JP2016195512A - 非接触送電システムの送電装置 - Google Patents

Abstract

【課題】受電コイルと送電コイルとの相対位置の変化、及び、負荷電圧の変化が生じた場合に、過電流を抑制しつつ電力供給を継続可能な非接触送電システムの送電装置を提供する。
【解決手段】スイッチＳＷ１〜ＳＷ４を開閉制御することで、交流電力を出力するインバータ回路１６と、交流電力が供給されることで送電コイル３７において磁束を発生させ、受電共振回路１９に対して送電を行う送電共振回路１７と、を備える非接触送電システム１０の送電装置１２において、インバータ回路１６と、送電共振回路１７との間に設けられるイミタンス変換器１８と、インバータ回路１６の出力電圧に基づいて、送電共振回路１７に流れる送電電流を推定し、その推定値が第１閾値を超える場合に、インバータ回路１６の出力電圧を調整する送電制御部６０と、を備える。
【選択図】 図１

Description

本発明は、送電共振回路から受電共振回路へ非接触で送電する非接触送電システムの送電装置に関する。

非接触送電システムは、送電対象としての車両に車両外部から非接触で送電を行い、それにより車載バッテリを充電するシステムが知られている。非接触送電システムは、送電装置が有する交流電源及び送電コイルと、受電装置が有する受電コイルを備えている。

送電コイルは、駐車スペースの地表面の所定位置に設置され、交流電源から交流が供給されることで交番磁束を発生する。受電コイルは、車両の底部に設置され、駐車スペースに車両を駐車したときに、上下方向に間隔をあけて送電コイルと対向して配置され、送電コイルが発生した交番磁束と鎖交することで電磁誘導によって交流を発生させる。

受電コイルと送電コイルとの相対位置によって、送電装置に過電流が流れることが懸念される。そこで、受電コイルと送電コイルとの車高方向の距離情報に基づいて、交流電源の出力を制限する構成が開示されている（特許文献１）。

特開２０１４−１２１１４２号公報

受電コイルと受電コンデンサとを直列接続して送電共振回路を構成し、送電コイルと送電コンデンサとを直列接続して受電共振回路を構成する方式、いわゆる、ＳＳ方式（Series - Series）では、受電コイルと送電コイルとの距離が離れ、結合係数が低下するほど、送電コイル及び受電コイルに流れる電流は増加する。このため、ＳＳ方式に上記特許文献に開示の構成を適用した場合、受電コイルと送電コイルとの距離が変化した場合に、交流電源の出力を停止することで過電流を抑制できるが、非接触送電を継続することが困難である。

また、例えば、受電装置の電力供給対象が二次電池であった場合に、二次電池の端子間電圧は変動する。このように受電装置の電力供給対象の電圧（負荷電圧）が変動すると、送電コイルに流れる電流は変化する。上記特許文献に開示の構成では、この負荷電圧の変動の影響を考慮していない。

本発明は、上記課題に鑑みて為されたものであり、受電コイルと送電コイルとの相対位置の変化、及び、負荷電圧の変化が生じた場合に、過電流を抑制しつつ電力供給を継続可能な非接触送電システムの送電装置を提供することを主たる目的とする。

本発明は、半導体スイッチング素子（ＳＷ１〜ＳＷ４）を備え、その半導体スイッチング素子を開閉制御することで、直流電源（１１）から供給される直流電力を変換し、交流電力として出力するインバータ回路（１６）と、直列接続されている送電コイル（３７）及び送電コンデンサ（３６）を備え、前記インバータ回路から交流電力が供給されることで前記送電コイルにおいて磁束を発生させ、直列接続されている受電コイル（３８）及び受電コンデンサ（３９）を備えている受電共振回路（１９）に対して送電を行う送電共振回路（１７）と、を備える非接触送電システム（１０）の送電装置（１２）において、前記インバータ回路と、前記送電共振回路との間に設けられ、前記インバータ回路から見た前記送電共振回路側のインピーダンスを、前記送電共振回路側のアドミタンスに比例するように変換するイミタンス変換器（１８）と、前記インバータ回路の出力電圧に基づいて、前記送電共振回路に流れる送電電流を推定する送電電流推定部（６０，６３）と、前記送電電流推定部による推定値が第１閾値を超える場合に、前記送電電流が前記第１閾値以下となるように、前記インバータ回路の出力電圧を調整する出力電圧調整部（６０，６６，６７）と、を備えていることを特徴とする。

