨버터(1330) (또는 도 15에 도시되는 "헤테로다인 주파수 번역" 블록(1330)에서)에서 하향 변환된다. 이는 TM 변조되는 H3 신호의 사이드밴드 에너지를 FC 주파수로 이동시키고, 다음으로 대역통과 필터(1332)에 의해 FC에서 변조 대역통과가 필터된다.The TM-modulated H3 signal can be downconverted in downconverter 1330 (or in "Heterodyne frequency translation" block 1330 shown in FIG. 15) by multiplying the TM-modulated H3 signal with a second harmonic (H2) do. This shifts the sideband energy of the TM-modulated H3 signal to the FC frequency, which is then filtered by the bandpass filter 1332 in the FC.

다음으로 결과로 나오는 FC 기반의 TM 신호는 이용할 수 있는 파워 레벨을 수립하는 종래의 증폭을 제공하기 위해 증폭기(1334)를 통과한다. 예를 들어, 증폭기(1334)는 RF 파워 증폭기일 수 있다. FC 기반의 TM 신호는 최종 대역폭-제한의 대역통과 필터(1338) 및 컴바이너(1338)을 통과하여 진행되고, TM 출력 신호는 현재 신호(1301)에 합쳐진다. 합성되어 결합된 신호는 전송을 위해 전송 안테나(1340)에 연결된다. 위상은 TM 출력 신호와 현재 신호(1301) 사이에서 고정된다.The resulting FC-based TM signal then passes through an amplifier 1334 to provide conventional amplification to establish an available power level. For example, amplifier 1334 may be an RF power amplifier. The FC-based TM signal proceeds through the final bandwidth-limited bandpass filter 1338 and combiner 1338 and the TM output signal is summed to the current signal 1301. The combined combined signal is coupled to transmit antenna 1340 for transmission. The phase is fixed between the TM output signal and the current signal 1301.

도 16은 (예를 들어, 현재 신호에 합쳐진 TM 신호 등과 같이) 결합된 신호(1641)를 수신하고 TM 신호를 추출하고 복조하는 TM 수신기(1600)를 도시하는 블록도이다.16 is a block diagram illustrating a TM receiver 1600 that receives a combined signal 1641 (e.g., such as a TM signal added to a current signal) and extracts and demodulates the TM signal.

TM 수신기(1600)는 수신되어 결합된 신호를 가능한 안테나(1640)와 가깝거나 (예를 들어, 대개 일부 통신 기기에 있는 현재 수신기의 출력인) 제1 생성 IF(Intermediate Frequency)에 가깝게 획득한다.TM receiver 1600 obtains the received combined signal close to a possible antenna 1640 or close to a first generated IF (which is typically the output of the current receiver in some communication equipment).

TM 수신기(1600)는 반송파 신호 및 고조파 회수부(1610) 및 TM 분리 및 복조부(1620)를 포함한다. 반송파 신호 및 고조파 회수부(1610)의 명시적인 구현은 도 17의 블록도에서 도시되고, TM 분리 및 복조부(1620)의 명시적인 구현은 도 18의 블록도에 도시된다.The TM receiver 1600 includes a carrier signal and a harmonic recovery unit 1610 and a TM demultiplexer and demodulator 1620. An explicit implementation of the carrier signal and harmonic recovery unit 1610 is shown in the block diagram of FIG. 17 and an explicit implementation of the TM separation and demodulation unit 1620 is shown in the block diagram of FIG.

TM 수신기(1600)의 반송파 신호 및 고조파 회수부(1610)는 다음을 수행하기 위한 회로를 포함한다: (a) 현재 기본 반송파 신호(FC)를 변조되지 않은 신호로서 회수, 회수되는 기본파 신호의 (b) 제2 및 (c) 제3 고조파 신호를 생성. 이것들은 수신된 신호로부터 유도된 신호를 제외한 모든 신호에 로컬 오실레이터로서 동작한다. 이를 위한 회로는 송신기(1300)에서 이용되는 회로와 유사하다.The carrier signal and harmonics recovery unit 1610 of the TM receiver 1600 includes circuitry for performing the following operations: (a) recovering the current fundamental carrier signal FC as an unmodulated signal, (b) generating a second and (c) third harmonic signal. They operate as local oscillators on all signals except those derived from the received signal. The circuit for this is similar to the circuit used in the transmitter 1300.

반송파 신호 및 고조파 회수부(1610)에서 수신 안테나(1640)로부터 또는 (예를 들어, 현재 신호에 합쳐지는 TM 신호를 가지는 결합된 RF 신호 등과 같이) 현재 수신기(대개 일부 통신 기기)의 IF(Intermediate Frequency) 출력으로부터 수신되는 신호(1641)는 순수한 기본 반송파 신호(FC - Fundamental Carrier)를 결과로 나타내며 임의의 현재 변조를 제거하기 위해 아주 좁은 대역통과 필터 스테이지(1614)에 의해 필터링된다. FC는 제2 고조파 신호(H2)를 생성하기 위해 제2 고조파 생성기(1616)에서 자체적으로 곱해진다. FC 및 제2 고조파 신호(H2)는 제3 고조파 신호(H3)을 생성하기 위해 제3 고조파 생성기(1618)에서 함께 곱해진다.(E.g., Intermediate) of the current receiver (typically some communications equipment) from the receive antenna 1640 at the carrier signal and harmonic recovery unit 1610, or from the receive antenna 1640, such as a combined RF signal, Signal 1641 is filtered by a very narrow band pass filter stage 1614 to result in a pure fundamental carrier signal (FC - Fundamental Carrier) and to remove any current modulation. FC is multiplied itself in the second harmonic generator 1616 to produce the second harmonic signal H2. FC and the second harmonic signal H2 are multiplied together in a third harmonic generator 1618 to produce a third harmonic signal H3.

도 17에 도시된 바와 같이, 수신기(1600)의 프론트 엔드는 AGC(Automatic Gain Control)에 희한 제어 게인을 가질 수 있고, SAW 필터(1613) 및 게인 스테이지(1615)를 포함할 수 있다. 송신기(1300)의 반송파 신호 생성부(1310)와 유사하게, 수신기(1600)의 반송파 신호 및 고조파 회수부(1610)는 비교기(1617) 및 제2 SAW 필터(1619)를 포함할 수 있다. 위상 조정 스테이지(1611)는 SAW 필터의 위상 이동을 보상하기 위해 반송파 신호 및 고조파 회수부(1610)에 포함될 수 있다. 제2 및 제3 고조파 생성기는 신호 멀티플라이어(1616, 1618)로서 구현될 수 있다.As shown in FIG. 17, the front end of the receiver 1600 may have a control gain that is fairly good for AGC (Automatic Gain Control), and may include a SAW filter 1613 and a gain stage 1615. Similar to the carrier signal generator 1310 of the transmitter 1300, the carrier signal and harmonics receiver 1610 of the receiver 1600 may include a comparator 1617 and a second SAW filter 1619. The phase adjustment stage 1611 may be included in the carrier signal and the harmonic wave recovering unit 1610 to compensate the phase shift of the SAW filter. The second and third harmonic generators may be implemented as signal multipliers 1616 and 1618.

TM 분리 및 복조부(1620)에서, (AGC 제어 게인과 함께 수신기 프론트 엔드에 의해 프로세싱된 후) 수신되는 신호(1641)는 통신 채널 대역폭과 동일한 대역폭을 가진 대역통과 필터(1636)에 의해 필터되어 대역통과된다.In the TM demultiplexer and demodulator 1620, the received signal 1641 (after being processed by the receiver front end with the AGC control gain) is filtered by a bandpass filter 1636 having the same bandwidth as the communication channel bandwidth Band-pass.

다음으로 광대역 수신신호가 분리 및 추출 공정으로 들어간다. 제1 기능은 수신되는 신호와 이 신호의 지연되는 버전 사이에서 (시간 지연 증폭기(1634)에 의해 수행되는) 차이를 계산하는 것이다. 지연은 제3 고조파 기간의 4분의 1과 같다. 시간 지연 증폭기(1634)는 수신되는 TM 에너지를 분리하는 (예를 들어, 지연 스테이지(1633) 및 차이 증폭 스테이지(1635)) 시간 지연 기반의 필터 회로를 이용한다.Next, the broadband received signal enters the separation and extraction process. The first function is to calculate the difference (performed by the time delay amplifier 1634) between the received signal and the delayed version of this signal. The delay is equal to one quarter of the third harmonic period. Time delay amplifier 1634 utilizes time delay based filter circuitry that separates the received TM energy (e.g., delay stage 1633 and differential amplification stage 1635).

(예를 들어, 기본 주파수 차이 신호 등의) 분리되는 신호는 H2 신호와 곱해짐으로써 업 컨버터(1630)에서 상향 변환된다. 즉, 분리되는 신호는 수신되는 기본 신호(FC)의 제3 고조파 주파수로 헤테로다인된다. 결과는 TM 변조를 가진 (기본 곱셈 항을 제거하기 위해 대역통과 필터(1632)에 의해 필터링된 후의) 제3 고조파 주파수 신호이다. 현재 반송파 변조 및 전송 미디어 효과로 인해 이 점에서 진폭 변화가 있을 수 있다. 따라서 이 신호는 신호의 일반적인 레퍼런스를 가진 아날로그 비교기(1650)에 표현되고, 이는 진폭 차이가 없는 신호를 생성한다. 대역통과 필터(1631)에 의한 필터링은 TM 변조된 제3 고조 반송파 주파수를 선택하고 다른 고조파를 제거한다.A separate signal (e.g., a fundamental frequency difference signal) is up-converted in the up-converter 1630 by being multiplied by the H2 signal. That is, the separated signal is heterodyned with the third harmonic frequency of the received fundamental signal FC. The result is a third harmonic frequency signal with TM modulation (after being filtered by bandpass filter 1632 to remove the base product term). Amplitude changes may be present at this point due to the current carrier modulation and transmission media effects. This signal is thus represented in an analog comparator 1650 with a general reference of the signal, which produces a signal with no amplitude difference. Filtering by the bandpass filter 1631 selects the TM modulated third higher harmonic carrier frequency and removes other harmonics.

전술된 바와 같이 대역통과 필터(1632)로부터의 출력 신호는 아날로그 비교기(1650)로 향할 뿐만 아니라, TM 신호 검출기(1628)로의 입력으로서 이용되고, 이는 상관함수(correlation function)(즉, 대역통과 필터(1632)로부터의 출력으로서 수신되는 신호와 제3 고조파 생성기(1618)로부터의 출력으로서 수신되는 제3 고조파 신호(H3) 사이의 비교 또는 상관)에 기반하여 TM의 존재를 감지한다. TM 신호 검출기(1628)는 TM이 이용 중인지 여부, 즉 TM 신호가 수신되는 신호(1641)에 존재하는지 여부를 지시하는 신호를 출력한다.The output signal from the bandpass filter 1632 as described above is used as an input to the TM signal detector 1628 as well as to the analog comparator 1650 which is a correlation function (i.e., (Comparison or correlation between the signal received as an output from the first harmonic generator 1632 and the third harmonic signal H3 received as an output from the third harmonic generator 1618). TM signal detector 1628 outputs a signal indicating whether the TM is in use, i.e., whether the TM signal is present on received signal 1641. [

추출 프로세스는 수신되는 신호(1641)로부터 TM 신호의 추출 및 분리를 완성한다. 추출된 신호는 TM 정보를 복조하기 위해 필요한, 회수된 레퍼런스의 제3 고조파 신호(예를 들어, 레퍼런스로서 이용되는 수신된 현재 반송파 신호로부터 유도된 H3)와 비교하여 시간 시프트된 TM 변조를 포함한다.The extraction process completes the extraction and separation of the TM signal from the received signal 1641. The extracted signal includes time-shifted TM modulation as compared to a third harmonic signal of the retrieved reference (e.g., H3 derived from the received current carrier signal used as a reference) required to demodulate the TM information .