インバータ回路と、送電共振回路との間にイミタンス変換器を設ける構成とした。イミタンス変換器は、送電共振回路側のインピーダンスを送電共振回路側のアドミタンスに比例するように変換する。この変換によって、受電共振回路から電力を供給される負荷の電圧変動や、送電共振回路と受電共振回路との結合係数に依らず、インバータ回路及びイミタンス変換器は、定電流源として働く。イミタンス変換器から送電共振回路に流れる送電電流は、イミタンス変換器の入力電圧、即ち、インバータ回路の出力電圧に比例する。このため、インバータ回路の出力電圧に基づいて、送電電流を推定することが可能である。

さらに、送電電流の推定値が第１閾値を超える場合、送電電流が第１閾値となるように、インバータ回路の出力電圧を調整することで、過電流を抑制することが可能となる。つまり、本発明は、受電コイルと送電コイルとの相対位置の変化、及び、負荷電圧の変化が生じた場合に、過電流を抑制しつつ電力供給を継続可能とする。

本実施形態の電気的構成図。 インバータ回路の出力電圧とデューティとの対応を表す図。 インバータ回路の出力電流と入力電流との対応を表す図。 送電制御部の機能を表す機能ブロック図。 本実施形態の過電流判定処理を表すフローチャート。

本実施形態における非接触送電システムは、商用電源から電力を供給され受電装置に対して非接触で電力を送電する送電装置、及び、送電装置から非接触で電力を受電する受電装置を備える。受電装置は、電気自動車やハイブリッド自動車などの車両に搭載される車載受電装置であり、車載バッテリに対して電力を出力することで、車載バッテリを充電するものである。また、送電装置は、車両が駐車される駐車スペースに固定されて設けられている。

図１に本実施形態における非接触送電システム１０を示す。非接触送電システム１０は、直流電源１１から供給される電力を送電装置１２から車両に搭載された受電装置１３に対して非接触で送電する。そして、受電装置１３は、送電された電力を車載バッテリ１４に対して出力し、充電を行う。また、受電装置１３は、車載バッテリ１４から供給された電力を送電装置１２に対して非接触で送電することが可能である。受電装置１３から送電装置１２に対して送電を行う場合、送電装置１２から家屋などに対して電力供給が実施される。受電装置１３から送電装置１２に対して送電を行う場合、受電装置１３は「送電装置」として動作し、送電装置１２は「受電装置」として動作する。

送電装置１２は、直流電源１１から供給される直流電力を所定の周波数の交流電力に変換するインバータ回路１６、及び、交流電力を受電装置１３に対して出力する送電共振回路１７を備える。ここで、直流電源１１は、商用電力から供給される交流電力を直流電力に変換するＡＣ−ＤＣコンバータである。

受電装置１３は、送電共振回路１７から電力を供給される受電共振回路１９、受電共振回路１９から供給される交流電力を全波整流する整流回路２０を備えている。

インバータ回路１６は、周知のフルブリッジ型のインバータ回路である。インバータ回路１６は、スイッチＳＷ１〜ＳＷ４を備え、スイッチＳＷ１〜ＳＷ４が交互にオンオフされる（開閉制御される）ことで、直流電源１１から供給される直流電力を所定の周波数の交流電力に変換する。なお、スイッチＳＷ１〜ＳＷ４は、ＩＧＢＴであり、それぞれフリーホイールダイオードが設けられている。

送電共振回路１７は、送電コンデンサ３６及び送電コイル３７が直列接続されて構成されている。また、受電共振回路１９は、受電コイル３８及び受電コンデンサ３９が直列接続されて構成されている。

送電コイル３７及び受電コイル３８はそれぞれコアとともに平板状の樹脂に封止されている。送電コイル３７、送電コア、及び送電コイル３７を封止する樹脂は、送電パッドを構成し、受電コイル３８、受電コア、及び受電コイル３８を封止する樹脂は、受電パッドを構成している。送電パッドは駐車スペースの地表面の所定の位置に設けられており、また、受電パッドは車両の底部に設けられている。駐車スペースに車両が駐車されたときに、送電パッドと受電パットとが上下方向に離間して配置される。そして、その対向状態で送電コイル３７に交流電力を流し、その交流電力によって発生した交番磁束が受電コイル３８と鎖交することで、電磁誘導によって受電コイル３８に交流電力を発生させる。