TM 복조기(1626)는 (제3 고조파 생성기(1618)로부터 레퍼런스 입력으로서 수신한) 제3 고조파 신호(H3)와 TM 변조를 가진 (대역통과 필터(1631)로부터 입력으로서 수신한) 제3 고조파 신호 사이에서 타임 시프트를 센싱함으로써 TM 신호를 복조한다. TM 복조기(1626)는 상관함수로서 두 신호의 곱셈을 이용하여 입력 신호간의 타임 시프트를 감지할 수 있다. 대안적으로, TM 복조기(1626)는 분리 및 추출 프로세스로부터 H3 레퍼런스와 TM 변조 신호 사이에서 타이밍 차이를 검출하기 위해 익스클루시브-OR(Exclusive-OR) 함수를 이용할 수 있다.TM demodulator 1626 receives a third harmonic signal H3 (received as a reference input from third harmonic generator 1618) and a third harmonic signal (received as input from bandpass filter 1631) having TM modulation The TM signal is demodulated by sensing the time shift. The TM demodulator 1626 may use a multiplication of the two signals as a correlation function to sense a time shift between the input signals. Alternatively, the TM demodulator 1626 may use an exclusive-OR (OR) function to detect the timing difference between the H3 reference and the TM modulation signal from the separation and extraction process.

TM 분리 및 변조부(1620)는 전술된 바와 같이, 인버팅 옵티마이저(1624)를 가지는 송신기에 의해 전송되는 신호를 회수하기 위한 인버팅 옵티마이저(1624)를 선택적으로 포함할 수 있다.The TM separation and modulation unit 1620 may optionally include an inverting optimizer 1624 for recovering signals transmitted by a transmitter having an inverting optimizer 1624, as described above.

복조되는 신호는 TM 변조 출력 신호(1602)를 결과로 나타내며 임의의 반송파 및 다른 노이즈 소스를 제거하기 위해 변조 로우 패스 필터(1622)를 통과한다.The demodulated signal results in the TM modulation output signal 1602 and passes through the modulation low-pass filter 1622 to remove any carrier and other noise sources.

도 18은 결합된 신호로부터 수신된 TM 신호를 회복시키는 일련의 기본 기능을 도시한다. 시간 지연 미분기(differentiator) 또는 필터는 최적의 지연 시간 세트: (.25)/(3*ffc)를 가질 수 있다. 이런 값들로부터의 편차는 특정 값들이 분리된 TM 신호 레벨을 실질적으로 삭제함에도 불구하고 줄어든다. 추출 기능은 분리된 신호의 편차의 진폭을 제거한다.Figure 18 shows a series of basic functions for recovering a TM signal received from a combined signal. A time delay differentiator or filter may have an optimal set of delay times: (.25) / (3 * f fc ). Deviations from these values are reduced even though the specific values substantially eliminate the separated TM signal level. The extraction function removes the amplitude of the deviation of the separated signal.

도 18에 도시되는 분리 기능의 시간 지연 기반의 필터 회로는 도 19에 도시된 바와 같이 특이 주파수 반응 행동을 가진다. DC의 주파수, 제6 고조파 등에는 기간에 따라 신호를 취소하는 단계가 있다.The time delay based filter circuit of the separation function shown in Fig. 18 has a singular frequency response behavior as shown in Fig. The frequency of the DC, the sixth harmonic, etc. have a step of canceling the signal according to the period.

현재 신호 수신기는 TM 신호 사이드밴드 에너지에 반응하지 않는다. TM의 현재 신호로의 추가는 수신되는 현재 신호의 SNR(signal-to-noise ratio)을 줄이는 효과를 가진다. 또한, 현재 신호로부터 수신되는 TM 신호까지의 노이즈의 원인이 존재한다.The current signal receiver does not respond to the TM signal sideband energy. The addition of TM to the current signal has the effect of reducing the signal-to-noise ratio (SNR) of the current signal being received. There is also a cause of noise to the TM signal received from the current signal.

TM 수신기(1600)는 수신되는 기본파 신호와 관련되는 제2 및 제3 고조파 신호에 의존한다. 도플러 효과로 인한 주파수 시프팅 또는 (수신기 또는 송신기를 이동시키는) 가변 신호 경로 길이는, 전체 프로세스가 현재 신호 주파수에 참조되기 때문에 TM 신호의 복조에 아무 효과가 없다.The TM receiver 1600 relies on the second and third harmonic signals associated with the received fundamental wave signal. The frequency shifting due to the Doppler effect or the variable signal path length (moving the receiver or transmitter) has no effect on the demodulation of the TM signal since the entire process is referenced to the current signal frequency.

도 13 내지 19를 참조하여 전술된 바와 같이, TM 변조는 전송파 신호에서 제공될 수 있고, 이는 현재 송신 신호로부터 유도될 수 있다. 다음으로, 변조되는 TM 신호는 현재 수신 신호와 결합될 수 있고, 이에 따라 미리 정의된 통신 채널의 정보 대역폭을 증가시킨다. 도 13 내지 19에서 TM 신호의 특정 사항에 대해 기술되었지만, 이는 제한적이지 않은 의도이며, 동일한 기능 및 원리가 임의의 변조 신호에 적용될 수 있다. 정보는 다른 주파수의 두 신호 사이에서 시간 또는 위상 각도의 차이로서 전송될 수 있다.As described above with reference to Figures 13-19, TM modulation may be provided in the transmitted wave signal, which may be derived from the current transmitted signal. Next, the modulated TM signal can be combined with the currently received signal, thereby increasing the information bandwidth of the predefined communication channel. Although specific aspects of the TM signal are described in Figures 13-19, this is not intended to be limiting, and the same function and principle may be applied to any modulated signal. The information may be transmitted as a difference in time or phase angle between two signals at different frequencies.

이에 따라 방법이 제공되어, 제1 반송파 신호 주파수와 고조파로서(harmonically) 연관되고, 제1 반송파 신호를 변조하는 정보에 독립적인 정보를 이용하여 변조되는 주파수를 가지는 제2 반송파 신호를 추가함으로써 임의의 정의된 통신 채널의 정보 대역폭을 증가시킨다. 제2 신호 및 변조 사이드밴드는 제1 반송파 신호의 주파수로 헤테로다인될 수 있고, 변조 사이드밴드는 통신채널의 대역폭보다 작거나 같을 수 있다.A method is thus provided to add a second carrier signal having a frequency that is harmonically related to the first carrier signal frequency and that is modulated using information independent of the information modulating the first carrier signal, Increases the information bandwidth of the defined communication channel. The second signal and modulation sideband may be heterodyne with the frequency of the first carrier signal, and the modulation sideband may be less than or equal to the bandwidth of the communication channel.

제1 반송파 신호 및 제2 변조 반송파 신호는 어떤 수정 없이도 전송될 수 있다.The first carrier signal and the second modulated carrier signal may be transmitted without any modification.