整流回路２０は、周知のフルブリッジ型の同期整流回路であり、スイッチ４４〜４７を備え、スイッチ４４〜４７が交互にオンオフされることで、受電共振回路１９から供給される交流電力を直流に変換する。なお、スイッチ４４〜４７は、ＭＯＳ−ＦＥＴであり、それぞれフリーホイールダイオードが設けられている。整流回路２０の出力側には平滑コンデンサ４８が設けられている。更に、平滑コンデンサ４８の両端子と車載バッテリ１４との間には、メインリレー５０，５１がそれぞれ設けられている。メインリレー５０，５１は、オフ状態とされることで、受電装置１３と車載バッテリ１４との接続を遮断状態にする。車載バッテリ１４の充電時において、メインリレー５０，５１は原則的にオン状態とされている。また、平滑コンデンサ４８とメインリレー５０，５１との間にリアクトル５２及びコンデンサ５３から構成されるフィルタ回路が設けられている。

また、送電装置１２には、送電装置１２の制御を行う送電制御部６０が設けられており、受電装置１３には、受電装置１３の制御を行う受電制御部７０が設けられている。送電制御部６０は、インバータ回路１６の制御を行う。受電制御部７０は、整流回路２０の制御を行う。

また、車両には、ＥＣＵ８０（Electronic Control Unit）及び充電開始ボタン（図示略）が設けられている。車両の停車中において、充電開始ボタンがユーザにより押されると、ＥＣＵ８０は送電装置１２から受電装置１３に対する送電を開始させる。具体的には、ＥＣＵ８０は、制御部６０，７０に対して指令を行うとともに、メインリレー５０，５１のオンオフの制御を行う。なお、制御部６０，７０及びＥＣＵ８０は、演算装置であるＣＰＵ、主記憶装置であるＲＡＭなどを備えるマイクロコンピュータである。また、送電制御部６０と、受電制御部７０及びＥＣＵ８０との通信は無線、受電制御部７０とＥＣＵ８０との通信は有線により行われる。

インバータ回路１６において、スイッチＳＷ１のソース、及び、スイッチＳＷ２のドレインは、送電コイル３７の一端に接続されており、スイッチＳＷ１，ＳＷ２は、第１レグを構成している。スイッチＳＷ３のソース、及び、スイッチＳＷ４のドレインは、送電コイル３７の他端に接続されており、スイッチＳＷ３，ＳＷ４は、第２レグを構成している。スイッチＳＷ１，ＳＷ３は上アームスイッチング素子であり、スイッチＳＷ２，ＳＷ４は下アームスイッチング素子である。

インバータ回路１６は、スイッチＳＷ１とスイッチＳＷ４とが同期してオンオフされるとともに、スイッチＳＷ２とスイッチＳＷ３とが同期してオンオフされることで、直流電力を交流電力に変換して出力する。なお、同一のレグに属する上アームスイッチング素子と下アームスイッチング素子とが同時にオン状態とならないように、オンオフ状態（開閉状態）の切り替え時において、両スイッチング素子がともにオフ状態とされるデッドタイムが設けられている。

ここで、ＳＳ方式の非接触送電システム１０において、インバータ回路１６の出力電流Ｉｉｎｖは、

として表すことができる。ここで、Ｖｂａｔは車載バッテリ１４の端子間電圧（負荷電圧）、ｆ０はインバータ回路１６の出力周波数、ｋは結合係数、Ｌ１は一次側コイル（送電コイル３７）の自己リアクトル、Ｌ２は二次側コイル（受電コイル３８）の自己リアクトルである。

つまり、出力電流Ｉｉｎｖは、結合係数ｋに反比例し、車載バッテリ１４の端子間電圧Ｖｂａｔに正比例することとなる。このため、車載バッテリ１４の端子間電圧が大きくなった場合や、結合係数ｋが小さくなった場合に、出力電流Ｉｉｎｖが増加することが考えられる。この出力電流Ｉｉｎｖの増加に伴って、送電装置１２に過電流が流れることが懸念される。

そこで、本実施形態では、インバータ回路１６と送電共振回路１７との間にイミタンス変換器１８を設ける構成としている。イミタンス変換器とは、インピーダンス・アドミタンス変換器の略称である。イミタンス変換器１８は、入力端から見たインピーダンスを、出力端に接続された負荷のアドミタンスに比例するように変換する。

インバータ回路１６の出力側にイミタンス変換器１８を設け、イミタンス変換器１８の共振周波数で振動する交流電圧をイミタンス変換器１８に入力すると、定電圧源として動作するインバータ回路１６を定電流源に変換することができる。つまり、イミタンス変換器１８を設けることで、送電共振回路１７に流れる電流を定電流とすることができる。