제1 반송파 신호는 (임의 타입의 변조를 이용하여) 변조되거나 변조되지 않을 수 있고, 제2 반송파 신호는 타임 시프팅 될 수 있고 각에 관한 변조가 될 수 있다. 제2 반송파 신호는 제1 반송파 신호의 주파수에 대해 알려진 관계를 가지는 주파수를 가질 수 있다. 유사하게, 제2 반송파 신호는 제1 반송파 신호에 대해 위상 각 또는 타이밍 관계를 가질 수 있다. 전송되는 정보는 제2 반송파 신호에 대한 타이밍 시프팅 또는 각 변조를 야기할 수 있고, 제2 반송파 신호 변조의 수단은 제1 반송파 신호에 대해 시간 또는 위상 각 관계를 변화시킬 수 있다.The first carrier signal may or may not be modulated (using any type of modulation), and the second carrier signal may be time shifted and may be modulated with respect to the angle. The second carrier signal may have a frequency that has a known relationship to the frequency of the first carrier signal. Similarly, the second carrier signal may have a phase angle or timing relationship to the first carrier signal. The information to be transmitted may cause timing shifting or angular modulation for the second carrier signal and the means of the second carrier signal modulation may change the time or phase angle relationship with respect to the first carrier signal.

시간 시프트되거나 각에 관해 변조된 제2 반송파 신호는 제1 반송파 신호의 변조가 존재하는 경우, 제1 반송파 신호의 범위와 동일한 주파수 또는 통신에 이용되는 통신 채널 대역폭 내에 놓인 주파수를 점유하기 위해 주파수 이동된 사이드밴드 에너지를 생성한다. 제1 반송파 신호와 제2 반송파 신호의 사이드밴드의 결합은 통신 채널의 주파수 한도 내에서 함께 송신될 수 있고 수신 장치에 의해 수신될 수 있다. 추가로, 두 반송파 신호의 결합은 대역폭의 제한 없이 전송될 수 있고 수신 장치에 의해 수신될 수 있다.The second carrier signal, time shifted or modulated relative to the angle, is frequency shifted to occupy the same frequency as the range of the first carrier signal or within the communication channel bandwidth used for communication, if modulation of the first carrier signal is present Gt; sideband energy < / RTI > The combination of the sidebands of the first carrier signal and the second carrier signal may be transmitted together within the frequency range of the communication channel and received by the receiving device. In addition, the combination of the two carrier signals can be transmitted without limitation of bandwidth and can be received by the receiving device.

수신 장치는 복조를 위한 참조 신호로서 제1 반송파 신호를 이용하여 제2 반송파 신호의 변조 신호를 복조할 수 있다.The receiving apparatus can demodulate the modulated signal of the second carrier signal using the first carrier signal as a reference signal for demodulation.

또한 쿼드러쳐 전위(quadrature transpositional) 변조 방법, 또는 제2 전위 변조(transpositional modulated; TM) 신호를 현재 전위 변조 신호에 더하는 방법이 제공되어, 이로 인해 전술된 바와 같이 고정 통신 채널 내에서 정보 대역폭을 증가시켜 전위 변조에 의해 제공된 것을 넘길 수 있다.Also provided is a method of adding a quadrature transpositional modulation method or a second transpositional modulated (TM) signal to a current potential modulated signal, thereby increasing the information bandwidth within the fixed communication channel, To pass on what is provided by potential modulation.

일실시예에서, 제2 전위 변조 신호는 현재 전위 변조 신호와 주파수는 동일하나 90도 또는 4분의 1주기만큼 위상의 차이가 있는 기본 반송파 신호 주파수를 이용함으로써 현재 전위 변조 신호에 추가될 수 있다. 이는 종래의 진폭, 주파수 및 위상 변조와 함께 전위 변조의 상호간의 트랜스패런시(transparency) 특성을 유지한다. 쿼드러쳐 전위 변조 신호의 추가는 또한 두 개의 전위 변조 반송파 사이에서 상호간의 트랜스패런시 특성을 가지고, 현재 종래의 변조 신호 사이에서 트랜스패런시를 가진다.In one embodiment, the second electric potential modulated signal may be added to the current electric potential modulated signal by utilizing the fundamental carrier signal frequency that is the same frequency as the current electric potential modulated signal but with a phase difference of ninety degrees or quarter periods . This maintains mutual transparency characteristics of potential modulation with conventional amplitude, frequency and phase modulation. The addition of the quadrature potential modulation signal also has a mutual transfarency characteristic between the two potential-modulated carriers and has transfarency between current conventional modulated signals.

전위 변조는 예를 들어 광학 통신 등을 포함하는 많은 방법에서 이용될 수 있다. 본서에 제공된 방법은 증가되는 데이터 대역폭 통신을 위해 광학 주파수 빔 위에 광대역 전위 변조 신호를 직접 위치시키는 방법이다.Potential modulation can be used in many ways including, for example, optical communication and the like. The method presented in this paper is a method of directly positioning a wideband electric potential modulation signal on an optical frequency beam for increased data bandwidth communication.

광학 빔은 광학빔의 광대역 특성을 위해 이용된다. 이것들은 다양한 수단에 의해 변조된다. 전위 변조는 다양한 방법의 정보 통신을 위한 광학 빔 위에 놓여질 수 있고, 이런 모든 것들은 본 발명에 의해 고려되거나 그 범위 내에 있다.The optical beam is used for the broadband characteristic of the optical beam. These are modulated by various means. Potential modulation can be placed on optical beams for various methods of information communication, all of which are contemplated or within the scope of the present invention.

이러한 실시예가 다음과 같이 설명된다. 반송파 신호가 정보를 전달하기 위해 임의의 변조 방법이 요구된다. 전위 변조는 전위 변조 반송파를 위해 현재 변조되는 반송파 신호를 이용할 수 있다. 전위 변조는 반송파 신호가 존재하지 않는 경우 반송파 신호를 공급할 수 있다. 전위 변조 반송파 신호는 현재 신호의 이용여부와 상관없이, 광학 변조를 구동하기 위해 이용된다.This embodiment is described as follows. Any modulating method is required for the carrier signal to carry information. Potential modulation can utilize a carrier signal that is currently modulated for a potential modulated carrier. The electric potential modulation can supply a carrier signal in the absence of a carrier signal. An electric potential-modulated carrier signal is used to drive the optical modulation regardless of whether or not the current signal is used.