イミタンス変換器１８は、Ｔ−ＬＣＬ型ローパスフィルタである。イミタンス変換器１８は、フィルタコイル３２とフィルタコンデンサ３３を備えている。ここで、フィルタコイル３２のインダクタンス値をＬｆ１１とし、フィルタコンデンサ３３のキャパシタンス値をＣｆ１とする。また、送電コイル３７の一部をイミタンス変化器のフィルタコイルとして用いている。つまり、送電コイル３７のインダクタンス値は、一次側コイルとしての自己リアクトルＬ１と、フィルタコイルとしてのインダクタンス値Ｌｆ１２との和とされる。ここで、Ｌｆ１１＝Ｌｆ１２である。

また、イミタンス変換器１８の共振周波数を、送電共振回路１７及び受電共振回路１９の共振周波数、即ち、インバータ回路１６の出力周波数ｆ０と等しくすることで、インバータ回路１６を定電流源として動作させつつ、送電装置１２から受電装置１３への送電を実施することができる。つまり、インバータ回路１６の出力角周波数ω０（＝２π・ｆ０）とすると、
ω０・Ｌｆ１１＝１／（ω０・Ｃｆ１）
となるように、フィルタコイル３２のインダクタンス値Ｌｆ１１、及び、フィルタコンデンサ３３のキャパシタンス値Ｃｆ１を設定する。即ち、フィルタコイル３２のインダクタンス値Ｌｆ１１、及び、インバータ回路１６の出力角周波数ω０の積と、フィルタコンデンサ３３のキャパシタンス値Ｃｆ１、及び、インバータ回路１６の出力角周波数ω０の積の逆数と、が等しくなるように設定する。

共振周波数をｆ０、イミタンス変換器１８のフィルタコンデンサ３３の容量をＣｆ１とすると、イミタンス変換器１８から送電共振回路に流れる送電電流Ｉｉｍは、
Ｉｉｍ＝２π・ｆ０・Ｃｆ１・Ｖｉｎｖ＝ω０・Ｃｆ１・Ｖｉｎｖ…（１）
として推定することができる。即ち、送電電流Ｉｉｍは、フィルタコンデンサ３３のキャパシタンス値Ｃｆ１と、インバータ回路１６の出力角周波数ω０と、インバータ回路１６の出力電圧Ｖｉｎｖと、の積として、推定することができる。

また、本実施形態では、受電装置１３において、受電共振回路１９と整流回路２０との間にイミタンス変換器２２を設ける構成としている。受電装置１３にイミタンス変換器２２を設けることで、結合係数ｋが低下した場合であっても、送電電力の低下を抑制することができる。

イミタンス変換器２２は、Ｔ−ＬＣＬ型ローパスフィルタである。イミタンス変換器２２は、フィルタコイル３５とフィルタコンデンサ３４を備えている。ここで、フィルタコイル３５のインダクタンス値をＬｆ２２とし、フィルタコンデンサ３４のキャパシタンス値をＣｆ２とする。また、受電コイル３８の一部をイミタンス変化器のフィルタコイルとして用いている。つまり、受電コイル３８のインダクタンス値は、二次側コイルとしての自己リアクトルＬ２と、フィルタコイルとしてのインダクタンス値Ｌｆ２１との和とされる。ここで、Ｌｆ２１＝Ｌｆ２２である。

また、イミタンス変換器２２の共振周波数は、送電共振回路１７及び受電共振回路１９の共振周波数と等しく設定されている。つまり、フィルタコイル３５のインダクタンス値をＬｆ２２、フィルタコンデンサ３３の容量をＣｆ２、共振角周波数ω０（＝２π・ｆ０）とすると、
ω０・Ｌｆ２２＝１／（ω０・Ｃｆ２）
となるように、フィルタコイル３５のインダクタンス値Ｌｆ２２、及び、フィルタコンデンサ３３の容量Ｃｆ２を設定する。

このようにイミタンス変換器１８，２２を設ける構成とすることで、インバータ回路１６の出力電流Ｉｉｎｖは、

として表すことができる。ここで、ＲＬは、イミタンス変換器２２から見た整流回路２０側の抵抗成分である。

入力電圧Ｖｄｃが一定値とした場合の、出力電圧Ｖｉｎｖの実効値［Ｖｒｍｓ］とデューティとの関係を図２に示す。図２に示す対応関係をマップとして記憶することで、送電制御部６０は、入力電圧Ｖｄｃ、及び、デューティに基づいて、出力電圧Ｖｉｎｖを算出することができる。

また、インバータ回路１６の出力電圧Ｖｉｎｖを一定値とした場合の、インバータ回路１６の出力電流Ｉｉｎｖの実効値［Ｉｒｍｓ］と入力電流Ｉｄｃの実効値［Ｉｒｍｓ］との関係を図３に示す。図３に示す対応関係をマップとして記憶することで、送電制御部６０は、入力電流Ｉｄｃ及び出力電圧Ｖｉｎｖに基づいて、出力電流Ｉｉｎｖを算出することができる。

図４に送電制御部６０の機能ブロック図を示す。電圧検出部６１は、電圧センサ４０からインバータ回路１６の入力電圧Ｖｄｃの検出値を取得する。出力電圧推定部６２は、電圧検出部６１から入力電圧Ｖｄｃの検出値を、指令値設定部６７からデューティをそれぞれ取得する。そして、入力電圧Ｖｄｃの検出値と、デューティとに基づき、図２に示すマップを用いて、出力電圧Ｖｉｎｖを推定する。送電電流推定部６３は、出力電圧推定部６２から出力電圧Ｖｉｎｖの推定値を取得し、その推定値に基づいて、送電電流Ｉｉｍを推定する。ここで、送電電流Ｉｉｍの推定には、式（１）を用いる。

電流検出部６４は、電流センサ４１からインバータ回路１６の入力電流Ｉｄｃの検出値を取得する。出力電流推定部６５は、電流検出部６４から入力電流Ｉｄｃの検出値を、出力電圧推定部６２から出力電圧Ｖｉｎｖの推定値を取得する。そして、入力電流Ｉｄｃの検出値と、出力電圧Ｖｉｎｖの推定値とに基づき、図３に示すマップを用いて、出力電流Ｉｉｎｖを推定する。

過電流判定部６６は、送電電流推定部６３から送電電流Ｉｉｍを、出力電流推定部６５から出力電流Ｉｉｎｖの推定値を、それぞれ取得する。そして、送電電流Ｉｉｍ及び出力電流Ｉｉｎｖの推定値が、それぞれの制限電流Ｉｔｈ１，Ｉｔｈ２（第１，第２閾値）を超過しているか否かを判定する。

指令値設定部６７は、受電制御部７０から入力される要求電力に基づいて、インバータ回路１６の出力電圧の指令値Ｖｉｎｖ＊としてインバータ回路１６のデューティを設定する。ここで、指令値設定部６７は、過電流判定部６６により、送電電流Ｉｉｍ及び出力電流Ｉｉｎｖの推定値の少なくとも一方が、それぞれの制限電流Ｉｔｈ１，Ｉｔｈ２を超えると判定された場合に、送電電流Ｉｉｍ及び出力電流Ｉｉｎｖの推定値に基づいて、デューティを設定する。つまり、過電流判定部６６及び指令値設定部６７は、送電電流Ｉｉｍの推定値が制限電流Ｉｔｈ１を超える場合に、送電電流Ｉｉｍが制限電流Ｉｔｈ１以下となるようにインバータ回路１６の出力電圧を調整する出力電圧調整部として動作する。また、過電流判定部６６及び指令値設定部６７は、出力電流Ｉｉｎｖの推定値が制限電流Ｉｔｈ２を超える場合に、出力電流Ｉｉｎｖが制限電流Ｉｔｈ２以下となるようにインバータ回路１６の出力電圧を調整する出力電圧調整部として動作する。

駆動回路６８は、指令値設定部６７によって設定されたデューティに基づいて、インバータ回路１６のスイッチＳＷ１〜ＳＷ４を駆動することで、インバータ回路１６の出力電圧Ｖｉｎｖを指令値Ｖｉｎｖ＊に近づける。

図５に過電流判定処理を表すフローチャートを示す。過電流判定処理は、送電制御部６０によって所定周期で実施される。

ステップＳ０１において、入力電圧Ｖｄｃ及び入力電流Ｉｄｃの検出値、並びに、デューティを取得する。ステップＳ０２において、入力電圧Ｖｄｃの検出値及びデューティに基づいて、出力電圧Ｖｉｎｖの推定値を算出する。ステップＳ０３において、出力電圧Ｖｉｎｖの推定値に基づき、式（１）を用いて、送電電流Ｉｉｍの推定値を算出する。ステップＳ０４において、出力電圧Ｖｉｎｖの推定値及び入力電流Ｉｄｃの検出値に基づいて、出力電流Ｉｉｎｖの推定値を算出する。