광학 모듈레이터는 광발산 다이오드 드라이버, 레이저 다이오드 드라이버로부터 광학빔의 위상 또는 불투명함을 변하게 하는 광학 빔 모듈레이터까지 움직인다. 본서에 제시된 능력은 전위 변조 반송파 신호를 단일 모듈레이터 장치에 적용하는 능력이다. 이는 종래의 진폭, 주파수, 또는 위상 변조를 이용하는 현재 정보 대역폭을 증가시킬 수 있게 한다.The optical modulator moves from the light emitting diodes driver to the optical beam modulator, which changes the phase or opacity of the optical beam from the laser diode driver. The capabilities presented in this document are the ability to apply a potential modulated carrier signal to a single modulator device. This makes it possible to increase the current information bandwidth using conventional amplitude, frequency, or phase modulation.

다른 어떤 변조의 제시 없이, 전위 변조의 제3 고조파 성분을 포함하는 제한되지 않는 대역폭의 전위 변조 신호가 송신된다. 이는 전형적인 약한 감쇄가 있는 경우 낮은 주파수에 기본 주파수 성분을 위치시킨다. 전위 복조는 참조를 위해 이런 성분에 의존한다. 제3 고조파 성분의 높은 주파수는 가능한 가장 넓은 정보 변조 대역폭을 따르는 넓은 대역폭을 가진다.Without presenting any other modulation, an unrestricted bandwidth of the potential modulated signal comprising the third harmonic component of the potential modulation is transmitted. This places the fundamental frequency component at a lower frequency if there is a typical weak attenuation. Dislocation demodulation depends on these components for reference. The high frequency of the third harmonic component has a wide bandwidth that follows the widest possible information modulation bandwidth.

다른 실시예에서, 두 개의 분리된 광학 빔이 이용될 수 있고, 낮은 주파수의 빔은 종래와 같이 (예를 들어, 진폭과 위상 변조를 이용하여) 변조되고 전위 변조를 위한 참조 반송파로서 이용된다. 높은 주파수 광학 빔은 전위 변조의 제3 고조파 성분을 위해 이용된다.In another embodiment, two separate optical beams may be used, the low frequency beam being modulated (e.g., using amplitude and phase modulation) as is conventional and used as a reference carrier for potential modulation. The high frequency optical beam is used for the third harmonic component of the potential modulation.

전위 변조가 이용될 수 있는 다른 방법은 수중 무선 통신 등을 위한 초음파 통신에서이다. 예를 들어, 일실시예에서 전위 변조 신호는 음향(acoustic) 신호를 생성하기 위해 초음파 트랜스듀서에 적용될 수 있고, 음향 신호는 본래의 변조 정보를 회수하기 위해 수신되어 복조될 수 있다. 변조 프로세스는 영(zero)에 가까운 임피던스 구동을 부과하여 트랜스듀서의 자연스러운 공명 주파수 너머에서의 동작을 강제한다.Another method by which potential modulation can be used is in ultrasound communication for underwater wireless communications and the like. For example, in one embodiment, the potential modulation signal may be applied to an ultrasonic transducer to produce an acoustic signal, and the acoustic signal may be received and demodulated to recover the original modulation information. The modulation process imposes near-zero impedance drive to force motion beyond the natural resonant frequency of the transducer.

변조의 광대역폭에 추가하여, 수신기는 공명의 피크 반응 없이 음향 에너지를 전기 에너지로 변환하는 기술에 기반하여 자연스러운 최대 대역폭을 이용할 수 있다. 이렇게 수신되는 트랜스듀서는 감도와 함께 광대역 반응을 제공하는 MEMS(MicroElectroMechanical Systems) 기술을 이용하여 제조된다.In addition to the modulation bandwidth, the receiver can take advantage of the natural maximum bandwidth based on the technology of converting acoustic energy into electrical energy without resonance peak response. The transducers thus received are fabricated using MEMS (Micro Electro Mechanical Systems) technology, which provides a broadband response with sensitivity.

하나의 전위 변조 반송파 주파수가 이용될 수 있다. 두 개의 분리된 초음파 주파수가 기본 반송파 신호 성분 및 제3 고조파 성분 신호를 독립적으로 전달하기 위해 이용될 수 있다.One potential-modulated carrier frequency may be used. Two separate ultrasonic frequencies may be used to independently deliver the primary carrier signal component and the third harmonic component signal.

본 발명의 전술된 실시예, 임의의 "선호되는" 실시예들은 단지 구현이 가능한 예시 및 발명의 원리를 명확하게 이해하도록 설명된 것뿐이다. 많은 변형 및 수정이 본 발명의 원리와 기본으로부터 벗어나지 않은 채 전술된 실시예에 이뤄질 수 있다. 이러한 모든 변형 및 수정은 다음의 청구항에 의해 보호되고 본 발명 및 본 발명의 범위 내에서 본서에 포함되는 것으로 의도된다.The above-described embodiments of the present invention, any "preferred" embodiments are merely illustrative of possible implementations and clearly understand the principles of the invention. Many variations and modifications may be made to the above-described embodiments without departing from the principles and basics of the invention. All such modifications and variations are intended to be protected by the following claims and are intended to be included herein within the scope of the present invention and the present invention.

Claims (17)