ステップＳ０５において、送電電流Ｉｉｍの推定値と所定の制限電流Ｉｔｈ１とを比較するとともに、出力電流Ｉｉｎｖの推定値と所定の制限電流Ｉｔｈ２とを比較する。送電電流Ｉｉｍの推定値が制限電流Ｉｔｈ１より大きく、かつ、出力電流Ｉｉｎｖの推定値が制限電流Ｉｔｈ２より大きい場合（Ｓ０５：ＹＥＳ）、ステップＳ０６において、送電電流Ｉｉｍ及び出力電流Ｉｉｎｖの超過率ＥＸ１，ＥＸ２をそれぞれ算出する。ここで、送電電流Ｉｉｍと制限電流Ｉｔｈ１との比を超過率ＥＸ１として算出し、出力電流Ｉｉｎｖと制限電流Ｉｔｈ２の比を超過率ＥＸ２として算出する（ＥＸ１＝Ｉｉｍ／Ｉｔｈ１，ＥＸ２＝Ｉｉｎｖ／Ｉｔｈ２）。

ステップＳ０７において、超過率ＥＸ１，ＥＸ２の比較を行う。超過率ＥＸ１が超過率ＥＸ２より大きい場合（Ｓ０７：ＹＥＳ）、ステップＳ０８において、超過率ＥＸ１が１以下となるように、送電電流Ｉｉｍに基づいて、インバータ回路１６の出力電圧の指令値Ｖｉｎｖ＊を設定し、処理を終了する。超過率ＥＸ１が超過率ＥＸ２以下の場合（Ｓ０７：ＮＯ）、ステップＳ０９において、超過率ＥＸ２が１以下となるように、出力電流Ｉｉｎｖに基づいて、インバータ回路１６の出力電圧の指令値Ｖｉｎｖ＊を設定し、処理を終了する。

送電電流Ｉｉｍの推定値が制限電流Ｉｔｈ１以下、又は、出力電流Ｉｉｎｖの推定値が制限電流Ｉｔｈ２以下の場合（Ｓ０５：ＮＯ）、ステップＳ１０において、送電電流Ｉｉｍの推定値が制限電流Ｉｔｈ１より大きいか否かを判定する。送電電流Ｉｉｍの推定値が制限電流Ｉｔｈ１より大きい場合（Ｓ１０：ＹＥＳ）、ステップＳ１１において、送電電流Ｉｉｍが制限電流Ｉｔｈ１以下となるように、インバータ回路１６の出力電圧の指令値Ｖｉｎｖ＊を設定し、処理を終了する。

送電電流Ｉｉｍの推定値が制限電流Ｉｔｈ１以下の場合（Ｓ１０：ＮＯ）、ステップＳ１２において、出力電流Ｉｉｎｖの推定値が制限電流Ｉｔｈ２より大きいか否かを判定する。出力電流Ｉｉｎｖの推定値が制限電流Ｉｔｈ２より大きい場合（Ｓ１２：ＹＥＳ）、ステップＳ１３において、出力電流Ｉｉｎｖが制限電流Ｉｔｈ２以下となるように、インバータ回路１６の出力電圧の指令値Ｖｉｎｖ＊を設定し、処理を終了する。出力電流Ｉｉｎｖの推定値が制限電流Ｉｔｈ２以下の場合（Ｓ１２：ＮＯ）、ステップＳ１４において、インバータ回路１６の出力電力が所定値となるように出力電圧の指令値Ｖｉｎｖ＊を設定し、処理を終了する。

以下、本実施形態の効果を述べる。

受電共振回路１９から電力を供給される車載バッテリ１４の電圧変動や、送電共振回路１７と受電共振回路１９との結合係数ｋに依らず、インバータ回路１６及びイミタンス変換器１８は、定電流源として働く。イミタンス変換器１８から送電共振回路１７に流れる送電電流Ｉｉｍは、イミタンス変換器１８の入力電圧、即ち、インバータ回路１６の出力電圧Ｖｉｎｖに比例する。このため、インバータ回路１６の出力電圧Ｖｉｎｖに基づいて、送電電流Ｉｉｍを推定することが可能である。

さらに、送電電流Ｉｉｍの推定値が制限電流Ｉｔｈ１を超える場合、送電電流Ｉｉｍが制限電流Ｉｔｈ１となるように、インバータ回路１６の出力電圧Ｖｉｎｖを調整することで、過電流を抑制することが可能となる。つまり、本実施形態の構成では、送電コイル３７と受電コイル３８との相対位置の変化、及び、端子間電圧Ｖｂａｔの変化が生じた場合に、過電流を抑制しつつ電力供給を継続可能とする。

イミタンス変換器１８は、具体的には、フィルタコイル３２及びフィルタコンデンサ３３を備えるＴ型３次ローパスフィルタである。インバータ回路１６の出力電圧Ｖｉｎｖの検出値を取得し、その検出値と、共振角周波数ω０、フィルタコイル３２のインダクタンス値Ｌｆ１１、及び、フィルタコンデンサ３３のキャパシタンス値Ｃｆ１とを用いて、送電電流Ｉｉｍを推定することが可能である。

より具体的には、フィルタコイル３２のインダクタンス値Ｌｆ１１、フィルタコンデンサ３３のキャパシタンス値Ｃｆ１は、インバータ回路１６の出力角周波数ω０を用いて、ω０・Ｌｆ１＝１／（ω０・Ｃｆ１）という関係を有する。この場合、送電電流Ｉｉｍは、Ｉｉｍ＝ω・Ｃｆ１・Ｖｉｎｖとして推定することができる。

インバータ回路１６の出力電圧Ｖｉｎｖは、高周波の交流であり、検出が困難である。ここで、インバータ回路１６の入力電圧Ｖｄｃと出力電圧Ｖｉｎｖとは所定の関係を有するため、インバータ回路１６の入力電圧Ｖｄｃに基づいて、出力電圧Ｖｉｎｖを推定することができる。インバータ回路１６の入力電圧Ｖｄｃは直流であるため、簡易な構成で検出することが可能である。さらに、インバータ回路１６の出力電圧は、インバータ回路１６の入力電圧Ｖｄｃに加え、インバータ回路１６のデューティに基づいて、推定することが可能である。

出力電流Ｉｉｎｖと、送電電流Ｉｉｍとは、振幅が異なり、いずれか一方が過電流となることが考えられる。そこで、出力電流Ｉｉｎｖ、及び、送電電流Ｉｉｍの少なくとも一方が閾値を超える場合に、その大きい方を閾値以下に抑制する。ここで、出力電圧調整部としての送電制御部６０は、出力電流Ｉｉｎｖ、及び、送電電流Ｉｉｍがともに閾値より大きい場合に、送電電流Ｉｉｍと制限電流Ｉｔｈ１との比と、出力電流Ｉｉｎｖと制限電流Ｉｔｈ２との比とのうち、大きい方の比が１以下となるように出力電圧Ｖｉｎｖを調整する。これにより、送電電流Ｉｉｍ、及び、出力電流Ｉｉｎｖをともに閾値Ｉｔｈ１，Ｉｔｈ２以下とすることができる。

インバータ回路１６の出力電流Ｉｉｎｖは高周波の交流であり検出が困難である。そこで、インバータ回路１６の入力電圧Ｖｄｃ及び入力電流Ｉｄｃに基づいて、出力電流Ｉｉｎｖを推定する構成とした。ここで、インバータ回路１６の入力電圧Ｖｄｃ及び入力電流Ｉｄｃは直流であり、簡易な構成で検出することが可能である。

受電装置１３を車両に搭載すると、受電装置１３と送電装置１２との相対位置は変化しやすい。このため、送電コイル３７と受電コイル３８との結合係数ｋが変化しやすく、その結果、送電電流Ｉｉｍが過剰に流れる懸念が生じる。本実施形態の構成では、イミタンス変換器１８を用いているため、送電電流Ｉｉｍが結合係数ｋに依らない値となり、好適に過電流を抑制することができる。

（他の実施形態）
・図４に示す出力電流推定部６５を省略する構成としてもよい。この場合、インバータ回路１６の出力電流Ｉｉｎｖを検出する構成とするとよい。そして、出力電流Ｉｉｎｖの検出値に基づいて、過電流判定部が過電流を判定する構成とするとよい。

また、図４に示す出力電圧推定部６２を省略する構成としてもよい。この場合、インバータ回路１６の出力電圧Ｖｉｎｖを検出する構成とするとよい。そして、送電電流推定部６３は、出力電圧Ｖｉｎｖの検出値と、出力電流推定部６５による出力電流Ｉｉｎｖの推定値と、に基づいて、送電電流Ｉｉｍを推定する構成とするとよい。なお、出力電流推定部６５と出力電圧推定部６２をともに省略する構成としてもよい。

・半導体スイッチング素子であるスイッチＳＷ１〜ＳＷ４として、ＩＧＢＴに代えて、ＭＯＳ−ＦＥＴを用いてもよい。この構成では、受電装置１３が、車載バッテリ１４から供給された電力を送電装置１２に対して非接触で送電する場合に、送電装置１２において、好適に同期整流を実施することが可能になる。