  1. 정의되는 통신 채널의 정보 대역폭(bandwidth)이 증가하는 방법에 있어서,
    제1 반송파 신호 주파수를 가지는 제1 변조 신호(modulated signal)를 수신하는 단계;
    제2 반송파 신호 주파수를 가지는 제2 변조 신호를 수신하는 단계, -단, 상기 제2 변조 신호는 상기 제1 반송파 신호를 변조하는 정보에 독립적인 정보와 함께 변조되고, 상기 제2 반송파 신호 주파수는 상기 제1 반송파 신호 주파수와 연관되는 고조파(harmonically) 또는 저조파(sub-harmonically)임-; 및
    상기 제1 및 제2 신호를 결합하는 단계
    를 포함하는 방법.
    In a method for increasing the information bandwidth of a defined communication channel,
    The method comprising: receiving a first modulated signal having a first carrier signal frequency;
    Receiving a second modulated signal having a second carrier signal frequency, wherein the second modulated signal is modulated with information independent of the information modulating the first carrier signal, and wherein the second carrier signal frequency is Harmonically or sub-harmonically associated with the first carrier signal frequency; And
    Combining the first and second signals
    ≪ / RTI >
  2. 제1항에 있어서,
    상기 제2 신호는 상기 제1 반송파 신호의 상기 주파수로 헤테로다인(heterodyned)되는 방법.
    The method according to claim 1,
    Wherein the second signal is heterodyned with the frequency of the first carrier signal.
  3. 제1항 또는 제2항에 있어서,
    전송 장치에 의해 상기 결합되는 신호를 전송하는 단계;
    수신 장치에 의해 상기 결합되는 신호를 수신하는 단계; 및
    상기 제1 반송파 신호를 참조로 이용하는 상기 결합되는 신호로부터 상기 제2 변조 신호를 복조하는 단계
    를 추가로 포함하는 방법.
    3. The method according to claim 1 or 2,
    Transmitting the combined signal by a transmission device;
    Receiving the combined signal by a receiving device; And
    Demodulating the second modulated signal from the combined signal using the first carrier signal as a reference
    ≪ / RTI >
  4. 입력 제어 신호에 따라 입력 신호를 시프트하는 시간 지연을 위한 시간 시프트 모듈레이터에 있어서,
    전압 제어 시간 지연과 함께 변형되는 올 패스(all-pass) 필터를 포함하는 모듈레이터.
    A time shift modulator for time delaying an input signal according to an input control signal,
    A modulator comprising an all-pass filter transformed with a voltage controlled time delay.
  5. 제4항에 있어서,
    상기 올 패스 필터는
    연산 증폭기(operational amplifier) -단, 상기 연산 증폭기 출력과 상기 연산 증폭기의 상기 반전 입력 사이에서 연결되는 피드백 저항을 가짐-;
    상기 피드백 저항의 레지스턴스(resistance)와 실질적으로 동일한 레지스턴스를 가지는 제2 저항 -단, 상기 제2 저항은 상기 연산 증폭기의 상기 반전 입력과 신호 입력 사이에서 연결됨-; 및
    직렬의 커패시터 및 저항 네트워크 - 단, 상기 직렬의 커패시터 및 저항 네트워크는 상기 신호 입력에 연결되는 제1 말단, 그라운드에 연결되는 제2 말단, 및 상기 연산 증폭기의 상기 비반전 입력과 연결되는 중간 접합(mid junction)을 가짐 -
    를 포함하는 모듈레이터.
    5. The method of claim 4,
    The all-
    An operational amplifier having a feedback resistor coupled between the op-amp output and the inverting input of the op-amp;
    A second resistor having a resistance substantially equal to the resistance of the feedback resistor, the second resistor being connected between the inverting input of the operational amplifier and a signal input; And
    A series capacitor and resistor network, wherein said series capacitor and resistor network comprises a first terminal coupled to said signal input, a second terminal coupled to ground, and an intermediate junction coupled to said non-inverting input of said operational amplifier mid junction -
    ≪ / RTI >
  6. 제5항에 있어서,
    상기 직렬의 커패시터 또는 저항의 상기 값은 4-상한(four-quadrant) 멀티플라이어를 이용함으로써 제어 신호와 함께 수정되고, 상기 멀티플라이어 출력은 상기 직렬의 커패시터 및 저항 네트워크의 상기 그라운드 연결을 대체하고, 상기 4상한 멀티플라이어 중 하나의 입력은 상기 직렬의 커패시터 및 저항 네트워크의 상기 중간 접합에 연결되고, 상기 4상한 멀티플라이어의 제2 입력은 상기 제어 신호 입력에 연결되는 모듈레이터.
    6. The method of claim 5,
    Wherein said value of said series capacitor or resistor is modified with a control signal by using a four-quadrant multiplier, said multiplier output replacing said ground connection of said series capacitor and resistor network, The input of one of the quadruple multipliers being connected to the intermediate junction of the series of capacitors and resistive networks and the second input of the quadruple multiplier being connected to the control signal input.
  7. 고정 통신 채널 내에서 통신 대역폭을 증가시키는 방법에 있어서,
    제2 전위(transpositional) 변조 신호를 결합되는 신호에 추가하는 단계
    를 포함하고, 상기 결합되는 신호는 제1 전위 변조 신호 및 제1 기본 반송파 신호(carrier signal)를 포함하고, 상기 제2 전위 변조 신호는, 상기 제1 기본 반송파 신호와 동일한 주파수를 가지고, 상기 제1 기본 반송파 신호에 대하여 90도의 위상각을 가지는 제2 기본 반송파 신호를 이용하여 상기 결합되는 신호에 추가되는 방법.
    A method for increasing communication bandwidth within a fixed communication channel,
    Adding a second transpositional modulated signal to the combined signal
    Wherein the combined signal comprises a first power modulation signal and a first fundamental carrier signal and the second potential modulation signal has the same frequency as the first fundamental carrier signal, And adding to the combined signal using a second fundamental carrier signal having a phase angle of 90 degrees with respect to one basic carrier signal.
  8. 제7항에 있어서,
    다음의 특징 중 하나 또는 두 개 모두에 의해 특징지어지는 방법.
    (a) 상기 정보 대역폭은 상기 통신 채널 대역폭의 증가 없이 두 배가 됨; 및
    (b) 상기 전위 변조의 상기 스펙트럼 효율(spectral efficiency)이 증가됨.
    8. The method of claim 7,
    Characterized by one or both of the following features.
    (a) the information bandwidth is doubled without increasing the communication channel bandwidth; And
    (b) the spectral efficiency of the potential modulation is increased.
  9. 증가되는 초음파 통신 정보 대역폭을 제공하는 방법에 있어서,
    단일 초음파 트랜스듀서의 직접 진폭 변조(direct amplitude modulation)에 의해 전위 변조를 초음파 통신 신호에 추가하는 단계
    를 포함하는 방법.
    A method for providing increased ultrasound communication information bandwidth,
    Adding a potential modulation to the ultrasonic communication signal by direct amplitude modulation of a single ultrasonic transducer
    ≪ / RTI >
  10. 증가되는 초음파 통신 정보 대역폭을 제공하는 방법에 있어서,
    전위 변조의 상기 기본 반송파 신호 성분과 함께 제1 초음파 트랜스듀서를 직접 진폭 변조함으로써 전위 변조를 초음파 통신 신호에 추가하는 단계; 및
    전위 변조의 상기 제3 고조 반송파 신호 성분과 함께 제2 초음파 트랜스듀서를 직접 진폭 변조하는 단계
    를 포함하는 방법.
    A method for providing increased ultrasound communication information bandwidth,
    Adding a potential modulation to the ultrasonic communication signal by directly amplitude modulating the first ultrasonic transducer with the primary carrier signal component of the potential modulation; And
    Directly modulating the second ultrasonic transducer with the third higher harmonic carrier signal component of the potential modulation
    ≪ / RTI >
  11. 증가되는 초음파 통신 정보 대역폭을 제공하는 방법에 있어서,
    광대역폭의 변조 테크닉을 이용하여 단일 초음파 트랜스듀서를 직접 진폭 변조함으로써 전위 변조 기본 반송파 신호 및 제3 고조 반송파 신호 성분을 초음파 통신 신호에 추가하는 단계
    를 포함하는 방법.
    A method for providing increased ultrasound communication information bandwidth,
    Modulating a single ultrasonic transducer by using a modulation technique of a wide bandwidth to add an electric potential modulation basic carrier signal and a third harmonic carrier signal component to an ultrasonic communication signal
    ≪ / RTI >
  12. 증가되는 초음파 통신 정보 대역폭을 제공하는 방법에 있어서,
    전위 변조의 상기 기본 반송파 신호 성분과 함께 제1 초음파 트랜스듀서를 직접 각(angle) 변조하고, 전위 변조의 상기 제3 고조 반송파 신호 성분과 함께 제2 초음파 트랜스듀서를 직접 각 변조함으로써 전위 변조를 초음파 통신 신호에 추가하는 단계
    를 포함하는 방법.
    A method for providing increased ultrasound communication information bandwidth,
    Modulating the first ultrasonic transducer directly with the basic carrier signal component of the potential modulation and directly modulating the second ultrasonic transducer with the third harmonized carrier signal component of the potential modulation, Adding to the communication signal
    ≪ / RTI >
  13. 증가되는 초음파 통신 정보 대역폭을 제공하는 방법에 있어서,
    광대역폭 변조 테크닉을 이용하여 단일 초음파 트랜스듀서를 직접 각 변조함으로써 전위 변조 기본 반송파 신호 및 제3 고조 반송파 신호 성분을 초음파 통신 신호에 추가하는 단계
    를 포함하는 방법.
    A method for providing increased ultrasound communication information bandwidth,
    Modulating the single ultrasonic transducer directly by using a wide bandwidth modulation technique to add a potential modulated primary carrier signal and a third higher carrier signal component to the ultrasonic communication signal
    ≪ / RTI >
  14. 증가되는 광학(optical) 정보 통신 대역폭을 제공하는 시스템에 있어서,
    광학 빔; 및
    광학 모듈레이터
    를 포함하고,
    시스템은 전위 변조 신호와 함께 상기 광학 빔을 직접 변조하도록 구성되는 시스템.
    A system for providing increased optical information communication bandwidth,
    An optical beam; And
    Optical modulator
    Lt; / RTI >
    Wherein the system is configured to directly modulate the optical beam with an electrical potential modulation signal.
  15. 제14항에 있어서,
    상기 시스템은 전위 변조 신호와 함께 상기 광학 빔을 진폭 변조하도록 구성되고, 또는 상기 시스템은 상기 전위 변조 신호와 함께 상기 광학 빔을 위상 변조하도록 구성되는 시스템.
    15. The method of claim 14,
    Wherein the system is configured to amplitude modulate the optical beam with an electrical potential modulation signal or the system is configured to phase modulate the optical beam with the electrical potential modulation signal.
  16. 증가되는 광학 정보 통신 대역폭을 제공하는 방법에 있어서,
    전위 변조 기본 반송파 주파수 성분과 함께 제1 주파수의 광학 빔을 직접 변조하는 단계
    를 포함하는 방법.
    A method for providing increased optical information communication bandwidth,
    Directly modulating an optical beam of a first frequency with an electric potential modulation fundamental carrier frequency component
    ≪ / RTI >
  17. 증가되는 광학 정보 통신 대역폭을 제공하는 방법에 있어서,
    전위 변조 제3 고조 성분 신호와 함께 제2 주파수의 광학 빔을 직접 변조하는 단계
    를 포함하는 방법.
    A method for providing increased optical information communication bandwidth,
    Directly modulating the optical beam of the second frequency together with the third harmonic component signal of the electric potential modulation
    ≪ / RTI >
KR1020157025206A 2013-03-15 2014-03-17 Transpositional modulation systems, methods and devices KR20150131043A (en)