・イミタンス変換器として、Ｔ−ＬＣＬ型ローパスフィルタに代えて、Ｔ−ＣＬＣ型ローパスフィルタを用いてもよい。

・出力電流Ｉｉｎｖの過電流判定を省略する構成としてもよい。

・受電装置１３の整流回路として、フルブリッジ型の同期整流回路に代えて、ダイオードブリッジを用いてもよい。

１０…非接触送電システム、１１…直流電源、１２…送電装置、１６…インバータ回路、１７…送電共振回路、１８…イミタンス変換器、１９…受電共振回路、３６…送電コンデンサ、３７…送電コイル、３８…受電コイル、３９…受電コンデンサ、６０…送電制御部、６３…送電電流推定部、６６…過電流判定部、６７…指令値設定部、ＳＷ１〜ＳＷ４…スイッチ。

Claims (8)

1. 半導体スイッチング素子（ＳＷ１〜ＳＷ４）を備え、その半導体スイッチング素子を開閉制御することで、直流電源（１１）から供給される直流電力を変換し、交流電力として出力するインバータ回路（１６）と、
   直列接続されている送電コイル（３７）及び送電コンデンサ（３６）を備え、前記インバータ回路から交流電力が供給されることで前記送電コイルにおいて磁束を発生させ、直列接続されている受電コイル（３８）及び受電コンデンサ（３９）を備えている受電共振回路（１９）に対して送電を行う送電共振回路（１７）と、
   を備える非接触送電システム（１０）の送電装置（１２）において、
   前記インバータ回路と、前記送電共振回路との間に設けられ、前記インバータ回路から見た前記送電共振回路側のインピーダンスを、前記送電共振回路側のアドミタンスに比例するように変換するイミタンス変換器（１８）と、
   前記インバータ回路の出力電圧に基づいて、前記送電共振回路に流れる送電電流を推定する送電電流推定部（６０，６３）と、
   前記送電電流推定部による推定値が第１閾値を超える場合に、前記送電電流が前記第１閾値以下となるように、前記インバータ回路の出力電圧を調整する出力電圧調整部（６０，６６，６７）と、
   を備えていることを特徴とする送電装置。
2. 前記イミタンス変換器は、フィルタコイル（３２，３７）及びフィルタコンデンサ（３３）を備えるＴ型３次ローパスフィルタであって、
   前記送電電流推定部は、前記インバータ回路の出力電圧、前記インバータ回路の出力周波数、前記フィルタコイルのインダクタンス値、及び、前記フィルタコンデンサのキャパシタンス値に基づいて、前記送電電流を推定することを特徴とする請求項１に記載の送電装置。
3. 前記フィルタコイルのインダクタンス値、及び、前記インバータ回路の出力角周波数の積と、前記フィルタコンデンサのキャパシタンス値、及び、前記インバータ回路の出力角周波数の積の逆数と、は等しいものであって、
   前記送電電流推定部は、前記フィルタコンデンサのキャパシタンス値と、前記インバータ回路の出力角周波数と、前記インバータ回路の出力電圧と、の積として、前記送電電流を推定することを特徴とする請求項２に記載の送電装置。
4. 前記インバータ回路の入力電圧に基づいて、前記インバータ回路の出力電圧を推定する出力電圧推定部を備え、
   前記送電電流推定部は、前記出力電圧推定部による推定値に基づいて、前記送電電流を推定することを特徴とする請求項１乃至３のいずれか１項に記載の送電装置。
5. 前記出力電圧推定部は、前記インバータ回路の入力電圧に加え、前記半導体スイッチング素子のデューティに基づいて、前記インバータ回路の出力電圧を推定することを特徴とする請求項４に記載の送電装置。
6. 前記出力電圧調整部は、前記送電電流推定部による推定値が前記第１閾値を超える場合、又は、前記インバータ回路の出力電流が第２閾値を超える場合に、前記送電電流と前記第１閾値との比と、前記出力電流と前記第２閾値との比のうち、大きい方の比が１以下となるように前記インバータ回路の出力電圧を調整することを特徴とする請求項１乃至５のいずれか１項に記載の送電装置。
7. 前記インバータ回路の入力電圧及び入力電流の検出値に基づいて、前記インバータ回路の出力電流を推定する出力電流推定部（６０，６５）を備えることを特徴とする請求項１乃至６のいずれか１項に記載の送電装置。
8. 前記受電共振回路を備える受電装置（１３）は、車両に搭載される車載受電装置であることを特徴とする請求項１乃至７のいずれか１項に記載の送電装置。

Images