Priority Applications (13)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US201361798120P true 2013-03-15 2013-03-15
US201361794942P true 2013-03-15 2013-03-15
US201361794642P true 2013-03-15 2013-03-15
US201361794786P true 2013-03-15 2013-03-15
US201361798437P true 2013-03-15 2013-03-15
US61/798,437 2013-03-15
US13/841,889 US9014293B2 (en) 2013-03-15 2013-03-15 Transpositional modulation systems and methods
US61/794,642 2013-03-15
US13/841,889 2013-03-15
US61/794,942 2013-03-15
US61/794,786 2013-03-15
US61/798,120 2013-03-15
PCT/US2014/030704 WO2014145868A2 (en) 2013-03-15 2014-03-17 Transpositional modulation systems, methods and devices

Publications (1)

Publication Number Publication Date
KR20150131043A true KR20150131043A (en) 2015-11-24

Family

ID=51538556

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
KR1020157025206A KR20150131043A (en) 2013-03-15 2014-03-17 Transpositional modulation systems, methods and devices

Country Status (12)

Country Link
EP (1) EP2967266A4 (en)
JP (1) JP6509190B2 (en)
KR (1) KR20150131043A (en)
CN (1) CN105229984B (en)
AU (3) AU2014232378B2 (en)
BR (1) BR112015022595A2 (en)
CA (1) CA2906183A1 (en)
EA (1) EA031050B1 (en)
HK (1) HK1219823A1 (en)
IL (1) IL241003A (en)
MX (1) MX2015012767A (en)
WO (1) WO2014145868A2 (en)

Families Citing this family (11)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US9515815B2 (en) 2013-03-15 2016-12-06 Tm Ip Holdings, Llc Transpositional modulation systems, methods and devices
US9014293B2 (en) 2013-03-15 2015-04-21 Tm Ip Holdings, Llc Transpositional modulation systems and methods
US9338041B1 (en) 2015-07-24 2016-05-10 Tm Ip Holdings, Llc Extracting carrier signals from modulated signals
US9338042B1 (en) 2015-07-27 2016-05-10 Tm Ip Holdings, Llc Separating and extracting modulated signals
US9516490B1 (en) 2016-04-20 2016-12-06 Tm Ip Holdings, Llc Identifying devices with transpositional modulation
US9473983B1 (en) 2016-04-26 2016-10-18 Tm Ip Holdings, Llc Transpositional modulation communications between devices
US9628318B1 (en) 2016-04-26 2017-04-18 Tm Ip Holdings, Llc Transpositional modulation communications
US9882764B1 (en) 2017-04-13 2018-01-30 Tm Ip Holdings, Llc Transpositional modulation
US10578709B1 (en) 2017-04-20 2020-03-03 Tm Ip Holdings, Llc Transpositional modulation for defensive measures
US10341161B2 (en) 2017-07-10 2019-07-02 Tm Ip Holdings, Llc Multi-dimensional signal encoding
US10594539B2 (en) 2018-06-05 2020-03-17 Tm Ip Holdings, Llc Transpositional modulation and demodulation

Family Cites Families (13)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4989219A (en) * 1984-03-16 1991-01-29 Gerdes Richard C Midlevel carrier modulation and demodulation techniques
US5200822A (en) * 1991-04-23 1993-04-06 National Broadcasting Company, Inc. Arrangement for and method of processing data, especially for identifying and verifying airing of television broadcast programs
US5200715A (en) * 1991-09-06 1993-04-06 Wavephore, Inc. Waveform modulation and demodulation methods and apparatus
US6173062B1 (en) * 1994-03-16 2001-01-09 Hearing Innovations Incorporated Frequency transpositional hearing aid with digital and single sideband modulation
US6522697B1 (en) * 1999-02-11 2003-02-18 Lockhead Martin Corporation Use of higher order modulation techniques to transmit large aggregate data rates on an optical link with relatively low speed electronics
JP2001186376A (en) * 1999-12-27 2001-07-06 Casio Comput Co Ltd Video signal processor
DE10007476A1 (en) * 2000-02-18 2001-08-23 Sennheiser Electronic Filter circuit for stereo transmitter, has active all-pass filter connected to output of low pass filter
JP2004159985A (en) * 2002-11-14 2004-06-10 Ge Medical Systems Global Technology Co Llc Rf signal generator and magnetic resonance imaging apparatus
US7042958B2 (en) * 2003-06-04 2006-05-09 Tropian, Inc. Digital time alignment in a polar modulator
US7277603B1 (en) * 2006-02-22 2007-10-02 Nortel Networks Limited Integrated optical waveform modulation
US8107551B2 (en) * 2007-12-14 2012-01-31 Cellnet Innovations, Inc. Systems and methods for signal modulation and demodulation using phase
US20120155344A1 (en) * 2010-12-16 2012-06-21 Qualcomm Incorporated Out-of-band communication on harmonics of the primary carrier in a wireless power system
US8854985B2 (en) * 2010-12-31 2014-10-07 Yossef TSFATY System and method for using ultrasonic communication

Also Published As

Publication number Publication date
EA201591202A1 (en) 2016-04-29
EP2967266A4 (en) 2017-01-25
WO2014145868A2 (en) 2014-09-18
BR112015022595A2 (en) 2017-07-18
EA031050B1 (en) 2018-11-30
IL241003D0 (en) 2015-11-30
AU2014232378A1 (en) 2015-08-06
CN105229984A (en) 2016-01-06
AU2017251820A1 (en) 2017-11-16
HK1219823A1 (en) 2017-04-13
WO2014145868A9 (en) 2015-01-08
JP2016519472A (en) 2016-06-30
MX2015012767A (en) 2016-06-10
AU2016204884B2 (en) 2017-07-27
CA2906183A1 (en) 2014-09-18
AU2016204884A1 (en) 2016-07-28
EP2967266A2 (en) 2016-01-20
CN105229984B (en) 2019-09-17
WO2014145868A3 (en) 2015-10-29
IL241003A (en) 2019-06-30
JP6509190B2 (en) 2019-05-08
AU2014232378B2 (en) 2018-07-12

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US9001407B2 (en) Bias voltage control system and bias voltage control method
US8971701B2 (en) Cueing system for universal optical receiver
AU2016301134B2 (en) Extracting carrier signals from modulated signals
US8611470B2 (en) Identifying rogue GSM base stations by intercepting downlink beacon channels
US8112001B2 (en) Non-linearity compensation in an optical transmission
CN102057584B (en) Apparatus and methods for direct quadrature sampling
US7027357B2 (en) Acoustic communication device and acoustic signal communication method
US4229821A (en) System for data transmission by means of an angle-modulated carrier of constant amplitude
US8265489B2 (en) Optical field transmitter and optical field transmission system
CN102257734B (en) Interference cancellation in an OFDM receiver
US5602835A (en) OFDM synchronization demodulation circuit
RU2380831C2 (en) Spread spectrum signal
US5563550A (en) Recovery of data from amplitude modulated signals with self-coherent demodulation
US7868799B1 (en) System and method for remoting a photonic analog-to-digital converter
AU2013271243B2 (en) Satellite navigation signal and generation method, generation device, receiving method and receiving device therefor
US20120281988A1 (en) Optical Transmission System
EP0716526B1 (en) Method of producing modulating waveforms with constant envelope
US2426187A (en) Pulsed carrier frequency demodulator
EP0656706A2 (en) Synchronisation of OFDM signals
US7389055B1 (en) DQPSK receiver phase control
US4253066A (en) Synchronous detection with sampling
US5920238A (en) Geometrically modulated waves
US9621398B2 (en) Separating and extracting modulated signals
US7075695B2 (en) Method and apparatus for controlling a bias voltage of a Mach-Zehnder modulator
US20070047971A1 (en) RZ-DPSK optical receiver circuit

Legal Events

Date Code Title Description
E902 Notification of reason for refusal
E601 Decision to refuse application